CN102257714B - 谐振转换器 - Google Patents

Abstract

一种谐振转换器(10)，包括：电压补偿电路(72、73)，被配置为在转换器的开关频率下产生周期性的补偿电压信号(V_slopecompens)，使得结合周期性的补偿信号，根据第一和第二电压电平来结束导通间隔(31、32)。

Description

谐振转换器

本发明涉及改变输出功率水平时对谐振转换器的控制。

对于电功率转换器而言，具体地在需要超过100W的输出功率水平的情况下，谐振转换器因其高效率和小尺寸(即，高功率密度)而受到关注。一种具体类型的谐振转换器是谐振LLC转换器，在谐振LLC转换器中，电容器和两个电感器形成谐振电路作为到转换器的输入级的一部分。在WO 2006/103609中描述了示例谐振LLC转换器及其操作模式，其中，根据被称作“I_peak控制”和“V_cap控制”的方案来控制转换器。在WO’609中详细描述了与本发明有关的这些方案，在下文中对这些方案进行概述。

在图1a中示出了示例谐振LLC转换器。转换器10包括初级谐振电路(或谐振回路(resonant tank))2，初级谐振电路2具有电容器C_r、电感器L1和磁化电感L2。变压器和次级整流器电路3在输出端子4上提供DC输出电压Vo。通过添加串联电感器L3，使次级电路3中的输出电流持续。电路包括三个部分。第一部分是控制部分1，包括被配置为产生控制信号以通过驱动器HSD(高侧驱动器)和LSD(低侧驱动器)来断开和闭合开关6、7的控制逻辑电路CL。第二部分是初级电路2，第三部分是次级电路3。谐振转换器10连接至电压电源Vs，使得将电能量提供给与次级电路3上的输出端子4相连的负载。谐振转换器10包括与电源Vs相连的串联布置的可控的第一开关6和第二开关7(典型地，诸如FET之类的晶体管)，第一开关6是高侧开关(HSS)，其一个引脚连接至电源Vs，第二开关7是低侧开关(LSS)，其一个引脚接地。具有如图1b所示连接的另一对开关HSS1、LSS1的全桥式配置也是可能的。

传统上，利用控制开关6、7的频率来控制转换器10，典型地，利用在控制逻辑电路CL控制下施加的大约50％的占空比。可以通过改变工作频率来控制转换器的输出功率，这允许谐振转换器根据变化负载来调节其输出功率，以便保持恒定输出电压。也可以控制占空比来确定输出功率水平。

在图1a所示、WO’609中描述的类型的转换器中，占空比和开关频率变化可以相组合，使得可以实现输出功率的平滑调节。不直接由频率和占空比来控制转换器，而是使用变压器初级侧处电流和电压的瞬时测量来控制转换器。如图1a所示的参数I_prim和V_cap1用于提供这种控制。在每个导通间隔期间(即，当开关6、7中的一个或另一个导通时)对这些参数进行比较，其中每个参数有两个控制值。因此以逐周期的方式来控制转换器。也被称作初级电流的电流I_prim是初级电路中根据开关6、7的断开和闭合而在谐振回路中流动电流，而电压V_cap1是电容器C_r与电感器L₁之间节点9处的电压，V_cap1也被称作电容器电压。同样也可以测量在开关6、7之间节点8处所测量的另一电压V_hb。

在第一(或高侧)开关6接通时发生第一导通间隔，在第二(或低侧)开关7接通时发生第二导通间隔。第一和第二开关6、7根据4个控制参数而关断：I_peakH和V_capH是高侧开关导通间隔期间分别针对参数I_peak和V_cap1的控制参数，而I_peakL和V_capL是低侧开关导通间隔期间的控制参数。可以根据期望输出功率水平，在控制逻辑电路CL中设置这些参数。

例如，使用自适应非交叠或固定非交叠方案，在不同时刻接通高侧开关6和低侧开关7。一个开关只有在另一个开关关断之后(例如在固定的间隔之后)才接通。可以根据不同的标准来调节间隔。

