JP3282594B2 - 圧電トランスインバータ - Google Patents

圧電トランスインバータ

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いて直流電圧を交流電圧に変換するための圧電トランス
インバータに関する。特に、液晶表示パネルのバックラ
イト用冷陰極管を点灯させるための圧電トランスインバ
ータに関する。
【０００２】
【従来の技術】（圧電トランスインバータに求められる
性能）近年、携帯電話やノートパソコンなどの携帯用情
報処理機器のディスプレイ装置として、バックライト付
き液晶ディスプレイが一般的に使用されている。このバ
ックライトの光源としては、冷陰極管等の蛍光管が用い
られている。蛍光管を点灯させるには高圧の交流電圧を
印加する必要があり、またノートパソコンなどの携帯用
情報処理機器の入力電源としては、バッテリーとＡＣア
ダプターの併用が一般的である。それゆえ、このような
バックライトには、入力電源から供給される低電圧の直
流電圧を蛍光管が点灯可能な高圧の交流電圧に変換する
ＤＣ／ＡＣインバータなどの蛍光管点灯装置が必要とな
る。
【０００３】近年、このような蛍光管点灯装置として、
電磁トランスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧
電トランスインバータの開発が進められてきている。こ
れらの用途に用いるためには、圧電トランスインバータ
には、 液晶表示パネルの輝度を調整できるように冷陰極管
の管電流を可変制御できること、 電池でもバッテリーチャージャーでも駆動できるよ
うに広入力電圧範囲であること、 動作時間を長くするために高効率であること、とい
った性能が要求される。
【０００４】従来技術を説明する前に、まず圧電トラン
スの原型であるローゼン型圧電トランスを例にとって、
圧電トランスの電気的特性を説明する。図１に示すよう
に、ローゼン型圧電トランス１は、長さ方向の一方の片
側領域において、圧電セラミックからなる圧電基板２の
表裏両主面に一次電極３、３を形成すると共に両一次電
極３、３と垂直な方向（圧電基板２の厚み方向）に圧電
基板２を分極させ、圧電基板２の他方端面に二次電極４
を形成すると共に当該二次電極４側の片側領域を長さ方
向に分極させたものである。
【０００５】しかして、ローゼン型圧電トランス１で
は、圧電基板２を挟んで対向する一次電極３、３間に入
力電源５による交流電圧を印加すると、その電圧が機械
的な歪に変換される。この歪により長さ方向の振動が励
起され、その機械的振動が再び電気振動に変換されて二
次電極４から取り出されることでトランス機能を奏し、
負荷６（蛍光管）に昇圧された電圧を印加する。
【０００６】図２（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、
負荷抵抗ＲLが１ＭΩ、１００ｋΩ、２０ｋΩの各場合
について、ローゼン型圧電トランス１の昇圧比、変換効
率、入出力位相差、入力位相、入力インピーダンスの各
周波数特性を示している。一般に、圧電トランス１の昇
圧比（＝出力電圧／入力電圧）のピークは、共振周波数
ｆr（＝入力インピーダンスが極小となる周波数）の近
傍にあり、入出力位相差（＝出力電圧の位相と入力電圧
の位相の差）は、昇圧比のピークの近傍で０゜から１８
０゜へ反転する。また、変換効率のピークは、共振周波
数ｆrと反共振周波数ｆa（＝入力インピーダンスが極大
となる周波数）との間にある。変換効率がピークとなる
周波数をｆdで示す。なお、図２においては、共振周波
数ｆr、反共振周波数ｆa、変換効率がピークとなる周波
数ｆdは、負荷抵抗が１００ｋΩのものについて示して
いる。
【０００７】（第１の従来例）つぎに、従来の圧電トラ
ンスインバータについて説明する。液晶表示パネルのバ
ックライトとして用いられる圧電トランスインバータで
は、前記のように、液晶表示パネルの輝度を調整できる
ように負荷電流（冷陰極管の管電流）を可変制御できな
ければならない（前記の要求）。この要求を満たすも
のとしては、例えば特開平６−１６７６９４号に開示さ
れた圧電トランスインバータがある。これは、図３に示
すように、圧電トランスの昇圧比が駆動周波数に依存し
て変化することを利用したものであって、昇圧比のピー
クよりも高周波側で制御する場合を考えると、負荷電流
を小さくしたい場合には駆動周波数を高くして昇圧比を
小さくし、逆に、負荷電流を大きくしたい場合には駆動
周波数を低くして昇圧比を大きくすることにより、負荷
電流が一定となるように制御する。このような方式の圧
電トランスインバータは、負荷電流の制御方法が簡単で
あるため広く用いられている。
【０００８】しかしながら、このような方式の圧電トラ
ンスインバータでは、電源電圧が高い場合や負荷電流を
小さく絞られた場合には、圧電トランスの共振点ｆrや
反共振点ｆaの近傍から大きくはずれた、変換効率の低
い周波数領域で駆動されることになり、効率の低下が著
しいという問題がある（つまり、前記の要求を満たさ
ない）。
【０００９】（第２の従来例）このような問題を解決す
る方法としては、圧電トランス駆動信号の位相差が一定
値となるように圧電トランスを制御することにより、変
換効率ピークの周波数ｆdの近傍領域において高効率で
駆動するとともに、スイッチング素子のオン・デューテ
ィ（ON-Duty）を変えることにより、負荷電流を一定に
制御する方法が各種考案されている。このような方式の
圧電トランスインバータとしては、特開昭５５−９８８
８１号、特許第２６１８６８５号、特開平９−２３７６
８４号、特開平９−１３５５７３号などがある。
【００１０】特開昭５５−９８８８１号に開示された圧
電トランスインバータ１１の構成を図４の回路図に示
す。駆動発振トランス１２は、圧電トランス１３を駆動
するものであって、駆動回路１４及びプッシュプルトラ
ンジスタ１５、１６によりプッシュプルスイッチング駆
動されている。圧電トランスインバータ１１の出力電圧
Ｖoは、分圧抵抗１７、１８によって分圧された後、増
幅器１９により直流電源２０の基準電圧Ｅと比較増幅さ
れて誤差出力として比較器２１の一方の入力に入る。
【００１１】位相検出器２２は、圧電トランス１３の入
力電圧と入力電流を検出し、その電圧電流位相差を電圧
に変換して電圧制御発振器２３へ入力している。電圧制
御発振器２３は、位相検出器２２の出力電圧に応じて周
波数が変化するものであり、電圧制御発振器２３の出力
は比較器２１の他方の入力に入る。比較器２１からは、
誤差レベルに対応してパルス出力が駆動回路１４へ伝達
される。すなわち、高圧出力Ｖoが下がると、増幅器１
９の出力が下がり、駆動発振トランス１２の駆動パルス
幅が増加する。この結果、駆動発振トランス１２の２次
側で、発振周波数に対応する基本波成分の電圧が上が
り、圧電トランス１３の入力電流が増加して高圧出力を
上げる。この方法により、負荷変動による出力安定度を
改善することができる。
【００１２】圧電トランスを効率よく使用するために
は、圧電トランスの共振周波数ｆrに一致した周波数で
駆動しなければならない。また、圧電トランスの入力電
流と入力電圧の位相差は、共振点で９０゜ずれることが
知られている。そのため、この圧電トランスインバータ
１１では、上記のようにして圧電トランス１３の入力電
流と入力電圧の位相差を検出し、これらの位相差が９０
゜となるように制御することにより、図５（ａ）（ｂ）
に示すように、圧電トランス１３の出力電圧（変換効
率）が最大となるように制御している。
【００１３】しかしながら、この圧電トランスインバー
タ１１は入力電流検出用の抵抗２４を用いており、圧電
トランス１３の入力電流は出力電流に比べて大きいの
