CN117155137B - 电源控制器、非对称半桥电源供应器及控制方法 - Google Patents

电源控制器、非对称半桥电源供应器及控制方法 Download PDF

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CN117155137B CN202311439702.5A CN202311439702A CN117155137B CN 117155137 B CN117155137 B CN 117155137B CN 202311439702 A CN202311439702 A CN 202311439702A CN 117155137 B CN117155137 B CN 117155137B
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Abstract

本公开提供了一种电源控制器、非对称半桥电源供应器及控制方法，涉及电子技术领域，非对称半桥包含有架构成半桥的充电开关以及谐振开关，充电开关和谐振开关用于控制谐振电路，谐振电路包含有变压器以及震荡电容，非对称半桥电源供应器用于提供一输出电压并对一负载供电，所述控制方法包含有：依据输出电压，提供补偿信号；开启充电开关一充电开关开启时间；开启谐振开关一谐振开关开启时间；以及依据补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使谐振开关开启时间随着负载减少而增加。如此，减小了输出电压的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而减少了对负载的伤害。

Description

电源控制器、非对称半桥电源供应器及控制方法
技术领域
本公开涉及电子技术领域，尤其涉及一种电源控制器、非对称半桥电源供应器及控制方法。
背景技术
电源供应器用来将输入电压转换成一个或是多个输出电压，作为电子产品的输入电压。随着携带性电子产品的广泛运用，电源供应器也随着被要求具有大功率、高效率、小体积。
非对称半桥（asymmetric half-bridge，AHB）电源供应器是一种开关式电源供应器，架构简单，且可以提供大于100W的电源。这种电源供应器在变压器的一次侧（primaryside）有上下臂开关（high-side and low-side switches），以半桥架构配置，而针对这上下臂开关提供不同脉波宽度调变（pulse width modulation，PWM）信号，所以称为非对称。AHB电源供应器中的变压器在一次侧也连接了一个震荡电容，来形成一谐振电路（resonance circuit）。
在AHB电源供应器所供电的负载为重载时，在一开关周期中，上下臂开关大致为互补。谐振电路经历充放电并且谐振，可以使得上下臂达到低切换损失（low switchingloss）的零电压切换（zero voltage switching，ZVS），有优越的转换效率。
在负载为中载或是轻载时，一种降低开关损失的方法是增加开关周期，也就是降低开关频率。只是，当AHB电源供应器的开关周期增长时，要维持上下臂开关有ZVS，就成为一种技术上的挑战。
公开号为CN111010036A教导了一种技术。轻载时，在一个非连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）的开关周期中，AHB电源供应器下臂开关只开启（呈现导通状态一段时间）一次，而上臂开关开启两次：一次在下臂开关开启后，另一次在下一开关周期中的下臂开关开启前。
公开号为CN104779806则教导了另一种技术。在一开关周期中，AHB电源供应器下臂开关只开启一次，而上臂开关也只开启一次。在负载为重载时，上臂开关开启大约紧接在下臂开关关闭之后，上下开关大致互补；在负载为轻载时，开关周期变长。在下臂开关关闭后，上臂开关并没有马上开启，而是等到在这一次开关周期即将结束时才开启。换言之，上臂开关大约开启在下一开关周期开始前。
发明内容
根据本公开实施例的一方面，提供一种用于非对称半桥电源供应器的控制方法，其中，所述非对称半桥电源供应器包含有架构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述非对称半桥电源供应器用于提供一输出电压并对一负载供电，所述控制方法包含有：依据所述输出电压，提供补偿信号；开启所述充电开关一充电开关开启时间；开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；以及依据所述补偿信号，调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加。
根据本公开实施例的另一方面，提供一种电源控制器，适用于非对称半桥电源供应器，所述非对称半桥电源供应器包含有构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述电源控制器包含有：充电开关控制器，用于依据补偿信号，开启所述充电开关一充电开关开启时间，所述补偿信号受控于所述非对称半桥电源供应器的一输出电压，供电给一负载；以及谐振开关控制器，用于依据所述补偿信号，开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；其中，所述充电开关控制器用于调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加。
根据本公开实施例的又一方面，提供一种非对称半桥电源供应器，包括：上述任意一个实施例所述的电源控制器。
本公开实施例中，通过调控谐振开关开启时间随着负载减少而增加，来使得在负载从重载变为中载的过程中至少一个开关周期的长度得以延长，使得单位时间内转换到输出电压的能量较少，不仅降低了开关切换频率，减少了开关切换所带来的损耗，还使得电源供应器在中载状态下，无需开启忽略时间而仍能操作于临界模式，减小了输出电压的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而减少了对负载的伤害。
通过以下参照附图对本公开的示例性实施例的详细描述，本公开的其它特征、方面及其优点将会变得清楚。
附图说明
附图构成本说明书的一部分，其描述了本公开的示例性实施例，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
参照附图，根据下面的详细描述，可以更加清楚地理解本公开。
图1显示一种依据本公开所实施的AHB电源供应器。
图2显示采用图1中的AHB电源供应器操作于CRM的一些信号波形。
图3显示依据本公开所实施的AHB电源供应器操作于一混合操作模式下的信号波形。
图4显示一种依据本公开所实施的AHB控制器。
图5显示下臂开启时间TON_GL与补偿信号VCOMP、最大数NMAX与补偿信号VCOMP、以及忽略时间TSKIP与补偿信号VCOMP彼此的关系。
图6显示另一种依据本公开所实施的AHB控制器。
图7显示采用图6中的AHB控制器操作于混合操作模式的一些信号波形。
图8显示随着稳定补偿信号VCOMP-DC的不同，图6中的AHB控制器操作于不同的模式所产生的一些信号波形。
图9显示使用于图6中的AHB控制器的信号转换器121、ZVS参考位记录器210、上臂控制器128C以及下臂控制器120C。
图10A显示没有反弹跳时间TDEB时的开关周期TCYCX。
图10B显示有反弹跳时间TDEB时的开关周期TCYCY1与TCYCY2。
图11显示反弹跳时间TDEB与稳定补偿信号VCOMP-DC之间的关系。
图12显示使用于图9中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D。
图13显示在图12中上臂控制器128D以及下臂控制器120D控制下的AHB电源供应器100所产生的开关周期TCYCZ。
图14显示图12中的延迟时间TDL与稳定补偿信号VCOMP-DC之间的关系。
符号说明：
16 负载；
100 AHB电源供应器；
110、110A、110C AHB控制器；
112 同步整流控制器；
114 光耦合器；
116 回馈电路；
120、120C、120D 下臂控制器；
121 信号转换器；
122 最大数产生器；
124、124C 计数器与比较器；
126、126C 忽略期间产生器；
128、128C、128D 上臂控制器；
210 ZVS准位纪录器；
212、220 比较器；
213C ZVS侦测电路；
214 计数器；
215 反跳电路；
216 数字模拟转换器；
218、226C 开启时间控制器；
222 最长死区时间定时器；
223C、223D 延迟器；
224 或门；
302 运算放大器；
304 NMOS开关；