图2更详细示出了控制逻辑电路CL，其中在控制逻辑电路的操作中涉及多种输入和输出。控制逻辑CL接收输入V_bus、P_outrel、V_cap1和I_prim，并且向控制开关6、7(图1a)输出控制信号Q_HSS、Q_LSS。V_bus是总线电压，P_outrel是相对功率输出信号(即，指示从0到100％输出功率的范围)，V_cap1、I_prim如上所述。控制逻辑电路CL被配置为在V_cap1达到设置电平V_capH的时刻结束HSS导通行程(stroke)。相应地在V_cap1达到电平V_capL的时刻结束LSS导通行程。每个导通间隔的开始被确定为在前一导通间隔结束之后短时间处，该间隔被称作非交叠时间。

以下关系描述了使用该V_cap控制方法的转换器的输出功率P_out：

$P_{\mathrm{out}}=C_r{V}_{\mathrm{bus}}^2{P}_{\mathrm{outrel}}{F}_{\mathrm{switch}}\mathrm{eff}$

其中， $P_{\mathrm{outrel}}=1-\frac{V_{\mathrm{capH}}-V_{\mathrm{capL}}}{V_{\mathrm{bus}}}---\left(1\right)$

P_outrel是确定输出功率的控制参数，F_switch是HSS和LSS开关的开关频率，eff是转换器的效率。如下给出输出电流I_out：

$I_{\mathrm{out}}=\frac{C_r}{V_{\mathrm{out}}}{V}_{\mathrm{bus}}^2{P}_{\mathrm{outrel}}{F}_{\mathrm{switch}}\mathrm{eff}---\left(2\right)$

然后从P_outrel到I_out的变换表示为：

$\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{out}}}{{\mathrm{dP}}_{\mathrm{outrel}}}=\frac{C_r}{V_{\mathrm{out}}}{C}_{\mathrm{bus}}^2{F}_{\mathrm{switch}}\mathrm{eff}---\left(3\right)$

对于典型的标称输出电压，图3a至3c示出了若干开关周期上各种相关参数的变化。在这些附图中，电源电压V_s是400V，相对输出功率P_outrel是0.7。图3a示出了初级电流I_prim和磁化电流I_LM，并且示出参数I_peakL和I_peakH为dc值。初级电流I_prim的通常形状是正弦波的一部分，而变压器中的磁化电流I_LM是粗略三角波的形式。初级电流波形的振幅与输出电流I_out(或者负载电流I_load)成比例，在图3c中示出了(没有平滑的)输出电流I_out。在中等输出功率到大输出功率的开关导通时间期间，在初级电流I_prim中出现局部最大值或最小值。

图3b示出了电容器电压V_cap1连同电压电平V_capH和V_capL，以及输出电压V_out的反射版本V_outreflected。输出电压V_out的反射版本V_outreflected指示示出了HSS开关间隔31和LSS开关间隔32的开关周期。HSS导通行程或间隔31在V_cap1达到电平V_capH的时刻结束，而LSS导通间隔32在V_cap1达到电平V_capL的时刻结束。

对于低输出电压而言，初级电流I_prim的波形在形状上变得更三角形化，如图4a所示，在每个导通间隔结束处，即，每个导通开关关断的时刻，波形达到最大值或最小值。图4a至4c示出了若干开关周期上的各种参数，其中，I_peak＝2，P_outrel＝0.15，V_s＝400V。如图4b所示，可以通过将初级侧处的反射输出电压V_outreflected与电容器电压V_cap1相比较来说明这些效果。参照图1a，V_outreflected是变换到初级侧的输出电压(在二极管导通期间)，并且可用作磁化电感器Lm(在图1a和1b中表示为L2)上的电压。由于V_cap1-V_outreflected是漏电感Ls(在图1a和1b中表示为L1)上的电压，因此假如V_cap1＞V_outreflected，通过Ls会出现正dI/dt。根据图3a和3b，可以看到当V_cap1＝V_outreflected时，在I_prim中出现局部最大值。在涉及低输出电压的图4a和4b中，对于完整的半周期，V_cap1＞V_outreflected，导致仅上升或下降I_prim。

