DE10259088B4 - Resonanzkonverter mit Spannungsregelung und Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten - Google Patents

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Abstract

Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten, mit folgenden Merkmalen:
einem Piezotransformator (105) mit einem Eingangstor und einem Ausgangstor zum Liefern eines Ausgangssignals zum Treiben der veränderlichen Last (107);
einem Schalter (103) zum Liefern eines Eingangssignals aus einer Quelle (101) an das Eingangstor des Transformators (105);
einer Eingangsdrossel (201), welche zwischen der Quelle (101) und dem parallel zum Eingangstor des Piezotransformators (105) angeordneten Schalter (103) geschaltet ist;
einer Steuereinrichtung (109) zum Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters;
wobei der Piezotransformator (105) derart dimensioniert und beschaltet ist, dass bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107), ein Spannungsabtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 5:1 bis 100:1 beträgt; und
wobei die Steuereinrichtung (109) zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters (103) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung ausgelegt ist.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil mit einer Regelung der Ausgangsspannung zum Treiben von veränderlichen ohmisch-kapazitiven oder ohmisch-induktiven Lasten, das einen Resonanzkreis, einen elektromechanischen Energiewandler, einen Schalter sowie eine Steuereinrichtung aufweist.
  • Schaltnetzteile mit oder ohne Resonanzkreis kommen meist nicht ohne induktive elektromagnetische Bauelemente aus. Zur Erzielung eines verlustarmen Schaltbetriebs können solche Schaltungen nur bis zu einer bestimmten Maximalfrequenz und nur mit resonanten induktiven Elementen oder breitbandigen Transformatoren oder Induktivitäten betrieben werden. Derartige Komponenten sind volumenintensiv und verursachen einen signifikanten Kostenanteil am gesamten Gerät.
  • Beispielsweise ist eine selbst- oder fremderregte Halbbrückenschaltung anzuführen, die mit Bipolartransistoren, Reversdioden, einem Serienresonanzkreis sowie induktiver Basisrückkopplung arbeitet. Eine beispielhafte Ausführungsform einer derartigen Halbbrückenschaltung ist in folgender Schrift (1) offenbart: S. Lowbridge, M. Maytum, K. Rutgers, „Electronic Ballasts for Fluorescent Lamps Using BUL 770/791 Transistors" (Texas Instruments, 1992). Dabei ist der Lastkreis vorwiegend induktiv ausgeprägt, wodurch ein verlustarmes Schalten in verschiedenen Lastfällen möglich wird. Diese Schaltung kann man auch als einen Verstärker der Klasse D einordnen. Sie hätte selbst unter Verwendung von minoritätsladungsfreien MOS-Transistoren (MOS; MOS = Metal-Oxid Semiconductor) den Nachteil kapazitiver Ausräumverluste, da die Schalter unter Spannung eingeschaltet werden müssen, falls nicht eine ausgangsseitige Resonanzdros sel die Spannung bei einem Einschalten etwa auf Null über einem jeweiligen Schalter ansteigen lässt. Somit wird das Nullspannungsschalten (ZVS; ZVS = Zero Voltage Switching), das sich dadurch auszeichnet, dass beim Schalten eine Spannung über einem Leistungshalbleiter vor und während eines Schaltvorgangs zu Null gemacht wird, durch eine ausreichend große (Resonanz-) Induktivität am Lastkreis erreicht.
  • Weiterhin gibt es HF-Verstärker (HF; HF = Hochfrequenz) der Klasse E mit nur einem Schalter und einem hohen Wirkungsgrad. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (2) veröffentlicht: N. O. Sokal, A. D. Sokal, „Class E – A New Class of High Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers", (IEEE, Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, Nr. 3, Juni 1975). Derartige Verstärker werden vorwiegend als Sendeverstärker benutzt und dabei mit einem extern erzeugten Takt bei einer optimalen Einschaltzeit betrieben. Die Einschaltzeit beträgt meistens etwa eine halbe Periodendauer (D = 0,5 entspricht Optimum). D bezeichnet dabei die relative (d.h. auf eine Periodendauer bezogene) Einschaltzeit. Diese Schaltung benötigt ebenfalls eine Resonanzinduktivität im Lastkreis, erreicht jedoch das Nullspannungsverhalten (ZVS) parallel zu einer ausreichend großen Kapazität. Während bei einer Halbbrückenschaltung die parallele Kapazität zum Schalter möglichst klein gewählt wird, um das Nullspannungsverhalten (ZVS) problemlos durch eine Resonanzinduktivität zu erreichen, wird bei der genannten Schaltung der Klasse E diese Parallelkapazität so groß wie möglich gemacht, um die maximale Spannung über dem Schalter während des Ausschaltens so klein wie möglich zu halten. Wird die Kapazität jedoch zu groß gewählt, so kann die Spannung nicht mehr auf Null zurückkehren, und es treten unzulässige Einschaltverluste auf.
  • Bei einem Einsatz von hochfrequenten piezoelektrischen Transformatoren (Piezotransformatoren) oder anderen Energieumformern mit einer elektromechanischen Energiewandlung lassen sich beliebige Transformationsverhältnisse realisieren, jedoch bieten diese Bauelemente meistens kein vorwiegend induktives Eingangsverhalten. Solche elektromechanischen Wandler sind meist auch sehr schmalbandig und können bezüglich ihres Frequenzverhaltens nur sinusförmige Schwingungen übertragen. Eine hart schaltende Konvertertopologie ist deshalb für deren Betrieb weniger geeignet. Somit muss der Resonanzbetrieb, günstigerweise auch in einer Resonanzkonvertertopologie, gewählt werden. Da durch ein piezokeramisches Material im wesentlichen ein kapazitives Eingangs- und Ausgangsverhalten vorgegeben ist, kann ein solcher Wandler die konventionellen Induktivitäten oder Transformatoren nur dann ersetzen, wenn im Fall eines gewünschten induktiven Lastkreisverhaltens für zusätzliche induktive Formung des Lastkreises Sorge getragen wird. Bei einer Halbbrückenschaltung ist ein solches induktives Lastkreisverhalten gefordert, um die Schaltverluste klein zu halten. Als einfachste Maßnahme lässt sich eine zusätzliche, wenn auch kleine konventionelle Induktivität in den Lastkreis einfügen. Wenn die Einschaltverluste aufgrund entsprechend niedriger Eingangsspannungspegel (z. B. Kleinspannungen bis 24 V) klein genug sind, kann auch ein kapazitives Verhalten des elektromagnetischen Wandlers in der Halbbrücke akzeptabel sein.
  • Schließlich kann auch das Schalten in einem Resonanzfall unter Verwendung eines piezoelektrischen Transformators so gestaltet werden, dass die Schaltverluste minimiert werden, wenn eine Umladezeit der relativ großen Eingangskapazitäten des piezoelektrischen Transformators durch ein exaktes Einhalten von erforderlichen Ansteuerzeiten durch ein zeitweises Ausschalten beider Schalter (Totzeiten) überbrückt wird. Hierzu ist jedoch eine genau einstellbare High-Side- und Low-Side-Treiberschaltung erforderlich, die ferner meist einen integrierten Schaltkreis aufweist. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Schaltung ist in der folgenden Schrift (3) veröffentlicht: R. L. Lin, F. C. Lee, E. M. Baker, D. Y. Chen, „Inductor-less Piezoelectric Transformer Electronic Ballast for Linear Fluorescent Lamps", APEC2001, Anaheim, CA, USA, Proceedings, Vol. 2, Seiten 664–669.
  • Bei einer Resonanzschaltung der Klasse E nach Schrift (2) ist das vorwiegend kapazitive Eingangsverhalten eines Piezotransformators nutzbringend, indem die Größe der Eingangskapazität auf einen elektrisch erforderlichen Wert angepasst werden kann und somit nicht störend wirkt, wie es bei einer Halbbrücke oder einer anderen zielgemäß induktiv wirkenden Lastkreisschaltung der Fall ist. Derartige Schaltungen der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator sind bereits aus der Schrift (4), EP 0 665 600 B1 , bekannt.
  • Solche Schaltungen werden in Schrift (4) jedoch nicht für den technisch in Netzspannungsanwendungen gegebenen Fall einer großen Eingangsspannung und einer kleinen Ausgangsspannung eingesetzt, sondern zur Hochtransformation von einer kleineren Spannung auf eine größere verwendet. Diese Beschränkung auf kleine Eingangsspannungen war bisher vorwiegend durch die fehlende Verfügbarkeit dynamisch schneller, hochsperrender Leistungsschalter bestimmt, welche nun inzwischen kostengünstig hergestellt werden können, z. B. Fieldstop-IGBT (IGBT; IGBT = Integrated Gate Bipolar Transistor) bis 1700 V oder Cool-MOS-Transistoren bis 800 V.
  • Bei Kleinspannungsanwendungen wird eine Klasse-E-Schaltung nach Schrift (4) und nach Schrift (2) meist im optimalen Betrieb mit der relativen Einschaltzeit von D = 0,5 eingesetzt. Meistens benötigt eine solche Schaltung im Falle der Hochtransformation eine zusätzliche eingangsseitige Parallelkapazität, falls die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators nicht ausreichend groß ist. Dies ist in einem Abtransformationsfall nicht gegeben, wo die Eingangskapazität mancher Ausführungsformen von piezoelektrischen Transformatoren zu groß sein kann.
  • Außerdem gibt es Eintransistorschaltungen mit einem Piezotransformator, die eine Resonanzinduktivität erfordern, die nicht, oder nicht ausschließlich, glättend wirkt und somit für eine hohe Frequenz von ca. 50 bis 200 kHz durch eine geeignete Wahl von einem Magnetmaterial und einem Litzendraht geeignet sein muss. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Anordnung ist in der Schrift (5), US-6,052,300, offenbart. Außerdem verhindert eine eingangsseitige Glättungsdrossel gegenüber einer nicht eingangsseitig wirkenden Glättungs- oder Resonanzinduktivität ein direktes Einwirken von hochfrequenten Stromschwingungen auf einen Eingang oder auf einen Glättungskondensator, so dass eine eingangsseitige Glättungsdrossel (im folgenden Drosselinduktivität genannt) anderen Anordnungen einer Induktivität vorzuziehen ist.
  • Bezüglich der Steuerung von Schaltungen mit einem piezoelektrischen Wandler ist die Phasenregelung (PLL; PLL = Phase Lock Loop) ein typischer Weg der Frequenzabstimmung. In der Schrift (6), US-5,866,968, wird eine Möglichkeit beschrieben, die Phasenverschiebung zwischen Ausgangsspannung und dem Treibersignal einer Schaltung nach (4) so einzustellen, dass eine PLL-Schaltung mit einem einfachen Oszillator/Treiber-IC realisierbar ist. Diese Regel-Schaltung für die Klasse E ist insbesondere für Piezotransformatoren mit Hochtransformationseigenschaften gut geeignet, da das Spannungsmaximum an dem Ausgang des Transformators einen markanten Punkt gleichzeitig für die Nennleistung darstellt. Wegen der geringen Strombelastung bei Hochtransformation wird die Frequenzcharakteristik der Ausgangsspannung nahezu einem Leerlauffall entsprechen, so dass sich das Transformationsverhältnis zwischen Leerlauf und Nennlast wenig ändert. In (6) ist also im wesentlichen eine Phasenregelung über die Spannungsverläufe zwischen Eingang und Ausgang gegeben, so dass sich immer eine maximale Ausgangsspannung einstellt, wenn die richtige Phasenlage (in diesem Fall ca. 90° oder etwas weniger) eingestellt wird. Dieses gilt auch für andere Topologien mit starker Hochtransforma tion der Spannung, zum Beispiel für die Halbbrückenschaltung. Für den Fall der Abtransformation ist ein Abflachen der Übertragungscharakteristik der Ausgangsspannung zu beobachten, da die sekundärseitige Strombelastung das Spannungsübertragungsverhältnis deutlich beeinflusst. In diesem Fall stellen sich bei einer ungenauen Fixierung des Nennpunktes in Anwendungen wie zum Beispiel Stromversorgungen sehr unterschiedliche Ausgangsleistungen ein, wenn ein Abgleich auf die Phase zwischen den Spannungen erfolgen würde. Wenn man die Phasenverschiebung zwischen dem Maximum des Ausgangsstroms und einer Eingangsgröße als Grundlage für eine Regelung verwendet, so wird durch die Exemplarstreuungen von Last (Nennstrom bei Nennspannung) und Piezotransformator unabhängig von der Topologie kaum die erwünschte Nennleistung (Nennspannung) einstellbar sein. Somit muss die Regelung auf einen bestimmten Nennwert des Ausgangsstromes erfolgen, welcher nicht notwendigerweise der maximal übertragene Strom ist. Eine grundsätzliche Lösung zur Einstellung einer PLL-Regelung nach diesem Prinzip mit ebendiesem Nachteil ist nach (3) bekannt geworden. Für die Einstellung des Laststroms in (3) muss demzufolge eine sehr genaue Regelschaltung eingesetzt werden, welche entweder für jedes Gerät einen besonderen Nennwertabgleich erforderlich macht, um den Nennpunkt zu erreichen. Oder der Wert des Ausgangsstroms wird mit großem Verarbeitungsaufwand genau genug abgetastet. Eine Phasenregelung durch Abtastung der Nulldurchgänge von Ausgangsspannung und Ausgangsstrom bei einer Halbbrückenschaltung ist wiederum ungenau wegen der Streuung von Umladezeiten am Eingang des Piezotransformators, so dass dort eine Auswertung der Amplitude des Ausgangsstroms erforderlich ist, um die Nennleistung einzustellen.
  • Wenn die Ausgangsspannung einer Stromversorgung mit wechselnder Belastung geregelt werden soll, so sind Lösungen bekannt, welche bei Verwendung eines konventionellen Klasse-E-Konverters nach (2) nur wenig Spielraum bei der Frequenzstellung ermöglichen, wie es aus der folgenden Schrift (7) bekannt ist: R. Redl, B. Molnar: Design of 1,5 MHz Regulated DC/DC Power Converter, in PCI/MOTOR-CON September 1983, Proceedings, S. 74–87. Insbesondere auf starke Lasterhöhung kann meist nicht mehr durch Frequenzänderung reagiert werden, und die Ausgangsspannung steigt an. Damit würde ein Verbraucher überlastet. Abhilfe kann ein gepulster Betrieb des Klasse-E-Verstärkers schaffen. Damit hat man jedoch Nachteile bezüglich einer Spannungsglättung am Ausgang, wenn eine möglichst rippelfreie Versorgung gefordert ist. Außerdem kommt es zu zusätzlichen Störungen gegenüber dem Netzeingang, welche durch das ständige Hochschwingen und Abschalten des Verstärkers entstehen, und zusätzlichen Filteraufwand erfordern können. Aus diesen Gründen haben sich Netzstromversorgungen mit der konventionellen Klasse-E-Topologie bislang nicht durchsetzen können, da sie Halbbrückenschaltungen oder der meist verwendeten Sperrwandlertopologie sowohl regelungstechnisch als auch bezüglich des Übertragungsverhaltens unterlegen sind. Zudem erfordern sie meist eine galvanische Entkopplung des Lastkreises, welche einen weiteren Ausgangstransformator neben zwei Drosseln erforderlich machen würde.
