JP4820603B2 - 圧電トランスを用いた電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、圧電振動子の共振現象を利用して交流電圧を変圧する圧電トランス技術に関し、詳しくは圧電トランスを用いた電源装置に関する。

電子写真装置（複写機、プリンタ等）、空気清浄機、除電機、マイナスイオン発生装置等では、例えば出力電圧が数ｋＶで出力電流が数μＡの直流バイアス電源が使用される。このような直流バイアス電源には、主に巻線式トランスが使用されてきた。

しかし、巻線式トランスは、絶縁体として有機物が使用されているので、可燃性の点で問題があった。また、直流バイアス電源は出力電流値が数μＡという極めて微小な値であることにより、巻線式トランスは漏れ電流を極力少なくするために実装や構造での工夫が必要であった。

これらの欠点を解消するために、圧電トランスを用いて直流バイアス電源を構成することが提案されている（例えば下記特許文献１，２）。圧電トランスは、セラミックスからなることにより有機絶縁物を必要としないので燃焼の危険性がなく、しかも小型化及び軽量化が容易である、という優れた特徴を有する。

特開２００５−１８４８９６号公報 特開２００５−１９８４６２号公報

従来技術では、圧電トランスの負荷に短絡電流や過電流が発生した時の保護として、直ちに出力を遮断していた。しかし、直ちに出力を遮断しては、次のように不具合を生ずる場合がある。第一例として、電子写真装置の転写器の動作中に圧電トランスの出力が直ちに遮断されると、用紙の一部にトナーを載せることができなくなるので、始めから転写動作をやり直さなければならないばかりか用紙も無駄になってしまう。第二例として、空気清浄機等の電極が汚れることによって過電流が発生した場合に、電極の性能と過電流との間には密接な関係があるにもかかわらず、過電流を適切に制御する術がなかった。

そこで、本発明の目的は、圧電トランスの負荷に短絡電流又は過電流が流れた時に出力を遮断する場合の不具合を解決し得る、圧電トランスを用いた電源装置を提供することにある。

本発明者は、上記課題を解決する技術について研究を重ねた結果、圧電トランスの負荷短絡時にすぐに出力を遮断するのではなく、徐々に出力電圧及び出力電流を低下させるいわゆるフの字型垂下特性を実現すればよいことに思い至った。本発明は、この知見に基づきなされたものである。

すなわち、本発明に係る電源装置は、印加された駆動電圧を変圧して交流電圧を発生させる圧電トランスと、圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する整流部と、負荷に印加される電圧である出力電圧と負荷を流れる電流である出力電流とを検出する出力検出部と、出力検出部で検出された出力電圧及び出力電流に基づき駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、駆動電圧制御部で制御された駆動電圧を圧電トランスに印加する駆動部と、を備えたものである。そして、駆動電圧制御部は、出力電圧及び出力電流が設定値に達すると出力電圧と出力電流との絶対値が一定比率で低下するように駆動電圧を制御する垂下特性設定部を有する（請求項１〜６）。「一定比率」とは、例えば出力電圧が１００Ｖに対して出力電流が０．１μＡという意味である。「絶対値」としたのは、出力電圧及び出力電流に正（プラス）と負（マイナス）があるからである。

本発明では、負荷に短絡電流又は過電流が流れたとき、出力電圧及び出力電流が直ちに遮断されるのではなくそれらの絶対値が一定比率で低下する。したがって、第一例として、電子写真装置の転写器の動作中に圧電トランスの出力が遮断されても、徐々に出力電圧及び出力電流が低下するので、用紙の一部にもトナーを載せることができ、これにより動作のやり直し及び用紙の無駄を救済できる場合が増える。第二例として、空気清浄機等の電極の性能と過電流との関係を予め調べておき、過電流を適切に制御することにより、電極の交換時期や洗浄時期を延ばすことができる。

請求項１記載の電源装置は、次のように構成したものである。整流部は、正の直流電圧を出力する。駆動電圧制御部は、出力電圧を第一電圧設定値に維持しているときに、出力電流が上昇して第一電流設定値に達すると、出力電流を第一電流設定値に維持し、この状態で出力電圧が低下して第二電圧設定値に達すると、垂下特性設定部を用いて出力電圧と出力電流とが一定比率で低下するように、駆動電圧を制御する。

駆動電圧制御部は、次のような出力電圧及び出力電流が得られるように、駆動電圧を制御する。出力電圧が第一電圧設定値を維持しているときに、負荷に短絡電流又は過電流が流れることにより、出力電流が上昇して第一電流設定値に達したとする。このとき、出力電流を第一電流設定値に維持しても、負荷が低インピーダンスになることにより、出力電圧が低下する。そして、出力電圧が低下して第二電圧設定値に達すると、垂下特性設定部を用いて出力電圧と出力電流とを一定比率で低下させる。その結果、出力電圧が低下するほど出力電流が低下することにより、フの字型垂下特性が実現される。このフの字型垂下特性は、定電流制御の領域を有するので、ある程度の出力電流を要する用途に好適である。

請求項２記載の電源装置は、請求項１記載の電源装置において、次のように構成したものである。垂下特性設定部は、出力電圧が第二電圧設定値以下になると、出力検出部で検出される出力電流を出力電圧が低下するほど見かけ上上昇させるとともに、出力検出部で検出される出力電圧を出力電圧が低下するほど見かけ上上昇させる。駆動電圧制御部は、出力電圧が低下して第二電圧設定値に達すると、見かけ上の出力電流が第一電流設定値を維持するように、かつ見かけ上の出力電圧が第二電圧設定値を維持するように、駆動電圧を制御する。

駆動電圧制御部は、次のような出力電圧及び出力電流が得られるように、駆動電圧を制御する。出力電圧が低下して第二電圧設定値に達すると、見かけ上の出力電流及び出力電圧をそれぞれ設定値に維持する。このとき、実際の出力電流及び出力電圧は出力電圧が低下するほど低下するのに対して、見かけ上の出力電流及び出力電圧は出力電圧が低下するほど逆に上昇する。そのため、出力電圧が低下するほど、上昇する見かけ上の出力電流及び出力電圧を抑えて設定値に維持することにより、実際の出力電流及び出力電圧が低下する。その結果、出力電圧が低下するほど出力電流が低下するフの字型垂下特性が実現される。ここで、出力電圧に着目すると、実際の出力電圧が低下するほど実際の出力電圧を低下させる、という正のフィードバックが働くことになる。

請求項３記載の電源装置は、次のように構成したものである。整流部は、負の直流電圧を出力する。駆動電圧制御部は、出力電圧を第一電圧設定値に維持しているときに、出力電流が低下して第一電流設定値に達すると、出力電流を第一電流設定値に維持し、この状態で出力電圧が上昇して第二電圧設定値に達すると、垂下特性設定部を用いて出力電圧と出力電流とが一定比率で上昇するように、駆動電圧を制御する。

駆動電圧制御部は、次のような出力電圧及び出力電流が得られるように、駆動電圧を制御する。出力電圧が第一電圧設定値を維持しているときに、負荷に短絡電流又は過電流が流れることにより、出力電流が低下して第一電流設定値に達したとする。このとき、出力電流を第一電流設定値に維持しても、負荷が低インピーダンスになることにより、出力電圧が上昇する。そして、出力電圧が上昇して第二電圧設定値に達すると、垂下特性設定部を用いて出力電圧と出力電流とを一定比率で上昇させる。その結果、出力電圧が上昇するほど出力電流が上昇することにより、フの字型垂下特性が実現される。このフの字型垂下特性は、定電流制御の領域を有するので、ある程度の出力電流を要する用途に好適である。請求項３記載の電源装置は、請求項１記載の電源装置と比べて、整流部から出力される直流電圧の極性が逆であるので、各動作における極性も逆になる。