在这些低输出电压处，即，在P_outrel的值较低的情况下，可以使用被称作I_peak控制的第二控制方法，在该方法中，如图4a所示，只要初级电流I_prim达到I_peakH(HSS)或I_peakL(LSS)，导通间隔就结束。该控制方法更适合于低输出电压，因为初级电流波形是三角形。在这种情况下，图4c中所示的输出电流I_out近似与初级电流I_prim成比例，给出一阶响应。然而，该I_peak控制方法不适合于标称输出电压电平，因为在初级电流曲线中出现局部最大值和最小值，从而当系统在一个周期内在V_cap控制与I_peak控制之间切换时，引起不期望的不对称行为。在图5a至5c中示出了该不对称行为，图5a至5c示出了在70％标称输出电压处，在V_cap控制与I_peak控制之间交替的方案的结果。

图6中的示意图示出了使用如上所述V_cap和I_peak控制方法的针对稳压和限流的总控制回路。控制器从驱动器和LLC转换器接收V_cap和I_prim信号，并且根据这些信号与V_bus和P_outrel水平的比较，来提供开关信号Q_H、Q_L。在正常操作期间，控制回路将转换器的输出电压V_out调节至期望值，其中信号V_out-V_ref在反馈回路52中产生误差信号a，反馈回路52通过适配P_outrel来调节输出电压。然而，在过电流状况期间或在启动期间，输出电压低于期望值。在这种情况下，通过反馈控制回路52将转换器的输出电流I_out限制于期望的最大值，反馈控制回路52被配置为操控正常稳压。在限流操作模式期间，反馈回路52仍使用P_outrel输入通过V_cap控制方法来调节输出电流。然而，在特定V_out电平以下，控制方法从V_cap控制变成I_peak控制，其中，如上所述I_peak用于调节输出电流I_out。

如上所述的控制方法导致特定问题和缺点。首先，根据上述方程(3)，清楚的是，转换器的增益取决于1/V_out。这导致在很大程度上依赖于V_out的回路增益。

第二问题在于，对于低V_out值而言，针对给定输出电流I_out，输出功率P_out减小。由于输出功率P_out与1-(V_capH-V_capL)/V_bus成比例，因此对于低输出功率而言，V_capH-V_capL的值接近V_bus的值，导致由两个数之间的差值所确定的输出功率接近零。

与比较器和其他电路中的潜在延迟相结合，这两种效果在低V_out值处导致潜在不稳定问题。在实际应用中，对于比大约标称V_out值的一半小的V_out而言，上述问题变得严重，从而引起大电流应力和强音频噪声，这是由于不稳定性的振荡频率。

对于低V_out值而言，I_peak控制方法可以用于调节输出电流I_out，从而在每半个周期内给出(粗略地)与I_peak成比例的输出电流。然而，对于大于特定值的V_out而言，由于如上所述初级电流中的局部最大值和最小值，不能使用I_peak控制方法。实际上，该严格的V_out值也出现在大约标称V_out值一半处。

对于低V_out值，从V_cap控制到I_peak控制的转变使应用设计复杂化，这是因为从P_outrel到I_out和从I_peak到I_out的传递函数是不同的。这需要额外关注针对两种模式的反馈网络设计。

在图7a至7c中示出了从V_cap控制到I_peak控制的转变的示例，图7a至7c示出了与0.6的相对输出电压电平V_outrel相对应的0.4的输出功率水平P_outrel处的各种参数。在该输出功率水平处，V_cap控制和I_peak控制均是可能的，这两种控制都获得相同的输出电流。上述引起两个重要的效果。第一效果在于，在关断时刻或者就在关断时刻之前(即，在导通间隔结束处)，在初级电流I_prim中出现局部最大值或最小值(即，dl_prim/dt＝0的地方)。第二效果在于，当反射输出电压V_outreflected(图7b)等于V_capH(HSS)或V_capL(LSS)时，出现局部最大值/最小值，这是因为，在那时刻，漏电感Ls(如图1a和1b中L1所示)上的电压等于零。以下说明上述对限流操作的结果。

在给定输出电流I_out处，存在其中出现第二效果的特定输出电压。在给定输出电流处，清楚的是，对于较大V_out，功率输出增大(P_out＝V_out×I_out)，导致如图7b所示，在关断时刻，V_capH和V_capL小于反射输出电压V_outreflected。这可以导致I_peak控制变得不稳定。对于较小的V_out，功率输出减小，引起在关断时刻V_capH和V_capL大于反射输出电压。这获得在关断时刻I_prim的上升或下降斜率，以及稳定的I_peak控制。