  • Setzt man dagegen einen Piezotransformator als Lastkreis in die Schaltung nach Schrift (6) ein, so ergibt sich die Möglichkeit, über eine kleine Frequenzänderung die Ausgangsspannung konstant zu halten. Allerdings wird in (6) keine galvanische Entkopplung erreicht, obwohl ein Hilfslastkreis zur Erzeugung erforderlicher Phasensteuersignale zur Gewährleistung einer Grundlast eingesetzt wird. Somit ist für Stromversorgungen mit geregelter, galvanisch entkoppelter Ausgangsspannung die Konfiguration nach (6) nur bedingt geeignet. Da zusätzlich im Falle einer in (6) nicht gezeigten Ausgangsgleichrichturg nur die Wechselspannung des Transformatorausgangs zurückgeführt würde, ist eine zusätzliche Kontrolle der Gleichspannung erforderlich. Einerseits kann die Flussspannung des Ausgangsgleichrichters nicht als konstant betrachtet werden und hängt insbesondere von der Temperatur ab. Weiterhin ist bei Belastungswechsel ebenfalls eine Änderung der Flussspannung zu erwarten. Demzufolge ist eine galvanische Trennung, beispielsweise über Optokopplung, erforderlich. Führt man das Signal der gleichgerichteten Ausgangsspannung galvanisch getrennt zurück, so ergibt sich zusätzlich die Notwendigkeit und Möglichkeit der Frequenzregelung über dieses Signal. Diese kann jedoch mit der in (6) gezeigten Schaltung nur bedingt erfolgen, da der Phasenregelkreis über eine Spitzenwertgleichrichtung der Ausgangsspannung nur mit der durchschnittlichen Verzögerung einer halben Periodendauer reagieren kann. Dieses bringt bei schnellen periodischen Lastwechseln auch die Gefahr einer Instabilität und einer Oszillationsneigung der Regelung. Somit sind Schaltungen nach (6) trotz ihrer Einfachheit für präzise geregelte Gleichspannungsversorgungen mit galvanischer Trennung nicht geeignet. Insbesondere besteht die Gefahr, dass die Ausgangsspannung zusammenbricht, weil die Phasenkopplung verlassen wird.
  • Nach der Schrift (10) („A Very Simple DC/DC Converter Using Piezoelectric Transformer", M.J. Prieto u.a., IEEE, 2001, Seiten 1755 bis 1760) werden Stromversorgungen mit Piezo-Trafo in einer Halbbrücken-Topologie ausgeführt. Trotz kleiner Baugröße der zusätzlichen Resonanzinduktivität, welche an den Eingang des Piezotrafos geschaltet ist, verursacht diese Induktivität zusätzlichen Aufwand, wenn sie für sehr hohe Frequenzen ausgelegt werden muss. Diese Ausführung zeigt alle Nachteile der Halbbrückenlösung mit Piezo-Trafo für Netzstromsteuerungen. Es wird ein Hochvolt-Treiber-IC benötigt, sowie zwei schnelle Schalter (Transistoren). Die Regelung kann im wesentlichen nur über die Erfassung der Ausgangsspannung erfolgen. Der Eingangsspannungsbereich ist durch die Einhaltung der ZVS-Bedingung in allen Lastfällen begrenzt. Deshalb muss ein großer Wert des eingangsseitigen Ladekondensator gewählt werden, um kleine Bauelemente für Resonanzdrossel und Piezo-Trafo zu erhalten, wobei die Eingangsspannungsschwankung möglichst gering gehalten wird. Für einen Weitbereichseingang mit z.B. 85 V bis 260 V ist diese Lösung daher wenig geeignet, weil ein großer Energiebetrag in der eingangsseitigen Resonanzdrossel gespeichert werden muß, so dass das Ziel der Miniaturisierung kaum noch erreicht wird.
  • Aus der EP 0782374 A1 und der US 6144139 sind Konverter mit Piezotransformatoren bekannt, welche primärseitig über einen Schalter getaktet werden. Die Ansteuerung des Schalters erfolgt durch einen Phasenvergleich zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung.
  • Aus der US 6348755 B1 ist ein Konverter mit einem Piezotransformator bekannt, der primärseitig über einen Schalter getaktet wird, wobei die Ansteuerung des Schalters durch einen Phasenvergleich zwischen Eingangsspannung und Eingangsstrom erfolgt.
  • Aus der US 6013969 ist schließlich ein Konverter mit einem Piezotransformator bekannt, der primärseitig über einen Schalter getaktet wird, wobei die Ansteuerung des Schalters durch einen Phasenvergleich zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom erfolgt.
    •
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Resonanzkonverter mit Spannungsregelung sowie ein Verfahren zum effizienten Treiben von veränderlichen Lasten zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird durch einen Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 1 sowie ein Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten gemäß Anspruch 19 gelöst.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass ein Piezotransformator zum Treiben von veränderlichen lasten in einem Nennlastbetrieb für den Abtransformationsfall eingesetzt werden kann, indem ein Schalter zum Schalten eines an den Piezotransformator anlegbaren Spannungssignals verwendet wird, dessen Schaltfrequenz auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom gesteuert wird.
  • Durch die vorgestellte Erfindung wird ein Schaltnetzteil oder Oszillator definiert, welches grundsätzlich wie ein Verstärker der Klasse E mit einem piezoelektrischen Transformator aufgebaut ist, jedoch in seiner Betriebsweise von einem Optimum, das durch D = 0,5 gegeben ist, nach unten hin abweicht, so dass der Schalterstrom während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wobei D typischerweise in einem Intervall von 0,20 bis 0,45 liegt, und ein Maximum einer Schalterspannung auf einen etwa dreifachen Wert der Eingangsspannung begrenzbar wird. D wird hierbei als relative Einschaltzeit nur des positiven Verlaufes des Schalterstroms betrachtet. Zusätzlich kann und sollte ein negativer Schalterstromverlauf durch z.B. eine antiparallele Diode zum Schalter in allen Betriebsfällen auftreten, wo durch das Nullspannungsschalten (ZVS) stets gewährleistet bleibt.
  • Diese Maßnahme zur sinnvollen Begrenzung der Schalterspannung in Netzspannungsanwendungen ist aus der Schrift (8), EP 0 681 759 B1 , und ferner in der folgenden Schrift (9), L. R. Nerone, „Novel Self-Oscillating Class E Ballast for Compact Fluorescent Lamps", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 16, Nr. 2, März 2001, Seiten 175–183, bekannt. Somit kann man eine gleichgerichtete Netzspannung von etwa 80 bis 160 Volt oder 160 bis 260 Volt an einen Eingang eines Klasse-E-Verstärkers legen, ohne dass ein jeweils erlaubtes Spannungsmaximum des Schalters überschritten wird (z. B. 600 V für 120 V Wechselspannung und 1200 V für 240 V Wechselspannung). Außerdem lässt sich ein piezoelektrischer Transformator eingangsseitig direkt parallel zu einem Schalter anschließen, welcher die Abtransformation zur Last übernimmt und durch sein kapazitives Eingangsverhalten eine erwünschte Rückkehr der Schalterspannung auf Null über einen definierten Last- oder Eingangsspannungsbereich garantiert.
  • Um in dieser Schaltung keine zusätzlichen reaktiven Lastkreiskomponenten zu benötigen, wird ein Spannungstransformationsverhältnis des piezoelektrischen Transformators gerade so gewählt, dass die Lastimpedanz angepasst wird, und es wird eine Eingangskapazität des Piezotransformators so gewählt, dass sie den erforderlichen Blindleistungsanteil resonant speichern kann, so dass weder die Schalterspannung überschritten wird, noch die Spannungsrückkehr auf Null ausbleibt. Gegenüber der Schaltung nach Schrift (4) wird die dort gezeigte externe Kapazität parallel zu dem Schalter überflüssig, da die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators für eine Netzspannungsanwendung ausreichend groß gewählt werden kann, während ihr Wert bei Kleinspannungsanwendungen von einem piezoelektrischen Transformator weniger gut erreicht wird und unter Umständen zu klein ist.
  • Außerdem benötigt die erfindungsgemäße Schaltung vergleichsweise zu Halbbrückenschaltungen für Netzspannungsanwendungen nur einen Low-Side-Treiber und weist damit einen vertretbaren Ansteueraufwand auf. Dadurch vereinfacht sich der Ansteueraufwand für die gesamte Schaltung und ist mit einem Ansteueraufwand eines hart schaltenden DC-DC-Konverters (Flyback- oder Boost-Anordnung) vergleichbar.
  • Außerdem kommt der Schalter nur kurzzeitig und vergleichbar wie bei der Wirkung einer Stromquelle in einen Reversbetrieb und arbeitet deshalb insbesondere bei einer Verwendung von MOS-Transistoren, aber auch bei einer Verwendung von IGBT mit Reversdiode selbst bei hohen Frequenzen bis über 100 kHz sehr verlustarm.
  • Außerdem ist die Topologie vergleichsweise zu (10) in der Lage, auch bei kleinen Eingangsspannungen genügend Leistung an die Last zu liefern, indem einerseits genügend Energie in der Eingangsdrossel gespeichert ist. Diese Energie ist jedoch nicht resonant umzuspeichern, so dass die Eingangsdrossel trotz ihres vergleichsweise großen Induktivitätswerts klein und verlustarm gehalten werden kann. Sie übernimmt gleichzeitig alle HF-Filtereigenschaften, welche in der Schaltung nach (10) durch die Resonanzdrossel erreicht werden müssen. Weiterhin wird abweichend zu (10) ein Piezo-Trafo mit einer kleinen Eingangskapazität verwendet. Dadurch kann auch bei kleiner Eingangsspannung und/oder größerer Last das ZVS erreicht werden, indem der im Resonanzkreis des Piezo-Trafos zirkulierende Strom die Eingangskapazität in allen Fällen resonant entlädt. Die Eingangsdrossel kann klein genug gewählt werden, um durch abklingenden Eingangsstrom während des Ausschaltens diesen Effekt zu unterstützen. Würde man in der Schaltung nach (10) die Eingangskapazität des Piezo-Trafos drastisch verkleinern, so müsste die davor geschaltete Resonanzdrossel in gleichem Maße vergrößert werden. Dadurch entstehen in dieser Schaltung zusätzliche Verluste oder zusätzliches Volumen der Re sonanzdrossel, was bei vorliegender Erfindung nicht der Fall ist.
  • Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, in gewissen Grenzen veränderliche Lasten verlustarm und mit einem einfachen Ansteueraufwand bei hohen Frequenzen zu treiben, wobei nur ein minimaler Schaltungsaufwand, einschließlich beispielsweise eines Schalters (MOSFET oder IGBT mit einer Reversdiode), einer Eingangsgleichstromdrossel (Drosselinduktivität) und eines elektromechanischen Energiewandlers (piezoelektrischer Transformator) anfällt. Dabei ist eine gleichgerichtete Netzspannung mit gewissen Schwankungen der Eingangsspannung ebenso verwendbar wie eine konstante Eingangsgleichspannung. Der Konverter (Resonanzkonverter) erzeugt wegen einer hohen Güte des elektromechanischen Transformators eine nahezu sinusförmige Ausgangsspannung, wodurch der Crestfaktor bei nachgeschalteten ohmschen Lasten ausreichend klein gehalten werden kann. Bei einem Betrieb von Stromversorgungen mit Ausgleichsgleichrichtung führt die sinusförmige Ausgangsspannung zu gleichmäßiger Belastung der Ventile. Dieses ist bei einer konventionellen Schaltung, wie sie beispielsweise in der Schrift (2) offenbart ist, nur bei einer großen Lastkreisgüte möglich, welche wiederum eine erhöhte Stromdichtebelastung einer entkoppelnden Kapazität, ebenso wie einer Schalterparallelkapazität zur Folge hätte. Die so verwendete Schaltung arbeitet insgesamt verlustarm und die maximal verwendbare Frequenz wird im wesentlichen nur durch die dynamischen Verluste des Schalters begrenzt. Ein Fieldstop-IGBT ist durch seine kurze Tailzeit und ein entlastetes Ausschalten für diese Anwendung sehr gut geeignet.
  • Somit werden in der Erfindung wenige kostengünstige Bauelemente so kombiniert, dass sie die technischen Erfordernisse der Abtransformation aus gleichgerichteter Netzspannung für typische Kleinspannungen für Stromversorgungen und Ladegeräte erfüllen. Gleichzeitig erfüllt der elektromagnetische Wandler (Piezotransformator) die Forderung der Auftransfor mation in einem unbelasteten Zustand, so dass eine kostengünstige Anzeige des unbelasteten Zustands beispielsweise über eine Glimmentladung möglich ist. In einem Zustand der Glimmentladung stellt eine solche Lampe einen sehr großen Widerstand dar. Wenn die Spannung aufgrund der Belastung zusammenbricht, ist keine Glimmentladung mehr zu beobachten.
  • Weiterhin wird durch die Ausnutzung einer lastabhängigen Phasenverschiebung zwischen einem Laststrom und einem Schalterstrom ein solcher Nennlastpunkt eingestellt, dass dieser über einen Phasenregelkreis (PLL; PLL = Phase Lock Loop) geregelt werden kann. Dabei kann bei einer ausreichenden Bandbreite eines piezoelektrischen Transformators eine einfache integrierte Ansteuerschaltung verwendet werden. Die Erfassung der Eingangs- oder der Ausgangsspannung ist dabei zur Einstellung des Arbeitspunktes zunächst nicht erforderlich, da die Parameterabhängigkeit der Phasenverschiebung klein genug ist, um allein über einen Sollwertabgleich der Phasenverschiebung die Ausgangsleistung grob zu justieren. Ebenfalls muss die Amplitude des Ausgangsstroms zum Zwecke einer ungefähren Leistungseinstellung nicht abgetastet werden, da sich aufgrund einer Änderung des Transformationsverhältnisses bei Laständerung die Nennleistung genau genug auf die Phasenverschiebung der Stromnulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abbilden lässt. Zur Regelung der Ausgangsspannung kann das zurückgeführte Signal der Ausgangsspannung verwendet werden, um einen Arbeitspunkt genauer einzustellen, und somit genaue Regelung zu erreichen, welche keine Instabilität aufweist. Das Ausgangsspannungssignal wird dabei nur verwendet, um die Phasenverschiebung zwischen Schalter- und Laststrom in erlaubten Grenzen und mit erlaubter Geschwindigkeit zu verändern, um die gewünschte Ausgangsspannung einzustellen. Damit wird erreicht, dass eine schnelle robuste Regelung über die Phasenverschiebung von Schalter- und Laststrom eventuelle Eingangsspannungs- oder Lastwechsel sofort ausgleicht, ohne den Energieinhalt des Konverters so stark zu ändern, dass Instabilität eintritt. Die genaue Regelung der Ausgangsspannung erfolgt dann über ein Signal mit definierter Zeitkonstante, welches den Sollwert der Phasenverschiebung verändert. Damit orientiert sich die Regelung weitgehend an den Stabilitätskriterien der verwendeten Topologie, welche in M.Radecker: „Effiziente Berechnung und Entwicklung energieübertragender Systeme", Technische Universität Chemnitz, Dissertation, 12.5.2000, Teil I, Kapitel 2.4 und Teil II, Kapitel 3.3.3, (unter www.dissertation.de unter Leistungelektronik bzw. Elektrotechnik abrufbar) dargelegt wurden.