請求項４記載の電源装置は、請求項３記載の電源装置において、次のように構成したものである。垂下特性設定部は、出力電圧が第二電圧設定値以上になると、出力検出部で検出される出力電流を出力電圧が上昇するほど見かけ上低下させるとともに、出力検出部で検出される出力電圧を出力電圧が上昇するほど見かけ上低下させる。駆動電圧制御部は、出力電圧が上昇して第二電圧設定値に達すると、見かけ上の出力電流が第一電流設定値を維持するように、かつ見かけ上の出力電圧が第二電圧設定値を維持するように、駆動電圧を制御する。

駆動電圧制御部は、次のような出力電圧及び出力電流が得られるように、駆動電圧を制御する。出力電圧が上昇して第二電圧設定値に達すると、見かけ上の出力電流及び出力電圧をそれぞれ設定値に維持する。このとき、実際の出力電流及び出力電圧は出力電圧が上昇するほど上昇するのに対して、見かけ上の出力電流及び出力電圧は出力電圧が上昇するほど逆に低下する。そのため、出力電圧が上昇するほど、低下する見かけ上の出力電流及び出力電圧を抑えて設定値に維持することにより、実際の出力電流及び出力電圧が上昇する。その結果、出力電圧が上昇するほど出力電流が上昇するフの字型垂下特性が実現される。ここで、出力電圧に着目すると、実際の出力電圧が上昇するほど実際の出力電圧を上昇させる、という正のフィードバックが働くことになる。請求項５記載の電源装置は、請求項３記載の電源装置と比べて、整流部から出力される直流電圧の極性が逆であるので、各動作における極性も逆になる。

請求項５記載の電源装置は、請求項２又は４記載の電源装置において、次のように構成したものである。整流部は、直流電圧を出力する第一及び第二の出力端を有する。負荷は、第一の出力端と接地端との間に接続される。出力検出部は、出力電圧に対応する電圧検出電圧を出力する電圧検出抵抗器と、出力電流に対応する電流検出電圧を出力する電流検出抵抗器と、反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有する演算増幅器とを備えている。そして、反転入力端子が第二の出力端に接続され、第一の出力端と第二の出力端との間に電圧検出抵抗器が接続され、出力端子と反転入力端子との間に電流検出抵抗器が接続される。垂下特性設定部は、第二電圧設定値に対応する基準電圧から電圧検出電圧を差し引き、その差に対応する垂下制御電圧を非反転入力端子に印加する演算回路を有する。

例えば、第一の出力端から高電圧が出力され、第二の出力端から低電圧が出力され、垂下制御電圧が零すなわち非反転入力端子が接地端に接続されている状態であるとする。このとき、第一の出力端から第二の出力端へ流れる電流は、第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端から成る第一のループと、第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端から成る第二のループとに分かれる。このとき、圧電トランスから出力される電流は、微小であるため、例えば演算増幅器に電圧を供給する電源回路内の接地端を介して、接地端→演算増幅器内部→出力端子と流れるのである。なお、演算増幅器の出力端子が演算増幅器の内部インピーダンスを介して接地端に接続されていれば、圧電トランスから出力される電流は、微小であるため、演算増幅器の内部インピーダンスを介して、接地端→演算増幅器内部→出力端子と流れる。

第一のループに流れる電流は、負荷に流れる電流すなわち出力電流である。一方、第二のループに流れる電流による電圧検出抵抗器での電圧降下（第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端での電圧降下）は、負荷に印加される電圧すなわち出力電圧（第一の出力端→負荷→接地端での電圧降下）に対応する。なぜなら、第二の出力端が反転入力端子に接続され、非反転入力端子が接地端に接続されているので、反転入力端子は仮想接地によって非反転入力端子と同電位すなわち接地電位になるからである。

このとき、第一及び第二のループに流れる電流は、それぞれ独立している。つまり、電圧検出抵抗器に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧及び出力電流の検出精度が向上する。

ここで、垂下制御電圧としてある正電圧が非反転入力端子に印加されたとする。このときも、第一の出力端から第二の出力端へ流れる電流は、第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端から成る第一のループと、第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端から成る第二のループとに分かれる。ただし、非反転入力端子に垂下制御電圧が印加されているので、第二の出力端は仮想接地によって非反転入力端子と同電位すなわち垂下制御電圧になる。その結果、出力電流を維持するために、演算増幅器の出力端子の電圧が垂下制御電圧の分だけ上昇する。これにより、演算増幅器の出力端子の電圧を電流検出電圧とすると、出力電流は同じでも見かけ上の出力電流を上昇できることになる。また、第二の出力端が垂下制御電圧の分だけ上昇することにより、電圧検出抵抗器から出力される電圧検出電圧も垂下制御電圧の分だけ上昇する。このとき、垂下制御電圧は、（第二電圧設定値）−（出力電圧）に対応するので、出力電圧が低下するほど上昇する。すなわち、出力電圧が低下するほど、見かけ上の出力電流及び出力電圧が上昇することになる。なお、第一の出力端から低電圧が出力され、第二の出力端から高電圧が出力される場合も、極性が逆になる点を除き同様である。

請求項６記載の電源装置は、請求項５記載の電源装置において、垂下特性設定部は、垂下制御電圧を分圧して非反転入力端子に印加する分圧用抵抗器を有する、というものである。

垂下制御電圧を例えば１／２に分圧した場合は、垂下制御電圧を１／４に分圧した場合に比べて、垂下制御電圧の変化分に対する電流検出電圧及び電圧検出電圧の変化分が二倍になる。したがって、分圧用抵抗器の分圧比を設定することにより、所望の垂下特性が得られる。

換言すると、本発明は、圧電トランスを使い、正常時に定電圧定電流で動作し、垂下時に定電流で動作後、任意の出力電圧において垂下を開始し、任意の出力電流及び出力電圧で垂下し、遂には出力電流を０にし、垂下の条件が解除されれば自動復帰できるような回路を提供する。これにより、アーキング時の過負荷を抑制するとともに、各負荷に合った垂下特性の回路を作製することで、製品の付加価値を上げることができる。つまり、本発明は、出力が定電圧かつ定電流になるように動作させ、過負荷時に任意に垂下電圧及び垂下電流を決定できる、圧電トランスの制御方法を提供するものである。

本発明に係る電源装置によれば、圧電トランスの負荷に短絡電流又は過電流が流れたとき、出力電圧及び出力電流を直ちに遮断するのではなくそれらの絶対値を一定比率で低下させることにより、徐々に出力電圧及び出力電流が低下するので、出力電圧及び出力電流を直ちに遮断する場合の不都合を解決できる。本発明に係る電源装置によれば、各請求項ごとに次の効果も奏する。

請求項１記載の電源装置によれば、正の出力電圧を一定に維持しているときに出力電流が上昇して設定値に達すると、出力電流を設定値に維持し、この状態で出力電圧が低下して設定値に達すると、出力電圧と出力電流とを一定比率で低下させることにより、定電流制御の領域を有するフの字型垂下特性を実現できるので、圧電トランスの出力の遮断時にある程度の出力電流を要する場合に好適に用いることができる。

請求項２記載の電源装置によれば、正の出力電圧が設定値以下になると、出力電圧が低下するほど見かけ上の出力電流及び出力電圧を上昇させ、見かけ上の出力電流及び出力電圧を設定値に維持することにより、出力電圧が低下するほど出力電流も低下するフの字型垂下特性を容易に実現できる。