810 信号产生器；
820、822 阴影；
CCOM 补偿电容；
CIN 输入电容；
CM 电流镜；
CNT 计数；
CO 输出电容；
Cr 震荡电容；
dV1、dV2 预定值；
ER 误差放大器；
GH、GL 控制信号；
GNDI 输入接地线；
GNDO 输出接地线；
GR1、GR2、GR21~GR23 开关操作期间；
GSR 同步整流控制信号；
ICS 电流；
IDIS 放电电流；
ILr 漏感电流；
ITr 激磁电流；
IVS 侦测电流；
LA 辅助绕组；
Lm 并联漏感；
ILr_Y1、ILr_Y2 数值；
LP 主绕组；
Lr 串联漏感；
LS 二次侧绕组；
N 数目；
NGH 整数；
NMAX 最大数；
PRM 一次侧；
R1、R2 电阻；
RCS 电流侦测电阻；
RES 谐振电路；
RPULL 上拉电阻；
RT 电阻；
SEC 二次侧；
SGO 启始信号；
SH 上臂开关；
SL 下臂开关；
SSKIP 忽略信号；
SSR 同步整流开关；
t181~ t184、tY2、tY3、tZ 时间点；
TCYC、TCYC1~TCYCN、TCYCX、TCYCY1、TCYCY2、TCYCZ 开关周期；
TDEB 反弹跳时间；
TDEB_MIN 最小反弹跳时间；
TDL 延迟时间；
TDL_MIN 最小延迟时间；
TDLH、TDHL、TDHL_X、TDHL_Y1、TDHL_Y2 死区时间；
TON_GH、TON_GH_Y1、TON_GH_Y2 上臂开启时间；
TON_GL 下臂开启时间；
Tr 变压器；
TSKIP、TSKIP21~TSKIP22 忽略期间；
TSKIP-MAX 最大忽略期间；
U/D 比较结果；
VAUX 绕组电压；
VCOMP 补偿信号；
VCOMP-DC 稳定补偿信号；
VCS 电流侦测信号；
VCS-INI 起始值；
VCS-PEAK 信号峰值；
VDSL 开关跨压；
VDSR 开关跨压；
VIN 输入电源；
VIN 输入电源线；
VO 输出电压；
VON_H 模拟参考位；
VOUT 输出电压线；
VREF、VREF1、VREF2、VREF3、VREF4、VREF5 参考电压；
VS、VS_IN 侦测信号；
VS_IN_ZVS ZVS参考位。
应当明白，附图中所示出的各个部分的尺寸并不必然是按照实际的比例关系绘制的。此外，相同或类似的参考标号表示相同或类似的构件。
具体实施方式
现在将参照附图来详细描述本公开的各种示例性实施例。对示例性实施例的描述仅仅是说明性的，决不作为对本公开及其应用或使用的任何限制。本公开可以以许多不同的形式实现，不限于这里所述的实施例。提供这些实施例是为了使本公开透彻且完整，并且向本领域技术人员充分表达本公开的范围。应注意到：除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、材料的组分、数字表达式和数值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。
本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指在该词前的要素涵盖在该词后列举的要素，并不排除也涵盖其他要素的可能。“上”、“下”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
在本公开中，当描述到特定部件位于第一部件和第二部件之间时，在该特定部件与第一部件或第二部件之间可以存在居间部件，也可以不存在居间部件。当描述到特定部件连接其它部件时，该特定部件可以与所述其它部件直接连接而不具有居间部件，也可以不与所述其它部件直接连接而具有居间部件。
本公开使用的所有术语（包括技术术语或者科学术语）与本公开所属领域的普通技术人员理解的含义相同，除非另外特别定义。还应当理解，在诸如通用字典中定义的术语应当被解释为具有与它们在相关技术的上下文中的含义相一致的含义，而不应用理想化或极度形式化的意义来解释，除非这里明确地这样定义。
对于相关领域普通技术人员已知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为说明书的一部分。
在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似之结构、功能、原理的组件，且为业界具有一般知识能力者可以依据本说明书之教导而推知。为说明书之简洁度考虑，相同之符号的组件将不再重述。
电源供应器一般有三种操作模式，连续导通模式（continuous-conduction mode，CCM）、临界模式（Critical Mode，CRM）、以及DCM。开关式电源供应器中作为能量储存与转换的一电感组件，可能是一电感或是一变压器。在一开关周期结束时，CCM指的是电感组件中的激磁电流没有恢复为0，就开始下一个开关周期。相对的，DCM指的是该激磁电流大约维持等于0一段时间后，下一个开关周期才开始。CRM可以视为CCM与DCM之间的特例，下一个开关周期大约于激磁电流等于0不久后就开始。
图1显示一种依据本公开所实施的AHB电源供应器100。在一次侧PRM，输入电容CIN提供了输入电压VIN，跨于输入电压线VIN与输入接地线GNDI之间。变压器Tr跟震荡电容Cr可以构成谐振电路RES，连接到上臂开关SH与下臂开关SL。上臂开关SH与下臂开关SL构成一半桥（half bridge），串联于输入电压线VIN与输入接地线GNDI之间，控制谐振电路RES。下臂开关SL与输入接地线GNDI之间有电流侦测电阻RCS，当下臂开关SL开启导通时，可以用以侦测流经串联漏感Lr的漏感电流ILr。变压器Tr具有互相电感耦合的主绕组（primarywinding）LP、二次侧绕组（secondary winding）LS、以及辅助绕组（auxiliary winding）LA。于图1中，串联漏感Lr与并联漏感Lm分别表示串联与并联于主绕组LP，且没有跟其他绕组有电感耦合的电感。串联漏感Lr与并联漏感Lm可以是单独的电子组件，也可以是寄生于变压器Tr中寄生电感。主绕组LP与震荡电容Cr电连接。依据绕组电压VAUX，串联的电阻R1与R2提供侦测信号VS给AHB控制器110。通过侦测信号VS，AHB控制器110侦测辅助绕组LA的绕组电压VAUX，并提供控制信号GH与GL，来分别控制上臂开关SH与下臂开关SL。位于二次侧SEC的同步整流开关SSR连接于二次侧绕组LS与输出电容CO之间，受控于同步整流控制器112。在一实施例中，同步整流控制器112与同步整流开关SSR可以用一个整流二极管取代。AHB控制器110控制上臂开关SH与下臂开关SL的开关，使得谐振电路RES由输入电压VIN汲取电能。同步整流控制器112实现整流功能，让变压器Tr对输出电容CO充电，建立跨于输出电压线VOUT与输出接地线GNDO之间的输出电压VO，对负载16供电。
在这个实施例中，下臂开关SL可以视为一充电开关，因为当下臂开关SL开启导通时，输入电压VIN对变压器Tr与/或震荡电容Cr充电；上臂开关SH可以视为一谐振开关，因为当上臂开关SH开启导通时，谐振电路RES开始谐振。
图1所示的AHB电源供应器100只是举例说明一种AHB电源供应器，并不用于限制本公开。举例来说，另一依据本公开所实施的AHB电源供应器，谐振电路RES则是连接在上下臂开关SH与SL之间的接点到输入接地线GNDI之间，此时，上臂开关SH为一充电开关，而下臂开关SL为一谐振开关。在另一个实施例中，谐振电路RES中的主绕组LP与震荡电容Cr串联顺序可以对调。
输入电压VIN可能是前一级一PFC电源转换器所提供的一输出电压，也可以是一市电经过桥式整流器整流后的一输出电压。
如图1所示，回馈电路116侦测二次侧SEC的输出电压VO，提供信号至一次侧PRM。输出电压VO通过光耦合器114所提供的回馈控制来调控一次侧PRM对输入电压VIN所汲取的电能，借以稳定输出电压VO。在二次侧SEC的误差放大器ER，比较输出电压VO跟参考电压VREF，通过驱动光耦合器114，来控制位于一次侧PRM的补偿电容CCOM上的补偿信号VCOMP。图1中举例说明了AHB控制器110中有上拉电阻RPULL，连接于高压电源与补偿电容CCOM之间。在图1中，当输出电压VO大于参考电压VREF，误差放大器ER输出较高电位使光耦合器114中的二极管发出较强的光，流向输入接地线GNDI的电流增加，补偿信号VCOMP会随着时间减小，谐振电路RES由输入电压VIN汲取比较少的电能，变压器Tr对输出电容CO较少充电，使得输出电压VO减少并往参考电压VREF逼近。借此来大约稳定输出电压VO于参考电压VREF。从另一个角度来看，图1中的补偿信号VCOMP大致可以对应负载16。当输出电压VO维持在参考电压VREF时，负载16所需要的功率越大（负载16越重，汲取的电流越高），补偿信号VCOMP越高。