因此将两种控制方法组合的必要性导致特定问题和缺点。首先，需要选择离散的转变点，在该转变点处控制从I_peak控制转到V_cap控制(反之亦然)，其中后续的增益差异以不同方式取决于V_bus和V_out。这需要对改转变点、峰值电流和V_cap控制传递曲线的外部限定，这使转换器的设计复杂化。

其次，由于延迟和非理想的组件，通常在实际应用中，不可能在没有对稳定性造成不可接受的损害并且不对称行为变得必要的情况下，为转变点找到正确且稳定的值。

一种可能的解决方案是在启动和过电流限制条件期间使用更精确的频率控制。然而，这具有的缺点是，包括具有额外设置的额外振荡器。这还会在控制从频率控制传递到V_cap控制以及从V_cap控制传递到频率控制时刻，引起额外的瞬变。

本发明的目的是解决一个或多个上述问题，并且提供一种谐振转换器，该谐振转换器具有一种改变输出功率水平的简化控制方法。

根据本发明的第一方面，提出了一种用于从电源向负载提供电能的谐振转换器，所述谐振转换器包括：

用于跨接在电源上的串行布置的可控的第一和第二开关；

与第一和第二开关电连接的谐振回路电路。

控制电路，被配置为产生控制信号，以在开关频率下，根据控制器接收到的相对输出功率信号，来断开和闭合第一和第二开关，使得第一和第二开关的断开和闭合限定非交叠的导通间隔，控制电路被配置为从接收到的相对输出功率信号得到第一和第二电压电平；

电压补偿电路，被配置为在开关频率下产生周期性的补偿电压信号，当转换器的输出电压在基准电压以下时，补偿电压信号的振幅依赖于所述基准电压与输出电压之间的差值；

其中控制电路被配置为：监控谐振回路上的节点，当从节点得到的监控电压小于第一电压电平与补偿电压信号之和时，关断第一开关以结束第一导通间隔，当监控电压大于第二电压电平与补偿电压电平之和时，关断第二开关以结束第二导通间隔。

根据本发明的谐振转换器具有以下优点：在全范围的功率输出电平上提供了稳定的输出电流，并且不需要在低功率输出电平和高功率输出电平处在不同操作模式之间切换。

谐振转换器的控制电路可以被配置为：将第一和第二电压电平中的每一个与补偿电压信号进行求和，并且将补偿电压信号与所获得的和电压相比较，以确定第一和第二导通间隔的结束。

备选地，控制电路可以被配置为将监控电压与补偿电压信号进行求和，并且将所获得的和电压与第一和第二电压电平相比较，以确定第一和第二导通间隔的结束。

补偿电压信号可以包括具有第一斜率和第二斜率的三角波形，第一斜率与第一导通间隔一致，第二斜率与第二导通间隔一致。优选地，波形的第一和第二斜率与监控电压和基准电压之间的差值成比例。

监控节点可以在谐振回路电路的初级变压器绕组与电容器之间，监控电压是监控节点处的电压。

备选地，监控节点可以在第一开关与第二开关之间，监控电压是节点处电压与通过谐振回路电路的初级部分的电流的积分之间的差值。

从节点得到的监控电压可以是变压器上的电压(图1a中表示为V_cap1)，或者可以是谐振电容器C_r上的电压V_cr。在后一种情况下，可以相应地调节高电压电平V_capH和低电压电平V_capL，即，对于V_cr，高电电平V_crH＝V_s-V_capH，低电压电平V_crL＝0-V_capL。

优选地，谐振转换器是LLC类型的，并且可以是半桥式或全桥式转换器。可以想到其他类型的谐振转换器(例如，LCC转换器)适于根据本发明来操作。

当转换器的输出电压低于基准电压时，电压补偿电路所产生的补偿电压信号可以具有与基准电压和输出电压之间的差值成比例的振幅。备选地，补偿电压信号的振幅可以依赖于基准电压与输出电压之间的差值，但是不与该差值成比例，例如以离散步长、固定关系或非线性关系的形式依赖于该步长。