請求項３記載の電源装置によれば、負の出力電圧を一定に維持しているときに出力電流が低下して設定値に達すると、出力電流を設定値に維持し、この状態で出力電圧が上昇して設定値に達すると、出力電圧と出力電流とを一定比率で上昇させることにより、定電流制御の領域を有するフの字型垂下特性を実現できるので、圧電トランスの出力の遮断時にある程度の出力電流を要する場合に好適に用いることができる。

請求項４記載の電源装置によれば、負の出力電圧が設定値以下になると、出力電圧が上昇するほど見かけ上の出力電流及び出力電圧を低下させ、見かけ上の出力電流及び出力電圧を設定値に維持することにより、出力電圧が上昇するほど出力電流も上昇するフの字型垂下特性を容易に実現できる。

請求項５記載の電源装置によれば、例えば整流部の第一の出力端から高電圧が出力され、整流部の第二の出力端から低電圧が出力されるとき、第一の出力端→負荷→接地端→演算増幅器内部→出力端子→電流検出抵抗器→第二の出力端から成る電流検出電流のループと、第一の出力端→電圧検出抵抗器→第二の出力端から成る電圧検出電流のループとに完全に分かれることにより、電圧検出抵抗器に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧及び出力電流の検出精度を向上できる。

請求項６記載の電源装置によれば、垂下制御電圧を分圧して非反転入力端子に印加する分圧用抵抗器を有することにより、分圧用抵抗器の分圧比を設定して垂下制御電圧の変化分に対する電流検出電圧及び電圧検出電圧の変化分を変えることができるので、所望の垂下特性を容易に得ることができる。

図１は、本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図（圧電トランスの出力側）である。図２は、一般的な演算増幅器の等価回路の一例を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。

本実施形態の電源装置１００における圧電トランス２０の出力側には、出力検出部１０、整流部３０、及び、駆動電圧制御部１２０の一部である垂下特性設定部８０が設けられている。

出力検出部１０は、圧電トランス２０で発生した交流電圧Ｖｏ’を正の直流電圧に変換して、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏとして出力端３１，３２から出力する整流部３０に付設される。そして、出力検出部１０は、出力端３１と接地端９１との間に接続された負荷９０に印加される電圧である出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出抵抗器１１，１２と、負荷９０に流れる電流である出力電流Ｉｏを検出する電流検出抵抗器１３と、反転入力端子１４１、非反転入力端子１４２及び出力端子１４３を有する演算増幅器１４とを備えている。かつ、非反転入力端子１４２が抵抗器８７を介して接地端９１に接続され、反転入力端子１４１が出力端３２に接続され、出力端３１と出力端３２との間に電圧検出抵抗器１１，１２が接続され、出力端子１４３と反転入力端子１４１との間に電流検出抵抗器１３が接続されている。

電流検出抵抗器１３には並列に交流成分吸収用兼ノイズ吸収用のコンデンサ１５が接続され、電圧検出抵抗器１１の両端と接地端９１との間にはそれぞれノイズ吸収用のコンデンサ１６，１７が接続されている。また、電圧検出抵抗器１１，１２は出力電圧Ｖｏを分圧する。電圧検出抵抗器１１での電圧降下分を含む電圧が、出力電圧Ｖｏに対応する電圧検出電圧Ｖｖとして出力される。電流検出抵抗器１３には後述するように出力電流Ｉｏが流れる。電流検出抵抗器１３での電圧降下分を含む電圧が、出力電流Ｉｏに対応する電流検出電圧Ｖｉとして出力される。

演算増幅器１４は、入力インピーダンスＲｉが極めて大きく、出力インピーダンスＲｏが極めて小さく、オープンループ利得Ａｎが極めて大きい。出力端子１４３は、演算増幅器１４の出力インピーダンスＲｏ等から成る内部インピーダンスを介して、接地端９１に接続されている。

圧電トランス２０は、圧電振動体２１に一次電極２２，２３と二次電極２４とを設け、一次側を厚さ方向（図１上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図１左右方向）に分極して成る。一次電極２２，２３は、圧電振動体２１を挟んで対向している。圧電振動体２１は、ＰＺＴ等の圧電セラミックスからなり、板状（直方体状）を呈している。圧電振動体２１の長さ方向において、一端からその長さの例えば半分までに一次電極２２，２３が設けられ、他端に二次電極２４が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数ｆｒの駆動電圧Ｖｄを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い交流電圧Ｖｏ’が二次側から出力される。その交流電圧Ｖｏ’は、整流部３０で直流正電圧の出力電圧Ｖｏに変換されて負荷９０に印加される。

整流部３０は、圧電トランス２０の二次電極２４にアノードが接続された整流ダイオード３３と、二次電極２４にカソードが接続された整流ダイオード３４と、整流ダイオード３４のアノードと整流ダイオード３３のカソードとの間に接続された平滑コンデンサ３５とを備え、出力端３１が電流制限用の抵抗器３６を介して整流ダイオード３３のカソードに接続され、出力端３２が整流ダイオード３４のカソードに接続されたものである。整流部３０は、圧電トランス２０の内部容量（図示せず）とともに二倍電圧整流回路を構成し、出力端３１から正の直流高電圧の出力電圧Ｖｏを出力する。

垂下電圧設定部８０は、演算増幅器（演算回路）８１、ボルテージフォロワ８２、基準電圧部８３、抵抗器８４〜８７等から成る。基準電圧部８３は、予め設定された設定値（第二電圧設定値）Ｖｓに対応する基準電圧Ｖrsの１／２を出力する。演算増幅器８１の反転入力端子８１１には、増幅率設定用の抵抗器８４及びバッファ用のボルテージフォロワ８２を介して、電圧検出電圧Ｖｖが印加される。演算増幅器８１の非反転入力端子８１２には、基準電圧Ｖrsの１／２が印加される。演算増幅器８１の出力端子８１３と反転入力端子８１１との間には、増幅率設定用の抵抗器８５が接続されている。演算増幅器８１は、基準電圧Ｖrsから電圧検出電圧Ｖｖを差し引き、その差に対応する垂下制御電圧Ｖ_Bを出力端子８１３から出力する。抵抗器８６，８７は、垂下制御電圧Ｖ_Bを分圧して垂下制御電圧Ｖ_Cとし、垂下制御電圧Ｖ_Cを非反転入力端子１４２に印加する。

駆動電圧制御部１２０は、垂下電圧設定部８０及び後述する構成要素を有し、出力検出部１０で検出された出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏに基づき、圧電トランス２０に印加する駆動電圧Ｖｄを制御する。詳しく言えば、駆動電圧制御部１２０は、出力電圧Ｖｏを設定値（第一電圧設定値）Ｖｏ１に維持しているときに、出力電流Ｉｏが上昇して設定値（第一電流設定値）Ｉｏ１に達すると、出力電流Ｉｏを設定値Ｉｏ１に維持し、この状態で出力電圧Ｖｏが低下して設定値Ｖｓに達すると、垂下特性設定部８０を用いて出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとが一定比率で低下するように、駆動電圧Ｖｄを制御する。