图2显示图1中的AHB电源供应器100操作于CRM时的一些信号波形。由上而下，图2显示控制信号GL、控制信号GH、激磁电流ITr与流经串联漏感Lr的漏感电流ILr、电流侦测电阻RCS所提供的电流侦测信号VCS、侦测信号VS、位于上下臂开关SH与SL之间节点上的开关跨压VDSL、同步整流控制信号GSR、位于同步整流开关SSR与二次侧绕组LS之间接点上的开关跨压VDSR、以及二次侧绕组LS放电对输出电容CO充电的放电电流IDIS。开关跨压VDSL大约等同下臂开关SL的通道跨压。电流侦测信号VCS等同流经电流侦测电阻RCS的电流ICS。在下臂开关SL开启时，电流侦测信号VCS可以代表漏感电流ILr。图2显示了两个连续的开关周期，每个开关周期开始于控制信号GL使下臂开关SL开始导通，大约都是在激磁电流ITr大约为0A之后不久，且都是AHB电源供应器100操作于CRM时的开关周期。
如图2中的开关周期TCYC所示，一开始时，AHB控制器110以控制信号GL开启下臂开关SL下臂开启时间TON_GL，而下臂开启时间TON_GL的长度可由补偿信号VCOMP所决定。如图2所示，下臂开启时间TON_GL开始时，电流侦测信号VCS大约等于起始值VCS-INI；随着下臂开关SL开启，电流侦测信号VCS逐渐增加。当电流侦测信号VCS大于等于信号峰值VCS-PEAK时，AHB控制器110触发结束下臂开启时间TON_GL，所以下臂开启时间TON_GL结束时，电流侦测信号VCS大约等于信号峰值VCS-PEAK。补偿信号VCOMP决定了信号峰值VCS-PEAK高低，也决定了下臂开启时间TON_GL的长度。
在下臂开启时间TON_GL结束后，有一段死区时间（deadtime）TDLH，上下臂开关SH与SL都同时关闭。
在死区时间TDLH之后，控制信号GH开启上臂开关SH一段上臂开启时间TON_GH。在上臂开启时间TON_GH内，电流侦测信号VCS都为0V，因为漏感电流ILr不会流过电流侦测电阻RCS。上臂开启时间TON_GH可以依据先前下臂开启时间TON_GL内的电流侦测信号VCS或是侦测信号VS来自动调整，至少可以达到使下臂开关SL于下一个开关周期中，更加趋近零电压切换ZVS，而且可以具有调整开关周期TCYC长度的能力。在图2中，每个开关周期中，起始值VCS-INI均下降到一预设负值，所以可以推论下臂开关SL的此次导通有达到ZVS。
在上臂开启时间TON_GH之后有死区时间TDHL，上下臂开关SH与SL都同时关闭。在一实施例中，死区时间TDHL可以由AHB控制器110依据下臂开关SL是否实现ZVS而自动调整时段长度；当死区时间TDHL结束，下一个开关周期开始，如同图2所示。
图3显示依据本公开的AHB电源供应器100操作于一混合操作模式下的一些信号波形。AHB控制器110可以提供一混合操作模式。如图3所示，于混合操作模式下，AHB控制器110架构来产生开关操作期间GR1与开关操作期间GR2。开关操作期间GR1与GR2各别包含至少一个开关周期，每一开关周期内下臂开关SL与上臂开关SH均只开启一次。如同图3举例说明的，开关操作期间GR1有N个开关周期TCYC1~TCYCN。如同图3所示，AHB控制器110内部提供有忽略信号SSKIP，忽略信号SSKIP的一个变化（例如，上升沿）可以用来结束前一个开关操作期间GR1，且开始忽略时间（skip time）TSKIP；忽略信号SSKIP的另一个变化（例如，下降沿）也可以用来结束忽略时间（skip time）TSKIP，开始下一个开关操作期间GR2。自开关操作期间GR1结束起，AHB控制器110架构来使上臂开关SH与下臂开关SL都持续关闭忽略时间TSKIP，直到开关操作期间GR2开始。在图3中，每个开关周期内，AHB控制器110大致都会自动的调整上臂开启时间TON_GH与上臂开关SH关断后的死区时间TDHL的长度，致力使得下臂开关SL于下一个开关周期中，更加趋近零电压切换ZVS。换言之，图3中每个开关周期，除了开关操作期间GR1与GR2中的第一个开关周期之外，AHB电源供应器100大约都操作于CRM，如图2所说明的。
需要说明的是，开关操作期间内，AHB控制器110控制上臂开关SH与下臂开关SL的开关，使得谐振电路RES从输入电压VIN汲取电能，变压器Tr对输出电容CO充电，并输出跨于输出电压线VOUT与输出接地线GNDO之间的输出电压 VO，以对负载16供电。忽略期间内，AHB控制器110控制上臂开关SH与下臂开关SL均关闭, 以暂停对输出电压线VOUT传输电能。当负载16汲取的电能较少，导致输出电压Vo过高时，可通过调整忽略期间的时间长度，以使输出电压 Vo恢复至预设范围。
图4举例说明AHB控制器110A。图4所示的AHB控制器110A可以作为图1的AHB控制器110。AHB控制器110A包含有信号转换器121、下臂控制器120（又称为充电开关控制器）、最大数产生器122、计数器与比较器124、忽略时间产生器126、以及上臂控制器128（又称为谐振开关控制器）。图5显示下臂开启时间TON_GL与补偿信号VCOMP、最大数NMAX与补偿信号VCOMP、以及忽略时间TSKIP与补偿信号VCOMP彼此的关系，可以使用于AHB控制器110A中。
图4与图5，可以参考同样申请人的申请号为202310233809.8（申请日为2023年03月13日）的专利申请以及申请号为2023110961429.6（申请日为2023年08月02日）的专利申请中的教导而得知。两个专利申请的全部内容均引用于此说明书中，不再累述。
请参阅图3、图4与图5。在图3、图4与图5的混合操作模式下，AHB电源供应器100交替操作于开关操作期间以及忽略期间，虽然可能可以增加电能转换效率，但是却可能隐含了瞬时反应不好的隐忧。举例来说，如果在图3中的开关操作期间GR1中的某个时间点，图1的负载16突然的减轻或是消失，此时AHB电源供应器100只能持续最大数NMAX个连续的开关周期持续地对输出电压VO供应电能，将可能导致输出电压VO过高的风险；类似的，如果在图3的忽略期间TSKIP还没有结束前，图1的负载16突然的增加，此时AHB电源供应器100能等待忽略期间TSKIP的结束才能开始对输出电压VO供应电能，如此将可能导致输出电压VO过低的风险。简单来说，图3、图4与图5之混合操作模式可能导致AHB电源供应器100的输出电压的涟波（output ripple）过大。
图6举例说明AHB控制器110C，在一实施例中，用于取代图1中的AHB控制器110。AHB控制器110C包含有信号产生器810、下臂控制器120C、最大数产生器122、计数器与比较器124C、忽略期间产生器126C、以及上臂控制器128C，可以实现混合操作模式，并预防输出涟波可能过大的问题。图6与图4相同或是相似的部分，可以通过先前针对图4的教导而得知，可能不再累述。
图6中，信号产生器810依据补偿信号VCOMP，提供稳定补偿信号VCOMP-DC。如同先前所述的，补偿信号VCOMP受控于输出电压VO。稳定补偿信号VCOMP-DC也是一种补偿信号，其追随补偿信号VCOMP，且变化慢于补偿信号VCOMP。在一实施例中，信号产生器810是一低通滤波器（Low-pass filter，LPF），低通滤波补偿信号VCOMP，来产生稳定补偿信号VCOMP-DC。在一实施例中，这低通滤波器以电阻电容所构成，在另一个实施例中，这低通滤波器以一开关电容电路（switching-capacitor circuit）所构成。在另一个实施例中，信号产生器810是一取样与持守装置（sample-and-hold apparatus），周期性取样补偿信号VCOMP，以产生稳定补偿信号VCOMP-DC。举例来说，信号产生器810大约每四个开关周期对补偿信号VCOMP取样一次，作为稳定补偿信号VCOMP-DC。
AHB控制器110C可以提供混合操作模式。通过比较补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC，AHB控制器110C可以提早停止一开关操作期间，并立刻开始忽略期间TSKIP。通过比较补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC，AHB控制器110C也可以提早停止忽略期间TSKIP，并立刻开始一开关操作期间。
这里，稳定补偿信号VCOMP-DC为补偿信号VCOMP的低频成分，即，补偿信号VCOMP和稳定补偿信号VCOMP-DC之间的差异即补偿信号VCOMP中的高频成分，这一高频成分能够反映输出电压Vo的瞬时变化（即瞬时的涟波幅度）。通过比较补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC，来确定开关操作期间和忽略期间的停止和开始，能够有效地减少因负载变化所引起的输出电压的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而减少对负载的伤害。