    •
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein grobes Blockschaltbild, das einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters zeigt;
  • 2 ein Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters nicht dargestellt ist;
  • 3 ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Resonanzkonverters aus 2;
  • 3a eine frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktion eines piezoelektrischen Transformators im lastarmen Betrieb und im Lastbetrieb;
  • 4 qualitative Kurvenverläufe von einem Schalterstrom IS und einem Laststrom IL;
  • 5 und 5a Verläufe eines Phasenwinkels ΦLT in Abhängigkeit von einer Frequenz sowie frequenzabhängige Spannungsübertragungsfunktionen in Abhängig keit von der Ausgangslast und der Eingangsspannung;
  • 6 den Phasenwinkel ΦLT bei einer konstanten Frequenz in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung Uin;
  • 7 eine Schaltung zum Treiben einer veränderlichen Last gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 7a eine Modifikation der in 7 gezeigten Schaltung;
  • 8 eine Ansteuerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
  • 9 eine Ausführung eines sekundärseitigen Gleichrichters einer Stromversorgung mit Lastkreis.
  • In 1 ist eine grobe Darstellung eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gezeigt, der eine Quelle 101, einen Schalter 103, einen Piezotransformator 105, eine veränderliche Last 107 sowie eine Steuereinrichtung 109 umfasst. Eine von der Quelle 101 gelieferte Spannung oder ein durch diese gelieferter Strom wird mittels des Schalters 103 mit einer Schaltfrequenz geschaltet, wodurch an dem Piezotransformator 105 ein Eingangssignal anliegt, das in ein Ausgangssignal umgesetzt wird, das eine Frequenz aufweist, die von der Schaltfrequenz des Schalters 103 abhängt. Dieses Ausgangssignal dient zum Treiben einer Last 107, deren Lastcharakteristik veränderlich ist. Die Schaltfrequenz, mit der der Schalter 103 geschaltet wird, wird von der Steuereinrichtung 109 auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen dem Strom durch den Schalter 103 und dem Laststrom durch die Last 107 gesteuert. Diese Phasenverschiebung kann aus mehreren Signalen, die beispielsweise vor und nach dem Piezotransformator 105 sowie vor oder nach dem Schalter 107 abgegriffen werden können, ermittelt werden.
  • 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Resonanzkonverters, wobei eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltfrequenz nicht dargestellt ist. Dabei ist die Quelle 101 mit einem ersten Anschluss 2011 einer Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss 2013 der Eingangsdrossel 201 ist mit einem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt. Der erste Eingang 1031 des Schalters 103 ist mit einem ersten Anschluss 1051 eines Eingangstors 1052 des Piezotransformators gekoppelt. Die Quelle 101 ist ferner mit einem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, der ferner mit einem zweiten Anschluss 1053 des Eingangstors 1052 des Piezotransformators 105 gekoppelt ist. Die veränderliche Last 107 ist zwischen einen ersten Anschluss 1055 eines Ausgangstors 1056 des Piezotransformators und einen zweiten Anschluss 1057 des Ausgangstors 1056 geschaltet. Der Schalter 103 weist ferner einen Steuereingang 1035 auf, an den ein Steuersignal anlegbar ist, der die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert. Im folgenden wird die Funktionsweise des in 2 gezeigten Resonanzkonverters näher beschrieben.
  • Von der Quelle 101, die eine Gleichspannungsquelle sein kann, wird ein etwa konstanter oder auch sägezahnförmiger Gleichstrom über die Eingangsdrossel 201 eingespeist. Der Schalter 103 wird dabei mit einer relativen Einschaltzeit D und einer Betriebsfrequenz f betrieben, so dass eine Resonanz des Wandlers 105 erreicht wird, und ein Ausgangssignal, beispielsweise eine Spannung, die veränderliche Last 107, beispielsweise eine ohmisch-kapazitive Last, treibt.
  • 3 zeigt ein detailliertes Schaltungsdiagramm eines Resonanzkonverters, der einen Verstärker der Klasse E umfasst. Die Quelle 101 ist zunächst mit dem ersten Anschluss 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Der zweite Anschluss der Drosselinduktivität ist mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der erste Eingang 1031 ferner mit dem ersten Anschluss 1051 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Die Quelle 101 ist darüber hinaus mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt, wobei der zweite Eingang 1033 ferner mit dem zweiten Anschluss 1053 des Wandlers 105 gekoppelt ist. Zwischen dem ersten Anschluss 1055 und dem zweiten Anschluss 1057 des Ausgangstors des Wandlers 105 ist die Last 107 angeordnet. Der Schalter 103 umfasst in diesem Ausführungsbeispiel einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1037, dessen Source oder Emitter mit dem ersten Eingang 1031 des Schalters und dessen Drain oder Kollektor mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt sind. Der Steuereingang 1035 des Schalters 103 ist in diesem Ausführungsbeispiel gleichzeitig als ein Gate des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 ausgeführt. Zwischen dem zweiten Eingang 1033 und dem ersten Eingang 1031 ist in Flussrichtung eine Diode 1039 geschaltet.
  • Weiterhin ist in 3 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild eines Piezotransformators 105 gezeigt. Das Ersatzschaltbild umfasst eine Eingangskapazität 10501, die zwischen dem ersten Anschluss 1051 und dem zweiten Anschluss 1053 des Eingangstors des Piezotransformators 105 geschaltet ist und somit parallel zum Schalter 103 angeordnet ist. Ferner umfasst das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 einen Resonanzkreis, der aus einer seriellen Schaltung aus einer Kapazität 10502, einer Induktivität 10503 sowie einem Widerstand 10504 besteht. Darüber hinaus umfasst das Ersatzschaltbild des Wandlers 105 eine Übertrageranordnung 10505, deren inverses Spannungsübertragungsverhältnis 1/ü (1/ü = effektive Eingangsspannung zu effektiver Ausgangsspannung) frequenzabhängig ist und erfindungsgemäß bei einem Nennlastbetrieb, bei dem der Blindleistungsanteil kleiner als der Wirkleistungsanteil ist, zwischen 5:1 und 100:1 beträgt. Der Resonanzkreis, der sich ferner durch eine hohe Güte auszeichnet, besteht aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 sowie dem Widerstand 10504, ist zwischen dem ersten Anschluss 1051 des Wandlers 105 und einem weiteren Anschluss 10506 einer Primärseite der Übertrageranordnung 10505 geschaltet. Parallel zu einer Sekundärseite der Übertragungsanordnung 10505 ist eine Ausgangskapazität 10508 angeordnet.
  • Der Piezotransformator 105 zeichnet sich dadurch aus, dass das Übertragungsverhältnis ü in Abhängigkeit von der Last 107 einer Änderung unterworfen ist. Die zwischen den Anschlüssen 1055 und 1057 geschaltete Last 107 ist an den Wandler als Last angeschlossen. Der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 kann beispielsweise ein schneller IGBT (z. B. ein Fieldstop-IGBT) oder ein MOS-Transistor (z.B. ein Cool-MOS-Transistor) sein, der zusammen mit einer antiparallelen Reversdiode verwendet wird. Im folgenden wird die Funktionsweise der in 3 dargestellten Schaltung erläutert.
  • Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1037 durch ein Anlegen eines Steuersignals an den Steuereingang 1035 leitend gemacht, so kann ein Strom, der durch den spannungsgesteuerten Leistungsschalter fließt, aufgrund der Eingangsdrossel 201 nicht sprunghaft ansteigen. Darüber hinaus wird die Eingangskapazität 10501 des Wandlers 105 entladen. Wird der spannungsgesteuerte Leistungsschalter 1035 durch ein Anlegen eines entsprechenden Steuersignals wieder abgeschaltet, d. h. in einen Sperrzustand überführt, so wächst eine Spannung über dem spannungsgesteuerten Leistungsschalter nur langsam an, da sich die Eingangskapazität 10501 auflädt.
  • Durch die Wirkung des Resonanzkreises des Wandlers 105 im eingeschwungenen Zustand wird trotz positiv weiterfließendem Eingangsstrom durch die Drossel 201 eine Stromumkehr im Schalter erreicht, wodurch auch die Kapazität 10501 wieder entladen wird. Die Spannung über dem Schalter 103 wird somit wieder zu null, und es beginnt ein negativer Strom durch den Schalter zu fließen.
  • Die Freilaufdiode 1039 hat die Aufgabe, schon vor einem Einschalten des spannungsgesteuerten Leistungsschalters 1037 einen Reversstrom zu führen. Dabei kann eine relative bzw. eine absolute Einschaltzeit des Schalters nahe zu konstant bleiben, da die Diode nicht geschaltet werden muss, sondern einer stromgeführten Betriebsweise unterliegt. Solange die Diode den Reversstrom führt, kann der spannungsgesteuerte Leistungsschalter am Gate 1035 daher bezüglich Kollektor-Emitter oder Drain-Source spannungslos geschaltet werden, so dass keine Einschaltverluste anfallen. Eine solche stromgesteuerte antiparallele Diode ist nicht notwendigerweise als eine schnelle Diode auszuführen, so dass hierbei auch eine kostengünstige langsame Diode eingesetzt werden kann.
  • Wird nun der Schalter 103 mit einer vorbestimmten Frequenz betrieben, so wird der Resonanzkreis, bestehend aus der Kapazität 10502, der Induktivität 10503 und dem Widerstand 10504, angeregt. Wird dabei eine Resonanzfrequenz des Resonanzkreises erreicht, so erreicht der Wandler 105 ein maximales Spannungsübertragungsverhältnis ü. Bei einer Verwendung eines piezoelektrischen Transformators lässt sich beispielsweise eine Spannungsübertragungsfunktion bei einer definierten Eingangsspannung 101 und einer definiert Last 107 bezüglich der Frequenz etwa durch eine Gauß'sche Funktion (Glockenkurve) beschreiben, wie es beispielsweise in 3a veranschaulicht ist. Bei einer Resonanzfrequenz fR erreicht die Spannungsübertragungsfunktion im Lastzustand einen Maximalwert. Wird die Resonanzfrequenz fR überschritten, was einem überresonanten Fall entspricht, so sinkt die Spannungsübertragungsfunktion ü derart, dass sie einem Verlauf der Gauß'schen Kurve folgt. Beispielweise bei einer Frequenz f1 oberhalb der Resonanzfrequenz hat die Spannungsübertragungsfunktion ü einen Wert angenommen, der deutlich geringer ist als der Wert der Spannungsübertragungsfunktion in dem resonanten Fall. Wird bei dem überre sonanten Betrieb die Frequenz wieder geringer, so steigt das Spannungsübertragungsverhältnis ü wieder an.
  • Wird nun die Spannungsübertragungsfunktion ü durch eine geeignete Auslegung des elektromechanischen Wandlers 105 so breit gewählt, dass bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine geeignete Verkleinerung des Spannungsübertragungsverhältnisses auftritt, so kann einem Ansteigen der Spannung an der Last entgegengewirkt werden. Steigt die Ausgangsspannung zwischen dem ersten Anschluss 1055 und dem zweiten Anschluss 1057 des Wandlers 105 an, so wirkt der piezoelektrische Transformator wegen seines kapazitiven Ausgangs aufgrund der Kapazität 10508 wie ein Klasse-E-Konverter mit einer vorwiegend kapazitiven Ausgangslast. Dadurch sinkt die übertragene Gesamtleistung nicht in einem solchen Maße ab, als wenn ein konstanter ohmscher Widerstand bei einer gleichen Frequenzänderung als Last betrieben würde. Die übertragene Gesamtleistung teilt sich in die über die Kapazität 10508 geführte Blindleistung und die über die Last 107 geführte Wirkleistung auf. Durch ein Absinken des Laststroms, aber einem gleichzeitigen Ansteigen der Lastspannung, kann die übertragene Gesamtleistung bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz weniger stark absinken als bei einer konstanten ohmschen Last mit dem gleichen Wandler, da eine aufgrund größerer Ausgangsspannung größere kapazitive Blindleistung über die Kapazität 10508 geführt wird.
  • In 3a ist weiterhin eine Übertragungskurve in einem lastarmen Betrieb gezeigt, vergleichsweise zu einer Übertragungskurve im Lastbetrieb. Wenn sich die veränderliche Last 107 zu hochohmigen Werten verändert, so kann im überresonanten Betrieb durch Einstellen einer höheren Frequenz die Ausgangsspannung konstant gehalten werden, indem das Spannungsübertragungsverhältnis ebenfalls konstant bleibt. Ein Piezo-Trafo kann dafür so ausgeführt werden, dass bei Laständerung und einer jeweils konstanten Eingangswechselspannung die überresonanten Zweige der Übertragungskurve weiter auseinanderliegen als im unterresonanten Fall. Dieses ist in 3a für einen lastarmen Betrieb und einen Lastbetrieb gezeigt. Durch die entsprechende Auslegung des Piezo-Trafos kann eine große Frequenzbandbreite im überresonanten Fall erzielt werden, welche auf technisch einfache Weise durch die Wahl der erfindungsgemäßen Parameter des Piezo-Trafos erreicht wird. Zu den erfindungsgemäß diesbezüglich wirksamen Parametern gehören eine erfindungsgemäß kleine Eingangskapazität, ein erfindungsgemäß großes inverses Spannungsübertragungsverhältnis 1/ü, sowie eine sich daraus typischerweise ergebende große Ausgangskapazität des Piezo-Trafos.
  • 4 zeigt ein Diagramm der qualitativen Kurvenverläufe des Schalterstroms IS, Laststroms IL und dem zu detektierenden Phasenwinkel ΦLT. Außerdem sind eine Periodendauer T, eine Ausschaltzeit toff, eine Reverszeit trev und die Einschaltzeit ton dargestellt. Der Phasenwinkel ΦLT, der durch die Nulldurchgänge des Schalterstroms IS und des Laststroms IL bestimmt wird, ist in diesem beispielhaften Diagramm ungleich Null und relativ groß, da der Laststrom IL einen größeren kapazitiven Anteil aufweist, was gleichbedeutend mit einem lastarmen Betrieb ist.
  • Geht der erfindungsgemäße Konverter in einen Lastbetrieb über, so kann mit zunehmender Last 107 der Phasenwinkel ΦLT immer kleiner oder sogar fast zu null werden. Gleichzeitig wird dabei die Reverszeit trev immer kleiner, und kann ebenso nahezu null werden, so dass der negativ fließende Reversstrom durch die Diode 1039 verschwindet.