根据本发明第二方面提供了一种操作谐振转换器的方法，所述谐振转换器用于从电源向负载提供电能，所述谐振转换器包括：

用于跨接在电源上的串联布置的可控的第一和第二开关；

与第一和第二开关电连接的谐振回路电路；

控制电路；以及

电压补偿电路，

所述方法包括：

控制电路产生控制信号，以在开关频率下，根据控制器接收到的相对输出功率信号，来断开和闭合第一和第二开关，使得第一和第二开关的断开和闭合限定非交叠的导通间隔，控制电路被配置为从接收到的相对输出功率信号得到第一和第二电压电平；以及

电压补偿电路在开关频率下产生周期性的补偿电压信号，当转换器的输出电压在基准电压以下时，补偿电压信号的振幅依赖于基准电压与输出电压之间的差值。

其中，控制电路监控谐振回路上的节点，当从节点得到的监控电压小于第一电压电平与补偿电压信号之和时，关断第一开关以结束第一导通间隔，当监控电压大于第二电压电平与补偿电压信号之和时，关断第二开关以结束第二导通间隔。

根据总体方面，本发明涉及一种包括电压补偿电路的谐振转换器，电压补偿电路被配置为，在转换器的开关频率下，产生周期性的补偿电压信号，使得结合周期性补偿信号，根据第一和第二电压电平来结束导通间隔。

现在通过示例并参照附图描述本发明，在附图中：

图1a是示例半桥式LLC转换器的示意电路图；

图1b是示例全桥式LLC转换器的示意电路图；

图2是图1a或1b的控制逻辑电路的示意图；

图3a至3c示出了根据V_cap控制方案操作的示例转换器的若干操作周期上的电流和电压测量；

图4a至4c示出了根据I_peak控制方案操作的示例转换器的若干操作周期上的电流和电压测量；

图5a至5c示出了根据在V_cap控制与I_peak控制之间交替的方案操作的示例转换器的若干操作周期上的电流和电压测量；

图6是用于控制示例转换器操作的控制回路的示意图；

图7示出了在V_cap控制方案与I_peak控制方案之间的区域处操作的示例转换器的若干操作周期上的电流和电压测量；

图8是控制器的第一示例实施例的示意图；

图9是控制器的第二示例实施例的示意图；

图10是图8实施例的示例实现方式的示意图；

图11是电压补偿电路的示意图；

图12是来自示例转换器的一系列电压和电流测量；以及

图13至17示出了在应用了电压补偿和没有应用电压补偿的情况下来自示例转换器的一系列测量。

本发明的目的是在V_cap控制方法中包括补偿信号，使得从V_out＝0向上，对于整个V_out窗口，发生稳定的操作。因此，不必对于低V_out电平转变至I_peak控制操作模式。I_peak控制仍会发生，但是仅限于紧急情况，或者发生在谐振电容器充电至其平均DC电压之前的启动处的前几个周期期间。在所有正常操作期间，可以应用下述方法。

由于针对低V_out电平，初级电流倾向于具有三角波形，这获得稳定操作，因此应当能够将初级电流的表示添加到信号V_cap或两个信号V_capH、V_capL，以改变V_cap控制方法，使得出现与利用I_peak控制方法产生的响应相类似的响应。该表示能够从初级电流本身的瞬时值中得到，或者从产生的三角波信号或围绕开关点具有特定的良好限定的斜率的其他信号中得到。

由于对于V_out比标称输出电压电平V_outnom的近似一半大的电平，控制方法在无需补偿的情况下最佳操作，因此可以使该补偿信号的振幅是V_out的函数，例如与(V_outnom-V_out)或(V_out1-V_out)成比例，其中V_out1是特定的预定V_out值。对于在V_out1以上的V_out值，不需要补偿。

在本发明的范围内，备选实施例是从分立的辅助绕组上的电压获得信号V_cap。该实施例在以下情况下是有用的：谐振电容器C_r在接地与V_bus之间被分割，并且连接在变压器的接地侧，使得V_cap不直接可用。

另一备选实施例是信号V_cap间接由表示V_hb(例如，I_prim的积分版本)的信号创建。如果使用一种谐振转换器，其中谐振电容器不与谐振电感器L_S串联(如图1a和1b中的L1所示)，则该实施例是有用的。