与图4不同的，在图6中，下臂控制器120C、最大数产生器122、忽略时间产生器126C、以及上臂控制器128C都以稳定补偿信号VCOMP-DC作为输入。下臂控制器120C依据稳定补偿信号VCOMP-DC决定信号峰值VCS-PEAK，来控制下臂开启时间TON_GL。最大数产生器122依据稳定补偿信号VCOMP-DC产生最大数NMAX。
在一些实施例中，混合操作模式下，稳定补偿信号VCOMP-DC和最大数NMAX呈正相关关系。例如，稳定补偿信号VCOMP-DC越大，则最大数产生器122所产生最大数NMAX越大。
计数器与比较器124C计数在一开关操作期间内的开关周期数目N，并在开关周期的数目N等于最大数NMAX时，使得忽略时间产生器126C开始忽略期间TSKIP。计数器与比较器124C每次在忽略期间TSKIP开始时，就重置数目N为0。
忽略时间产生器126C依据稳定补偿信号VCOMP-DC决定最大忽略期间TSKIP-MAX。
在一些实施例中，混合操作模式下，稳定补偿信号VCOMP-DC和最大忽略期间TSKIP-MAX呈反相关关系。例如，稳定补偿信号VCOMP-DC越大，则忽略时间产生器126C所产生的最大忽略期间TSKIP-MAX越小。
忽略时间产生器126C以忽略信号SSKIP，大致来控制当下是一忽略期间或是一开关操作期间。如图3中所举例的，忽略信号SSKIP为“1”时，大致表示即将或当下为忽略期间TSKIP；忽略信号SSKIP为“0”时，大致表示当下为一开关操作期间。
当补偿信号VCOMP低于稳定补偿信号VCOMP-DC且补偿信号VCOMP和稳定补偿信号VCOMP-DC的差值的绝对值小于一预定值（又称为默认值）dV1时，忽略时间产生器126C在开关周期之数目N等于最大数NMAX时，会停止当下的开关操作期间，开始忽略期间TSKIP。
相对地，当忽略时间产生器126C发现补偿信号VCOMP低于稳定补偿信号VCOMP-DC且补偿信号VCOMP和稳定补偿信号VCOMP-DC的差值的绝对值等于或超过一预定值dV1时，即使当下开关操作期限内的开关周期数目N小于最大数NMAX，忽略时间产生器126C就在当下开关周期结束后，立刻停止当下的开关操作期间，开始一忽略期间TSKIP。换言之，一开关操作期间内的数目N可能是小于等于最大数NMAX的任何整数。补偿信号VCOMP低于稳定补偿信号VCOMP-DC过多（超过预定值dV1），表示输出电压VO可能过高，此时中断当下的开关操作期间可以防止输出电压VO被过度拉高，降低输出涟波。
当补偿信号VCOMP高于稳定补偿信号VCOMP-DC且补偿信号VCOMP和稳定补偿信号VCOMP-DC的差值小于一预定值（又称为默认值）dV2时，忽略时间产生器126C依据稳定补偿信号VCOMP-DC，内部提供了最大忽略期间TSKIP-MAX。在忽略期间TSKIP持续到等于最大忽略期间TSKIP-MAX时，忽略时间产生器126C会停止当下的忽略期间TSKIP，开始一开关操作期间。
相对地，当忽略时间产生器126C发现补偿信号VCOMP高于稳定补偿信号VCOMP-DC且补偿信号VCOMP和稳定补偿信号VCOMP-DC的差值等于或超过一预定值dV2时，即使当下仍在忽略期间TSKIP内，忽略期间TSKIP还没有达到最大忽略期间TSKIP-MAX时，则忽略时间产生器126C就立刻停止当下的忽略期间TSKIP，开始一开关操作期间。换言之，忽略期间TSKIP小于等于最大忽略期间TSKIP-MAX。补偿信号VCOMP高于稳定补偿信号VCOMP-DC过多（超过预定值dV2），表示输出电压VO可能过低，此时停止忽略期间TSKIP并开始对输出电压VO供电，可以预防输出电压VO过低，降低输出涟波。预定值dV1与预定值dV2可以一样，也可以不同。
图7显示当图1的AHB电源供应器100采用AHB控制器110C时，在混合操作模式下，所可能产生的一些信号波形。由上而下，图7显示了在一实施例中，控制信号GL、控制信号GH、忽略信号SSKIP、补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC。
从图7可知，稳定补偿信号VCOMP-DC大致追随补偿信号VCOMP，且变化慢于补偿信号VCOMP。
在时间点t181，补偿信号VCOMP低于稳定补偿信号VCOMP-DC，且两者差值达第一预定值dV1，因此忽略时间产生器126C结束开关操作期间GR21，开始忽略期间TSKIP21。开关操作期间GR21中的开关周期数目N，不会大于当时稳定补偿信号VCOMP-DC所对应的最大数NMAX。
在忽略期间TSKIP21内，补偿信号VCOMP一直低于稳定补偿信号VCOMP-DC与第二预定值dV2的和，所以忽略期间TSKIP21持续了当时稳定补偿信号VCOMP-DC所对应的最大忽略期间TSKIP-MAX后，在时间点t182结束。忽略期间TSKIP21的长度会大约等于最大忽略期间TSKIP-MAX。
在开关操作期间GR22内，补偿信号VCOMP一直高于稳定补偿信号VCOMP-DC减去第一预定值dV1（即两者差值未达到第一预定值dV1），所以开关操作期间GR22开关周期的数目N将等于当时稳定补偿信号VCOMP-DC所对应的最大数NMAX，开关操作期间GR22在时间点t183结束。开关操作期间GR22内的开关周期的数目N，最后会等于最大数NMAX。
在时间点t184，补偿信号VCOMP高于稳定补偿信号VCOMP-DC，且两者差值达第二预定值dV2，因此忽略时间产生器126C结束忽略期间TSKIP22，开始开关操作期间GR23。忽略期间TSKIP22长度，不会大于当时稳定补偿信号VCOMP-DC所对应的最大忽略期间TSKIP-MAX。
图6提供了一个模式控制方法，通过比较补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC，来切换在混合操作模式下的开关操作期间与忽略期间。这样模式控制方法，并不限于只使用于AHB电源供应器，也可以适用于其他开关式电源供应器。举例来说，依据本公开所实施的一返驰式电源供应器，可以一样具有补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC，可以操作于具有开关操作期间与忽略期间交叉切换的一混合操作模式，并采用比较补偿信号VCOMP与稳定补偿信号VCOMP-DC来具以切换开关操作期间与忽略期间。
上述实施例中，提供一种适用于负载为中载情况的混合操作模式，在混合操作模式下，开关式电源供应器架构来交替操作于一开关操作期间以及一忽略期间，其中，开关操作期间具有至少一个开关周期，在每个开关周期内，功率开关开启一次，在忽略期间内，功率开关持续关闭。根据稳定补偿信号, 可以决定开关操作期间的开关周期最大数以及忽略期间的最大忽略期间，通过比较（1）受控于输出电压的补偿信号以及（2）为补偿信号的低频成分的稳定补偿信号, 基于两者之间的差异，可在开关操作期达到开关周期的最大数之前，选择性地提早结束开关操作期间; 或可在忽略期间达到最大忽略期间之前，选择性地提早结束忽略期间。如此，由于补偿信号与稳定补偿信号之间的差异能够更准确地反映输出电压的瞬时变化，故在负载的突然变化引起输出电压变化时，根据补偿信号与稳定补偿信号之间的差异能够及时地调整开关操作期间和忽略期间的停止和开启，以使输出电压的变化更为平缓（即减少输出电压的涟波），从而有效地减少负载从中载变为重载或从中载变为轻载的过程中输出电压可能出现的骤变，进而减少对负载所造成的伤害。
图8显示了随着稳定补偿信号VCOMP-DC的不同，AHB控制器110C使得AHB电源供应器100操作于不同的模式所产生的一些信号波形。图8类似图5，相同或相似之处可以参考先前的教导而得知，可能不再累述。
图8显示信号峰值VCS-PEAK对稳定补偿信号VCOMP-DC、上臂开启时间TON_GH对稳定补偿信号VCOMP-DC、数目N对稳定补偿信号VCOMP-DC、以及忽略时间TSKIP与稳定补偿信号VCOMP-DC的关系，可以应用于图6所示的AHB控制器110C。如图8所示，稳定补偿信号VCOMP-DC控制了每个开关周期中的信号峰值VCS-PEAK与上臂开启时间TON_GH。如先前所述，稳定补偿信号VCOMP-DC或是补偿信号VCOMP可以对应到负载16。当输出电压VO调控于一稳定电压时，负载16愈重，稳定补偿信号VCOMP-DC或是补偿信号VCOMP越高。所以，图8等同显示了信号峰值VCS-PEAK、上臂开启时间TON_GH、数目N、忽略时间TSKIP，这四者对负载16的关系。
计数器与比较器124C计数的数目N，将不大于最大数NMAX，也就是图8中，数目N可能会是最大数NMAX之曲线下阴影820中的任何一整数。类似的，实际发生的忽略期间TSKIP，将不大于最大忽略期间TSKIP-MAX，也就是图8中，忽略期间TSKIP可能会落入最大忽略期间TSKIP-MAX下阴影822的部分。