次に、出力検出部１０の動作を説明する。

電源装置１００が正常に動作していれば、駆動電圧制御部１２０による定電圧制御によって、垂下制御電圧Ｖ_C＝０すなわち演算増幅器１４の非反転入力端子１４２が接地端９１に接続されている状態になる。このとき、出力検出部１０に流れる電流は、平滑コンデンサ３５の正極→出力端３１→負荷９０→接地端９１→演算増幅器１４の内部→出力端子１４３→電流検出抵抗器１３→出力端３２→平滑コンデンサ３５の負極から成る第一のループと、平滑コンデンサ３５の正極→出力端３１→電圧検出抵抗器１２，１１→出力端３２→平滑コンデンサ３５の負極から成る第二のループと、圧電トランス２０の一次電極２３→接地端９１→演算増幅器１４の内部→出力端子１４３→電流検出抵抗器１３→出力端３２→整流ダイオード３４→圧電トランス２０の二次電極２４から成る第三のループと、圧電トランス２０の二次電極２４→整流ダイオード３３→平滑コンデンサ３５→電流検出抵抗器１３→出力端子１４３→演算増幅器１４の内部→接地端９１→圧電トランス２０の一次電極２３から成る第四のループとに分かれる。

第一のループに流れる電流は、負荷９０に流れる電流すなわち出力電流Ｉｏである。一方、第二のループに流れる電流による電圧検出抵抗器１１，１２での電圧降下（出力端３１→電圧検出抵抗器１１，１２→端子端３２での電圧降下）は、負荷９０に印加される電圧すなわち出力電圧Ｖｏ（出力端３１→負荷９０→接地端９１での電圧降下）に等しい。なぜなら、出力端３２が反転入力端子１４１に接続され、非反転入力端子１４２が接地端９１に接続されているので、反転入力端子１４１は仮想接地によって非反転入力端子１４２と同電位すなわち接地電位になるからである。

このとき、第一及び第二のループに流れる電流は、それぞれ独立している。つまり、電圧検出抵抗器１１に電流検出電流が流れてしまったり、逆に電流検出抵抗器１３に電圧検出電流が流れてしまったりすることがないので、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏの検出精度が向上する。

第三のループに流れる電流は、圧電トランス２０で発生した交流電圧Ｖｏ’の負半波によって圧電トランス２０の内部容量を充電する電流である。第四のループに流れる電流は、圧電トランス２０で発生した交流電圧Ｖｏ’の正半波によって、圧電トランス２０の内部容量の充電電圧とともに、平滑コンデンサ３５を充電する電流である。第三のループによって電流検出抵抗器１３に流れる電流と第四のループによって電流検出抵抗器１３に流れる電流とは、向きが逆で大きさが等しいので、電流検出抵抗器１３に並列接続されたコンデンサ１５によって相殺される。したがって、電流検出抵抗器１３には、第一のループによる電流すなわち出力電流Ｉｏのみによる電圧降下が生ずる。

ここで、第一のループの接地端９１→演算増幅器１４の内部→出力端子１４３→電流検出抵抗器１３→出力端３２の経路における、演算増幅器１４の動作説明を補足する。演算増幅器１４は、第一のループにおいて仮想接地を維持しようとして、すなわち出力端３２を接地電位にするために、出力端子１４３にｒ×Ｉｏに相当する電圧（すなわち電流検出電圧Ｖｉ）を出力する。ここで、ｒは電流検出抵抗器１３の抵抗値である。その結果、第一のループには、平滑コンデンサ３５と演算増幅器１４との二つの電圧源が存在することになる。そうなると、重ねの理によって、二つの電圧源による電流の和が、実際に流れる電流になる。しかし、平滑コンデンサ３５の電圧が例えば数ｋＶに対して、演算増幅器１４の電圧が例えば数Ｖであることから、演算増幅器１４によって流れる電流は無視できる。

図３は、本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図（圧電トランスの入力側）である。以下、図１及び図３に基づき説明する。

本実施形態の電源装置１００は、印加された駆動電圧Ｖｄを変圧して交流電圧Ｖｏ’を発生させる圧電トランス２０と、圧電トランス２０で発生した交流電圧Ｖｏ’を直流電圧に変換して負荷９０へ供給する整流部３０と、負荷９０に印加される電圧である出力電圧Ｖｏと負荷９０を流れる電流である出力電流Ｉｏとを検出する出力検出部１０と、出力検出部１０で検出された出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏに基づき駆動電圧Ｖｄを制御する駆動電圧制御部１２０と、駆動電圧制御部１２０で制御された駆動電圧Ｖｄを圧電トランス２０に印加する駆動部１１０と、を備えたものである。

出力検出部１０、圧電トランス２０、整流部３０及び垂下特性設定部８０については、前述したとおりであるので、詳しい説明を省略する。駆動部１１０は、ＢＪＴ１１１，１１２、ＦＥＴ１１３、インダクタ１１４、コンデンサ１１５等から成る。ＢＪＴ１１１，１１２は、コンプリメンタリ回路を構成し、バッファとして機能する。

駆動電圧制御部１２０は、垂下特性設定部８０の他に、周波数可変の三角波電圧Ｖｂを生成する周波数制御部６０と、周波数制御部６０で生成された三角波電圧Ｖｂと電圧値可変の直流電圧Ｖａとを比較し、Ｖａ＜Ｖｂである時間とＶａ＞Ｖｂである時間とに基づきデューディ比Ｄｕを定めるデューディ比制御部７０と、出力検出部１０で検出された出力電圧Ｖｏに基づき、三角波電圧Ｖｂの周波数を変える電圧制御部４０と、出力検出部１０で検出された出力電流Ｉｏに基づき、直流電圧Ｖａの電圧値及び三角波電圧Ｖｂの周波数を変える電流制御部５０と、を備えている。

また、駆動電圧制御部１２０には、ツェナーダイオード１２１、コンデンサ１２２、抵抗器１２３等が付設されている。ツェナーダイオード１２１等は、直流の入力電圧Ｖinを降圧して供給電圧Ｖ２を生成する。

図４［１］は、図３の電源装置における周波数制御部及びデューティ比制御部の構成例を示す回路図である。図４［２］は、図１及び図３の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。図５は、図１及び図３の電源装置の各部分における波形を示す波形図である。図６は図１及び図３の電源装置の動作を示す波形図であり、図６［１］は出力電流（出力電圧）を低くする場合であり、図６［２］は出力電流（出力電圧）を高くする場合である。以下、図１乃至図６に基づき説明する。

デューディ比制御部７０は、直流電圧Ｖａ（図５波形Ａ）と三角波電圧Ｖｂ（図５波形Ｂ）とを比較し、Ｖａ＜Ｖｂである時間とＶａ＞Ｖｂである時間とに基づき、駆動電圧Ｖｄ（図５波形Ｄ）を印加するときに使用する周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕ（図５波形Ｃ）を定める。周波数制御部６０は、三角波電圧Ｖｂを生成する。電圧制御部４０は、出力検出部１０から出力された電圧検出電圧Ｖｖと基準電圧部４６からから出力された基準電圧Ｖrvとに基づき、直流電圧Ｖａの電圧値を変えるとともに、三角波電圧Ｖｂの周波数を変える。電流制御部５０は、出力検出部１０から出力された電流検出電圧Ｖｉと基準電圧部５６から出力された基準電圧Ｖriとの差に基づき、直流電圧Ｖａの電圧値を変えるとともに、三角波電圧Ｖｂの周波数を変える。基準電圧Ｖrvは設定値Ｖｏ１に対応し、基準電圧Ｖriは設定値Ｉｏ１に対応する。