  • Das frequenzabhängige Spannungsübertragungsverhältnis eines piezoelektrischen Transformators wird in dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel erfindungsgemäß ausgenutzt, um eine frequenzabhängige Leistungsübertragung in Abhängigkeit von einer veränderlichen Last zu realisieren, wie es bereits anhand von 3a erläutert worden ist. Dies wird im folgenden anhand des in 5 dargestellten Spannungsüber tragungsverhältnisses eines piezoelektrischen Transformators 105 detailliert erklärt.
  • Bei den meisten Piezotransformatoren ist die Resonanzfrequenz in einem unbelasteten Betrieb höher als die optimale Frequenz unter Last (beispielsweise für eine maximale Leistung oder durch für einen maximalen Wirkungsgrad). Um diese Eigenschaft für die Steuerung an einer Stromversorgung zu nutzen, wird die Resonanzfrequenz des elektromechanischen Wandlers ohne Last oberhalb der Resonanzfrequenz unter Last realisiert, was technisch durch geeignete Auslegung des piezoelektrischen Trafos problemlos möglich ist. Dadurch wird vermieden, dass der Konverter bei einer Frequenz arbeitet, welche nicht der zielgemäßen Übersetzung in einem Nennlastbetrieb entspricht, in dem beispielsweise zwei oder mehrere nebeneinanderliegende Resonanzstellen auftreten. Somit wird der piezoelektrische Transformator nur eine Resonanzstelle aufweisen, welche auch in einem Leerlaufbetrieb getroffen wird. Die Nennfrequenz für den Nennlastbetrieb kann dabei etwa mit der Resonanzfrequenz in einem lastfreien oder lastarmen Zustand übereinstimmen. Dennoch muss der Ausgangskreis stets extern kapazitiv verschaltet sein, um Überspannungen zu vermeiden. Alternativ kann man eine Überspannungsdetektion an der Last einfügen, welche bei entfernter Last sofort zu einem Abschalten des Konverters führt. Zum Einschalten wird der Konverter zunächst mit einer um den lastlosen Resonanzpunkt herum veränderlichen Frequenz angesteuert, welche langsam abgesenkt wird, und ausreichend oberhalb der technisch erwarteten Resonanzfrequenz gestartet wird. Nach einer Detektion des kleiner werdenden Reversstroms im Schalter und eines ausreichend großen Laststroms kann man das Vorhandensein einer Last oder zumindest eines ausgangsseitigen Ladekondensators feststellen.
  • Erfindungsgemäß wird zu einer Steuerung und einer Regelung des so aufgebauten Konverters ein Phasenwinkel ΦLT zwischen dem Laststrom und dem Schalterstrom ausgewertet, um beispielsweise eine überresonante Regelung zu realisieren.
  • In 5 ist ferner ein beispielhafter Verlauf des Phasenwinkels ΦLT zum Beispiel bei Nennlast in Abhängigkeit von der Frequenz (Kurve 507) zusammen mit den Spannungsübertragungsfunktionen in einem lastlosen Zustand und in einem Lastzustand (Nennlast) veranschaulicht. Es ist zu erkennen, dass sich der Phasenwinkel ΦLT bis zu einem Erreichen einer maximalen Leistungsübertragung stetig verkleinert, während er in Richtung eines lastfreien Betriebs ansteigt. Dabei verändert sich die Last so, dass unterhalb von fOPT die Nennlast oder eine noch größere Last (kleines Spannungsübertragungsverhältnis ü), und oberhalb von fOPT eine kleinere Last (größeres Übertragungsübertragungsverhältnis ü) auftritt. Durch eine definierte Frequenzverschiebung 506 kann die veränderliche Last ausgeglichen werden, indem die Spannung am Ausgang konstant gehalten wird, die Leistung sich aber jeweils der Last entsprechend ändert.
  • Zu einer Steuerung oder einer Regelung der an die Last abgegebenen Leistung kann daher beispielsweise der überresonante Bereich oberhalb von einer Frequenz fopt verwendet werden. Hiernach ist es daher nicht notwendig, einen Maximalwert des Laststroms zu erfassen, um die Steuerung bzw. um die Regelung des Konverters vorzunehmen. Es ist ausreichend, den Phasenwinkel ΦLT zwischen dem Schalter- und dem Laststrom abzutasten und auf einen Nominalwert einzustellen. Gleichzeitig wird das Signal der Ausgangsspannung zurückgeführt und verändert den Sollwert der Phasenverschiebung geringfügig auf den jeweils erforderlichen Betrag. Wird die Frequenz kleiner, so steigt die Wirkleistungsübertragung bis zu ihrem Maximum bei Resonanzfrequenz an.
  • Dies hat zur Folge, dass der kapazitive Anteil des Laststroms abnimmt und der Laststrom näherungsweise in Phase mit der Lastspannung fließt, sowie näher an die Phase des Schalterstroms herankommt. Der Schalterstrom verkörpert während des Einschaltens etwa den Eingangsstrom des Piezotransformators 105, welcher sich über das Transformationsverhältnis auf die Last und auf die Ausgangskapazität 10508 des Wandlers 105 verteilt.
  • Weiterhin ist in 5a eine Abhängigkeit der Ausgangsleistungsübertragung von der Eingangsspannung bei einer konstanten Ausgangsimpedanz gezeigt. Die Leistung Pout kann unter Nennlast durch Ansteigen der Eingangsspannung von einer minimalen Nenneingangsspannung 505' über eine höhere Eingangsspannung 503' bis zu einer Maximallastkennlinie 501' gesteigert werden. Darüber hinaus kann die Ausgangsleistung nicht mehr wesentlich erhöht werden, wobei dies vom verwendeten Volumen des Piezotransformators abhängig ist. Ein kleineres Volumen erlaubt nur eine kleinere Maximallast. Es ist deshalb darauf zu achten, dass der Piezotransformator mindestens für eine größere Last als die Nennlast ausgelegt wird, damit die erfindungsgemäße Regelschaltung nach 8 über die Nennlast hinaus funktionstüchtig bleibt.
  • Wie man aus 5a auch entnehmen kann, soll die Frequenz fopt bei Nennlast so weit vom Resonanzpunkt der Kurve 505' für die kleinst Nenneingangsspannung entfernt liegen, dass ein Überlastbetrieb im überresonanten Betrieb möglich ist, so dass bei kurzzeitiger Überlast mit einer weiteren Frequenzabsenkung innerhalb einer überresonant funktionierenden Regelung reagiert werden kann.
  • Der Verlauf des Phasenwinkels ΦLT bei einer konstanten Frequenz ist noch einmal in 6 in Abhängigkeit von einer an der Last anliegenden Eingangsspannung Uin gezeigt. Bei einer steigenden Spannung Uin sinkt der Phasenwinkel ΦLT, da in diesem Fall mehr Wirkleistung an die Last übertragen wird, siehe z.B. 5a, überresonanter Betrieb. Dies hat zur Folge, dass der Wirkanteil des Laststroms zunimmt. Anhand dieses Beispiels wird deutlich, dass sich Schwankungen der Eingangsspannung Uin in der Größe des Phasenwinkels ΦLT wiederspiegeln. Darüber hinaus können solche Schwankungen der Spannung Uin ausgeglichen werden, indem bei einer sinkenden Eingangsspannung Uin bei der überresonanten Betriebsweise zunächst mehr Leistung durch Frequenzverringerung an die Last weitergegeben wird. Bei einer steigenden Eingangsspannung wird hingegen zunächst weniger Leistung durch Frequenzerhöhung an die Last übertragen. Durch diese Frequenzverschiebung 506' wird letztlich die Ausgangsspannung und damit auch die (Nenn-)Leistung konstant gehalten.
  • In 7 ist ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters inklusive Schaltfrequenzsteuerung gezeigt. Da dieses Ausführungsbeispiel auf dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel basiert, werden im folgenden die Funktionalitäten mit gleichen Bezugszeichen nicht noch einmal beschrieben.
  • Zusätzlich zu dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel umfasst das in 7 dargestellte Ausführungsbeispiel zunächst einen Eingangsgleichrichter 701 mit einem ersten Netzanschluss 70101 und einen zweiten Netzanschluss 70103. Zwischen einem Ausgang 7015 und einem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 ist eine Kapazität 703, die beispielsweise ein Ladekondensator sein kann, gekoppelt. Parallel zu der Kapazität 703 ist ferner ein Ansteuerteil 705 zusammen mit einem Widerstand 70501 gekoppelt. Der Ausgang 7015 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner mit dem ersten Anschluss 2011 der Eingangsdrossel 201 gekoppelt. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Steuerausgang 7051 auf, der gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103, der in diesem Ausführungsbeispiel den spannungsgesteuerten Leistungsschalter 1037 umfasst, gekoppelt ist. Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen ersten Eingang 7053 sowie einen zweiten Eingang 7055 auf. Der erste Eingang 7053 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters gekoppelt. Zwischen dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 und dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 ist ferner ein Sense-Widerstand 707 angeordnet. Zwischen der Last 107 und dem zweiten Anschluss 1057 des Wandlers 105 ist ein zweiter Sense-Widerstand 709 angeordnet. Der zweite Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 ist zwischen die Last 107 und dem zweiten Sense-Widerstand 709 gekoppelt.
  • Das Ansteuerteil 705 weist ferner einen Stromversorgungseingang 7057 auf, der mit dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 über eine Kapazität 70111, die beispielsweise als ein Blockkondensator ausgeführt sein kann, gekoppelt ist. Zwischen dem zweiten Anschluss 1053 des Wandlers 105 und dem Stromversorgungseingang 1057 des Ansteuerteils 705 ist eine erste Diode 70131 in Flussrichtung gekoppelt. Zwischen dem Eingang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 und dem ersten Anschluss 1051 des Eingangstors des Wandlers 105 ist ferner eine Parallelschaltung, bestehend aus einer externen Kapazität 70151 sowie einer Diode 70171, die in Flussrichtung betrieben wird, gekoppelt. Im folgenden wird die Funktionsweise des in 7 dargestellten Resonanzkonverters erklärt. Dabei wird jedoch nicht noch einmal auf der Funktionalitäten eingegangen, die anhand des in 3 dargestellten Ausführungsbeispiels bereits diskutiert worden sind.
  • Die Aufgabe des Ansteuerteils 705 besteht darin, den in 7 mit einem Pfeil gekennzeichneten Schalterstrom IS sowie den Laststrom IL geeignet zu erfassen, um eine Phasendifferenz zwischen den beiden Strömen zu bestimmen, und so an dem Steuerausgang 7051 ein Steuersignal zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters 103 auszugeben. Dazu wird zunächst eine von dem Schalterstrom IS abhängige Größe erzeugt, die an dem ersten Eingang 7053 des Ansteuerteils 705 anlegbar ist. In diesem Ausführungsbeispiel wird der Schalterstrom IS an dem ersten Sense-Widerstand 707 in eine Spannung umgewandelt, die an dem ersten Eingang 7053 anliegt. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, dass die von dem Schalterstrom abhängige Größe mit Hilfe einer beliebigen Funktionalität generiert werden kann, beispiels weise durch einen Stromspiegel oder durch eine stromgesteuerte Spannungsquelle.
  • Ausgangsseitig treibt der Piezotransformator 105 mit einem Spannungsübertragungsverhältnis ü eine Last mit dem Lastwiderstand 107, durch den der Laststrom IL fließt. Zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe wird in dem in 7 gezeigten Ausführungsbeispiel ein zweiter Sense-Widerstand 709 verwendet, so dass der Laststrom IL über dem Widerstand 709 eine Spannung erzeugt, die an dem zweiten Eingang 7055 des Ansteuerteils 705 anliegt. Auf der Basis dieser beiden Spannungen wird in dem Ansteuerteil 705 zunächst die Phasendifferenz zwischen dem Schalterstrom IS und dem Laststrom IL bestimmt, und es wird, wie es bereits oben beschrieben worden ist, ein Steuersignal ausgegeben, das die Schaltfrequenz des Schalters 103 steuert.
  • Der Widerstand 70501 liefert eine Startversorgung des Ansteuerteils 705. Die Stromversorgung des Ansteuerteils 701 wird über einen primärseitigen Anschluss des piezoelektrischen Transformators 105 über eine Pumpschaltung mit den Dioden 70131 und 70171, sowie über die externe Kapazität 70151 realisiert, während die Kapazität 70111 (Blockkondensator) die Versorgungsspannung des Ansteuerteils 701 glättet. Somit enthält ein einfaches Energieversorgungsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung ohne besondere Anforderungen an eine elektromagnetische Verträglichkeit und ohne weitere Optionen für Leistungsfaktorkorrektur nur noch drei Kapazitäten 703, 70111 und 70151, die beispielsweise als Kondensatoren ausgeführt werden, einen Eingangsgleichrichter 701 (Netzgleichrichter), eine Eingangsdrossel 201, einen Piezotransformator 105, beispielsweise einen schnellen IGBT 1037 mit einer Reversdiode 1039, ein möglicherweise integriertes Ansteuerteil 705, zwei Dioden 70131 und 70171 sowie einige Kleinstwiderstände.
  • In 7a ist eine Variante der Schaltung in 7 gezeigt, bei der der Piezo-Trafo 105 über eine galvanische Trennung verfügt, so dass das Phasensignal vom Ausgang 7055 über einen ebenfalls galvanisch trennenden Rückkopplungsübertrager 710 auf die Ansteuerschaltung zurückgeführt wird. Der Rückkoppelübertrager 710 kann einfach ausgeführt sein, indem er nur den Nulldurchgang des Laststroms IL als Impuls überträgt. Alternativ könnte der Sensewiderstand 709 nicht an die Last 107 und den Trafoausgang 1057 angeschlossen werden, sondern mit seinem ersten Anschluss an eine Anzapfung elektrisch nahe der sekundärseitigen Masse des Trafos 1057, und mit einem zweiten Anschluß an die primärseitige Masse, welche durch den Ausgang 7017 des Eingangsgleichrichters 701 gegeben ist. Der durch diesen Sensewiderstand fließende Strom soll durch geeignete Auslegung des Piezo-Trafos phasengleich zum Wechselstrom am Lastausgang des Trafos verlaufen. Damit entfällt der Rückkoppelübertrager 710 und die Auswertung der Phasenverschiebung kann gegen ein einheitliches Massepotential der Sensewiderstände 707 und 709 erfolgen.
  • Das somit erhaltene Stromversorgungsgerät lässt sich damit in kompakter Bauweise auf kleinstem Raum unterbringen, wobei beispielsweise eine Bauhöhe von 10 mm leicht erreichbar ist. Für die Eingangsdrossel 201 (Drosselinduktivität) ist beispielsweise eine Baugröße EF 13 bis zu einer Leistung von 18 Watt ausreichend. Für den piezoelektrischen Transformator 105 kann beispielsweise eine zylinderförmige Ausführung bei einer Höhe von 9 mm und einem Durchmesser von 20 mm ebenfalls für eine kurzzeitige Maximalleisutng 18 Watt als genügend angesehen werden. Die zu regelnde Nennleistung wird dabei entsprechend kleier, mit etwa einem Drittel der Maximalleistung bei Weitbereichseingang gewählt. Der Transistor 1037, beispielsweise als Fieldstop-IGBT ausgeführt, kann in einem kleinen SOT-Gehäuse untergebracht werden, und der Ansteuer-IC (IC; IC = Integrated Circuit) für die Ansteuerschaltung 705 lässt sich in einem 8-poligen Standardgehäuse verpacken. Eine Komplettintegration von der Reversdiode 1039, beispielsweise einem Fieldstop-IGBT 1037 sowie einem Ansteuer-IC, ist in einem 8- poligen Gehäuse als eine Multi-Chip-Lösung ebenfalls kostengünstig realisierbar.