在图8中，当稳定补偿信号VCOMP-DC超过参考电压VREF1时，视为负载16为一重载，AHB电源供应器100大致操作于CRM。当稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF1与参考电压VREF3之间时，负载16可视为一中载，AHB电源供应器100大致操作于混合操作模式。当稳定补偿信号VCOMP-DC低于参考电压VREF3时，可以视为负载16不存在，或是称为无载状态，AHB电源供应器100操作于睡眠模式。在图8中，参考电压VREF2介于参考电压VREF1与参考电压VREF3之间。
在一些实施例中，依据AHB控制器100的输出电压，提供补偿信号；开启充电开关一充电开关开启时间；开启谐振开关一谐振开关开启时间；并依据补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使谐振开关开启时间随着负载减少而增加。
这里，“依据补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加”之前存在一谐振开关开启时间随着负载减少而减少的阶段，其中，在负载减少的过程中，“谐振开关开启时间随着负载减少而减少”的阶段在“依据补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加”这一阶段之前。
如此，在负载从重载变为中载的过程中（即负载减少的过程中），减小了输出电压VO的涟波，有助于减少对负载的伤害。
具体地，如图8所示，CRM更细分成两种：稳定补偿信号VCOMP-DC高于参考电压VREF4时的CRM1，与稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF4与VREF1时的CRM2。如同图8所示，当操作于CRM1（稳定补偿信号VCOMP-DC高于参考电压VREF4的范围）时，控制下臂开关SL关断时点的信号峰值VCS-PEAK随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而降低；上臂开启时间TON_GH则是随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而减少。当操作于CRM2（稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF4与VREF1的范围）时，控制下臂开关SL关断时点的信号峰值VCS-PEAK大约维持一个固定常数，不随稳定补偿信号VCOMP-DC改变而改变；上臂开启时间TON_GH则是随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而增加，从而确保一个开关周期的长度的增加。
在图8中，当操作于混合操作模式时，信号峰值VCS-PEAK大致随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而减少。当稳定补偿信号VCOMP-DC小于参考电压VREF2时，信号峰值VCS-PEAK就大致维持一个常数。如同图8所示，当操作于混合操作模式时，上臂开启时间TON_GH大致随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而缩短；当稳定补偿信号VCOMP-DC低于参考电压VREF2时，上臂开启时间TON_GH大致就维持定值了。
当操作于CRM2时，对于相同的信号峰值VCS-PEAK而言，上臂开启时间TON_GH的增加，将会使得一个开关周期来的更长，也会使得一个开关周期内转换到输出电压VO的能量较少，两者都会导致平均转换功率减少。所以较长的上臂开启时间TON_GH，可以适合需要转换功率较少的低稳定补偿信号VCOMP-DC或是低补偿信号VCOMP。
图8中显示的稳定补偿信号VCOMP-DC对信号峰值VCS-PEAK以及上臂开启时间TON_GH的关系，只是一种例子，并不用于限制本公开。举例来说，在一其他实施例中，当操作于CRM1与CRM2时，上臂开启时间TON_GH大约都会随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而增加。
图8所举例的稳定补偿信号VCOMP-DC对信号峰值VCS-PEAK与上臂开启时间TON_GH的关系，都可以适用于没有稳定补偿信号VCOMP-DC，但以补偿信号VCOMP来产生信号峰值VCS-PEAK以及上臂开启时间TON_GH的实施例中。举例来说，在一实施例中，图8的稳定补偿信号VCOMP-DC可以用补偿信号VCOMP取代，用以显示图4中的补偿信号VCOMP跟信号峰值VCS-PEAK与上臂开启时间TON_GH的关系，使得图4的AHB控制器110A也可以操作于CRM1与CRM2。
需要说明的是，相对于相关技术中在负载从重载变为中载的过程中，谐振开关开启时间一直随着负载减少而减少的方式，本公开实施例中，在重载情况下，将CRM更细分成CRM1和CRM2， CRM2可以理解为从CRM1切换至混合操作模式过程中的一个过渡模式，其中，在CRM2中依据补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使谐振开关开启时间随着负载减少而增加。如此，通过调控上臂开启时间TON_GH随着负载减少而增加，来使得在负载从重载变为中载的过程中至少一个开关周期的长度得以延长，使得单位时间内转换到输出电压Vo的能量较少，不仅降低了开关切换频率，减少了开关切换所带来的损耗，还使得电源供应器在中载状态下，无需开启忽略时间Tskip而仍能操作于临界模式，减小了输出电压VO的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而减少了对负载的伤害。
在一些实施例中，可以依据稳定补偿信号，调控谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加。例如，可以依据稳定补偿信号控制反弹跳时间，并在谐振开关关闭时，侦测充电开关是否位于实现ZVS的预定条件，以提供比较结果。检查比较结果是否维持在一默认逻辑值达一反弹跳时间，以控制谐振开关开启时间的长度。
图9举例使用于图6中的信号转换器121、上臂控制器128C、以及下臂控制器120C与一ZVS参考位记录器210共同运作的电路图。其中部分电路与相关运作可以参考同样申请人在申请号位202310961429.6 （申请日为2023年08月02日）的专利申请中的相关描述，但图9至少新增反跳电路（debouncing apparatus）215、延迟器（delay）223C 部分电路与相关运作。
信号转换器121通过侦测绕组电压VAUX，间接地侦测开关跨压VDSL，来提供侦测信号VS_IN。如同图9所示，信号转换器121以运算放大器302与NMOS开关304，钳制侦测信号VS为不小于0V。通过电流镜CM、运算放大器302与NMOS开关304的合作，当绕组电压VAUX为负值时，侦测信号VS_IN大约等于|VAUX|/R1*RT，其中RT表示电阻RT的电阻值。
在图9中，ZVS参考位记录器210在下臂开启时间TON_GL内的一预设时间点，取样侦测信号VS_IN，来产生ZVS参考位VS_IN_ZVS。举例来说，在下臂开启时间TON_GL开始后最小开启时间TON_GL_MIN时，ZVS参考位记录器210取样侦测信号VS_IN，作为ZVS参考位VS_IN_ZVS。ZVS参考位记录器210记录的是当下臂开关SL稳定开启，开关跨压VDSL等于0V时，侦测信号VS_IN的稳定值。简单的说，侦测信号VS_IN大约对应实时变化的开关跨压VDSL，而ZVS参考位VS_IN_ZVS大约对应下臂开关SL导通时所传递的输入接地线GND的接地电压（0V）。所以，比较侦测信号VS_IN与ZVS参考位VS_IN_ZVS，等同于比较开关跨压VDSL与0V。
图9中，上臂控制器128C可以依据下臂开关SL是否可以实现ZVS的状态（即充电开关是否位于实现ZVS的预定条件），而且这状态达反弹跳时间（debounce time）TDEB，来自动调整上臂开启时间TON_GH的长度。上臂控制器128C包含有ZVS侦测电路213C与开启时间控制器218。ZVS侦测电路213C包含有比较器212、反跳电路（debouncing apparatus）215、计数器214、以及数字模拟转换器（DAC）216。