次に、各部の構成及び動作について、更に詳しく説明する。

供給電圧Ｖ１は、ツェナーダイオードや分圧用抵抗器（図示せず）を用いて前述の供給電圧Ｖ２を下げて得られた、所定の電圧値である。周波数制御部６０は、コンパレータ６１、ＦＥＴ６２、コンデンサ６３、抵抗器６４〜６８、ダイオード７２、抵抗器７４等からなる。コンパレータ６１の−入力端子には、抵抗器６４，６５によって生成された供給電圧Ｖ１の分圧電圧Ｖ１−が印加される。コンパレータ６１の＋入力端子には、コンデンサ６３の充電電圧Ｖ１＋が印加される。充電電圧Ｖ１＋は、抵抗器６６等及びコンデンサ６３によって決まる時定数で漸増する。充電電圧Ｖ１＋が分圧電圧Ｖ１−を越えると、コンパレータ６１の出力電圧がＨレベルとなることによりＦＥＴ６２がオンとなって充電電圧Ｖ１＋が放電される。この動作の繰り返しによって、連続した三角波電圧Ｖｂが生成される。なお、抵抗器６６等及びコンデンサ６３によって決まる時定数は、出力電流Ｉｏを最小値に絞ったときの周波数Ｆすなわち最高の周波数Ｆに設定する。本実施形態では、周波数Ｆを高くするほど、出力電流Ｉｏが減少する。なお、ダイオード７２及び抵抗器７４は、温度補正用である。通常、抵抗器７４として可変抵抗器を用い、共振点を超えない周波数Ｆになるように、その抵抗値を設定する。

デューディ比制御部７０は、コンパレータ７１、コンデンサ７３、抵抗器７５〜７７等からなる。コンデンサ７３はノイズ対策用である。コンパレータ７１の−入力端子には、抵抗器７５，７６によって生成された供給電圧Ｖ１の分圧電圧である直流電圧Ｖａが印加される。コンパレータ７１の＋入力端子には、周波数制御部６０から出力された三角波電圧Ｖｂが印加される。コンパレータ７１は、Ｖａ＞ＶｂであればＬレベル電圧を出力し、Ｖａ＜ＶｂであればＨレベル電圧を出力する。Ｌレベル出力時間がオフ時間であり、Ｈレベル出力時間がオン時間である。したがって、Ｈレベル出力時間／（Ｌレベル出力時間＋Ｈレベル出力時間）がデューティ比Ｄｕであり、１／（Ｌレベル出力時間＋Ｈレベル出力時間）が周波数Ｆである。

なお、直流電圧Ｖａは、出力電流Ｉｏの設定値が最小となる電圧値又は抵抗器６４，６５とで決まる分圧電圧Ｖ１−よりも高く設定する。直流電圧Ｖａが分圧電圧Ｖ１−と同じであれば、デューティ比Ｄｕが０％のときにコンパレータ７１の出力はＬレベルとなる。この状態で直流電圧Ｖａを下げていくとデューティ比Ｄｕが増加し、初期値の１／２まで下げるとデューティ比Ｄｕが５０％となる。

電流制御部５０は、コンパレータ５１、ダイオード５２，５３、抵抗器５４，５５、基準電圧部５６等から成る。ダイオード５２及び抵抗器５４はコンデンサ６３の充電用であり、ダイオード５３及び抵抗器５５は直流電圧Ｖａの調整用である。コンパレータ５１の−入力端子には基準電圧Ｖriが印加され、コンパレータ５１の＋入力端子には出力検出部１０から出力された電流検出電圧Ｖｉが印加される。コンパレータ５１は、Ｖｉ＜ＶriであればＬレベル電圧を出力し、Ｖｉ＞ＶriであればＨレベル電圧を出力する。ただし、電流検出電圧Ｖｉは、出力電流Ｉｏが大きいほど高くなり、出力電流Ｉｏが小さいほど低くなるように設定されている。なお、コンパレータ５１の周囲には、図示しないが、位相補償用、ノイズ吸収用、発振防止用のコンデンサや、電流制限用の抵抗器が接続されている。

コンパレータ５１からＨレベル電圧が出力されると、抵抗器５４→ダイオード５２→コンデンサ６３と電流が流れることにより、コンデンサ６３の充電電流が増加する。その結果、三角波電圧Ｖｂの傾きが急になるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが上昇する（図６［２］→［１］）。また、コンパレータ５１からＨレベル電圧が出力されると、抵抗器７６に流れる電流がダイオード５３及び抵抗器５５を介して増加することにより、直流電圧Ｖａが上昇するので、デューティ比Ｄｕが低下する（図６［２］→［１］）。このとき、コンパレータ５１からＬレベル電圧が出力されると、ダイオード５２，５３に逆バイアス電圧が印加されて電流が流れなくなるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが低下するとともにデューティ比Ｄｕが上昇する（図６［１］→［２］）。

なお、抵抗器５４の抵抗値は、コンパレータ５１の出力がＬレベル電圧になったときに、コンデンサ６３の充電時定数が共振周波数を下回らない範囲で、出力電流Ｉｏの最大値及び最大負荷をカバーできる周波数になるように設定する。また、抵抗器５５は、抵抗器７５と抵抗器７６との分圧電圧すなわち直流電圧Ｖａを変化させる。更に、コンパレータ５１に代えて、増幅器を用いてもよい。この場合は、電流検出電圧Ｖｉに対応する電圧が周波数制御部６０及びデューティ比制御部７０へ出力される。

電圧制御部４０は、コンパレータ４１、ダイオード４２，４３、抵抗器４４，４５等からなる。ダイオード４２及び抵抗器４４はコンデンサ６３の充電用である。ダイオード４３及び抵抗器４５は直流電圧Ｖａの調整用である。コンパレータ４１の＋入力端子には出力検出部１０から出力された電圧検出電圧Ｖｖが印加され、コンパレータ４１の−入力端子には基準電圧Ｖrvが印加される。コンパレータ４１は、Ｖｖ＜ＶrvであればＬレベル電圧を出力し、Ｖｖ＞ＶrvであればＨレベル電圧を出力する。ただし、電圧検出電圧Ｖｖは、出力電圧Ｖｏが大きいほど高くなり、出力電圧Ｖｏが小さいほど低くなるように設定されている。なお、コンパレータ４１の周囲には、図示しないが、位相補償用、ノイズ吸収用、発振防止用のコンデンサや、電流制限用の抵抗器が接続されている。

コンパレータ４１からＨレベル電圧が出力されると、抵抗器４４→ダイオード４２→コンデンサ６３と電流が流れることにより、コンデンサ６３の充電電流が増加する。その結果、三角波電圧Ｖｂの傾きが急になるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが上昇する（図６［２］→［１］）。また、コンパレータ４１からＨレベル電圧が出力されると、抵抗器７６に流れる電流がダイオード４３及び抵抗器４５を介して増加することにより、直流電圧Ｖａが上昇するので、デューティ比Ｄｕが低下する（図６［２］→［１］）。このとき、コンパレータ４１からＬレベル電圧が出力されると、ダイオード４２，４３に逆バイアス電圧が印加されて電流が流れなくなるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが低下するとともにデューティ比Ｄｕが上昇する（図６［１］→［２］）。