  • In 8 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung 109 zusammen mit dem Schalter 103 sowie dem Lastwiderstand 107 dargestellt. Die Steuereinrichtung 109 umfasst zunächst eine Einrichtung 801 zum Erfassen einer von dem Schalterstrom IS abhängigen Größe, eine Einrichtung 803 zum Erfassen einer von dem Laststrom IL abhängigen Größe sowie eine Phasenregelschleife 805, die ferner eine Integratoreinrichtung 809 aufweist. Die Phasenregelschleife 805 umfasst ferner eine Einrichtung 807 zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen Schalterstrom und Laststrom aus den von der Einrichtung 801 und von der Einrichtung 803 erfassten Größen. Die Einrichtung 807 weist einen ersten Eingang 8071, einen zweiten Eingang 8073 sowie einen Ausgang 8075 auf. Der Ausgang 8075 der Einrichtung 807 ist mit einem ersten Eingang 81501 eines Vergleichers 815 verbunden. Der Vergleicher 815 weist ferner einen zweiten Eingang 81503 sowie einen dritten Eingang 81505 und einen Ausgang 81507 auf. Der Ausgang 81507 des Vergleichers 815 ist über einen Widerstand 8091 und eine Kapazität 8093 mit einem Referenzpotential, beispielsweise Masse, gekoppelt.
  • Die Einrichtung 805 weist ferner einen spannungsgesteuerten Oszillator 811 (VCO; VCO = voltage controlled oscillator) sowie einen Gate-Treiber 813 auf. Der Eingang 81101 des VCO 811 ist zwischen den Widerstand 8091 und die Kapazität 8093 gekoppelt. Ein Ausgang 8103 des VCO ist mit einem Eingang des Gate-Treibers 813 gekoppelt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang 1035 des Schalters 103 gekoppelt ist. Die Einrichtung 801 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Komparator 8011 auf mit einem ersten Eingang 80111, einem zweiten Eingang 80112 sowie einem Ausgang 80113 auf. Der erste Eingang 80111 des Komparators 8011 ist mit dem zweiten Eingang 1033 des Schalters 103 gekoppelt. Der zweite Eingang 80112 ist mit dem Ausgang 80131 einer Referenzquel le 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80113 des Komparators 8011 ist mit dem ersten Eingang 8071 der Einrichtung 807 gekoppelt. Die Einrichtung 803 umfasst einen Komparator 8031 mit einem ersten Eingang 80311 und einem zweiten Eingang 80312 sowie einem Ausgang 80313. Der erste Eingang 803121 des Komparators 8031 ist zwischen den Widerständen 107 und 709 gekoppelt. Der zweite Eingang 80312 des Komparators 8031 ist mit dem Ausgang 80313 der Referenzquelle 8013 gekoppelt. Der Ausgang 80131 des Komparators 8031 ist ferner mit dem zweiten Eingang 8073 der Einrichtung 807 gekoppelt.
  • Die Phasenregelschleife 805 umfasst ferner einen weiteren Vergleicher 817 mit einem ersten Eingang 81701, einem zweiten Eingang 81703 sowie einem Ausgang 81705. Darüber hinaus weist die Phasenregelschleife 805 einen Regler 819 auf, der zwischen den Ausgang 81705 des weiteren Vergleichers 817 und den dritten Eingang 81505 des Vergleichers 815 gekoppelt ist.
  • Im folgenden wird die Funktionsweise des in 8 gezeigten Ausführungsbeispiels erläutert.
  • In 8 ist die PLL-Regelschaltung als typisches Blockschaltbild gezeigt. Die Nulldurchgänge des Laststroms IL und des Schalterstroms IS werden über die Sense-Widerstände 707 und 709 durch einen Vergleich mit der Referenz 8013 nahe Null abgetastet, indem zwei Komparatoren 801 und 803 an ihren Ausgängen 80113 und 80313 jeweils Phasensignale erzeugen, die der Einrichtung 807 zugeführt werden. Durch den Phasendetektor 807 wird die Phasendifferenz ermittelt und z.B. mit einem Sollwert verglichen, wobei das resultierende Differenzsignal, das an dem Ausgang 80501 des Phasendetektors 807 ausgegeben wird, über den Vergleicher 815 auf die Integratoreinrichtung 809 (Filter) weitergegeben wird. Die Funktion des Differenzsignals, das an dem Ausgang 81501 ausgegeben wird, in Abhängigkeit von dem Phasendifferenzwinkel φLT, ist in 8 als Tendenz in dem den Phasendetektor 807 repräsentierenden Kästchen dargestellt. Mit steigendem Phasendifferenzwinkel nimmt das Signal UP ab. Diese Funktion ist z.B. realisierbar, indem man die Zeit, beginnend von einem Nulldurchgang des Laststroms bis zu einem Nulldurchgang des Schalterstroms, also beispielsweise (T – φLT), erfasst und in ein proportionales Spannungssignal umwandelt. Dabei ist T die Periodendauer einer Schaltperiode des Konverters. Der Vorteil dieser Signalerfassung ist ein ausreichend großes Zeitfenster, vergleichsweise zur direkten Erfassung von Phasendifferenzwinkel φLT gemäß 4.
  • Durch den Vergleicher 815 wird das entstehende Signal mit einem negativen Vorzeichen auf zwei weitere Signale, die jeweils an den Eingängen 81503 und 81505 des Vergleichers 815 anlegbar sind, aufaddiert. Dabei wird an den zweiten Eingang 81503 ein Signal zur Erfassung der Eingangsspannung, die von der Energiequelle 101 aus 2 geliefert wird, angelegt. Dieses Signal wird in der Regel nicht gleich der Eingangsspannung sein, sondern kann einen zweckmäßigen, beispielsweise proportionalen, Teilbetrag der Eingangsspannung darstellen. An dem dritten Eingang 81505 des Vergleichers 815 liegt dabei eine Regler-Ausgangsspannung des Reglers 819 an, bzw, eine von dieser Spannung abhängige Spannung, wie beispielsweise ein proportionaler Teilbetrag dieser Spannung. Diese Regler-Ausgangsspannung kann ferner eine Funktion der Ausgangsspannung des Konverters über der Last 107 sein, welche in diesem speziellen Beispiel über den Vergleicher 817 und den Regler 819 geführt wird.
  • An dem ersten Eingang 81701 des weiteren Vergleichers 817 liegt ferner die beispielsweise gleichgerichtete Ausgangsspannung an, und an dem zweiten Eingang 81703 des Vergleichers 817 liegt ein Sollwert an, mit dem die an dem ersten Eingang 81701 anliegende Spannung verglichen wird. Das Ergebnis dieses Vergleichs wird an dem Ausgang 81705 des weiteren Vergleichers 817 ausgegeben und dem Regler 819 zugeführt, der sich ferner durch eine geeignete ausreichend große Verstärkung auszeichnet. Am Ausgang dieses Reglers wird somit das Signal ausgegeben, das an dem dritten Eingang 81505 des Vergleichers 815 anliegt. Durch eine Addition der an den Eingängen 81503 und 81505 anliegenden Spannungen und durch eine Subtraktion des an dem Eingang 81501 anliegenden Signals entsteht ein Vergleichssignal, das an dem Ausgang 81507 des Vergleichers 815 ausgegeben wird, welches über die Integratoreinrichtung 809 (Filter) weitergeleitet wird. Das Filter (809) kann auch jeweils vor der Erzeugung der drei Signale für jedes einzelne Signal geschaltet werden, beispielsweise in Form einer verzögernden elektronischen oder mikroelektronischen Schaltung.
  • Als nachgeschaltetes Filter bewirkt die Integratoreinrichtung 807 eine notwendige Stabilität, indem die Regelgeschwindigkeit auf ein zulässiges Maß begrenzt wird. Der Regler 819 kann dann mit veränderlichen Parametern ausgestattet werden, ohne dass die Stabilität des Systems verloren geht. Damit lassen sich unterschiedliche Regelungsstrategien realisieren. Beispielsweise kann man eine langsame Regelung verwenden, wenn ein System energiearm arbeiten soll, und deshalb die Taktfrequenz eines Prozessors oder Mikrocontrollers niedrig sein soll. Die Signale, die an den Eingängen 81503 und 81505 anliegen, können getaktete Signale sein (beispielsweise PWM-Ausgänge eines Mikrocontrollers; PWM = Pulsweitenmodulation), welche durch die Integratoreinrichtung 809 geglättet und in ein resultierendes Gleichsignal umgewandelt werden.
  • Das Filter 809 kann im einfachsten Fall ein RC-Glied, bestehend aus dem Widerstand 8091 und der Kapazität 8093, enthalten. An dieser Stelle sei jedoch angemerkt, dass die Integratoreinrichtung 809 mit Hilfe von anderen Elementen realisiert werden kann, die ein integrales Verhalten aufweisen, wie beispielsweise ein geeignet beschalteter Operationsverstärker.
  • Das Filterausgangssignal wird auf einen VCO 811 weitergeleitet, welcher eine geeignete Frequenz f und einen dazuge hörigen Duty-Cycle Df erzeugt. Über einen Gate-Treiber 813 wird das Ausgangssignal auf das Gate 1035 eines beispielsweise IGBT oder MOSFET 1037 weitergegeben. Die an dem ersten Eingang 81701 des Vergleichers 817 anliegende Spannung Uout wird direkt oder durch eine Spannungsteilung aus der gleichgerichteten Ausgangsspannung an der Last 107 erzeugt. Mit dieser erfindungsgemäßen Ausführung des Gesamtsystems, sowohl durch eine vollintegrierte Lösung eines Ansteuer-IC, als auch durch eine teilintegrierte analoge Ansteuerlösung, welcher ein Mikrocontroller zur Seite gestellt ist, wird nur eine Low-Side-Ansteuerschaltung benötigt, bei der alle erforderlichen Schaltungsteile der Regelung mit kleiner Betriebsspannung realisierbar sind. Die Kombination eines analogen Ansteuer-IC mit einem Mikrocontroller erlaubt eine verbesserte Schnittstelle (z. B. eine Busanbindung), verbesserte, flexible Regelungseigenschaften oder Batteriemanagement für ein Ladegerät.
  • Die Regelung nach 8 funktioniert wie folgt. Wenn sich die Ausgangslast vergrößert (kleinerer ohmscher Widerstand), wird sich nach 5 ein kleineres Übertragungsverhältnis einstellen. Gleichzeitig verkleinert sich dabei aber der Phasenwinkel φLT, so dass die Spannung, die an dem Ausgang 81501 ausgegeben wird, mit einem negativen Vorzeichen aufsummiert wird, wobei sich die Lastspannung wegen der ausgangsseitigen Pufferung über die Kapazität 703 (Ladekondensator) noch nicht verkleinert hat. Damit wird, das Filter 809 mit einer zunächst insgesamt kleineren Spannung beaufschlagt. Folglich verkleinert sich über den VCO 811 die Frequenz, so dass nach 5 eine größere Leistung übertragen wird, und sich das Übertragungsverhältnis ü wieder vergrößert. Über den VCO 811 wird dadurch zeitverzögert durch das Filter 809 eine kleinere Frequenz am Gate des Transistors 1037 eingestellt, welche eine Erhöhung der übertragenen Leistung bewirkt, so dass die Ausgangsspannung trotz der größeren Leistungsaufnahme etwa konstant bleibt. Damit gelangt man auf der überresonanten Kennlinie nach 5 durch Frequenzabsenkung 506 zu einem nahezu gleich bleibenden oder steigenden Übertragungsverhältnis ü. Dadurch erreicht man man entlang einer Übertragungskennlinie in 5 eine größere Leistung und einen weiter sinkenden Phasenwinkel φLT, bis sich die Ausgangsspannung geringfügig erhöht. Über einen Verstärkungsfaktor des Reglers 819 wird damit eine überproportionale Vergrößerung dessen Ausgangssignals erreicht, wodurch das Summiersignal am VCO über das Filter 809 wieder vergrößert wird. Damit kommt die Regelung zum Stillstand, indem die Frequenz in dem überresonanten Mode nicht weiter erniedrigt wird. Das Signal 81501 erzeugt somit eine unterlagerte Phasenstromregelung, welche einem Laststrom sofort durch Leistungsänderung derart entgegenwirkt, dass die Ausgangsspannung erhofftermaßen etwa konstant bleibt, und nur noch wenig durch die Spannungsregelschleife des Reglers nachgeregelt werden muß.
  • Gleiches gilt in umgekehrter Weise für eine Verringerung der Last (Vergrößerung des Lastwiderstands 107) sowie für Änderungen der Eingangsspannung. Wenn die Eingangsspannung des Konverters ansteigt, so verkleinert sich der Phasenwinkel φLT nach 6, indem die Ausgangsleistung nach 5a ansteigt. Durch Aufaddieren eines größeren negativen Wertes der an dem Ausgang 81501 der Einrichtung 807 ausgegebenen Spannung wird aber die Leistung weiter gesteigert, indem die Frequenz absinkt. Jedoch wird dieses durch eine entgegenwirkende Vergrößerung des an dem zweiten Eingang 81503 des Vergleichers 815 anliegenden Signals soweit überkompensiert, so dass sich resultierend etwa eine gleichbleibende Ausgangsleistung einstellt, indem die Frequenz über das Filter 809 und den VCO 811 dennoch erhöht wird, wie dies in 5a durch den Graph 506 gezeigt ist. Wird nach 5a dadurch eine größere oder kleinere Ausgangsleistung übertragen, so setzt erneut der Regelmechanismus über eine sich geringfügig ändernde Ausgangsspannung ein, indem der Regler 819 eine Leistungsänderung, welche in diesem Fall einer Ausgangsspannungsänderung gleichkommt, entgegenwirkt. Dieses hat wiederum eine Anpassung des Phasenwinkels φLT zur Folge, so dass die Regelung zum Stillstand kommt. Die Regelverstärkung des Reglers 819 muss in einem Zusammenhang mit der gesamten Zeitverzögerung des Regelkreises, welche stets größer als die Zeitkonstante des Filters 809 sein wird, den Stabilitätskriterien des Regelkreises genügen. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass das an dem zweiten Eingang 81503 des Vergleichers 815 anliegende Signal mit Hilfe von beispielsweise einem weiteren Vergleicher und einer weiteren Referenz, wie es im Zusammenhang mit der Einrichtung 817 bereits diskutiert worden ist, aus der Eingangsspannung 101 aus 2 oder 3 erzeugt werden kann.