で、入力電流検出用の抵抗２４による損失が大きいとい
う問題がある。また、この方式では、圧電トランス１３
を矩形波で駆動しているため、圧電トランス入力容量の
充放電に伴う損失が大きく、高効率化が難しかった。
【００１４】（第３の従来例）つぎに、特許第２６１８
６８５号に開示されているものを図６に示す。これは圧
電トランスの駆動回路ではないが、やはり圧電振動子３
１の入力電圧Ｖ1と入力電流Ｉ1の位相差を一定とするこ
とで高効率化を図ったものである。この従来例では、図
６に示すように、位相比較手段３２によって圧電振動子
３１の入力電圧Ｖ1と入力電流Ｉ1とを比較し、入力電圧
Ｖ1と入力電流Ｉ1が同位相となるように制御発振器３３
によりスイッチング素子３４を制御することにより、圧
電振動子３１を共振周波数で駆動している。
【００１５】しかし、このような回路ないし制御方式を
圧電トランスインバータに適用しようとしても、負荷抵
抗値の違いに基因する入力位相特性の差異により、採用
することが困難であった。また、この回路ないし制御方
式では、圧電共振子３１の前段に昇圧電磁トランス３５
を使用しており、低背小型化が要求される冷陰極管点灯
用には不向きであった。
【００１６】（第４の従来例）特開平９−２３７６８４
号に開示されている圧電トランスインバータ４１の構成
を図７に示す。この圧電トランスインバータ４１におい
ては、圧電トランス４２の入力電圧と出力電圧（２つの
分圧抵抗４３、４４の中点電圧として計測している）の
位相差を位相差検出回路４５によって検出し、この位相
差に応じて制御回路４６により電圧制御発振回路４７の
発振周波数を制御し、これによって圧電トランス４２の
入力電圧と出力電圧の位相差が９０゜となるよう、トラ
ンス駆動部４８から圧電トランス４２に印加される入力
電圧の駆動周波数を制御している。
【００１７】しかしながら、この方式では、冷陰極管４
９を点灯させた実使用条件下では昇圧ピーク点での入出
力電圧の位相差は９０゜にはならないので（電子情報通
信学会 信学技報 ＵＳ９５−２２，ＥＭＤ９５−１８，
ＣＰＭ９５−３０）、適正な制御ができないという問題
があった。さらに、この従来方式では、圧電トランス４
２を矩形波駆動しているため、やはり圧電トランス入力
容量の充放電に伴う損失が大きいという問題もあった。
【００１８】（第５の従来例）特開平９−１３５５７３
号に開示されている圧電トランスインバータでは、圧電
トランスの出力電流、入出力電圧の位相差、変換効率が
図８で表わされるとき、その位相差が一定位相範囲（Ｐ
１−Ｐ２）にある場合のみに圧電トランスのデューティ
制御が許可され、何らかの外乱により位相が一定位相範
囲Ｐ１−Ｐ２から外れた場合にはいったんデューティ制
御を停止している。
【００１９】しかし、このような制御方式は、マイクロ
コンピュータ等を用いれば実現可能であるが、回路規模
が大きくなるので、製品コストが高価になり、コスト面
で実用的でないという問題があった。
【００２０】（第６の従来例）また、入力電圧が高い場
合や負荷電流を小さく絞られた場合に、圧電トランスの
共振点ｆrや反共振点ｆaから大きくはずれた、変換効率
の低い周波数領域で駆動されることになり、効率の低下
が著しいという問題を解決する別な方法としては、圧電
トランスを共振周波数で自励発振させる方法（特開平７
−１６２０５２号、特開平８−４７２６５号など）や、
入力電圧に応じてスイッチング素子のオン・デューティ
を変化させておき、負荷電流の最終的な調整は周波数制
御を用いることによって周波数制御幅を小さくし、変換
効率の低下を抑制する方法（特開平９−５１６８１号）
などが挙げられる。
【００２１】特開平７−１６２０５２号に開示されてい
る圧電トランスインバータ５１では、図９に示すよう
に、圧電トランス入力段にＬＣ共振回路５３を設け、か
つ圧電トランス５２の出力電圧を分圧抵抗５４、５５で
分圧してフィードバック回路５６によって入力に帰還さ
せることにより自励発振させている。この圧電トランス
インバータ５１では、圧電トランス５２の入力段にＬＣ
共振回路５３を設けているので、圧電トランス入力容量
の充放電に伴う損失がなくなる。
【００２２】しかしながら、以下に述べる理由により、
この方式では変換効率ピークの周波数ｆdでは圧電トラ
ンス５２を駆動できないという問題がある。すなわち、
特開昭５２−４５０１３号にも示されているように、圧
電トランス５２単体での昇圧比は山形をしているが、圧
電トランス入力にＬＣ共振回路５３を設けると、圧電ト
ランス入力電圧の周波数特性は図１０（ａ）のように双
峰形となる。このため、圧電トランス出力電圧の周波数
特性も図１０（ｂ）のように双峰形になる。自励発振回
路では帰還ゲインが最大となる周波数で発振が持続する
ため、動作周波数は圧電トランス出力電圧の２つの山
（ピーク）のいづれかになる。ところが、変換効率ピー
クの周波数ｆdは、双峰形の谷間の周波数であるため、
図９に示すような従来例では、効率の悪い周波数で駆動
されることが分かる。
【００２３】ここで、ＬＣ共振回路を設けると圧電トラ
ンス入力電流が双峰形になる理由を簡単に説明する。図
２に示した圧電トランスの電気的特性から分かるよう
に、圧電トランスの特性として、変換効率ピークの周波
数ｆdから離れた領域では、入力位相は約−９０゜、つ
まり容量性を示す。そのため圧電トランスの入力インピ
ーダンスも含めたＬＣ共振回路のＱ値が高くなり、圧電
トランスの入力電圧が昇圧される。一方、変換効率ピー
クの周波数ｆd近傍の周波数では、入力位相は０゜に近
づく。つまり、ＬＣ共振回路のＱ値が下がり、ＬＣ共振
による昇圧作用が小さくなるため、圧電トランスの入力
電圧は下がる。この結果、変換効率のピーク周波数ｆd
で入力電圧が小さくなり、その両側で入力電圧が大きく
なって双峰形となるのである。
【００２４】（第７の従来例）つぎに、特開平８−４７
２６５号に開示されている圧電トランスインバータ６１
を図１１に示す。この圧電トランスインバータ６１は、
４つのスイッチング素子６２、６３、６４、６５をフル
ブリッジ構造としたスイッチング回路６６を圧電トラン
ス６７の一次電極６８、６８間に接続することにより、
昇圧比をかせぐとともに、出力電圧を負荷６９と抵抗７
０で分圧し、その分圧された電圧を入力へ帰還させるこ
とによって自励発振させている。この方式では、特開平
７−１６２０５２号（第６の従来例）のように出力電圧
の周波数特性が双峰形になることはなく、ゲインの最も
高い共振周波数近傍で駆動することができる。
【００２５】しかしながら、この圧電トランスインバー
タ６１では、駆動回路７１から出力される矩形波でスイ
ッチング回路６６をオン、オフして圧電トランス６７を
駆動しているため、やはり圧電トランス入力容量の充放
電に伴う損失が問題となっていた。
【００２６】（第８の従来例）特開平９−５１６８１号
に開示されている圧電トランスインバータ８１を図１２
に示す。この圧電トランスインバータ８１では、２つの
スイッチング素子８２、８３をハーフブリッジにしたス
イッチング回路８４のオン・デューティを電源電圧Ｖcc
に応じて制御している。また、圧電トランス８５の出力
電圧を検出回路８６によって検出し、これをＶ−ｆ変換
回路８７で周波数に変換して駆動回路８８を制御するこ
とにより出力電圧を周波数制御している。この圧電トラ
ンスインバータ８１によれば、入力電圧変動をオン・デ
ューティで吸収することができるので、周波数制御の負
担が少なくなり、出力電圧制御に伴う周波数変動幅が大
きくならないで済むメリットがある。
【００２７】しかしながら、この従来例では、圧電トラ
ンス８５の入力段にＬＣフィルタ８９を設けているの
で、図１０により説明したように、圧電トランス出力電
圧の周波数特性が双峰形になり、実際には周波数制御が