ZVS侦测电路213C在控制信号GL切换时，侦测下臂开关SL是否处在可以实现ZVS的状态（开关跨压VDSL大约等于0V），而且侦测这状态是否持续了有反弹跳时间TDEB，并据以调整模拟参考位VON_H，模拟参考位VON_H为一种模拟形式的长度参数，可以反映一个开关周期内上臂开关SH的上臂开启时间TON_GH。开启时间控制器218在控制信号GL关闭下臂开关SL之后适当时间开始开启上臂开关SH，而上臂开启时间TON_GH的长度是依据模拟参考位VON_H来决定。
比较器212比较侦测信号VS_IN与ZVS参考位VS_IN_ZVS-dV1，以产生比较结果U/D。在开关跨压 VDSL 朝 0V 降低过程中，侦测信号VS_IN 是从负值逐渐上升而趋近 ZVS参考位VS_IN_ZVS，因此当侦测信号VS_IN>(VS_IN_ZVS-dV1) 时，就判定下臂开关SL可达到零电压切换ZVS。从另一个角度来看，比较器212侦测开关跨压VDSL是否大约等于0V。在下臂开关SL即将开启前，如果开关跨压VDSL太高，距离0V太远，VS_IN<(VS_IN_ZVS-dV1)，比较结果U/D为逻辑上的“1”，意味着下臂开关SL将无法达到ZVS。相反的，如果开关跨压VDSL够接近0V，VS_IN>(VS_IN_ZVS-dV1)，比较结果U/D为逻辑上的“0”，意味着下臂开关SL处于可以实现ZVS的状态。
反跳电路215只有在比较结果U/D持续维持“0”达到反弹跳时间TDEB后，才会传递逻辑“0”给计数器214，否则只会一直提供计数器214逻辑“1”。从另一个角度来看，逻辑上为“1”的比较结果U/D，反跳电路215将会直接传递给计数器214。反弹跳时间TDEB是依据稳定补偿信号VCOMP-DC而决定，稍后将会解释。
计数器214以控制信号GL开启下臂开关SL的信号沿为时钟信号，依据反跳电路215的输出，上数计数或是下数计数，并输出计数后的一个计数CNT。数字模拟转换器216对数字形式的计数CNT进行转换，以输出模拟参考位VON_H。开启时间控制器218依据模拟参考位VON_H决定上臂开启时间TON_GH长度。
控制信号GL用来开启下臂开关SL的信号沿，会开启下臂开关SL，继而导致主绕组LP开始被输入电压VIN充电而激磁，也会导致辅助绕组电压VAUX被钳制在一个相当负的电压，并使得侦测信号VS_IN上升达到一个高点，大约就是ZVS参考位VS_IN_ZVS。但是，因为信号传递延迟，控制信号GL开启下臂开关SL的信号沿，到绕组电压VAUX真正被钳制，有一段时间差。然而，计数器214可以从反跳电路215的输出与控制信号GL得知大约下臂开关SL被开启之前，开关跨压VDSL是否大约为0（也就是侦测信号VS_IN跟ZVS参考位VS_IN_ZVS之间的差异不大于默认值dV1），等于判断了下臂开关SL是否可以实现了ZVS。
在下臂开关SL开启前，这样"下臂开关SL可以实现ZVS的状态" （即充电开关位于实现ZVS的预定条件）也必须维持了反弹跳时间TDEB后，才可以使得计数器214下数计数，以降低上臂开启时间TON_GH的长度。反之，如果这样的状态没有出现或是没有维持到反弹跳时间TDEB，计数器214上数计数，将增加上臂开启时间TON_GH的长度。所以，上臂开启时间TON_GH的长度大约会维持在可以使得下臂开关SL可以实现ZVS的状态长达反弹跳时间TDEB。
在图9中，下臂控制器120C可以自动地决定死区时间TDHL的长度，适时地提供控制信号GL，开始开启下臂开关SL。下臂控制器120C包含有比较器220、延迟器（delay）223C、最长死区时间定时器222、或门（OR gate）224、以及开启时间控制器226C。
类似比较器212，比较器220也是比较侦测信号VS_IN与ZVS参考位VS_IN_ZVS，以产生启始信号SGO。设计上，如果下臂开关SL被开启的瞬间实现了ZVS，比较器212所输出的比较结果U/D会大约在下臂开关SL真正被开启前，从逻辑上的“1”变成“0”，而比较器220应该架构来使得启始信号SGO逻辑变化的时间点，早于比较结果U/D逻辑变化的时间点。举例来说，在图6中，默认值dV1为0.1V，而默认值dV2为0.2V。如此，在死区时间TDHL内，绕组电压VAUX逐渐下降，而侦测信号VS_IN逐渐增大的过程中，当侦测信号VS_IN 逐渐增加而大于 ZVS参考位VS_IN_ZVS-dV2 (例如:VS_IN_ZVS-0.2V) 时，输出启始信号SGO，触发稍后提供控制信号GL。当计数器214的CLK 输入收到控制信号GL时，侦测信号VS_IN 与 ZVS参考位VS_IN_ZVS-dV1 (例如:VS_IN_ZVS-0.1V) 比较结果U/D是否已经维持为0状态长达反弹跳时间TDEB。若比较结果U/D维持为0状态的时段长度到达反弹跳时间TDEB，则计数器214所输出的计数CNT减少；若比较结果U/D维持为0状态的时段长度小于反弹跳时间TDEB，计数器214所输出的计数CNT增加。
如此，使比较结果U/D的维持时段的长度到达反弹跳时间TDEB后才调整上臂开关GH的开启时间（即才使得计数器214改变计数），能够进一步延长CRM2中的开关周期的长度，使得单位时间内转换到输出电压Vo的能量较少，不仅降低了开关切换频率，减少了开关切换所带来的损耗，还使得电源供应器在中载状态下，无需开启忽略时间Tskip而仍能操作于临界模式，进一步减小了输出电压VO的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而进一步减少了对负载的伤害。
开启时间控制器226C在得知启始信号SGO的逻辑变化后的一预定延迟时间后，就触发开启下臂开关SL，开始下臂开启时间TON_GL，并依据稳定补偿信号VCOMP-DC，来决定信号峰值VCS-PEAK以及下臂开启时间TON_GL的长度。
最长死区时间定时器222从上臂开启时间TON_GH结束后开始计时，提供最长死区时间TDEAD_MAX。如果启始信号SGO一直没有触发开启时间控制器226C，最长死区时间定时器222可以在最长死区时间TDEAD_MAX过去后，触发开启时间控制器226C开始下臂开启时间TON_GL。最长死区时间定时器222可以预防下臂开关SL没有实现ZVS时，比较器220的启始信号SGO一直没有产生逻辑上的变化，开关周期无法结束的困境。换言之，最长死区时间定时器222使得死区时间TDHL不大于最长死区时间TDEAD_MAX。
延迟器223C用来将启始信号SGO延迟了延迟时间TDL才送到或门224，触发开启下臂开关SL。
如此，在启始信号SGO的逻辑变化后，将启始信号SGO延迟了延迟时间TDL后再传递至开启时间控制器226C，以开启下臂开关SL，能够更进一步延长CRM2模式下的开关周期的长度，使得单位时间内转换到输出电压Vo的能量较少，使得单位时间内转换到输出电压Vo的能量较少，不仅降低了开关切换频率，减少开关切换所带来的损耗，还使得电源供应器在中载状态下，无需开启忽略时间Tskip而仍能操作于临界模式，更进一步减小了输出电压VO的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而更s进一步减少了对负载的伤害。
在一实施例中，延迟时间TDL跟反弹跳时间TDEB的长度大约相同，一样都是受控于稳定补偿信号VCOMP-DC。在另一个实施例中，延迟时间TDL跟反弹跳时间TDEB的长度可以不同。
图10A与图10B分别显示没有反弹跳时间TDEB（等于0秒）跟有反弹跳时间TDEB（大于0秒）时，在AHB控制器110C控制下的AHB电源供应器100所可能产生的信号波形。图10A显示了开关周期TCYCX、图10B显示了四个连续的开关周期，前两个分别标示为开关周期TCYCY1与开关周期TCYCY2。在图10A与图10B中，反弹跳时间TDEB与延迟时间TDL假设为等长。
如同图10A所示，因为反弹跳时间TDEB为0秒，上臂控制器128C使得上臂开启时间TON_GH_X刚好够长，足以使得下臂开关SL在开启前，开关跨压VDSL刚好在0V，达到ZVS。死区时间TDHL_X的长度，也刚好大约结束于开关跨压VDSL大约等于0V时。
在图10B中，反弹跳时间TDEB与延迟时间TDL大于0。相较于图10A，图10B中的死区时间TDHL_Y1与TDHL_Y2的结束延迟了延迟时间TDL（等于反弹跳时间TDEB）。在图10B中，延迟时间TDL大约是从开关跨压VDSL下降到0V开始 (当侦测信号 VS_IN 逐渐增加，从小于等于 VS_IN_ZVS-dV2转变为大于 VS_IN_ZVS-dV2时)，结束于下臂开关SL开始开启。相较于图10A，上臂控制器128C使得上臂开启时间TON_GH_Y1与上臂开启时间TON_GH_Y2的任何一个都比较长，使得漏感电流ILr与激磁电流ITr都负的更多，导致在死区时间TDHL_Y1或TDHL_Y2中，开关跨压VDSL维持在被下臂开关SL中的体二极管（body diode）所钳制的一微小负电压大约有反弹跳时间TDEB。上臂控制器128C会自动调整上臂开启时间TON_GH，使得下臂开关SL可以达到ZVS的状态 (例如:侦测信号 VS_IN 大于 VS_IN_ZVS-dV1) 维持了反弹跳时间TDEB。