  • Wie bereits erwähnt, zeichnet sich der VCO 811 ferner durch einen Duty-Cycle Df aus, der einstellbar ist. Um die Funktionsweise des Oszillators 811 zu erklären, wird erneut zu 4 zurückgekehrt. Der erfindungsgemäße Verstärker der Klasse E wird so betrieben, dass der Schalter nach Nullwerden der Schalterspannung, gegebenenfalls zeitverzögert, eingeschaltet wird. Dabei ergeben sich Einschaltzeiten von typischerweise D = 0,25 ... 0,45, um eine optimale Begrenzung der Schalterspannung zu erreichen. Diese Einschaltzeiten werden erfindungsgemäß von dem spannungsgesteuerten Oszillator 811 geliefert, und zwar derart, dass der Strom im Schalter während der Einschaltzeit nur ansteigend verläuft, wie es in 4 durch den Verlauf von IS in einem durch ton markierten Intervall verdeutlicht ist. Der VCO 811 ist daher so ausgeführt, dass er einen hierzu notwendigen Duty-Cycle Df liefert. Dies kann beispielsweise durch eine in 8 nicht eingezeichnete Einrichtung zum Einstellen eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators 811 realisiert werden. Das Tastverhältnis kann frequenzabhängig, und optional, auch abhängig von weiteren Größen, wie Eingangs- oder Ausgangsspannung eingestellt werden.
  • 9 zeigt eine Ausführung eines sekundärseitigen Gleichrichters 901 einer Stromversorgung. Der erste Eingang 90101 des Gleichrichters 901 ist im ersten Ausgang 1055 des Wand lers 105 gekoppelt. Zwischen dem zweiten Eingang 90103 des Gleichrichters 901 und den zweiten Ausgang 1057 des Wandlers 105 ist der Widerstand 709 gekoppelt. Zwischen dem ersten Ausgang 90105 und den zweiten Ausgang 90107 ist eine Kapazität 903 gekoppelt. Parallel zu der Kapazität 903 ist der Lastwiderstand 107 ausgeführt.
  • Der Wandler 105 (Piezotransformator) erzeugt eine Ausgangswechselspannung, die zwischen den Ausgängen 1055 und 1057 ausgegeben wird. Dabei wird über den Erfassungswiderstand 709 der lastseitige Wechselstrom geleitet. Danach ist ein Gleichrichter geschaltet, welcher einen Vollbrückengleichrichter oder eine andere Gleichrichterschaltung verkörpern kann. Die an dem Ausgang des Gleichrichters 901 sekundärseitig angeschlossene Kapazität 903 kann auch ein Ladekondensator sein. Der Widerstand 107 verkörpert dabei die ausgangsseitige ohmsche Last, welche auch eine Batterie oder ein elektronisches Gerät darstellen kann. Die Ausgangsgleichspannung liegt dabei über der Last 107 an, während der Ausgangsgleichstrom Iout den ohmschen Wirkstrom durch die Last 107 darstellt. Aus der Spannung über der Last 107 wird die Spannung Uout in 8 entweder direkt oder durch ein beispielsweise zu ihr proportionales Signal erzeugt.
  • Aus den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung wird deutlich, dass die Verbesserungen gegenüber dem Stand der Technik bedeuten, dass ein resonanter Wechselrichter, bestehend aus einem selbst- oder einem fremderregten Verstärker der Klasse E, mit einer auf Resonanzfrequenz abgestimmter Betriebsweise bei einer hohen Frequenz unter Verwendung eines elektromechanischen Energiewandlers mit hoher Lastkreisgüte, einen hohen Wirkungsgrad sowie eine begrenzte Laständerung und eine begrenzte Eingangsspannungsschwankung zulässt, indem ein dynamisch schneller Schalter mit wenigstens dreifacher Sperrspannung gegenüber der maximalen Eingangsgleichspannung verwendet wird, und die verwendete Eingangsdrossel ausreichend klein gemacht werden kann. Da nur ein Schalter und eine relativ einfache Ansteuerschaltung erforderlich sind, lässt sich die Schaltung als eine Ein-Chip-Lösung (z. B. in einer SMART-POWER-Technologie) realisieren, oder in bekannter kostengünstiger Multi-Chip-Ausführung ohne die Notwendigkeit einer brückenfähigen Technologie für die Ansteuerschaltung. Unter einer Verwendung von beispielsweise Hochvoltleistungsschaltern (z. B. Fieldstop-IGBT, Cool-MOS) ist ein Betrieb an gleichgerichteter Netzspannung möglich. Die benötigte Ansteuerschaltung arbeitet insbesondere bei Verwendung von MOS-Transistoren oder schnellen IGBT sehr verlustarm, ebenso der Schalter und der elektromechanische Wandler, wie auch die entgegen der in Schrift (10) ausgeführten Beschränkungen hier sehr klein gemacht werden kann, indem insbesondere die Parameter des Piezo-Trafos definiert angepasst werden. Durch die Verwendung von MOS-Schaltern oder auch schnellen IGBT ist eine hohe Schaltgeschwindigkeit erzielbar. Wegen einer daraus resultierenden Frequenzerhöhung verkleinern sich die kapazitiven und die induktiven Bauelemente der Gesamtanordnung, wie beispielsweise die Eingangsdrossel, welche nur mit einem teilweisen Wechselstromanteil beaufschlagt wird. Letztere übernimmt dadurch gleichzeitig die eingangsseitige Netzstromglättung, wodurch zusätzlicher Netzfilteraufwand reduziert wird. Eine Resonanzinduktivität ist somit nicht mehr erforderlich, ebenso wenig wie eine High-Side-Treibereinrichtung, was für vergleichbare Halbbrückenlösungen mit schmalbandigen Energiewandlern nicht, oder nur unter Einschränkungen bezüglich der Ansteuergenauigkeit, gegeben ist. Außerdem sind im Lastkreis keine reaktiven Bauelemente (Kondensatoren, Induktivitäten) erforderlich und werden vollständig durch den piezoelektrischen Transformator ersetzt.
  • Gegenüber einer konventionellen Sperrwandlertopologie wird der kostenintensive streuungsarme Transformator durch einen preiswerten Piezotransformator und eine Eingangsdrossel ersetzt, welche teilweise den Netzfilteraufwand reduziert. Durch eine symmetrische Auslegung des Ausgangskreises des Piezotransformators mit einer Mittenanzapfung kann der Aus gangsstrom auf zwei Gleichrichterdioden aufgeteilt werden. Damit reduziert sich deren Einzelerwärmung, so dass die Verlustleistung bei einem großen Ausgangsstrom thermisch besser verteilt wird als bei einem Sperrwandler, dessen Diode den gesamten Laststrom zu tragen hat.
  • Gegenüber einer aufwendigen Auswertung des Laststroms zur Einstellung der Nennleistung nach (3) ist für die gewählte Klasse-E-Schaltung nur ein Phasenvergleich zwischen den Nulldurchgängen von Laststrom und Schalterstrom erforderlich, um die Nennleistung ungefähr einzustellen. Dadurch vereinfacht sich die Regelschaltung und lässt sich als Analogschaltung auf einer kleineren Chipfläche integrieren, als wenn aufwendige Auswerterschaltungen für den Laststrom (Amplitude) verwendet würden. Durch eine zusätzlich überlagerte Regelung auf den Sollwert der Ausgangsspannung kann gegenüber einer direkten Spannungsregelung Instabilität besser vermieden werden, ohne dass die maximal mögliche Regelgeschwindigkeit aufgegeben wird. Dies gilt insbesondere bei einem Aufladen eines sekundärseitigen Glättungskondensators und bei einem schnellen Lastwechsel. Der Nachteil von Instabilität einer Regelschaltung, welche über die Phasenverschiebung der Spannung des Klasse-E-Verstärkers beispielsweise nach (6) arbeitet, wird damit vermieden.
  • Das Spannungsübersetzungsverhältnis des elektromechanischen Wandlers bezüglich der Sinusübertragung bei Resonanzfrequenz wird in Anpassung an typische Netzanwendungen für Netzstromversorgungen und -ladegeräte (z. B. für PC) mit 5:1 bis 100:1 gewählt. Dabei kann die Eingangsnetzspannung zwischen 80 und 260 Volt Wechselspannung betragen. Aus dem elektrischen Filterverhalten des elektromechanischen Wandlers (z. B. Piezotransformator) ergibt sich dann eine Lastspannung in einem typischen Bereich der Stromversorgungen (z. B. 1,5 bis 20 V). Bei anderen Übersetzungsverhältnissen wäre in dieser Schaltungstopologie eine Lastenanpassung mit optimaler Schalterspannungsbegrenzung für die beschriebenen Netzanwendungen nicht erreichbar, weshalb das richtig di mensionierte Übersetzungsverhältnis im Nennlastbetrieb ein wesentlicher Grundgedanke der erfindungsgemäßen Lösung ist.
  • Weiterhin ist die Eingangskapazität des elektromechanischen Wandlers so zu wählen, dass neben dem parallel zu dem Wandlereingang geschalteten Halbleiterschalter keine weitere Parallelkapazität benötigt wird. Der Wert der Eingangskapazität wird bei einer Frequenz von typischerweise 100 kHz und einer Leistung von 20–20 Watt je nach Eingangsspannung zwischen 100 pF und 1 nF betragen. Bei kleiner Eingangsspannung (80–160 V Wechselspannung) ist der Wert der Kapazität etwa 500 pF bis 1 nF zu wählen, bei großer Eingangsspannung (160–260 V Wechselspannung) ist dieser Wert mit etwa 100 pF bis 500 pF zu wählen.
  • Die parallel hierzu wirkende Kapazität des Schalters liegt dabei in einer Größenordnung von weniger als 200 pF. Für andere Leistungsbereiche verschiebt sich der Wert der Eingangskapazität nach oben (größere Leistung) oder auch nach unten (kleinere Leistung). Eine solche Anpassung ist durch eine Konstruktion eines piezoelektrischen Transformators möglich. Bevorzugt wird hierbei ein zirkular oder auch ein lateral schwingender piezoelektrischer Transformator eingesetzt. Hingegen ist ein piezoelektrischer Transformator, der auf der Basis einer Dickenschwingung arbeitet, oder ein Rosen-Typ-Transformator weniger für diese Anwendung geeignet, da diese ein entsprechendes Abtransformationsverhältnis in dem vorgegebenen Leistungsbereich und der geforderten Eingangskapazität nicht bei einem ausreichenden Wirkungsgrad zulassen. An dieser Stelle sei jedoch darauf hingewiesen, dass die beiden Typen von Piezotransformatoren erfindungsgemäß eingesetzt werden können.
  • Außerdem hilft die ausgangsseitige Kapazität eines Piezotransformators in einem Leerlaufbetrieb, die Nullspannungsschaltung der Klasse E zu stabilisieren und ist als Last in Verbindung mit diesem schmalbandigen elektromechanischen Wandler hierzu gut geeignet. Dazu wird der piezoelektrische Transformator so ausgelegt, dass seine Spannungsübertragungsfunktion eine ausreichende Bandbreite besitzt, die, wie es bereits erwähnt worden ist, bezüglich der Frequenz etwa einer Gauß'schen Funktion folgt, und wird so breit gewählt, dass bei einer Abweichung von der Resonanzfrequenz eine Verkleinerung des Spannungsübertragungsverhältnisses auftritt. Dadurch lässt sich eine Steuerung oder Regelung zur Einstellung der Ausgangsleistung auch bei nicht exakt konstanter Ausgangsspannung über die Erfassung des Laststroms technisch zuverlässig implementieren, wenn die Frequenzbandbreite bis zum Abfall auf die halbe Leistung wenigstens etwa 5–10 % der Nennfrequenz beträgt. Die Nennfrequenz für diese Applikation beträgt typischerweise 50–200 kHz. In diesem Bereich, und durch die Wirkung der Ausgangskapazität bei einer steigenden Lastspannung oder sinkenden Wirkleistung, ändert sich das Verhalten der Klasse-E-Schaltung bezüglich der Nullspannungsschaltung und der Schalterstrombelastung kaum, so dass keine wesentlichen Änderungen bezüglich des Schaltermaximalstroms, des Schalterreversstroms und der Schaltermaximalspannung bei etwa konstanter relativer Einschaltzeit auftreten. Durch die erfindungsgemäße Wahl des Übersetzungsverhältnisses und der Eingangskapazität des Piezo-Trafos wird eine ausreichende Frequenzbandbreite bei geeigneter Technologie des Piezo-Trafos erreicht.
  • Der Klasse-E-Konverter reagiert auf eine verstärkt kapazitive oder eine weniger ohmsche Ausgangsbelastung mit einer Erhöhung des Blindstromanteils, ohne dass die Nullspannungsbedingung verletzt wird. Hierbei wirkt sich die inhärente Ausgangskapazität des piezoelektrischen Transformators in diesem Sinne stabilisierend aus.
  • Weiterhin ist eine kleine externe kapazitive Last erforderlich, welche durch die Kapazität der Gleichrichterdioden schon gegeben sein kann, um das Ansteigen der Ausgangsspannung über ein erlaubtes Limit zu verhindern und gleichzeitig die Nullspannungsbedingung einzuhalten. Somit kehrt die Schalterspannung weiterhin auf Null zurück, auch wenn die Last sehr klein geworden oder entfernt worden ist. Damit erhöht sich lediglich der Reversstromanteil im Schalter. Für den Fall, dass keine Wirkleistung mehr an die Last übertragen wird, ist der maximale Reversstrom gleich dem maximalen Einschaltstrom des Schalters. Somit kann eine Detektion der Lastkreisunterbrechung durch Abtasten des Reversstroms im Schalter erfolgen, ohne dass die Lastspannung überwacht werden muss. Allerdings ändert sich die optimale relative Einschaltzeit mit der Frequenz und muss bei größeren Frequenzänderungen innerhalb der Bandbreite nachgeführt werden. Solches ist für eine Festpunktlast innerhalb einer PLL-Regelung jedoch seltener oder gar nicht erforderlich und wird nur bei einer Leistungsstellung in einem größeren Bereich, bzw. bei weitem Eingangsspannungsbereich, anzuwenden sein.
  • Bei einer Schwankung der Eingangsspannung ändert sich das Transformationsverhältnis des elektromechanischen Wandlers wenig, so dass sich die Leistung etwa mit dem Quadrat der Eingangsspannung ändert. Wird die Eingangsgleichspannung des Konverters kleiner, so sinken der Wirkstrom und der Blindstrom im Lastkreis entsprechend ab, und der Schalterreversstrom nimmt ab. Wenn die Sperrspannungsreserve des Schalters groß ist, kann die Eingangskapazität des piezoelektrischen Transformators verkleinert werden, um ein Nullspannungsschalten (ZVS) bis zu kleineren Eingangsspannungen zu erreichen. Ist die Sperrspannungsreserve des Schalters hingegen klein, so darf die Eingangsspannung nicht unter einen bestimmten Minimalwert sinken. Dieser Wert ist wegen der ausreichend großen Ausgangskapazität eines piezoelektrischen Transformators bei sinkender ohmscher Belastung aber klein genug, um die üblichen Spannungsschwankungen der Netze auszugleichen und um zusätzlich eine größere Spannungsschwankung an dem Eingangsladekondensator zuzulassen. Wird die Last entfernt, so bewirkt die konstante oder geringfügig ansteigende kapazitive Ausgangslast des piezoelektrischen Transformators einerseits eine Aufrecht erhaltung des Nullspannungsschaltens, indem der steigende Blindstromanteil den fehlenden Laststromanteil kompensiert. Andererseits wird die Schaltermaximalspannung jedoch nicht wesentlich größer, da der effektive Eingangsstrom abnimmt und von einem kleineren Anteil des Laststroms kompensiert werden muss, wobei auch die gesamte relative Einschaltzeit konstant bleibt.