非常に難しいという問題がある。例えば、変換効率ピー
クの周波数ｆdで圧電トランス８５を駆動していたと
き、何らかの外乱によりインバータ出力が増加した場
合、圧電トランスインバータ８１は駆動周波数を増加さ
せることで圧電トランス出力電圧を低下させようとす
る。しかし、圧電トランス８５の昇圧比を下げるために
は出力電圧の周波数特性の２つの山（ピーク）のひとつ
を越えなければならないので、駆動周波数が大きくジャ
ンプすることになり、動作が非常に不安定なものになっ
てしまう欠点があった。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述の技術的
問題点を解決するためになされたものであり、その目的
とするところは、高い変換効率で直流入力電圧を交流出
力電圧に変換することができ、また圧電トランスを安定
に駆動することができ、しかもアナログ制御の組み合わ
せによって実現することができる圧電トランスインバー
タを提供することにある。
【００２９】
【発明の開示】請求項１に記載の圧電トランスインバー
タは、一次電極の一方が接地され、一次電極間に印加さ
れた交流電圧又は直流電圧を電圧変換して二次電極に接
続された負荷に供給する圧電トランスと、前記圧電トラ
ンスの一次電極間に交流電圧又は直流電圧を供給する駆
動部と、前記駆動部の出力と前記圧電トランスの一次電
極との間に挿入されたローパス形共振回路部と、前記負
荷に流れる電流値が目標電流値と一致するよう、前記駆
動部のオン・デューティを制御するデューティ制御部
と、前記圧電トランスの入力電圧と出力電圧の位相差を
検出する位相差検出部と、前記位相差検出部の検出情報
に基づき、前記位相差が、動作周波数が出力電圧の２つ
の峰の間の谷間の周波数域に位置するような位相差とな
るように、前記駆動部の駆動周波数を制御する周波数制
御部とを有することを特徴としている。
【００３０】ここで、一次電極に交流電圧又は直流電圧
を供給する駆動部としては、例えば２つのトランジスタ
からなるハーフブリッジ駆動部を用いることができる。
また、ローパス形共振回路部としては、コイルとコンデ
ンサからなるローパスフィルタを用いることができる。
特に、駆動部の出力と圧電トランスの一次電極の間に接
続されたコイルと、圧電トランスの一次電極間に並列接
続されたコンデンサとから、ローパス形共振回路部を構
成することができる。なお、圧電トランスはその性質
上、一次電極間に印加された直流電圧成分については電
圧変換はしないので、直流が交流に重畳した信号を用い
て駆動することができる。もちろん、直流電圧分が零と
なる信号で駆動しても何ら問題はない。
【００３１】この圧電トランスインバータでは、駆動部
と圧電トランスとの間にローパス形共振回路部を設けて
いるので、駆動部の出力に含まれる高調波成分を遮断で
き、圧電トランスを略正弦波で駆動することができ、圧
電トランス入力容量の充放電に伴う損失を非常に小さく
して圧電トランスインバータの効率を改善することがで
きる。また、共振回路部の昇圧作用により圧電トランス
による昇圧を補助することができるので、昇圧比の小さ
な圧電トランスを用いることができ、小型の圧電トラン
スや安価な圧電トランスを使用することができる。
【００３２】しかも、位相差検出部と周波数制御部の働
きで、入力電圧と出力電圧の位相差が一定となるように
制御することにより、効率最高となる周波数の近傍に駆
動周波数を固定できるので、駆動部と圧電トランスの間
に共振回路部を挿入していて双峰形の周波数特性となる
場合でも、双峰形の周波数特性の谷間で変換効率がピー
クとなる状態で圧電トランスを安定に駆動することがで
きる。
【００３３】また、入力電圧と出力電圧の位相差を一定
に制御する方法を用いているので、入力電流を検出する
方法に比べて効率が良好となる。従って、特に広入力電
圧範囲と高効率が要求される用途に適した圧電トランス
インバータを提供することができる。
【００３４】また、この圧電トランスインバータは、ア
ナログ制御の組み合わせだけで実現可能であるから、構
成を簡略にすることができる。
【００３５】請求項２に記載の圧電トランスインバータ
は、一次電極間に印加された交流電圧又は直流電圧を電
圧変換して二次電極に接続された負荷に供給する圧電ト
ランスと、前記圧電トランスの２つの一次電極に個別に
交流電圧又は直流電圧を供給する駆動部と、前記駆動部
の出力と前記圧電トランスの各一次電極との間に挿入さ
れたローパス形共振回路部と、前記負荷に流れる電流値
が目標電流値と一致するよう、前記駆動部のオン・デュ
ーティを制御するデューティ制御部と、前記圧電トラン
スの入力電圧と出力電圧の位相差を検出する位相差検出
部と、前記位相差検出部の検出情報に基づき、前記位相
差が、動作周波数が出力電圧の２つの峰の間の谷間の周
波数域に位置するような位相差となるように、前記駆動
部の駆動周波数を制御する周波数制御部とを有すること
を特徴としている。
【００３６】請求項２に示す圧電トランスインバータ
は、請求項１の圧電トランスインバータの作用効果に加
え、つぎのような効果がある。この圧電トランスインバ
ータでは、圧電トランスの２つの一次電極に個別に交流
電圧又は直流電圧を供給する駆動部を用いているが、こ
のような駆動部としては、例えば４つのトランジスタを
用いたフルブリッジ駆動回路を用いることができる。こ
のような駆動部を用いると、圧電トランスの入力電圧を
大きくすることができるので、圧電トランスの昇圧比を
小さくすることができる。このため、構造が簡単で安価
な圧電トランスを使用することができる。また、２倍高
調波成分が小さくなるので、圧電トランス出力電圧に含
まれる歪み成分を小さくできる。
【００３７】請求項３に記載の実施態様は、請求項１又
は２に記載した圧電トランスインバータにおいて、前記
ローパス形共振回路部は、前記駆動部の出力と前記圧電
トランスの一次電極との間に接続されたコイルと、前記
圧電トランスの一次電極間に並列に接続されたコンデン
サとからなり、圧電トランスの共振周波数よりも十分低
い周波数で測った圧電トランス入力容量の４倍以下の静
電容量を持つコンデンサを、前記ローパス形共振回路部
のコンデンサとして使用し、このコンデンサの静電容量
及び前記圧電トランス入力容量の和からなる合成静電容
量と、前記コイルのインダクタンスとで決まる共振周波
数を、前記駆動周波数の±１５％以内の範囲に設定した
ことを特徴としている。
【００３８】ローゼン型圧電トランスを用いて冷陰極管
を点灯させるアプリケーションにおいて、圧電トランス
入力容量Ｃpと、ローパス形共振回路部のコンデンサの
静電容量Ｃcの比率Ｍ＝Ｃc／Ｃpをパラメータとし、Ｍ
≦４に設定すると、ＬＣ共振周波数が目標周波数ｆdか
ら１５％ずれた場合でも、ＬＣ共振昇圧比の低下は−３
ｄＢ程度におさまり、実用的なＬＣ共振による昇圧作用
を得ることができる。
【００３９】よって、この実施態様によれば、共振回路
部のコイルのインダクタンスやコンデンサの静電容量が
公称値からばらついた場合でも、共振回路部の昇圧比を
実用レベルに納めることができ、圧電トランスインバー
タの特性ばらつき抑制に大きな効果がある。
【００４０】請求項４に記載の実施態様は、請求項１、
２又は３に記載の圧電トランスインバータにおいて、前
記位相差検出部は、出力端子を互いにアンド接続され
た、オープンコレクタ出力形式またはオープンドレイン
出力形式の２つの比較器を備えたものであることを特徴
としている。
【００４１】比較器としてオープンコレクタまたはオー
プンドレイン出力形式のものを用いれば、出力端子を共
用接続することで自動的にアンドがとれるので、比較器
の出力信号を演算するために追加のロジックＩＣが不要
となる。また、一般に２回路入りの比較器ＩＣは安価に