图10B也显示了比较结果U/D跟计数CNT随着时间而变化。在开关周期TCYCY1一开始时，假定计数CNT为整数NGH，所以产生了相对应的上臂开启时间TON_GH_Y1。在上臂开启时间TON_GH_Y1结束时，漏感电流ILr大约为数值ILr_Y1，可以使得开关跨压VDSL在死区时间TDHL_Y1一开始时，就快速下甩，导致开关跨压VDSL大约等于0V时，反弹跳时间TDEB（或延迟时间TDL）开始，如同图10B所示。在开关周期TCYCY1中的反弹跳时间TDEB内，因为侦测信号 VS_IN 维持大于VS_IN_ZVS-dV1，代表开关跨压VDSL大约都维持在小于等于0V，所以比较结果U/D都保持为逻辑上的“0”，表示下臂开关SL都处于可以达到ZVS的状态。这意味了上臂开启时间TON_GH_Y1已经相当足够长，所以计数CNT在时间点tY2下数，成为整数NGH减1。
在开关周期TCYCY2内，上臂开启时间TON_GH_Y2对应了整数NGH减1，比上臂开启时间TON_GH_Y1短。较短的上臂开启时间TON_GH_Y2结束时，漏感电流ILr大约为数值ILr_Y2，其绝对值小于数值ILr_Y1的绝对值，如同图10B所示。数值ILr_Y2的漏感电流ILr使得在死区时间TDHL_Y2内，在反弹跳时间TDEB还没有结束之前，侦测信号 VS_IN 便低于 VS_IN_ZVS-dV1，代表开关跨压VDSL就从负转为正了。因此，死区时间TDHL_Y2快要结束前，比较结果U/D出现为逻辑“1” ，表示下臂开关SL已经不再处于可以达到ZVS的状态。这意味了上臂开启时间TON_GH_Y1已经相当不足，所以计数CNT在时间点tY3上数，成为整数NGH。
如果图10B所需要供电的负载维持不变，可以预期的，开关周期TCYCY1与TCYCY2将会交替的出现，使得计数CNT不是整数NGH，就是整数NGH减一。如此，上臂控制器128C自动调整上臂开启时间TON_GH，使得下臂开关SL可以达到ZVS的状态大致维持了反弹跳时间TDEB。
从图10B与10A可以发现，相同的信号峰值VCS-PEAK，比较长的反弹跳时间TDEB，将导致比较长的上臂开启时间TON_GH、比较长的死区时间TDHL、与比较慢的开关周期。
图11显示反弹跳时间TDEB对稳定补偿信号VCOMP-DC的关系。如同图11所示，在稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF4与VREF1之间时，反弹跳时间TDEB随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而增加；在稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF1与VREF5之间时，反弹跳时间TDEB随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而减少；当稳定补偿信号VCOMP-DC不在参考电压VREF4与VREF5之间时，反弹跳时间TDEB为固定的最小反弹跳时间TDEB_MIN，其在一些实施例中最小反弹跳时间TDEB_MIN可以为0秒。
请参考图11与图8，当操作于CRM1时，由于反弹跳时间TDEB不变，因此，上臂开启时间TON_GH大致跟信号峰值VCS-PEAK等比例，或是随着信号峰值VCS-PEAK减少而减少。当操作于CRM2时，尽管信号峰值VCS-PEAK不变，但是上臂开启时间TON_GH会增大，来应付比较长的反弹跳时间TDEB。当稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF1与VREF5之间时，因为信号峰值VCS-PEAK与反弹跳时间TDEB都一起随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而减少，因此，上臂开启时间TON_GH将会随着稳定补偿信号VCOMP-DC减少而缩短。如同图8所示，当稳定补偿信号VCOMP-DC介于参考电压VREF1与VREF5之间时，假定上臂开启时间TON_GH对稳定补偿信号VCOMP-DC有一第一变化斜率，而当操作于CRM1时，假定上臂开启时间TON_GH对稳定补偿信号VCOMP-DC有一第二变化斜率。图8明显的显示出第一变化斜率大于第二变化斜率。
图12举例显示可用于图9中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D。上臂控制器128D以及下臂控制器120D中有许多装置或是组件与先前说明过的上臂控制器以及下臂控制器类似或是相同，可以参阅先前的说明而了解，可能不再累述。
延迟器223D用来将控制信号GL延迟了延迟时间TDL才送给计数器214作为时钟信号。延迟时间TDL受控于稳定补偿信号VCOMP-DC。
简单的说，下臂控制器120D在下臂开关SL的开关跨压VDSL大约为0V时，开始下臂开启时间TON_GL，使下臂开关SL达到ZVS。在下臂开关SL开启了延迟时间TDL之后，上臂控制器128D依据电流侦测信号VCS是否大约为0V，来调整上臂开启时间TON_GH的长度。因此，理论上来说，在稳定时，上臂开启时间TON_GH的长度，大约就是刚好使得在下臂开关SL开启了延迟时间TDL时，电流侦测信号VCS等于0V。
图13显示显示上臂控制器128D以及下臂控制器120D控制下的AHB电源供应器100所可能产生的开关周期TCYCZ。如同先前所述，下臂开启时间TON_GL开始于开关跨压VDSL大约为0V时，所以下臂开关SL有达到ZVS。上臂开启时间TON_GH的长度，使得在时间点tZ，也就是下臂开关SL开启了延迟时间TDL之后，电流侦测信号VCS大约等于0V。图13类似于图10B，最主要的不同点，是图13中的下臂开启时间TON_GL提早到开关跨压VDSL大约为0V时就开始。从图13与图10B的比较也可以得知，图13中的信号波形比较节省电能，因为没有图10B中死区时间TDHL_Y内的反弹跳时间TDEB，其间下臂开关SL中的体二极管（body diode）将会导电而耗费相当的能量。
图14显示图12中的延迟时间TDL对稳定补偿信号VCOMP-DC的关系。图14与图11类似，只是纵坐标轴由反弹跳时间TDEB换成了延迟时间TDL。在一些实施例中，图14中的最小延迟时间TDL_MIN可以为0s，在其他实施例中，最小延迟时间TDL_MIN为大于0s的常数。在一实施例中，图12中的上臂控制器128D以及下臂控制器120D，以及图14中的延迟时间TDL对稳定补偿信号VCOMP-DC的关系， 也可以使得AHB电源供应器100产生图8的结果。
实施例1.一种开关式电源供应器的控制方法，所述开关式电源供应器用以提供一输出电压，所述开关式电源供应器包含有电感组件以及功率开关，所述功率开关用于控制流经所述电感组件的电流，所述控制方法包含有：
提供补偿信号，所述补偿信号受控于所述输出电压；
依据所述补偿信号，提供稳定补偿信号，所述稳定补偿信号追随所述补偿信号，且变化慢于所述补偿信号，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分；
提供混合操作模式，在所述混合操作模式下，所述开关式电源供应器架构来交替操作于一开关操作期间以及一忽略期间，其中，在所述开关操作期间内，所述功率开关至少开启一次，在所述忽略期间内，所述功率开关持续关闭；以及
根据所述补偿信号与所述稳定补偿信号之间的差异，停止所述开关操作期间与所述忽略期间中的一个，并开始所述开关操作期间与所述忽略期间中的另一个。
如此，在混合操作模式下，开关式电源供应器架构来交替操作于一开关操作期间以及一忽略期间，其中，在开关操作期间内，功率开关至少开启一次，在忽略期间内，功率开关持续关闭。 通过比较受控于输出电压的补偿信号以及为补偿信号的低频成分的稳定补偿信号，确定开关操作期间和忽略期间的停止和开启。如此，由于补偿信号与稳定补偿信号之间的差异能够更准确地反映输出电压的瞬时变化，故在负载的突然变化引起输出电压变化时，根据补偿信号与稳定补偿信号之间的差异能够及时地调整开关操作期间和忽略期间的停止和开启，以使输出电压的变化更为平缓（即减少输出电压的涟波），从而有效地减少负载从中载变为重载或从中载变为轻载的过程中输出电压可能出现的骤变，进而减少对负载所造成的伤害。
实施例2.如实施例1所述的控制方法，其中：当所述开关式电源供应器操作于所述开关操作期间，若所述补偿信号低于所述稳定补偿信号且与所述稳定补偿信号之间的差值的绝对值达一默认值，则停止所述开关操作期间，开始所述忽略期间。
实施例3.如实施例1或2所述的控制方法，其中：当所述开关式电源供应器操作于所述忽略期间，若所述补偿信号高于所述稳定补偿信号且与所述稳定补偿信号之间的差值达一默认值，则停止所述忽略期间，开始所述开关操作期间。