次に、図１乃至図６に基づき、電源装置１００の全体の動作を説明する。

まず、基準電圧Ｖriが出力電流Ｉｏの設定値Ｉｏ１としてコンパレータ５１の＋入力端子へ出力され、基準電圧Ｖrvが出力電圧Ｖｏの設定値Ｖｏ１としてコンパレータ４１の＋入力端子へ出力される。一方、入力電圧Ｖinから供給電圧Ｖ１，Ｖ２が生成され、更に供給電圧Ｖ１が分圧されて直流電圧Ｖａが生成されるとともに、周波数制御部６０で三角波電圧Ｖｂが生成される（図５波形Ａ，Ｂ）。すると、コンパレータ７１は、直流電圧Ｖａ及び三角波電圧Ｖｂの大小を比較して、Ｈレベル電圧又はＬレベル電圧を出力する（図５波形Ｃ）。この波形Ｃの周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕによってＦＥＴ１６１がオン・オフし、これにより圧電トランス２０に駆動電圧Ｖｄ（図５波形Ｄ）が印加される。すると、圧電トランス２０は駆動電圧Ｖｄを変圧して交流電圧Ｖｏ’（図４波形Ｅ）を出力する。この交流電圧Ｖｏ’は、整流されて直流の出力電圧Ｖｏとなって、負荷９０へ供給される。出力電圧Ｖｏは、出力検出部１０で検出されて、電圧検出電圧Ｖｖとしてコンパレータ４１の＋入力端子へ出力される。コンパレータ４１の−入力端子には、出力電圧Ｖｏの設定値Ｖｏ１に対応する基準電圧Ｖrvが印加されている。このときに負荷９０に流れる出力電流Ｉｏは、電流検出抵抗器１３で検出されて、電流検出電圧Ｖｉとしてコンパレータ５１，８１の＋入力端子へ出力される。コンパレータ５１の−入力端子には、出力電流Ｉｏの設定値Ｉｏ１に対応する基準電圧Ｖriが印加されている。

ここで、出力電圧Ｖｏが負荷変動等により上昇して設定値Ｖｏ１をわずかに超えたとする。すると、出力電圧Ｖｏが上昇するほど電圧検出電圧Ｖｖも上昇するので、コンパレータ４１は、Ｖrv＜Ｖｖとなることにより、Ｈレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが急になるとともに直流電圧Ｖａが上昇することにより、周波数Ｆが上昇するとともにデューティ比Ｄｕが低下する（図６［２］→［１］）。その結果、出力電圧Ｖｏが低下する。

これとは逆に、出力電圧Ｖｏが低下して一定電圧Ｖｏ１をわずかに下回ったとする。すると、出力電圧Ｖｏが低下するほど電圧検出電圧Ｖｖも低下するので、コンパレータ４１は、Ｖrv＞Ｖｖとなることにより、Ｌレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが緩くなるとともに直流電圧Ｖａが低下することにより、周波数Ｆが低下するとともにデューティ比Ｄｕが増加する（図６［１］→［２］）。その結果、出力電圧Ｖｏが上昇する。これにより、駆動電圧制御部１２０による定電圧制御が実行される。

駆動電圧制御部１２０が定電圧制御を実行しているときに、出力電流Ｉｏが負荷変動等により上昇して設定値Ｉｏ１をわずかに超えたとする。すると、出力電流Ｉｏが増加するほど電流検出電圧Ｖｉが上昇するので、コンパレータ５１は、Ｖri＜Ｖｉとなることにより、Ｈレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが急になるとともに直流電圧Ｖａが上昇することにより、周波数Ｆが上昇するとともにデューティ比Ｄｕが低下する（図６［２］→［１］）。その結果、出力電流Ｉｏが低下する。

これとは逆に、出力電流Ｉｏが低下して一定電流Ｉｏ１をわずかに下回ったとする。すると、コンパレータ５１は、Ｖri＞Ｖｉとなることにより、Ｌレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが緩くなるとともに直流電圧Ｖａが低下することにより、周波数Ｆが低下するとともにデューティ比Ｄｕが増加する（図６［１］→［２］）。その結果、出力電流Ｉｏが増加する。これにより、駆動電圧制御部１２０による定電流制御が実行される。

なお、周波数Ｆを変化させたときの出力変化とデューティ比Ｄｕを変化させたときの出力変化は、周波数Ｆを変化させたときの方がデューティ比Ｄｕを変化させたときよりもはるかに急峻であるため、周波数ＦとデューティＤｕを同時に変化させてもあるポイントで出力が平衡する。

以上の動作によって、図４［２］に示すような定電圧定電流制御が実現できる。しかも、電源装置１００によれば、出力検出部１０を用いたことにより、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｖｉを正確に検出できるので、高精度の定電圧定電流制御を実現できる。

次に、負荷９０に短絡電流又は過電流が流れることにより、前述した定電圧制御及び定電流制御を経由して、出力電圧Ｖｏが低下して設定値Ｖｓに達したとする。すると、（基準電圧Ｖrs）−（電圧検出電圧Ｖｖ）に対応する垂下制御電圧Ｖ_C（＞０）が、演算増幅器１４の非反転入力端子１４２に印加される。このとき、出力端３２は、仮想接地によって非反転入力端子１４２と同電位すなわち垂下制御電圧Ｖ_Cになる。その結果、出力電流Ｉｏを維持するために、演算増幅器１４の出力端子１４３の電圧が垂下制御電圧Ｖ_Cの分だけ上昇する。これにより、出力端子１４３の電圧が電流検出電圧Ｖｉであるから、出力電流Ｉｏは同じでも見かけ上の出力電流Ｉｏ”を上昇できることになる。また、出力端３２が垂下制御電圧Ｖ_Cの分だけ上昇することにより、電圧検出抵抗器１１から出力される電圧検出電圧Ｖｖも垂下制御電圧Ｖ_Cの分だけ上昇する。つまり、出力電圧Ｖｏは同じでも見かけ上の出力電圧Ｖｏ”を上昇できることになる。このとき、垂下制御電圧Ｖ_Cは、（基準電圧Ｖrs）−（電圧検出電圧Ｖｖ）に対応するので、出力電圧Ｖｏが低下するほど上昇する。すなわち、出力電圧Ｖｏが低下するほど、見かけ上の出力電流Ｉｏ”及び出力電圧Ｖｏ”が上昇することになる。

このように、垂下特性設定部８０は、出力電圧Ｖｏが設定値Ｖｓ以下になると、出力検出部１０で検出される出力電流Ｉｏを出力電圧Ｖｉが低下するほど見かけ上上昇させるとともに、出力検出部１０で検出される出力電圧Ｖｏを出力電圧Ｖｏが低下するほど見かけ上上昇させる機能を有する。また、駆動電圧制御部１２０は、出力電圧Ｖｏが低下して設定値Ｖｓに達すると、見かけ上の出力電流Ｉｏ”が設定値Ｉｏ１を維持するように、かつ見かけ上の出力電圧Ｖｏ”が設定値Ｖｓを維持するように、駆動電圧Ｖｄを制御する機能を有する。

つまり、駆動電圧制御部１２０は、次のような出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏが得られるように、駆動電圧Ｖｄを制御する。出力電圧Ｖｏが低下して設定値Ｖｓに達すると、見かけ上の出力電流Ｉｏ”及び出力電圧Ｖｏ”をそれぞれ設定値Ｉｏ１，Ｖｓに維持する。このとき、実際の出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏは出力電圧Ｖｏが低下するほど低下するのに対して、見かけ上の出力電流Ｉｏ”及び出力電圧Ｖｏ”は出力電圧Ｖｏが低下するほど逆に上昇する。そのため、出力電圧Ｖｏが低下するほど、上昇する見かけ上の出力電流Ｉｏ”及び出力電圧Ｖｏ”を抑えて設定値Ｉｏ１，Ｖｓに維持することにより、実際の出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏが低下する。その結果、図４［２］に示すような、出力電圧Ｖｏが低下するほど出力電流Ｉｏが低下するフの字型垂下特性が実現される。ここで、出力電圧Ｖｏに着目すると、実際の出力電圧Ｖｏが低下するほど実際の出力電圧Ｖｏを低下させる、という正のフィードバックが働くことになる。