入手できる。従って、この実施態様によれば、安価な位
相差検出部を実現でき、圧電トランスインバータの製造
コストを抑制できる。
【００４２】請求項５に記載の実施態様は、請求項１、
２、３又は４に記載の圧電トランスインバータにおい
て、前記圧電トランスとして、λ／２モードのローゼン
型圧電トランスを用いることを特徴としている。
【００４３】本発明の圧電トランスインバータでは、矩
形波ではなく、共振回路部でフィルタリングした略正弦
波を用いて圧電トランスを駆動できるので、小型化が容
易なλ／２モードのローゼン型圧電トランスを用いるこ
とができる。よって、λ／２モードのローゼン型圧電ト
ランスを用いることにより、圧電トランスインバータを
小型化することができる。
【００４４】
【発明の実施の形態】（第１の実施形態）図１３は本発
明の一実施形態による圧電トランスインバータ１０１の
構成を示す回路図である。圧電トランス１０２はローゼ
ン型圧電トランスであって、圧電基板１０３の一方領域
においては、圧電基板１０３の両主面にそれぞれ一次電
極１０４、１０４を設けて両一次電極１０４、１０４と
垂直な方向に圧電基板１０３を分極させ、また、圧電基
板１０３の他方領域においては、圧電基板１０３の端面
に二次電極１０５を設けて二次電極１０５と垂直な方向
に圧電基板１０３を分極させている。圧電トランス１０
２の一次電極１０４、１０４のうち一方はグランドに接
地されており、圧電トランス１０２は、一次電極１０
４、１０４間に印加された交流の入力電圧を電圧変換し
て、二次電極１０５に接続された負荷１０６に供給す
る。
【００４５】ハーフブリッジ駆動回路１０７は、２つの
スイッチング素子１０８、１０９によって構成されてお
り、プッシュプル回路と呼ばれることもある。図１３で
は、２つのスイッチング素子１０８、１０９として、Ｐ
チャネル型ＦＥＴ（ＰｃｈＦＥＴ）とＮチャネル型ＦＥ
Ｔ（ＮｃｈＦＥＴ）を用いているが、もちろん他の種類
のスイッチング素子を使用しても差し支えない。上側ア
ームのＰチャネル型ＦＥＴ（スイッチング素子１０８）
と下側アームのＮチャネル型ＦＥＴ（スイッチング素子
１０９）は互いのドレインを接続してハーフブリッジ駆
動回路１０７を構成されており、Ｐチャネル型ＦＥＴの
ソースにバッテリー等の電源からの電源電圧Ｖccが供給
され、Ｎチャネル型ＦＥＴのソースをグランドに接地さ
れ、両ＦＥＴの中点（ドレイン）から出力が取り出され
ている。
【００４６】ＬＣ共振回路１１０はコイル１１１とコン
デンサ１１２をＴ形接続したものであり、ハーフブリッ
ジ駆動回路１０７の出力と圧電トランス１０２の接地さ
れていない側の一次電極１０４との間にコイル１１１が
接続され、圧電トランス１０２の一次側電極１０４、１
０４間に並列にコンデンサ１１２が接続されている。
【００４７】デューティ制御回路１１３は、ハーフブリ
ッジ駆動回路１０７を構成する２つのスイッチング素子
１０８、１０９（Ｐチャネル型ＦＥＴとＮチャネル型Ｆ
ＥＴの各ゲート）に出力を接続されている。ハーフブリ
ッジ駆動回路１０７は、デューティ制御回路１１３がオ
ンの場合には上側アームのスイッチング素子１０８をオ
ン、下側アームのスイッチング素子１０９をオフにし、
デューティ制御回路１１３がオフの場合には上側アーム
のスイッチング素子１０８をオフ、下側アームのスイッ
チング素子１０９をオンにする。デューティ制御回路１
１３は所定のオン・デューティでオン、オフすることに
よって両スイッチング素子１０８、１０９を交互にオ
ン、オフさせ、デューティ制御回路１１３のオン・デュ
ーティを変化させることによってハーフブリッジ駆動回
路１０７のオン、オフのタイミングを変化させて圧電ト
ランス１０２の入力電圧の駆動周波数を制御する。
【００４８】デューティ制御回路１１３には、負荷１０
６と検出抵抗１１４の中間点の電圧と外部からの負荷電
流制御信号が入力されている。負荷１０６と検出抵抗１
１４の中間点の電圧は負荷電流値に比例するものである
から、これによってデューティ制御回路１１３は負荷電
流値を検出することができる。デューティ制御回路１１
３のオン・デューティは、外部からの負荷電流制御信号
によって変化し、負荷電流制御信号に応じて負荷１０６
に流れる電流値が一定値となるように制御する。
【００４９】冷陰極管のような負荷１０６は検出抵抗１
１４と直列に接続され、負荷１０６の他端は圧電トラン
ス１０２の二次電極１０５に接続され、検出抵抗１１４
の他端はグランドに接地されている。
【００５０】位相差検出回路１１５は、圧電トランス１
０２の入力電圧と出力電圧（負荷１０６と検出抵抗１１
４で分圧されたもの）とを検出し、圧電トランス１０２
の入力電圧と出力電圧の位相差を直流電圧に変換して出
力している。すなわち、位相差検出回路１１５は圧電ト
ランス１０２の入力電圧と出力電圧との位相差を検出
し、図１４に示すように、その位相差に対して出力電圧
を一次関数的に変化させる。具体的には、位相差が０゜
のときには入力電圧Ｖccの１／２の電圧を、位相差が９
０゜のときにはＶcc／４の電圧を出力し、位相差が１８
０゜のときには電圧を出力しない。
【００５１】位相差検出回路１１５の出力は周波数制御
回路１１６に入力され、周波数制御回路１１６の出力は
デューティ制御回路１１３に入力されている。周波数制
御回路１１６は位相差検出回路１１５からの出力に応じ
てデューティ制御回路１１３のオン・デューティを変化
させ、位相差検出回路１１５で検出される圧電トランス
１０２の入力電圧と出力電圧の位相差が所定の値となる
よう、ハーフブリッジ駆動回路１０７の駆動周波数を制
御する。
【００５２】つぎに、上記圧電トランスインバータ１０
１の動作を説明する。ハーフブリッジ駆動回路１０７
は、２つのスイッチング素子１０８、１０９をオン、オ
フすることにより、入力電源電圧Ｖccの矩形波を出力す
る。ハーフブリッジ駆動回路１０７の出力は、コイル１
１１とコンデンサ１１２からなるＬＣ共振回路１１０に
入力される。
【００５３】このＬＣ共振回路１１０には、 ハーフブリッジ駆動回路１０７の矩形波出力に含ま
れる高調波成分を取り除き、圧電トランス１０２の入力
電圧を正弦波に近づけて効率を改善する働き、 ＬＣ共振の昇圧作用により圧電トランス１０２によ
る昇圧を補助する働き、の２つの働きがある。ここで、
ＬＣ共振回路１１０の定数は、共振周波数ｆrよりも十
分低い周波数で測定した圧電トランス１０２の入力容量
Ｃpとコンデンサ１１２の静電容量Ｃcとの和Ｃo＝Ｃp＋
Ｃc、およびコイル１１１のインダクタンスＬoで決まる
ＬＣ共振回路１１０の共振周波数１／［２π√（ＬoＣ
o）］が変換効率ピークの周波数ｆdにほぼ一致するよう
に選択されている。
【００５４】ＬＣ共振回路１１０の出力は圧電トランス
１０２の一次電極１０４に入力され、さらに圧電トラン
ス１０２によって昇圧された後、圧電トランス１０２の
二次電極１０５から負荷１０６に供給される。負荷１０
６に流れる負荷電流は検出抵抗１１４によって電圧に変
換され、デューティ制御回路１１３内で整流及び平滑さ
れた後に積分され、外部から入力される負荷電流制御信
号の電圧と比較される。デューティ制御回路１１３は、
負荷電流が不足している時、つまり積分信号電圧が負荷
電流制御信号電圧よりも小さい時には、ハーフブリッジ
駆動回路１０７のオン・デューティを大きくし、逆に、
負荷電流が過大な時には、ハーフブリッジ駆動回路１０
７のオン・デューティを小さくするように動作する。デ
ューティ制御回路１１３のこのような動作により、負荷
電流は一定目標値に制御されることになる。
【００５５】一方、位相差検出回路１１５は圧電トラン
ス１０２の入力電圧と負荷電流の位相差を比較し、図１
４に示したように、その位相差に応じた直流電圧を出力