  • Wird die ohmsche Belastung größer, so sinkt der Blindstromanteil auf kleinere Werte, so dass die Schaltermaximalspannung auch in diesem Fall nicht überschritten wird. Bei einen zu großen ohmschen Last würde das Nullspannungsverhalten nicht mehr erreicht, so dass dadurch die zusätzliche aufgenommene Leistung an dem Schalter in Wärme umgesetzt würde. Damit wird die Schaltermaximalspannung ebenfalls nicht überschritten, indem die übertragene Leistung nicht mehr erhöht wird. Für den Fall, dass eine zu große Last verwendet wird, kann diese durch eine Detektion der Spannungsrückkehr an dem Schalter erkannt werden, so dass eine Überlastung des Schalters vermieden werden kann, indem der Konverter abgeschaltet oder auf eine kleinere Ausgangsspannung geregelt wird. Somit kann man als Schalter ein Bauelement einsetzen, dessen erlaubte Maximalspannung in keinem möglichen Betriebszustand einer Last mit elektromechanischem Wandler (piezoelektrischer Transformator) überschritten wird. Deshalb ist auch ein nicht-avalanchefester Schalter (MOSFET oder IGBT) für diese Anwendung gut geeignet, da sich die an den Eingang zurückwirkende Ausgangskapazität des Wandlers bei sinkender ohmscher Last kompensierend auswirkt. Diese Eigenschaft ist durch den Einsatz von erfindungsgemäß dimensionierten piezoelektrischen Transformatoren meist gegeben.
  • Durch den Einsatz nicht-avalanchefester Bauelemente, insbesondere Fieldstop-IGBT als Schalter, wird die vorliegende Anwendung kostengünstiger, indem kein Schutzelement gegen Überspannungen an dem Schalter eingesetzt werden muss, da der Ausgangskreis den Schutz des Schalters durch seine e lektromechanischen und damit elektrischen Eigenschaften bereits gewährleistet.
  • Wie es bereits erwähnt worden ist, kann man zu einer Steuerung und Regelung eines so aufgebauten Konverters den Phasenwinkel zwischen Laststrom und Schalterstrom auswerten. Der Schalterstrom wird nur durch den Gleichanteil der Eingangsdrossel überlagert, welche die Phasenverschiebung um einen festen Betrag verändert, und deshalb nicht oder nur wenig von der Leistung oder Eingangsspannung abhängig ist. Wird die Eingangsdrossel des Konverters so klein gewählt, dass der Drosselstrom auf Null abklingen oder kleiner als Null werden kann, so kann man den Anteil des überlagerten Gleichstroms von Seiten der Drossel deutlich reduzieren oder fast zu Null machen, weil dann der Drosselstrom typischerweise in dem Moment des Einschaltens des Schalters etwa einen Nulldurchgang erreicht. Auch wenn die Eingangsdrossel größer gewählt wird, ist eine Phasendetektion zur Leistungsregelung möglich und muss nur wenig an den jeweiligen Wert der Eingangsdrossel angepasst werden, da der effektive Eingangsstrom in dieser Anwendung wesentlich kleiner als der Laststrom ist.
  • Auch die Schwankung der Eingangsspannung lässt sich über die Phasendetektion und eine entsprechende Frequenzveränderung ausgleichen, da der kapazitive Anteil des Ausgangsstroms im Wandler ansteigt, wenn aufgrund sinkender Eingangsspannung die Wirkleistung kleiner wird.
  • Wenn eine zu kleine Eingangsspannung anliegt, wird das zielgemäße Transformationsverhältnis bei Nennfrequenz nicht erreicht, wenn die Lastimpedanz zu groß wird. Der elektromechanische Wandler hat in der Regel die Eigenschaft, bei einer kleiner werdenden Eingangsspannung eine mit dieser quadratisch abnehmende Leistung zu übertragen.
  • Wenn andererseits die ohmsche Ausgangsimpedanz größer wird, kann der Wandler nur mit einer Erhöhung der Ausgangsspan nung reagieren, selbst wenn eine kleine Eingangsspannung anliegt. Dadurch verschiebt sich das Transformationsverhältnis zu größeren Werten hin und die wandlerinternen Verluste nehmen geringfügig zu. Gleichzeitig wird aber die inhärente Ausgangskapazität des Wandlers mit einer größeren Spannung beaufschlagt, wodurch der kapazitive Stromanteil zunimmt und der ohmsche Stromanteil abnimmt. Die Vergrößerung des Transformationsverhältnisses kann durch ein Design des elektromechanischen Wandlers so eingestellt werden, dass die Ausgangsspannung von Maximallast (minimal möglicher Lastwiderstand) zu kleineren Lasten hin (größerer Lastwiderstand) so zunimmt, dass der resultierende Ersatzwiderstand bezüglich des Eingangs etwa konstant bleibt oder sich wenig ändert.
  • Dadurch kann der Klasse-E-Konverter bei veränderlicher Last in einem weiten Eingangsspannungsbereich betrieben werden, ohne dass die Nullspannungsbedingung verletzt wird, und indem die übertragene Leistung nur durch kleine Frequenzänderungen variiert werden kann. Es ist demzufolge auch möglich, den Phasenwinkel zwischen Last- und Schalterstrom etwa konstant zu halten und dadurch sowohl Änderungen der Eingangsspannung als auch Änderungen der Ausgangslast bei Einhaltung der ZVS-Bedingung auszugleichen. Diese Möglichkeit ist bei einem Übertrager mit konstanten Parametern, insbesondere mit konstantem Übersetzungsverhältnis, nicht in einem derart weiten Bereich von Last- und Eingangsspannungsänderung gegeben. Soll die Ausgangsspannung konstant gehalten werden, so kann durch eine kleine externe Zusatzkapazität eine natürliche Begrenzung der Spannung bewerkstelligt werden. Der Transformator wird für die dynamisch maximal geforderte Ausgangsleistung bei Nennausgangsspannung ausgelegt. Nimmt die Leistung aufgrund kleiner werdender Last ab, so kann durch Frequenzänderung eine kleinere Ausgangsleistung bei gleicher Ausgangsspannung eingestellt werden. Damit wird wiederum durch Absenken des Wirkstroms und Erhöhung oder Beibehaltung des sekundärseitigen Blindstroms eine Spannungsrückkehr am Schalter garantiert.
  • Wegen der mit beispielsweise steigender Frequenz schnell abfallenden Übertragungskennlinie kann man durch eine kleine Frequenzänderung immer die Nominalspannung am Ausgang einstellen. Das Spannungsübersetzungsverhältnis bleibt in diesem Fall etwa konstant, da einerseits das Leistungsübersetzungsverhältnis abnimmt, andererseits die ohmsche Last verschwindet und durch eine kapazitive Last ersetzt wird. Dabei ist zu beobachten, dass die Verlustleistung in einem Piezotransformator ansteigen kann, wenn keine ausreichend große Wirkleistung entnommen wird und gleichzeitig die Ausgangsspannung steigt. Aus diesem Grund ist eine Begrenzung der Ausgangsspannung durch Frequenzänderung auch in einem lastlosen Zustand erforderlich. Die meisten Stromversorgungen erfordern eine mehr oder weniger konstante Ausgangsspannung, so dass ein verlustarmer Betrieb in allen Lastfällen gegeben ist.
  • Die Größe der Eingangsdrossel kann ferner benutzt werden, um die Leistung in gewissen Grenzen bei einer vorgegebenen Frequenz einzustellen. Wird die Eingangsdrossel größer gemacht, so steigt die Übertragungsleistung an, indem bei gleicher Frequenz wegen der elektrischen Charakteristik des Klasse-E-Konverters die effektive gespeicherte Energie in der Eingangsdrossel zunimmt, welche an den Lastkreis weitergegeben wird. Die Einstellung der Leistung über die Eingangsdrossel ist jedoch wegen der begrenzten Bandbreite des elektromechanischen Wandlers nur in kleineren Grenzen möglich und wird innerhalb der üblichen Toleranzen induktiver Bauelemente unwesentlich die Gesamtleistung beeinflussen. Andererseits kann der Abgleich der Eingangsdrossel zur Justierung des Arbeitspunktes verwendet werden, falls ein anderer Abgleich nicht erfolgen soll. Ein Vorteil der endlichen Ausführung der Eingangsdrossel ist somit die Möglichkeit zum Abgleich der Lastleistung. Wird die Eingangsdrossel zu groß ausgeführt, kann sie zwar eine verbesserte Glättung der Stromoberwellen zum Netz bewirken (Störspannung), verursacht aber auch eine notwendige Anpassung der Eingangskapazität des Wandlers zu kleineren Werten bei einer Leistungserhöhung und bei einem gleichbleibenden Transformationsverhältnis oder zu einem kleineren Abwärtstransformationsverhältnis und gleichbleibender oder größerer Eingangskapazität des Wandlers.
  • Für das typische Abwärtstransformationsverhältnis von 5:1 bis 100:1 in einem Nennlastbetrieb und den übrigen genannten elektrischen Daten sind die zu einer typischen Erfindungsausführung erforderlichen Werte für die Eingangsdrossel, bei einer typischen Frequenz von z.B. 100 kHz, zwischen 3 mH und 20 mH zu wählen.
  • Zur Einstellung der jeweils gewünschten Nennleistung wird zeitlich nach der Detektion einer vorhandenen Last eine PLL-Regelschleife in Betrieb gesetzt, in welcher die Nulldurchgänge von Schalter- und Laststrom abgetastet und auf einen Phasendetektor weitergegeben werden. Weiterhin wird diese Phasendifferenz auf ein Filter geleitet, welches eine geglättete Ausgangsspannung erzeugt. Diese wird auf einen geeigneten VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) aufgeschaltet, welcher auf einen Sollwert abgeglichen sein soll (Sollwertvergleich) und eine geeignete Verstärkung aufweist. Das Ausgangssignal des VCO wird als Frequenzsignal mit zugehörigen erfindungsgemäßen Duty-Cycle (konstant oder leicht veränderlich innerhalb des genannten Bereichs) über einen Treiber an den Schalter (Gate eines IGBT oder MOSFET) zurückgeführt. Dabei kann sich der Duty-Cycle mit sinkender Frequenz geringfügig erhöhen und mit steigender Frequenz geringfügig verringern oder er wird konstant gehalten.
  • Für genauer geregelte Ausgangsspannungen ist eine getrennte Berücksichtigung von Eingangsspannungsschwankungen und Lastschwankungen zweckmäßig. Dabei wird aber zunächst wiederum das Phasensignal zwischen Last- und Schalterstrom detektiert und in ein Spannungssignal umgewandelt. Dieses Signal wird in entgegengesetzter Polarität mit einem Signal der Eingangsspannungserfassung und einem Signal der Last spannungserfassung addiert. Die resultierende Spannung kann nun über ein Filter auf einen nachgeschalteten VCO in beschriebener Weise wirken. Das Signal der Lastspannungserfassung kann aus einer Differenz aus Lastspannung und einem Sollwert erzeugt werden. Es wird gleichzeitig mit einer ausreichend großen Verstärkung auf das Phasendifferenzsignal addiert, um eine Regelabweichung möglichst klein zu halten. Das Signal der Eingangsspannungserfassung wird ebenfalls mit einer angepassten Verstärkung aufgeschaltet, um die zu erwartende Leistungsänderung bei einer bestimmten Eingangsspannungsschwankung etwa auszugleichen. Die Verstärkung dieses Signals wird deshalb kleiner sein als die der Ausgangsspannungserfassung. Damit gibt es immer eine unterlagerte Phasendifferenzregelung, welche sofort auf Last- und Eingangsspannungsschwankungen reagiert. Diese Regelung wird ergänzt durch den äußeren Regelkreis auf konstante Ausgangsspannung. Dieser Regelkreis kann je nach Bedarf als PID-Regler oder im einfachsten Fall als P-Regler ausgeführt werden. Anstelle einer unterlagerten Stromregelung, welche keine Aussage über die ausgangsseitige Wirkleistung zulässt, ist die Phasendifferenzregelung stets ein zuverlässiges Maß für eine schnelle Reaktion auf Wirkleistungsänderungen. Schaltet man beispielsweise kapazitive Verbraucher an den Ausgang, so würde eine Stromerfassung die erhöhten Blindströme ebenfalls als Signal zur Gegenregelung melden. Damit dieses nicht erfolgt, müssten die Wirkströme über eine Glättung und Gleichrichtung an einem Ausgang gefiltert werden, um ein zweckmäßiges Signal für die Stromregelung zu erhalten. Dieses bedeutet jedoch eine weitere zeitliche Verzögerung, wodurch der Regler langsamer reagiert als bei der vorliegenden Phasendifferenzregelung.
  • Die beschriebene Erfindung eignet sich insbesondere für Stromversorgungen, bei denen man meistens eine von der Last unabhängige konstante Ausgangsspannung benötigt. Um diese zu erhalten, wird der Phasenwinkel detektiert, und daraus eine Phasenspannung erzeugt. Wenn zum Beispiel die Last kleiner wird, also ein Verbraucher plötzlich weniger „Strom zieht", dann wird der Phasenwinkel ebenfalls grösser. Damit verringert sich die Phasenspannung laut Diagramm im Block 807 des Phasendetektors. Wird diese hier nun negativ auf den Vergleicher 815 aufgeschaltet, so sinkt der negative Wert, der von weiteren positiven Werten an den beiden anderen Eingängen des Vergleichers abgezogen wird, und damit wird die resultierende Spannung am VCO etwas grösser. Damit wird nun die Frequenz erhöht, und somit die übertragene Leistung verringert. Damit wird jedoch verhindert, dass die Spannung an der Last ansteigt, weil die Last je hochohmiger geworden ist. Würde man also nicht in die „gleiche Richtung" regeln, wie sich die Last ändert, dann könnte man die Spannung nicht etwa konstant halten.
  • Diese Phasenvergleichsregelung kann jedoch ungenau sein, weshalb es vorteilhaft ist, sie bei genau benötigter Ausgangsspannung zu verbessern. Wenn also durch einen definierten Frequenzanstieg keine ausreichende Leistungsreduzierung über die abfallende Kurve der Übertragungsfunktion des Trafos erreicht wird, dann wird sich die Ausgangsspannung doch etwas ändern. Entweder ist sie plötzlich zu groß, weil die Leistung durch Frequenzsanstieg nicht genügend entsprechend der kleineren Last reduziert wurde. Oder sie ist zu klein, weil man die Leistung zu weit abgesenkt hat. Es ist jedoch möglich, dass diese Änderungen nicht ausreichend groß sind, weil das System in etwa richtig einstellbar ist, wenn man zum Beispiel die Verstärkung des VCO richtig wählt. Allerdings ist das Ganze nichtlinear, und somit kann es schwierig sein, eine exakte konstante Verstärkung zu finden, die alle Laständerungen weitestgehend durch die Phasenregelung ausgleicht. Also kann jetzt bei beispielsweise ansteigender Ausgangsspannung ein zweites Signal über den Regler gegeben werden, welches sich stärker ändert, und schon winzigen Ausgangsspannungsänderungen durch deutliche Frequenzänderungen entgegenwirkt.