次に、電源装置１００の動作を、数式を用いて解析する。

ここでは、負荷９０に印加される出力電圧Ｖｏ、負荷９０に流れる出力電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏが垂下し始める設定値Ｖｓ、設定値Ｖｓに対応する基準電圧Ｖrs、出力電圧Ｖｏが垂下して０になったときの出力電流Ｉｏの設定値（第二電流設定値）Ｉｓ、設定値Ｖｏ１に対応する基準電圧Ｖrv、垂下制御電圧Ｖ_B，Ｖ_C、電圧検出電圧Ｖｖ、電流検出電圧Ｖｉ、及び、抵抗器１２，１１，８４，８５，８６，８７，１３の抵抗値Ｒ１〜Ｒ７を用いる。

まず、出力の正常時すなわち負荷９０に短絡電流又は過電流が流れていない時、
Ｖｏ＝Ｖｖ×（Ｒ１／Ｒ２） （ただしＶｏ≫Ｖｖ） ・・・（１）
Ｉｏ＝Ｖｉ／Ｒ７ （ただしＶ_C≒０） ・・・（２）
が成り立つ。出力が正常であれば、Ｖrs＜Ｖｖになるため、Ｖ_B≒０かつＶ_C≒０となる（ただしＲ３＝Ｒ４とする。）。このとき、ＶｖとＶrvとが電圧制御部４０で比較され、駆動電圧制御部１２０によって定電圧制御が実行される。定電流領域では、Ｖ_C≒０であるので、式（２）のＶｉ／Ｒ７で決まるＩｏ１にＩｏが一致するように、駆動電圧制御部１２０によって定電流制御が実行される。

次に、出力を垂下させる場合、垂下が始まる設定値Ｖｓは、
Ｖｓ＝Ｖrs×（Ｒ１／Ｒ２） ・・・（３）
となる。また、演算増幅器８１の非反転入力端子８１２にＶrs／２を印加しておくと、Ｖｖ＝ＶrsのときにＶ_B＝０となり、Ｖｖ＝０のときにＶ_B＝Ｖrsとなる（ただしＲ３＝Ｒ４とする。）。つまり、ＶｖがＶrsよりも低下することによってＶ_Bが上昇し、これにより垂下が始まる。したがって、Ｖrsを所望の値に設定することによって、垂下し始める出力電圧Ｖｏの設定値Ｖsを決めることができる。

このとき、出力電圧Ｖｏが垂下して０になったときの出力電流Ｉｏの設定値Ｉｓは、
Ｉｓ＝（Ｖｉ−Ｖ_C）／Ｒ７ ・・・（４）
で決定することができる。Ｖ_Cは次の式によって与えられる。
Ｖ_C＝Ｖ_B×｛Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）｝ ・・・（５）
Ｖ_B＝（Ｖrs／２−Ｖｖ）×（Ｒ４／Ｒ３）＋Ｖrs／２ ・・・（６）
ここで、Ｒ３＝Ｒ４であれば、式（６）は、
Ｖ_B＝Ｖrs−Ｖｖ ・・・（７）
となる。したがって、式（５），（７）を式（４）に代入することによって、次式が得られる。
∴Ｉｓ＝｛Ｖｉ−Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）×（Ｖrs−Ｖｖ）｝／Ｒ７ ・・・（８）

式（８）から明らかなように、抵抗器８６，８７の抵抗値Ｒ５，Ｒ６の比率を変えることによって、所望のＩｓ及び垂下の傾き（例えば図４［２］の二点差線の直線で示すような特性）を設定することができる。

図７は、本発明に係る電源装置の第二実施形態を示す回路図（圧電トランスの出力側）である。図８は、図７の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

本実施形態の電源装置１００’における整流部３０’は、整流ダイオード３３’，３４’の向きが逆になっている点が第一実施形態と異なり、これにより出力端３１から負の直流高電圧の出力電圧Ｖｏを出力する。出力検出部１０’は、基準電圧部１８を有し、抵抗器８７の一端に接地端９１が接続された第一実施形態に対して、抵抗器８７の一端に基準電圧Ｖrxが印加された点で異なる。基準電圧部１８は、他の基準電圧部と同様に、例えば供給電圧Ｖ１，Ｖ２等を分圧する抵抗器やツェナーダイオード等によって構成できる。垂下特性設定部８０’では、演算増幅器８１の出力端子８１３に逆流防止用のダイオード８８が接続されている。

出力端３１から負の出力電圧Ｖｏが出力されるため、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｉが増加するほど、電圧検出電圧Ｖｖ及び電流検出電圧Ｖｉが低下する。つまり、垂下制御電圧Ｖ_C＝０として非反転入力端子１２を接地した状態にすると、電圧検出電圧Ｖｖ及び電流検出電圧Ｖｉが常に負になってしまう。そこで、非反転入力端子１４２に正電圧を印加することにより、電圧検出電圧Ｖｖ及び電流検出電圧Ｖｉを常に正にすることができるので、制御が容易になる。

なお、圧電トランス２０の入力側は、第一実施形態とほぼ同じであるので、図示及び説明を省略する。ただし、本実施形態の電源装置１００’では、電源装置１００とは逆に、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｉが増加するほど、電圧検出電圧Ｖｖ及び電流検出電圧Ｖｉが低下するので、それに応じた改変が必要である。

次に、電源装置１００’の動作を、数式を用いて解析する。

ここでは、負荷９０に印加される出力電圧Ｖｏ、負荷９０に流れる出力電流Ｉｏ、出力電圧Ｖｏが垂下し始める設定値Ｖｓ、設定値Ｖｓに対応する基準電圧Ｖrs、出力電圧Ｖｏが垂下して０になったときの出力電流Ｉｏの設定値Ｉｓ、設定値Ｖｏ１に対応する基準電圧Ｖrv、抵抗器８７に印加される基準電圧Ｖrx、垂下制御電圧Ｖ_B，Ｖ_C、電圧検出電圧Ｖｖ、電流検出電圧Ｖｉ、及び、抵抗器１２，１１，８４，８５，８６，８７，１３の抵抗値Ｒ１〜Ｒ７を用いる。

まず、出力の正常時すなわち負荷９０に短絡電流又は過電流が流れていない時、
Ｖｏ＝（Ｖrx−Ｖｖ）×（Ｒ１／Ｒ２） （ただしＶｏ≪Ｖｖ） ・・・（１１）
Ｉｏ＝（Ｖrx−Ｖｉ）／Ｒ７ （ただしＶ_C≒Ｖrx） ・・・（１２）
が成り立つ。出力が正常であれば、Ｖrs＞ＶｖになるためＲ３，Ｒ４を調整すると、Ｖ_BはＶrx以上となり、Ｖ_C≒Ｖrxとなる。このとき、ＶｖとＶrvとが電圧制御部４０で比較され、駆動電圧制御部１２０によって定電圧制御が実行される。定電流領域では、Ｖ_C≒Ｖrxであるので、式（１２）の（Ｖrx−Ｖｉ）／Ｒ７で決まるＩｏ１にＩｏが一致するように、駆動電圧制御部１２０によって定電流制御が実行される。

次に、出力を垂下させる場合、垂下が始まる設定値Ｖｓは、
Ｖｓ＝（Ｖrx−Ｖrs）×（Ｒ１／Ｒ２） ・・・（１３）
となる。また、Ｒ３，Ｒ４を調整するとともに、演算増幅器８１の非反転入力端子８１２に（Ｖrx−Ｖrs）／２を印加しておく。このとき、Ｖｖ＝ＶrsのときにＶ_B＝Ｖrxとなり、ＶｖがＶrsよりも上がることによってＶ_BがＶrxよりも下がり、その結果Ｖ_Cが下がることにより垂下が始まる。したがって、Ｖrsを所望の値に設定することによって、垂下し始める出力電圧Ｖｏの設定値Ｖｓを決めることができる。