する。通常、冷陰極管のような負荷１０６は抵抗負荷と
見なしてもよいため、負荷電流の位相を検出することで
圧電トランス１０２の出力電圧の位相を検出しているこ
とになる。もちろん、負荷１０６とは別に分圧抵抗を設
けて圧電トランス１０２の出力電圧を検出する方法を用
いてもよい。
【００５６】周波数制御回路１１６では、位相差検出回
路１１５の出力とあらかじめ設定された目標位相差とを
一致させるように動作周波数を制御する。ここで、動作
周波数が、変換効率ピークとなる周波数ｆdに等しくな
るときの位相差を目標位相差として設定しておくことに
より、動作周波数は双峰形の周波数特性における谷間の
周波数、つまり変換効率ピークの周波数ｆdにクランプ
される。実際の設計においては、浮遊容量等による影響
があるため、位相差をいくらにすれば変換効率が最高と
なるかをあらかじめ予想することは難しい。従って、設
計の初期に目標位相差を変化させて効率が最高となる入
出力電圧の位相差を見つけておく方法が現実的である。
本発明の圧電トランスインバータ１０１では、目標位相
差の設定値を変えるだけで、このような効率最適化を容
易に行える点も特徴である。
【００５７】また、負荷電流を可変制御する場合には、
各設定電流値に応じて効率最高となる入出力電圧の位相
差は微妙に異なる。しかし、液晶表示パネル用のバック
ライト等の用途のように、負荷電流の変化幅が数倍以内
のアプリケーションにおいては、中間程度の負荷電流設
定時に効率が最高となるように位相差を調整しておけ
ば、最小負荷電流時や最大負荷電流時にも効率低下を十
分に小さくできる。
【００５８】上記のように、この圧電トランスインバー
タ１０１によれば、ハーフブリッジ駆動回路１０７の出
力と圧電トランス１０２の一次電極１０４、１０４の間
にＬＣ共振回路１１０を設けているので、ハーフブリッ
ジ駆動回路１０７の出力に含まれる高調波成分を遮断で
き、圧電トランス１０２を略正弦波で駆動できる。その
ため、圧電トランス入力容量の充放電に伴う損失を実質
ゼロにすることができる。
【００５９】また、入力電圧と出力電圧の位相差を一定
に制御することにより、圧電トランスインバータ１０１
の駆動周波数を一定周波数の近傍に固定することができ
るので、ＬＣ共振回路１１０を用いて周波数特性が双峰
型になった場合でも、駆動周波数を変換効率ピークの周
波数ｆd近傍に固定することができ、効率最高の状態で
安定して圧電トランスインバータ１０１を駆動できる。
【００６０】また、入力電圧と出力電圧の位相差を一定
に制御する方法を用いているため、入力電流を検出する
方法に比べて効率が良好になる。さらに、マイクロコン
ピュータを用いることなくアナログ制御の組み合わせだ
けで実現可能であるので、圧電トランスインバータ１０
１の構成を簡略にすることができる。
【００６１】（圧電トランスについて）また、圧電トラ
ンス１０２について詳述すると、圧電トランス１０２と
しては、λ／２モードのローゼン型圧電トランス１０２
を用いるのが望ましい。その理由は、以下に述べる通り
である。
【００６２】冷陰極管の特性として、点灯周波数が低す
ぎると、冷陰極管の輝度特性が悪くなり、逆に点灯周波
数が高すぎると、浮遊容量によるリーク電流が大きくな
って効率が低下し、かつ輝度の不均一を生じるという性
質がある。そのため、最適な駆動周波数が存在し、数１
０ｋＨｚ程度が最も望ましいと言われている。
【００６３】駆動周波数を固定した場合の、λ／２モー
ド、λモード、３λ／２モードの圧電トランス１０２の
寸法と振動モードを図１５（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す。
この図より分かるように、λ／２モードの圧電トランス
１０２が最もサイズを小さくでき、小型化に適している
ことが分かる。しかしながら、λ／２モードの圧電トラ
ンス１０２では、入力電圧に２倍高調波成分が多く含ま
れているとλモードの振動も励起され、出力電圧に歪み
を生じてしまい負荷電流の制御が難しくなるという課題
がある。一方、λモードでは原理的に２倍高調波モード
は励起されず使いやすいため、一般にはλモードが多用
されている。
【００６４】しかし、本発明の圧電トランスインバータ
１０１では、圧電トランス１０２を矩形波ではなくＬＣ
共振回路１１０でフィルタリングした略正弦波を用いて
駆動しているため、２倍高調波はほとんど含まれなくな
る。そのため、本発明の圧電トランスインバータ１０１
では、小型化が容易なλ／２モードのローゼン型圧電ト
ランスを用いることができ、圧電トランスインバータ１
０１の小型化に効果がある。
【００６５】なお、図２より分かるように、圧電トラン
ス１０２の効率最高周波数近傍では、圧電トランス１０
２の入力インピーダンスは抵抗成分に近づくため、十分
なフィルタ作用を期待するためには、ＬＣ共振回路１１
０の外付けコンデンサ１１２の静電容量をある程度大き
くしておく必要がある。
【００６６】（ＬＣ共振回路について）上記ＬＣ共振回
路１１０としては、圧電トランス１０２の入力容量Ｃp
の４倍以下の静電容量Ｃcを有するコンデンサ１１２を
使用し、静電容量の和Ｃo＝Ｃp＋Ｃcとコイル１１１の
インダクタンスＬoで決まるＬＣ共振回路１１０の共振
周波数１／［２π√（ＬoＣo）］を、変換効率ピークの
周波数ｆdの±１５％以内の範囲に設定するとよい。
【００６７】図１３のような圧電トランスインバータ１
０１において負荷抵抗と圧電トランス１０２を決めた場
合を考えると、変換効率ピークの周波数ｆdでの圧電ト
ランス入力の抵抗成分の大きさは一意に決まる。このと
きコンデンサ１１２の静電容量Ｃcを大きくし、コイル
１１１のインダクタンスＬoを小さくすれば、共振周波
数ｆrは固定したままでＬＣ共振のＱを高くすることが
できる。つまり、ＬＣ共振の昇圧作用が大きくなるの
で、圧電トランス１０２の昇圧比は小さくて済む。圧電
トランス１０２の昇圧比を大きくするためには一次電極
１０４、１０４側を積層構造とする手法がよく用いられ
るが、昇圧比が小さくて済めば積層数を減らして圧電ト
ランス１０２の製造コストを抑えることができる。
【００６８】しかしながら、実際にはＬＣ共振のＱをど
こまでも大きくできるわけではない。例えば、特開平９
−５１６８１号に開示されている従来例（第８の従来
例）では、設定しうるＬＣの値についての記載がないた
め、その実施化に際しては困難が伴う。この実施形態で
は、コイル１１１のインダクタンスＬoとコンデンサ１
１２の静電容量Ｃcの大きさを規定することにより、圧
電トランスインバータ１０１の実用的な設計を可能にし
ている。以下、この実施形態を詳しく述べる。
【００６９】ＬＣ共振回路１１０のＱを大きくした場合
（コンデンサ１１２の静電容量Ｃcを大きくし、それに
応じてコイル１１１のインダクタンスＬoを小さくした
場合）と、Ｑを小さくした場合（コンデンサ１１２の静
電容量Ｃcを小さくし、それに応じてコイル１１１のイ
ンダクタンスＬoを大きくした場合）のＬＣ共振回路１
１０の昇圧比（ＬＣ共振昇圧比という）の周波数特性を
図１６に示す。ここでは、説明を簡単にするため、圧電
トランス１０２には昇圧機能がなく、圧電トランス１０
２の入力インピーダンスは純静電容量Ｃpであると仮定
して話を進める。
【００７０】図１６によれば、ＬＣ共振回路１１０のＱ
を大きくすると、ＬＣ共振昇圧比のピークは大きくなる
一方、昇圧できる周波数帯域幅が狭くなることが分か
る。市販されているコイル１１１のインダクタンスとコ
ンデンサ１１２の静電容量の公差は、コイル１１１のイ
ンダクタンスで土２０％、コンデンサ１１２の静電容量
で±１０％程度が一般的である。圧電トランス入力容量
の公差も±１０％と仮定すると、ＬＣ共振回路１１０の
共振周波数（ＬＣ共振周波数という）は最大で√（１.