  • Hierbei muß jedoch darauf geachtet werden, dass das System nicht anfängt, zu schwingen. Wenn also die Ausgangsspannung etwas zu gross geworden ist, trotz Phasendifferenzregelung, dann wird das Signal in 8 mit dem Sollwert verglichen und liefert einen kleinen Wert größer als null an den Regler. Dieser erzeugt einen größeren positiven Wert daraus, und damit wird die Frequenz noch weiter erhöht, indem die Spannung am VCO summarisch steigt. Damit wird die Frequenz weiter erhöht, bis die Ausgangsspannung wieder den Sollwert erreicht hat, und der Vorgang kommt zum Stillstand. Wenn es erforderlich ist, einen veränderten Wert aus dem Regler an den Vergleicher 81505 zu liefern, dann kann das über einen PI-Regler erfolgen, der bei diesem neuen Wert am 81505-Eingang stehen bleibt, und die Regelabweichung zu null macht.
  • Mit der Eingangsspannung verhält es sich zunächst kontraproduktiv. Wenn diese steigt, wird alsbald mehr Leistung übertragen, aufgrund der Kennlinien in 5a. Damit wird der Phasenwinkel aber kleiner. Dieses bewirkt eine Aufschaltung einer größeren Spannung auf den Vergleicher, jedoch mit negativem Vorzeichen. Dadurch sinkt die Summe am Ausgang des Vergleichers ab, und die Frequenz sänke noch weiter ab, so dass noch mehr Leistung übertragen würde. Das wird aber verhindert, indem jetzt das Signal 81503 gleichzeitig größer wird, und die Spannung am Eingang des VCO sogar überproportional wieder erhöht. Damit wird der Effekt überkompensiert, indem dieses Eingangsspannungssignal am Vergleicher eine größere Verstärkung hat als das Phasendif ferenzsignal. Somit wird auch hier eine ungefähre Ausregelung erreicht, weil ja das Eingangsspannungssignal früher da ist als das geänderte Phasendifferenzsignal, welches über die dynamische Zeitkonstante des Klasse-E-Verstärkers, z.B. schon der Eingangsdrossel, zeitverzögert auftritt.
  • Auch im soeben beschriebenen Fall kann es also sein, dass sich die Signaländerungen von Eingangsspannungssignal und Phasendifferenzsignal bezüglich der resultierenden Ausgangsspannung nicht ganz kompensieren. Dann tritt wieder der Regler 819 in Aktion, und stellt schon kleine Ausgangsspannungsänderungen fest, indem er sie über seine Verstärkung auf den Vergleicher schaltet, bis die Regelabweichung behoben ist.
  • Hinsichtlich der Stabilitätskriterien aus Zeitkonstanten und Regelverstärkung für einen Regler, können die folgenden Ausführungen berücksichtigt werden.
  • Wenn man den Regler angenommen mit einer sehr großen Verstärkung versieht (P-Anteil), dann wird doch das resultierende Signal überproportional starke Frequenzänderungen am VCO erzeugen. Damit gerät der Regelkreis natürlich irgendwann in die Instabilität, wenn man z.B. nach Nyquist alle Verzögerungen und Verstärkungen zur Aufstellung der Bodediamgramme verwendet. Eine minimale Zeitverzögerung ist durch das Verzögerungsglied immer gegeben, um den Regelkreis bezüglich Phasendifferenzregelung in Verbindung mit Eingangsspannungsregelung soweit stabil zu halten, dass ein Rauschen nicht ausgeregelt wird. Solches „Rauschen" wird zum Beispiel schon dadurch erzeugt, dass die Phasendifferenz nur einmal pro Periodendauer abgetastet wird. Daraus kann sich nur eine diskrete, und sogar sprunghafte Änderung der Phasenspannung Up ergeben. Damit ein solcher möglicher Sprung nicht zu einer sofortigen Reaktion des VCO führt, wird also wenigstens über eine Periodendauer mit dem RC-Glied (oder einem anderen Low-Pass-Filter) geglättet. Genauso kann auch die Eingangsspannung „verrauscht" sein. Es gibt z.B. kurze Spikes, die der Konverter aufgrund seiner dynamischen Trägheit gar nicht mitbekommt (Eingangsdrossel wirkt wie ein Low-Pass-Filter). Diese Spikes will man auch nicht ausregeln. Wenn allerdings der Regler für die Ausgangsspannung 819 so grosse Änderungen erzeugt, dass die Gesamtzeitkonstante des Regelkreises zu gross ist, so dass die Ausgangsspannung anfängt zu schwingen, dann muss die Verstärkung reduziert werden. Die Gesamtzeitkonstante ist immer grösser als die des Filters 809, weil noch folgende Zeitkverzögerungen hinzukommen: VCO, Treiber, halbe Periodendauer des Klasse-E-Konverters, und vor allem Glättungskondensator an der Last, um nur einige zu nennen. Dafür muss man also in verschiedenen Betriebsfällen (linearisierte) Regelkreismodelle finden, in denen die Zeitkonstanten berücksichtigt sind, und nur zulässige Verstärkungen verwendet werden. Wären die Zeitkonstanten der (beiden) Regelschleifen, auch noch in Abhängigkeit von unterschiedlichen Eingangsspannungen, gleich null, so könnte man natürlich beliebig hohe Reglerverstärkung verwenden, weil das System ja sofort reagieren würde. Ist die Gesamtzeitkonstante der Spannungsregelschleife aber grösser, so muss die Verstärkung verringert werden, weil sonst mit der Frequenz hin- und hergesprungen würde, ohne dass zum Beispiel das Phasensignal rechtzeitig darauf regaieren würde. Zur Zeit kann ich auch noch keine genauen Modelle dafür angeben, es geht nur um qualitative Aussagen. Je besser die unterlagerte Regelung aus Phasendifferenz in Verbindung mit der Eingangsspannung Regelabweichungen ausgleicht, um so höher kann man die Reglerverstärkung der Ausgangsspannung über 819 wählen. Denn dadurch wird auf nur geringere Ausgangsspannungsabweichungen mit grösserer Verstärkung reagiert, so dass die Regelung scheinbar „schneller" wird. Ist der Ladekondensator am Ausgang sehr klein, so kann man nur mit geringerer Reglerverstärkung arbeiten, weil dann wieder eine Laständerung schneller erkannt wird, und möglicherweise zu stark entgegengeregelt wird, so dass die restliche Zeitkonstante der Regelstrecke bereits zu groß ist, und Schwingungen auftreten können.
  • Hinsichtlich der von der Eingangsspannung abhängigen Größe, die über den Eingang 81503 zugeführt wird, kann ergänzend ausgeführt werden, dass das diese Größe darstellende Signal im wesentlichen proportional zur Eingangsspannung sein wird. Alternativ könnte diese Größe indirekt proportional zur Eingangsspannung sein oder aus einem Sollwertvergleich entstanden sein und dann negativ aufgeschaltet werden. Auch hier könnte wieder ein Sollwertvergleich und ein anschließendes negatives Aufschalten durchgeführt werden, so dass die Tendenz der Proportionalität, vielleicht unter Berücksichtigung von Gleichanteilen, Endwerten, usw. erhalten bleibt.

Claims (26)

  1. Resonanzkonverter zum Treiben von veränderlichen Lasten, mit folgenden Merkmalen: einem Piezotransformator (105) mit einem Eingangstor und einem Ausgangstor zum Liefern eines Ausgangssignals zum Treiben der veränderlichen Last (107); einem Schalter (103) zum Liefern eines Eingangssignals aus einer Quelle (101) an das Eingangstor des Transformators (105); einer Eingangsdrossel (201), welche zwischen der Quelle (101) und dem parallel zum Eingangstor des Piezotransformators (105) angeordneten Schalter (103) geschaltet ist; einer Steuereinrichtung (109) zum Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters; wobei der Piezotransformator (105) derart dimensioniert und beschaltet ist, dass bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107), ein Spannungsabtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 5:1 bis 100:1 beträgt; und wobei die Steuereinrichtung (109) zum Steuern der Schaltfrequenz des Schalters (103) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung ausgelegt ist.
  2. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 1, wobei eine Eingangskapazität des Piezotransformators (105) abhängig von der Größe der Eingangsspannung und der Nennausgangsleistung eingestellt ist.
  3. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2, bei dem die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) auf einen Wert zwischen 100 pF und 1 nF fest eingestellt ist.
  4. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die Eingangsspannung zwischen 80 und 160 Volt und die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) zwischen 500 pF und 1 nF beträgt.
  5. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 2 oder 3, bei dem die Eingangsspannung zwischen 160 und 260 Volt beträgt und die Eingangskapazität des Piezotransformators (105) zwischen 100 pF und 500 pF beträgt.
  6. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Induktivität der Eingangsdrossel (201) einen Wert von 3 mH bis 20 mH aufweist.
  7. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem der Schalter (103) einen spannungsgesteuerten Leistungsschalter (1037), der als Fieldstop-IGBT oder Cool-MOS-Transistor ausgeführt sein kann, mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Steuereingang, an den ein Steuersignal anlegbar ist, umfasst.
  8. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 7, wobei zwischen dem zweiten Eingang und dem ersten Eingang des spannungs gesteuerten Leistungsschalters (1037) eine antiparallele Diode (1039) geschaltet ist.
  9. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Steuereinrichtung (109) derart ausgelegt ist, um die Schaltfrequenz des Schalters (103) zusätzlich auf der Basis einer von der Eingangsspannung abhängigen Größe und/oder einer von der Ausgangsspannung, die über der Last (107) abfällt, abhängigen Größe einzustellen.
  10. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 9, bei dem die Steuereinrichtung (109) ein Kombinationsglied (815) zum Kombinieren einer von der Phasenverschiebung abhängigen Größe, der von der Eingangsspannung abhängigen Größe und der von der Ausgangsspannung, die über der Last (107) abfällt, abhängigen Größe aufweist, zum Erzeugen eines kombinierten Signals, auf dessen Grundlage die Schaltfrequenz des Schalters (103) gesteuert wird.
  11. Resonanzkonverter gemäß einem der Patentansprüche 1 bis 10, wobei die Steuereinrichtung (109) eine Einrichtung zum Erfassen (801) einer von dem Schalterstrom abhängigen Größe, eine Einrichtung (803) zum Erfassen einer von dem Laststrom abhängigen Größe und eine Einrichtung (807) zum Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfassten Größen umfasst.
  12. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 9 oder 10, der ferner eine Einrichtung (817) zum Erzeugen der von der an der Last anliegenden Ausgangsspannung abhängigen Größe als kombiniertes Signal auf der Grundlage eines Vergleichs der Ausgangsspannung oder einer gleichgerichteten Version derselben mit einer Referenzspannung aufweist.
  13. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 10, bei dem die Steuereinrichtung (109) eine Regelschleife (805) zum Regeln des kombinierten Signals auf einen nominalen Wert aufweist.
  14. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 10 oder 13, bei dem die Steuereinrichtung (109) ferner einen Oszillator (811), dessen Frequenz abhängig von dem kombinierten Signal einstellbar ist und dessen Ausgangssignal zum Steuern des Schalters (103) dient, umfasst.
  15. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 14, der ferner eine Einrichtung zum Einstellen des vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811) aufweist.
  16. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15, bei dem die veränderliche Last eine Spannungsversorgung für ein Gerät darstellt.
  17. Resonanzkonverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, bei dem der Piezo-Transformator eine vollständige galvanische Trennung zwischen Eingangstor und Ausgangstor aufweist.
  18. Resonanzkonverter gemäß Anspruch 17, bei dem eine zum Ausgangstor galvanisch getrennte Anzapfung vorhanden ist, welche ein zum Ausgangsstrom phasengleiches Sig nal gegenüber einem der Anschlüsse des Eingangstors liefert.
  19. Verfahren zum Treiben von veränderlichen Lasten durch einen Resonanzkonverter, der einen Piezotransformator (105) mit einem Eingangstor enthält, wobei der Piezotransformator (105) derart dimensioniert ist, dass bei Lieferung einer Nennleistung an die veränderliche Last (107) das Spannungsabtransformationsverhältnis zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal von 5:1 bis 100:1 beträgt, der weiterhin eine Eingangsdrossel (201) enthält, welche zwischen einer Quelle (101) und einem parallel zum Eingangstor des Piezotransformators (105) angeordneten Schalter (103) geschaltet ist, und eine Steuereinrichtung (109) umfasst, mit folgenden Schritten: Steuern einer Schaltfrequenz des Schalters (103) durch die Steuereinrichtung (109) auf der Basis einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom bei veränderlicher Last und/oder veränderlicher Eingangsspannung, um ein Eingangssignal an das Eingangstor des Piezotransformators (105) anzulegen und dadurch ein Ausgangssignal zum Treiben der veränderlichen Last zu erzeugen.
  20. Verfahren gemäß Anspruch 19, mit folgenden Schritten: Erfassen einer von dem Schalterstrom abhängigen Größe; Erfassen einer von dem Laststrom abhängigen Größe; Ermitteln der Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und dem Laststrom aus den erfassten Größen.
  21. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 oder 20, mit folgenden Schritten: Erfassen einer von einer an der Last (107) abfallenden Ausgangsspannung abhängigen Größe und/oder Erfassen einer von der Eingangsspannung abhängigen Größe; Erfassen einer von der Phasenverschiebung abhängigen Größe; Ermitteln eines kombinierten Signals aus wenigstens zwei und maximal allen der erfassten Größen.
  22. Verfahren gemäß Anspruch 21 mit einem Schritt eines Regelns des kombinierten Signals auf einen nominalen Wert unter Verwendung einer Regelschleife (805).
  23. Verfahren gemäß Anspruch 21 oder 22, mit folgenden Schritten: Steuern eines spannungsgesteuerten Oszillators (811) basierend auf dem kombinierten Signal; und Verwenden des Ausgangssignals des Oszillators als Steuersignal für den Schalter (103).
  24. Verfahren gemäß Anspruch 23, mit einem Schritt eines Einstellens eines vorbestimmten Tastverhältnisses des Ausgangssignals des Oszillators (811).
  25. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 24, bei dem als veränderliche Last ein Gerät, das mit Spannung versorgt werden soll, verwendet wird.
  26. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 21 oder 22, bei dem eine oder mehrere der Größen zur Bildung des kombinierten Signals aus einem Sollwertvergleich des ursprünglichen Signals, das aus der Gruppe ausgewählt ist, die aus Ausgangsspannung, Eingangsspannung und Phasenverschiebung besteht, mit einem jeweiligen Sollwert gewonnen werden.
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