从图2的示例转换器开始，可以将振幅是V_out的函数的三角波补偿信号添加到V_capH和V_capL信号，获得图8所示的修改的控制器配置。三角波信号发生器模块73从比较器模块73接收开关信号Q_HSS和Q_LSS，并且产生三角波信号，该三角波信号的波形具有与开关点一致的峰值。根据V_out电平来缩放该三角波信号，获得馈送至求和单元74a、74b的信号，以产生V_capH和V_capL信号的校正版本，将V_capH和V_capL信号的校正版本馈送至比较器模块70的V_capH和V_capL输入。备选地，三角波补偿信号可以添加到V_cap信号，如图9所示。

在图8的第一实施例中，控制器70的比较器模块71被配置为：当V_cap降至V_capHcorr以下时结束HSS导通间隔，以及当V_cap超过V_capLcorr时结束LSS导通间隔。这可以表示如下：

如果V_cap＜V_capH+-V_outcorr，则HSS结束；以及

如果V_cap＞V_capL+-V_outcorr，则LSS结束，

其中，V_capcorr是来自V_out校正模块72的输出校正信号。

在图9的第二实施例中，控制器70的比较器模块71被配置为：当从求和单元84获得的V_cap与V_outcorr之和V_capcorr降至V_capH以下时结束HSS导通间隔，以及在V_cap与V_outcorr之和超过V_capL时结束LSS导通间隔。这可以表示如下：

如果V_cap+-V_outcorr＜V_capH，则HSS结束；以及

如果V_cap+-V_outcorr＞V_capL，则LSS结束。

作为三角波补偿方案的实际实现方式，在图10中示出了LLC转换器的实验室演示板，LLC转换器具有400V的总线电压V_bus、24V的标称输出电压V_outnom，并且合并了采用根据本发明的三角波补偿的限流，其中在图11中示出了组合的三角波补偿和V_out校正模块。图12示出了来自转换器的各种测量信号，包括V_capHcorr、V_capLcorr和输出电流信号I_out。信号V_capdivplusI是信号V_cap通过RC滤波器以去除高频尖峰之后的结果。如参照图11所描述的，信号V_slopecompens是三角波形发生器的积分器的输出。

如图11所示，三角波补偿信号由跨导放大器产生，跨导放大器被配置为传递与输出电压V_out和基准电压V_outref(即，V_out-V_outref)成比例，假设V_out小于V_outref。跨导放大器的输出电流通过两个开关S1、S2被反射并连接至积分器101的输入，积分器101具有积分器电容器C2。开关S1、S2由HSS、LSS导通行程(由Q_LSS、Q_HSS所指示)来控制。电路的输出是三角波形，三角波形的斜率依赖于V_out的电平。电阻器R2使得积分器非理想，并且限定了三角波形的DC值。图11还示出了通过将电容器C1(图11)电容性耦合到输出电阻器R1(图10)，来实现图8的基本原理的求和点74a、74b的实践方式。这引起环路延迟，环路提供对限流回路的带宽的限制。这种电容性耦合方法是在样板实现方式中实现添加节点的简单方式。在集成电路实现方式中，可以在没有RC延迟的情况下实现添加节点74a、74b，优点是限流回路的潜在带宽更高。

在图13至17中，示出了根据本发明，在没有补偿(图13和14)和采用了补偿(图15-17)的情况下，示例转换器的一些测量结果。在每组结果中，通道1(Ch1)是次级二极管之后的输出电流I_out，通道2(Ch2)是HB节点电压V_HB，通道3(Ch3)是初级电流I_prim，通道4(Ch4)是输出电压V_out。

图13示出了在标称V_out电平处来自转换器的结果，其中，初级电流水平和输出电流水平是稳定的。图14示出了在没有补偿的情况下，在标称V_out的一半处得到的测量，其中清楚的是，如Ch1和Ch2中的初级电流和输出电流的振荡所示，对于这些较小的V_out电平，出现了不稳定性。由于初级电流的峰值由I_peak控制方法来确定，因此这限制了振荡的幅度。然而，这种不稳定的振荡频率在过电流状况期间和在启动期间引起非常强的不期望的音频噪声。这种不稳定性的原因是：低V_out电平下回路增益的增大，以及低输出电压下谐振回路的寄生效应和略微变化的瞬变行为。