２×１.１）＝１.１５倍変化する。つまり、ＬＣ共振回
路１１０の定数選択にあたっては、ＬＣ共振周波数が１
５％変動してもＬＣ共振による昇圧比変動が実用レベル
で変動しないことが必要になる。
【００７１】しかし、ＬＣ共振周波数の共振周波数が１
５％変動してもＬＣ共振による昇圧比変動が実用レベル
で変動しないように設計すると制約では、実設計は困難
である。そのため、さらにコイル１１１のインダクタン
スとコンデンサ１１２の静電容量の大きさ規定まで考え
る。まず、「実用レベルで昇圧比が変動しない」ことを
「ＬＣ共振周波数のばらつきによる昇圧比変動が−３ｄ
Ｂ以内である」と定義する。−３ｄＢというのはＱ値を
定義する際に用いられている値であり、実用的に意味の
ある数字である。
【００７２】ローゼン型圧電トランス１０２を用いて冷
陰極管を点灯させるアプリケーションにおいて、圧電ト
ランス入力容量Ｃpと、外付けしたコンデンサ１１２の
静電容量Ｃcの比率Ｍ＝Ｃc／Ｃpをパラメータとし、コ
イル１１１のインダクタンスＬoの値を変化させること
でＬＣ共振周波数を変化させた場合の、ＬＣ共振昇圧比
の様相を図１７に示す。ここで、図１７の縦軸は変換効
率最大で駆動される周波数ｆdにおける昇圧比とし、△
ｆは各Ｍパラメータにおける−３ｄＢ帯域幅とした。こ
れより分かるように、Ｍ≦４に設定すると、ＬＣ共振周
波数が目標周波数ｆdから１５％ずれた場合でも、ＬＣ
共振昇圧比の低下は−３ｄＢ程度におさまる。詳細にい
えば、圧電トランス１０２の設計等によりこの結果は変
化するはずであるが、実用的な設計パラメータの範囲内
において上記結果は有用である。つまり、ＬＣ共振回路
１１０を構成する外付けのコンデンサ１１２として、圧
電トランス入力容量Ｃpの４倍以下の静電容量Ｃcを持つ
ものを使用し、両静電容量の和Ｃo＝Ｃp＋Ｃcとコイル
１１１のインダクタンスＬoとで決まるＬＣ共振の周波
数１／［２π√（ＬoＣo）］を周波数ｆdの±１５％以
内の範囲に設定することにより実用的なＬＣ共振による
昇圧作用を得ることができる。
【００７３】上記のように、この実施形態によれば、Ｌ
Ｃ共振回路１１０を構成するコイル１１１のインダクタ
ンスとコンデンサ１１２の静電容量が公称値からばらつ
いた場合でも、ＬＣ共振回路１１０の昇圧作用を実用レ
ベルで抑制できるようになるため、圧電トランスインバ
ータ１０１の特性ばらつき抑制に大きな効果を発揮す
る。
【００７４】（位相差検出回路について）これまでの説
明では位相差検出回路１１５の具体回路は示さなかった
が、位相差検出回路１１５としては、図１８に示すよう
な回路構成のものを用いることができる。この位相差検
出回路１１５では、オープンコレクタ出力形式またはオ
ープンドレイン出力形式の２個の比較器１２１、１２２
を用いている。一方の比較器１２１の非反転入力端子と
反転入力端子の間は抵抗１２３を接続され、その非反転
入力端子は抵抗１２４及びコンデンサ１２５を介して圧
電トランス１０２の一次電極１０４に接続されている。
他方の比較器１２２も非反転入力端子と反転入力端子の
間を抵抗１２６で結ばれ、その非反転入力端子は抵抗１
２７及びコンデンサ１２８を介して負荷１０６と検出抵
抗１１４の中間点に接続されている。また、両比較器１
２１、１２２の反転入力端子には、電源電圧Ｖccを分圧
抵抗１２９、１３０で分圧した電圧が入力され、さら
に、ともにコンデンサ１３１を介してグランドにつなが
れている。両比較器１２１、１２２の出力端子は互いに
接続されており、抵抗１３２とグランドに接続されたコ
ンデンサ１３３とからなる平滑回路を介して位相差検出
回路１１５の出力端につながっており、両比較器１２
１、１２２の出力端子は、プルアップ抵抗１３４を介し
て電源電圧Ｖccにつながれている。
【００７５】この位相差検出回路１１５では、比較器１
２１、１２２として安価な単電源比較器を使用してい
る。単電源比較器では入力電圧が負になると比較ができ
なくなるため、抵抗値Ｒ１、Ｒ２の等しい抵抗１２９、
１３０で電源電圧Ｖccを分圧することにより入力端子平
均電圧をＶcc／２にバイアスしている。また、各抵抗１
２９、１３０、１２４、１２３、１２７、１２６の値Ｒ
１〜Ｒ６を適当に選ぶことにより、両比較器１２１、１
２２の入力電圧が０〜Ｖccの範囲内に納まるように設計
しておく。
【００７６】この位相差検出回路１１５では、両比較器
１２１、１２２の反転入力端子がＶcc／２に固定されて
いるので、非反転入力端子がＶcc／２以上になる期間で
はそれぞれの比較器１２１、１２２の出力が「ハイ
（Ｈ）」となる。非反転入力端子の平均電圧はＶcc／２
であるから、比較器１２１は圧電トランス１０２入力電
圧が正の半サイクルの期間に「ハイ」を出力し、比較器
１２２は圧電トランス出力電圧が正の半サイクルの期間
に「ハイ」を出力することを意味する。オープンコレク
タ出力形式またはオープンドレイン出力形式の場合、両
出力端子を接続するだけで両出力のアンドを取ったこと
になるので、このアンド出力を平滑することにより０゜
〜１８０゜の圧電トランス入出力位相差が直流電圧に変
換される。ここで、抵抗１３４、１３２の値をＲ７、Ｒ
８とすれば、圧電トランス入出力電圧が同位相の場合に
は出力電圧Ｖcc／２、圧電トランス入出力電圧が逆位相
の場合には出力電圧＝０となる。従って、図１４に示し
たような特性の位相差検出回路１１５が構成される。な
お、後段回路の特性に合わせて、図１４の特性を逆に
し、圧電トランス入出力電圧が同位相の場合には出力電
圧が０となるようにしても差し支えない。
【００７７】一般に２回路入りの比較器ＩＣは非常に安
価に入手できる。また、比較器としてオープンコレクタ
またはオープンドレイン形式の比較器を用いれば、出力
端子を共用接続することで自動的にアンドがとれるの
で、追加のロジックＩＣが不要となる。従って、図１８
のような構成の位相差検出回路１１５によれば、安価な
位相差検出回路１１５を実現でき、圧電トランスインバ
ータ１０１の製造コスト抑制に効果が大きい。
【００７８】（第２の実施形態）図１９は本発明の別な
実施形態による圧電トランスインバータ１４１の構成を
示す回路図である。この圧電トランスインバータ１４１
では、圧電トランス１０２の一次電極１０４、１０４を
両方ともにグランドから浮かせ、駆動回路としてハーフ
ブリッジ駆動回路の代わりにフルブリッジ駆動回路１４
２を用いた点が第１の実施形態と異なっている。
【００７９】フルブリッジ駆動回路１４２は、４つのス
イッチング素子によって構成されている。図１９に示す
実施形態では、４つのスイッチング素子として、２つの
Ｐチャネル型ＦＥＴ１４３、１４５と２つのＮチャネル
型ＦＥＴ１４４、１４６を用いているが、他の種類のス
イッチング素子を用いてもよい。Ｐチャネル形ＦＥＴ１
４３及びＮチャネル形ＦＥＴ１４４の直列接続体と、Ｐ
チャネル形ＦＥＴ１４５及びＮチャネル形ＦＥＴ１４６
の直列接続体とは、並列に配置されている。すなわち、
それぞれ上側アームのＰチャネル型ＦＥＴ１４３、１４
５と下側アームのＮチャネル型ＦＥＴ１４４、１４６は
互いのドレインを接続されており、各Ｐチャネル型ＦＥ
Ｔ１４３、１４５のソースにバッテリー等の電源からの
電源電圧Ｖccが供給され、各Ｎチャネル型ＦＥＴ１４
４、１４６のソースをグランドに接地されている。
【００８０】デューティ制御回路１１３からは４本の出
力が出ており、それぞれ各ＦＥＴ１４３、１４４、１４
５、１４６のゲートにつながれている。また、Ｐチャネ
ル型ＦＥＴ１４３とＮチャネル型ＦＥＴ１４４の中点
（ドレイン）からの出力は、コイル１４７を介して一方
の一次電極１０４に接合され、Ｐチャネル型ＦＥＴ１４
５とＮチャネル型ＦＥＴ１４６の中点（ドレイン）から
の出力は、コイル１４８を介して他方の一次電極１０４
に接合されている。
【００８１】さらに、圧電トランス１０２の一次電極１
０４、１０４間には、圧電トランス１０２の一次側と並
列にコンデンサ１４９が接続されており、２つのコイル
１４７、１４８とコンデンサ１４９によってＬＣ共振回
路１１０が構成されている。コイル１４７、１４８のイ
ンダクタンスとしては、ＬＣ共振周波数の計算結果から
求められた必要インダクタンスが、両コイル１４７、１
４８の直列合成インダクタンスとなるように設計する。
この場合、両コイル１４７、１４８のインダクタンス
は、等しい値のものを用いることが望ましい。
【００８２】この実施形態では、圧電トランスインバー
タ１４１の駆動回路１４２をフルブリッジ構成として一
次電極１０４、１０４に交互に電源電圧Ｖccを印加する
ことにより、圧電トランス１０２への入力電圧を２倍に
することができる。そのため、圧電トランス１０２の必
要昇圧比が小さくてすみ、圧電トランス１０２ヘの負担
が少なくなる。よって、圧電トランス１０２の一次側積
層数を減らして、圧電トランス１０２の製造コストを抑
制することができる。
【００８３】また、一方のＰチャネル型ＦＥＴ１４３と
Ｎチャネル型ＦＥＴ１４４の中点からの出力ＶSW1と、
他方のＰチャネル型ＦＥＴ１４５とＮチャネル型ＦＥＴ
１４６の中点からの出力ＶSW2の各オン・デューティを
それぞれ図２０（ａ）（ｂ）に示すように同一デューテ
ィとし（出力ＶSW1とＶSW2のパルス幅を同一にし）、か
つ、その位相差が１８０゜になるように制御すれば、圧
電トランス入力電圧に含まれる２倍高調波をハーフブリ
ッジの場合に比較して低減ができる。このためλ／２モ
ードローゼン型圧電トランスを用いた場合においても、
出力電圧波形の歪み成分をより小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ローゼン型圧電トランスの構造と、その駆動方
法を説明する概略斜視図である。
【図２】圧電トランスの種々の周波数特性を示す図であ
って、（ａ）は圧電トランスの昇圧比、（ｂ）は変換効
率、（ｃ）は入出力電圧の位相差、（ｄ）は入力電圧の
位相、（ｅ）は入力インピーダンスを表わす。
【図３】第１の従来例における圧電トランスの周波数制
御方式の原理を説明する図である。