このとき、出力電圧Ｖｏが垂下して０になったときの出力電流Ｉｏの設定値Ｉｓは、
Ｉｓ＝（Ｖｉ−Ｖ_C）／Ｒ７ ・・・（１４）
で決定することができる。Ｖ_Cは次の式によって与えられる。
Ｖ_C＝Ｖrx−（Ｖrx−Ｖ_B）×｛Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）｝ ・・・（１５）
Ｖ_B＝｛（Ｖrx＋Ｖrs）／２−Ｖｖ｝×（Ｒ４／Ｒ３）＋（Ｖrx＋Ｖrs）／２ ・・・（１６）
ここで、Ｒ３＝Ｒ４であれば、式（１６）は、
Ｖ_B＝Ｖrx＋Ｖrs−Ｖｖ ・・・（１７）
となる。したがって、式（１５），（１７）を式（１４）に代入することによって、次式が得られる。
∴Ｉｓ＝｛Ｖｉ−Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）×（Ｖrx＋Ｖrs−Ｖｖ）｝／Ｒ７ ・・・（１８）

式（１８）から明らかなように、抵抗器８６，８７の抵抗値Ｒ５，Ｒ６の比率を変えることによって、所望のＩｓ及び垂下の傾き（例えば図８の二点差線の直線で示すような特性）を設定することができる。

本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図（圧電トランスの出力側）である。 一般的な演算増幅器の等価回路の一例を示す回路図である。 本発明に係る電源装置の第一実施形態を示す回路図（圧電トランスの入力側）である。 図４［１］は、図３の電源装置における周波数制御部及びデューティ比制御部の構成例を示す回路図である。図４［２］は、図１及び図３の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。 図１及び図３の電源装置の各部分における波形を示す波形図である。 図１及び図３の電源装置の動作を示す波形図であり、図６［１］は出力電流（出力電圧）を低くする場合であり、図６［２］は出力電流（出力電圧）を高くする場合である。 本発明に係る電源装置の第二実施形態を示す回路図（圧電トランスの出力側）である。 図７の電源装置における定電圧定電流制御を示すグラフである。

符号の説明

１０，１０’ 出力検出部
１１ 電圧検出抵抗器
１３ 電流検出抵抗器
１４ 演算増幅器
１４１ 演算増幅器の反転入力端子
１４２ 演算増幅器の非反転入力端子
１４３ 演算増幅器の出力端子
２０ 圧電トランス
３０，３０’ 整流部
３１，３２ 整流部の出力端
８０，８０’ 垂下特性設定部
９０ 負荷
９１ 接地端
１００，１００’ 電源装置
１１０ 駆動部
１２０ 駆動電圧制御部
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流

Claims (6)

1. 印加された駆動電圧を変圧して交流電圧を発生させる圧電トランスと、この圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する整流部と、前記負荷に印加される電圧である出力電圧と当該負荷を流れる電流である出力電流とを検出する出力検出部と、この出力検出部で検出された出力電圧及び出力電流に基づき前記駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、この駆動電圧制御部で制御された前記駆動電圧を前記圧電トランスに印加する駆動部とを備え、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧及び前記出力電流が設定値に達すると当該出力電圧と当該出力電流との絶対値が一定比率で低下するように前記駆動電圧を制御する垂下特性設定部を有し、
   前記整流部は、正の前記直流電圧を出力する機能を有し、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧を第一電圧設定値に維持しているときに、前記出力電流が上昇して第一電流設定値に達すると、当該出力電流を当該第一電流設定値に維持し、この状態で前記出力電圧が低下して第二電圧設定値に達すると、前記垂下特性設定部を用いて前記出力電圧と前記出力電流とが一定比率で低下するように、前記駆動電圧を制御する機能を有する、
   ことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
2. 前記垂下特性設定部は、前記出力電圧が第二電圧設定値以下になると、前記出力検出部で検出される出力電流を当該出力電圧が低下するほど見かけ上上昇させるとともに、前記出力検出部で検出される出力電圧を当該出力電圧が低下するほど見かけ上上昇させる機能を有し、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧が低下して前記第二電圧設定値に達すると、見かけ上の前記出力電流が前記第一電流設定値を維持するように、かつ見かけ上の前記出力電圧が前記第二電圧設定値を維持するように、前記駆動電圧を制御する機能を有する、
   ことを特徴とする請求項１記載の圧電トランスを用いた電源装置。
3. 印加された駆動電圧を変圧して交流電圧を発生させる圧電トランスと、この圧電トランスで発生した交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する整流部と、前記負荷に印加される電圧である出力電圧と当該負荷を流れる電流である出力電流とを検出する出力検出部と、この出力検出部で検出された出力電圧及び出力電流に基づき前記駆動電圧を制御する駆動電圧制御部と、この駆動電圧制御部で制御された前記駆動電圧を前記圧電トランスに印加する駆動部とを備え、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧及び前記出力電流が設定値に達すると当該出力電圧と当該出力電流との絶対値が一定比率で低下するように前記駆動電圧を制御する垂下特性設定部を有し、
   前記整流部は、負の前記直流電圧を出力する機能を有し、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧を第一電圧設定値に維持しているときに、前記出力電流が低下して第一電流設定値に達すると、当該出力電流を当該第一電流設定値に維持し、この状態で前記出力電圧が上昇して第二電圧設定値に達すると、前記垂下特性設定部を用いて前記出力電圧と前記出力電流とが一定比率で上昇するように、前記駆動電圧を制御する機能を有する、
   ことを特徴とする圧電トランスを用いた電源装置。
4. 前記垂下特性設定部は、前記出力電圧が第二電圧設定値以上になると、前記出力検出部で検出される出力電流を当該出力電圧が上昇するほど見かけ上低下させるとともに、前記出力検出部で検出される出力電圧を当該出力電圧が上昇するほど見かけ上低下させる機能を有し、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力電圧が上昇して前記第二電圧設定値に達すると、見かけ上の前記出力電流が前記第一電流設定値を維持するように、かつ見かけ上の前記出力電圧が前記第二電圧設定値を維持するように、前記駆動電圧を制御する機能を有する、
   ことを特徴とする請求項３記載の圧電トランスを用いた電源装置。
5. 前記整流部は、前記直流電圧を出力する第一及び第二の出力端を有し、
   前記負荷は、前記第一の出力端と接地端との間に接続され、
   前記出力検出部は、前記出力電圧に対応する電圧検出電圧を出力する電圧検出抵抗器と、前記出力電流に対応する電流検出電圧を出力する電流検出抵抗器と、反転入力端子、非反転入力端子及び出力端子を有する演算増幅器とを備え、前記反転入力端子が前記第二の出力端に接続され、前記第一の出力端と前記第二の出力端との間に前記電圧検出抵抗器が接続され、前記出力端子と前記反転入力端子との間に前記電流検出抵抗器が接続され、
   前記垂下特性設定部は、前記第二電圧設定値に対応する基準電圧から前記電圧検出電圧を差し引き、その差に対応する垂下制御電圧を前記非反転入力端子に印加する演算回路を有する、
   ことを特徴とする請求項２又は４記載の圧電トランスを用いた電源装置。
6. 前記垂下特性設定部は、前記垂下制御電圧を分圧して前記非反転入力端子に印加する分圧用抵抗器を有する、
   ことを特徴とする請求項５記載の圧電トランスを用いた電源装置。

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