图15至17示出了标称输出电平(图15)、半标称电平(图16)和低电平(图17)处根据本发明补偿方法操作的示例转换器。如图所见，如所期望的，在所有等级的V_out处都获得了I_out和I_prim的稳定响应。

根据这里描述的实施例的转换器可以应用在诸如电源电压适配器之类的各种应用中，并且在用于大约100瓦以上的功率水平时特别有利。这种适配器特别适合于便携式设备，但是也可以用作其他应用(例如，台式机和服务器类型的计算机，电视机和许多其他电子应用)的电源单元。

其他实施例意在由所附权利要求限定的本发明的范围内。

Claims (12)

1.一种用于从电源向负载提供电能的谐振转换器，所述谐振转换器包括：

用于跨接在电源上的串联布置的可控的第一和第二开关；

与第一和第二开关电连接的谐振回路电路；

控制电路，被配置为产生控制信号，以在开关频率下，根据控制器接收到的相对输出功率信号，来断开和闭合第一和第二开关，使得第一和第二开关的断开和闭合限定非交叠的导通间隔，控制电路被配置为从接收到的相对输出功率信号得到第一和第二电压电平；

电压补偿电路，被配置为在开关频率下产生周期性的补偿电压信号，当转换器的输出电压在基准电压以下时，补偿电压信号的振幅依赖于基准电压与输出电压之间的差值；

其中控制电路被配置为：监控谐振回路上的节点，当从节点得到的监控电压小于第一电压电平与补偿电压信号之和时，关断第一开关以结束第一导通间隔，当监控电压大于第二电压电平与补偿电压信号之和时，关断第二开关以结束第二导通间隔。

2.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，控制电路被配置为：将第一和第二电压电平中的每一个与补偿电压信号进行求和，并且将补偿电压信号与获得的和电压相比较，以确定第一和第二导通间隔的结束。

3.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，控制电路被配置为：将监控电压与补偿电压信号进行求和，并且将获得的和电压与第一和第二电压电平相比较，以确定第一和第二导通间隔的结束。

4.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，补偿电压信号包括具有第一斜率和第二斜率的三角波形，第一斜率发生时间与第一导通间隔发生时间一致，第二斜率发生时间与第二导通间隔发生时间一致。

5.根据权利要求4所述的谐振转换器，其中，第一和第二斜率与监控电压和基准电压之间的差值成比例。

6.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，节点在谐振回路电路的初级变压器绕组与电容器之间，监控电压是节点处的电压。

7.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，节点在第一开关与第二开关之间，监控电压是节点处电压与通过谐振回路电路的初级部分的电流的积分之间的差值。

8.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，谐振转换器是谐振LLC转换器。

9.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，谐振转换器是谐振LCC转换器。

10.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，谐振转换器是全桥式谐振转换器。

11.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中，当转换器的输出电压在基准电压以下时，补偿电压信号的振幅与基准电压和输出电压之间的差值成比例。

12.一种操作谐振转换器的方法，所述谐振转换器用于从电源向负载提供电能，所述谐振转换器包括：

用于跨接在电源上的串联布置的可控的第一和第二开关；

与第一和第二开关电连接的谐振回路电路；

控制电路；以及

电压补偿电路，

所述方法包括：

控制电路产生控制信号，以在开关频率下，根据控制器接收到的相对输出功率信号来断开和闭合第一和第二开关，使得第一和第二开关的断开和闭合限定非交叠的导通间隔，控制电路被配置为从接收到的相对输出功率信号得到第一和第二电压电平；以及

电压补偿电路在开关频率下产生周期性的补偿电压信号，其中当转换器的输出电压在基准电压以下时，补偿电压信号的振幅依赖于基准电压与输出电压之间的差值，

其中，控制电路监控谐振回路上的节点，当从节点得到的监控电压小于第一电压电平与补偿电压信号之和时，关断第一开关以结束第一导通间隔，当监控电压大于第二电压电平与补偿电压信号之和时，关断第二开关以结束第二导通间隔。

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