【図４】第２の従来例による圧電トランスインバータの
構成を示す回路図である。
【図５】（ａ）（ｂ）は同上の圧電トランスインバータ
における圧電トランスの制御方法を説明する図であっ
て、（ａ）は圧電トランスの出力電圧の周波数特性を示
し、（ｂ）は圧電トランスの入力電圧と入力電流の位相
差の周波数特性を示している。
【図６】第３の従来例による圧電共振子駆動回路の構成
を示す回路図である。
【図７】第４の従来例による圧電トランスインバータの
構成を示す回路図である。
【図８】第５の従来例における圧電トランスの制御方式
を説明する図である。
【図９】第６の従来例による圧電トランスインバータの
構成を示す回路図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）はＬＣ共振回路を設けたときの
圧電トランスの入力電圧及び出力電圧の変化を説明する
図である。
【図１１】第７の従来例による圧電トランスインバータ
の構成を示す回路図である。
【図１２】第８の従来例による圧電トランスインバータ
の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の第１の実施形態による圧電トランス
インバータの構成を示す回路図である。
【図１４】圧電トランスの入力電圧と出力電圧との位相
差と、位相差検出回路の出力との関係を示す図である。
【図１５】（ａ）（ｂ）（ｃ）は圧電トランスの寸法と
圧電振動モードとの関係を示す図である。
【図１６】ＬＣ共振回路における昇圧比の周波数特性
の、Ｑが大きい場合と小さい場合との違いを示す図であ
る。
【図１７】圧電トランス入力容量とコンデンサ容量との
比率Ｍをパラメータとしたときの、ＬＣ共振ピーク周波
数と効率最大周波数ｆｄにおける昇圧比との関係を表わ
した図である。
【図１８】位相差検出回路の具体回路図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態による圧電トランス
インバータの構成を示す回路図である。
【図２０】同上の圧電トランスインバータにおける、フ
ルブリッジ駆動回路の駆動信号波形例を示す図である。
【符号の説明】
１０２ 圧電トランス １０４ 一次電極 １０５ 二次電極 １０６ 負荷 １０７ ハーフブリッジ駆動回路 １０８、１０９ スイッチング素子 １１０ ＬＣ共振回路 １１１ コイル １１２ コンデンサ １１３ デューティ制御回路 １１５ 位相差検出回路 １１６ 周波数制御回路 １２１、１２２ 比較器 １４２ フルブリッジ駆動回路 １４３、１４５ Ｐチャネル型ＦＥＴ １４４、１４６ Ｎチャネル型ＦＥＴ １４７、１４８ コイル １４９ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−149850（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−45870（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 3/24 H05B 41/24

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一次電極の一方が接地され、一次電極間
    に印加された交流電圧又は直流電圧を電圧変換して二次
    電極に接続された負荷に供給する圧電トランスと、 前記圧電トランスの一次電極間に交流電圧又は直流電圧
    を供給する駆動部と、 前記駆動部の出力と前記圧電トランスの一次電極との間
    に挿入されたローパス形共振回路部と、 前記負荷に流れる電流値が目標電流値と一致するよう、
    前記駆動部のオン・デューティを制御するデューティ制
    御部と、 前記圧電トランスの入力電圧と出力電圧の位相差を検出
    する位相差検出部と、 前記位相差検出部の検出情報に基づき、前記位相差が、
    動作周波数が出力電圧の２つの峰の間の谷間の周波数域
    に位置するような位相差となるように、前記駆動部の駆
    動周波数を制御する周波数制御部と、 を有することを特徴とする圧電トランスインバータ。
  2. 【請求項２】 一次電極間に印加された交流電圧又は直
    流電圧を電圧変換して二次電極に接続された負荷に供給
    する圧電トランスと、 前記圧電トランスの２つの一次電極に個別に交流電圧又
    は直流電圧を供給する駆動部と、 前記駆動部の出力と前記圧電トランスの各一次電極との
    間に挿入されたローパス形共振回路部と、 前記負荷に流れる電流値が目標電流値と一致するよう、
    前記駆動部のオン・デューティを制御するデューティ制
    御部と、 前記圧電トランスの入力電圧と出力電圧の位相差を検出
    する位相差検出部と、 前記位相差検出部の検出情報に基づき、前記位相差が、
    動作周波数が出力電圧の２つの峰の間の谷間の周波数域
    に位置するような位相差となるように、前記駆動部の駆
    動周波数を制御する周波数制御部と、 を有することを特徴とする圧電トランスインバータ。
  3. 【請求項３】 前記ローパス形共振回路部は、前記駆動
    部の出力と前記圧電トランスの一次電極との間に接続さ
    れたコイルと、前記圧電トランスの一次電極間に並列に
    接続されたコンデンサとからなり、 圧電トランスの共振周波数よりも十分低い周波数で測っ
    た圧電トランス入力容量の４倍以下の静電容量を持つコ
    ンデンサを、前記ローパス形共振回路部のコンデンサと
    して使用し、 このコンデンサの静電容量及び前記圧電トランス入力容
    量の和からなる合成静電容量と、前記コイルのインダク
    タンスとで決まる共振周波数を、前記駆動周波数の±１
    ５％以内の範囲に設定したことを特徴とする、請求項１
    又は２に記載の圧電トランスインバータ。
  4. 【請求項４】 前記位相差検出部は、出力端子を互いに
    アンド接続された、オープンコレクタ出力形式またはオ
    ープンドレイン出力形式の２つの比較器を備えたもので
    ある、請求項１、２又は３に記載の圧電トランスインバ
    ータ。
  5. 【請求項５】 前記圧電トランスとして、λ／２モード
    のローゼン型圧電トランスを用いることを特徴とする、
    請求項１、２、３又は４に記載の圧電トランスインバー
    タ。
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Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000308358A (ja) * 1999-04-22 2000-11-02 Taiyo Yuden Co Ltd 圧電トランスの駆動方法及びその装置
JP2002203689A (ja) * 2000-12-28 2002-07-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 圧電トランスを用いた冷陰極蛍光管の駆動装置及びその駆動方法
US6720706B2 (en) * 2001-02-12 2004-04-13 Gareth J. Knowles Reduced component drive circuit
US6900673B2 (en) * 2002-06-04 2005-05-31 Coltene/Whaledent, Inc. Microcontroller unit
US20030222535A1 (en) * 2002-06-04 2003-12-04 Igory Gofman Ultrasonic driver
DE10259069B4 (de) * 2002-12-17 2007-01-25 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Resonanzkonverter und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten
DE10259088B4 (de) * 2002-12-17 2007-01-25 Infineon Technologies Ag Resonanzkonverter mit Spannungsregelung und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten
JP4584833B2 (ja) * 2003-05-29 2010-11-24 株式会社タムラ製作所 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路
JP4371765B2 (ja) * 2003-10-17 2009-11-25 Ｎｅｃ液晶テクノロジー株式会社 液晶表示装置
DE102004008908A1 (de) 2004-02-24 2005-09-08 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Ansteuerschaltung für Wandler
DE102006022845B4 (de) * 2005-05-23 2016-01-07 Infineon Technologies Ag Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter
DE102006022819A1 (de) * 2005-05-23 2007-01-04 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zum Versorgen einer Last mit einem Ausgangsstrom
JP4810132B2 (ja) * 2005-06-15 2011-11-09 三洋電機株式会社 遅延回路およびリップルコンバータ
TW200711537A (en) * 2005-07-07 2007-03-16 Koninkl Philips Electronics Nv Parasitic capacitance compensations system and method
US7579749B2 (en) * 2005-07-08 2009-08-25 Canon Kabushiki Kaisha Power supply device and image forming apparatus using the power supply device
CN100448145C (zh) * 2005-07-27 2008-12-31 南京航空航天大学 压电和/或压电类复合材料执行器的控制及驱动装置
JP4674857B2 (ja) * 2005-08-12 2011-04-20 Ｎｅｃトーキン株式会社 放電管点灯用インバータ装置
CN100461599C (zh) * 2005-12-05 2009-02-11 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的控制器
JPWO2008012942A1 (ja) * 2006-07-26 2009-12-17 株式会社タムラ製作所 圧電トランスの調光騒音低減回路
US7551011B2 (en) * 2006-08-10 2009-06-23 Ameritherm, Inc. Constant phase angle control for frequency agile power switching systems
JP2010045867A (ja) * 2006-11-09 2010-02-25 Tamura Seisakusho Co Ltd 入力電圧検出回路
DE102007026912B4 (de) * 2007-06-12 2013-06-06 Siemens Aktiengesellschaft Vorrichtung und Verfahren zur Stromversorgung einer induktiven Last
US7902763B2 (en) * 2008-01-07 2011-03-08 Midas Wei Trading Co., Ltd. Piezoelectric cascade resonant lamp-ignition circuit
JP4666055B2 (ja) * 2008-11-05 2011-04-06 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 駆動装置及び駆動方法
DE102009023505A1 (de) * 2009-06-02 2010-12-09 Austriamicrosystems Ag Schaltungsanordnung für einen Piezotransformator und dazugehörendes Verfahren
US8659921B2 (en) * 2009-08-28 2014-02-25 General Electric Company Power supply with a piezoelectric transformer and method for power conversion
JP2011078159A (ja) * 2009-09-29 2011-04-14 Nihon Ceratec Co Ltd ローゼン型単層圧電トランス用の自励発振回路
EP2536002A4 (en) * 2010-02-10 2017-03-29 Fujitsu Limited Resonance frequency control method, power transmission device, and power reception device for magnetic-resonant-coupling type power transmission system
JP5354097B2 (ja) 2011-05-13 2013-11-27 株式会社村田製作所 電力送電装置、電力受電装置および電力伝送システム
CN102959830B (zh) * 2011-06-28 2015-04-01 株式会社村田制作所 高频电力设备、电力发送设备和电力传输系统
US9725003B2 (en) 2011-08-06 2017-08-08 Delphi Technologies, Inc. Wireless battery charging system varying magnetic field frequency to maintain a desired voltage-current phase relationship
US20130035814A1 (en) * 2011-08-06 2013-02-07 Delphi Technologies, Inc. Electrical charging system that includes voltage-controlled oscillator which operatively controls wireless electromagnetic or wireless inductive charging of a battery
CN104076199B (zh) * 2013-03-28 2017-04-26 艾默生网络能源系统北美公司 检测谐振频率的方法及装置
KR20170006736A (ko) * 2015-07-09 2017-01-18 삼성전기주식회사 직류-교류 전력 변환 회로
DE102015112410A1 (de) * 2015-07-29 2017-02-02 Epcos Ag Verfahren zur Frequenzregelung eines piezoelektrischen Transformators sowie Schaltungsanordnung mit einem piezoelektrischen Transformator
DE102017105415B4 (de) * 2017-03-14 2018-10-11 Epcos Ag Vorrichtung zur Erzeugung eines nicht-thermischen Atmosphärendruck-Plasmas und Verfahren zur Frequenzregelung eines piezoelektrischen Transformators
US11258368B2 (en) * 2020-06-10 2022-02-22 Monolithic Power Systems, Inc. Resonant converter circuit with switching frequency control based on input voltage
CN113162453B (zh) * 2021-04-20 2022-11-29 哈尔滨工业大学 高频逆变系统及控制方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5598881A (en) * 1979-01-20 1980-07-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd Method of driving piezoelectric transformer
JP2618685B2 (ja) * 1988-05-19 1997-06-11 ティーディーケイ株式会社 圧電振動子駆動回路
JP2767730B2 (ja) * 1992-11-27 1998-06-18 述史 萩原 セラミックトランスを用いた冷陰極管の駆動方式
JP3361586B2 (ja) * 1993-12-07 2003-01-07 富士通株式会社 圧電トランス
DE69510835T2 (de) * 1994-01-27 2000-03-16 Hitachi Metals Ltd Gerät zum Steuern einer Entladungslampe und piezoelektrischer Wandler dafür
JP3413621B2 (ja) * 1994-08-01 2003-06-03 エヌイーシートーキン株式会社 圧電トランスを用いた電圧変換装置
JP2757810B2 (ja) * 1995-03-08 1998-05-25 日本電気株式会社 電源装置
DE69620517T2 (de) * 1995-08-07 2002-11-07 Nec Corp Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird
JP2817670B2 (ja) * 1995-08-07 1998-10-30 日本電気株式会社 広入力圧電トランスインバータ
DE69626455T2 (de) * 1995-08-31 2004-01-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Umrichter mit einem piezoelektrischen Wandler
JP3400257B2 (ja) * 1995-08-31 2003-04-28 松下電器産業株式会社 圧電トランス式インバータ電源装置
JPH09237684A (ja) * 1995-12-26 1997-09-09 Tokin Corp インバータ回路
JP3050130B2 (ja) * 1996-07-31 2000-06-12 日本電気株式会社 圧電トランスおよびその異常動作検出保護装置
JP2842526B2 (ja) * 1996-08-01 1999-01-06 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路
JP3063645B2 (ja) * 1996-10-24 2000-07-12 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路

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