实施例4.如实施例1至3中任意一个实施例所述的控制方法，其中，所述开关式电源供应器为非对称半桥电源供应器，所述非对称半桥电源供应器具有架构成半桥的第一臂开关以及第二臂开关，所述功率开关为所述第一臂开关，且在所述开关操作期间内，所述第一臂开关以及所述第二臂开关都至少开启一次。
实施例5.如实施例1至4中任意一个实施例所述的控制方法，其中，依据所述补偿信号，提供稳定补偿信号包括：低通滤波所述补偿信号，以产生所述稳定补偿信号。
实施例6.如实施例1至4中任意一个实施例所述的控制方法，其中，依据所述补偿信号，提供稳定补偿信号包括：周期性取样所述补偿信号，以产生所述稳定补偿信号。
实施例7.如实施例1至6中任意一个实施例所述的控制方法，还包括：
计算在所述开关操作期间内，所述功率开关的开关周期发生的数目；
比较所述数目与预设的最大数；以及
在所述数目等于所述最大数时，停止所述开关操作期间，开始所述忽略期间。
实施例8.如实施例7所述的控制方法，还包括：
依据所述稳定补偿信号，提供所述最大数。
实施例9.如实施例1至6中任意一个实施例所述的控制方法，还包括：
比较所述忽略期间与最大忽略期间；以及
在所述忽略期间等于所述最大忽略期间时，停止所述忽略期间，开始所述开关操作期间。
实施例10.如实施例9所述的控制方法，还包括：
依据所述稳定补偿信号，提供所述最大忽略期间。
实施例11.一种电源控制器，适用于开关式电源供应器，所述开关式电源供应器用以提供一输出电压，所述开关式电源供应器包含有电感组件以及功率开关，所述功率开关用于控制流经所述电感组件的电流，在一混合操作模式下，所述开关式电源供应器架构来交替操作于一开关操作期间以及一忽略期间，在所述开关操作期间内，所述功率开关至少开启一次，所述电源控制器包含有：
信号产生器，用于依据补偿信号，提供稳定补偿信号，其中，所述补偿信号受控于所述输出电压，所述稳定补偿信号追随所述补偿信号，且变化慢于所述补偿信号，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分；以及
忽略时间产生器，用于根据所述补偿信号与所述稳定补偿信号之间的差异，停止所述开关操作期间与所述忽略期间中的一个，并开始所述开关操作期间与所述忽略期间中的另一个。
实施例12.如实施例11所述的电源控制器，其中，所述开关式电源供应器为非对称半桥电源供应器，所述非对称半桥电源供应器具有架构成半桥的第一臂开关以及第二臂开关，所述功率开关为所述第一臂开关，且在所述开关操作期间内，所述第一臂开关以及所述第二臂开关都至少开启一次。
实施例13.如实施例11或12所述电源控制器，其中，所述信号产生器为低通滤波器。
实施例14.如实施例11或12所述的电源控制器，其中，所述信号产生器用于周期性取样所述补偿信号，以产生所述稳定补偿信号。
实施例15.如实施例11至14中任意一个实施例所述的电源控制器，还包含有一计数器，所述计数器用于执行以下步骤：
计算在所述开关操作期间内，所述功率开关的开关周期发生的数目；
比较所述数目与最大数；以及
在所述数目与所述最大数达到预设条件时，使所述忽略时间产生器停止所述开关操作期间，开始所述忽略期间。
实施例16.如实施例15所述的电源控制器，其中，所述最大数依据所述稳定补偿信号而产生。
实施例17.如实施例11至16中任意一个实施例所述的电源控制器，其中，所述忽略时间产生器用于执行以下步骤：
比较所述忽略期间与最大忽略期间；以及
在所述忽略期间等于所述最大忽略期间时，停止所述忽略期间，开始所述开关操作期间。
实施例18.如实施例17所述的电源控制器，其中，所述忽略时间产生器用于依据所述稳定补偿信号，提供所述最大忽略期间。
实施例19.一种非对称半桥电源供应器的控制方法，其中，所述非对称半桥电源供应器包含有架构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述非对称半桥电源供应器用于提供一输出电压并对一负载供电，所述控制方法包含有：
依据所述输出电压，提供补偿信号；
开启所述充电开关一充电开关开启时间；
开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；以及
依据所述补偿信号，调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加。
如此，通过调控谐振开关开启时间随着负载减少而增加，来使得在负载从重载变为中载的过程中至少一个开关周期的长度得以延长，使得单位时间内转换到输出电压的能量较少，不仅降低了开关切换频率，减少了开关切换所带来的损耗，还使得电源供应器在中载状态下，无需开启忽略时间而仍能操作于临界模式，减小了输出电压的涟波，使得在负载发生突然变化时输出电压的变化仍然较为平缓，从而减少了对负载的伤害。
实施例20.如实施例19所述的控制方法，还包括：
提供电流侦测信号，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流，其中，当所述充电开关开启时间结束时，所述电流侦测信号等于信号峰值；以及
当所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加时，使所述信号峰值不随所述负载改变而改变。
实施例21.如实施例19或20所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的预定条件，并提供比较结果；以及
检查所述比较结果是否维持在一默认逻辑值达一反弹跳时间，以控制所述谐振开关开启时间的长度。
实施例22.如实施例21所述的控制方法，还包括：
依据稳定补偿信号，控制所述反弹跳时间，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
实施例23.如实施例22所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的预定条件，以提供启始信号；
依据所述启始信号，来触发开始所述充电开关开启时间；
在所述启始信号的逻辑变化后，延迟所述充电开关开启时间的开始一延迟时间；以及
依据所述稳定补偿信号，控制所述延迟时间。
实施例24.如实施例23所述的控制方法，其中，所述反弹跳时间等于所述延迟时间。
实施例25.如实施例19至24中任意一个实施例所述的控制方法，还包括：
提供电流侦测信号，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流；以及
在所述充电开关开启时间开始后一延迟时间内，侦测所述电流侦测信号是否符合预定条件，以提供比较结果；
依据所述比较结果，调控所述谐振开关开启时间的长度；以及
依据所述稳定补偿信号，提供所述延迟时间。
实施例26.如实施例25所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的状态，以提供启始信号；以及
依据所述启始信号，来触发开始所述充电开关开启时间。
实施例27.一种电源控制器，适用于非对称半桥电源供应器，所述非对称半桥电源供应器包含有构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述电源控制器包含有：
充电开关控制器，用于依据补偿信号，开启所述充电开关一充电开关开启时间，所述补偿信号受控于所述非对称半桥电源供应器的一输出电压，供电给一负载；以及
谐振开关控制器，用于依据所述补偿信号，开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；
其中，所述充电开关控制器用于调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加。
实施例28. 如实施例27所述的电源控制器，其中，电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流，当所述充电开关开启时间结束时，所述电流侦测信号等于信号峰值；
所述充电开关控制器用于当所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加时，使所述信号峰值不随所述负载改变而改变。
实施例29.如实施例27或28所述的电源控制器，其中，所述充电开关控制器包含有：
比较器，用于比较侦测信号以及默认信号，以提供启始信号，其中，所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压；
开启时间控制器，用于依据所述启始信号，开始所述充电开关开启时间；以及
延迟器，连接于所述比较器与所述开启时间控制器之间，用于在一延迟时间后，传递所述启始信号至所述开启时间控制器；
其中，所述延迟器依据稳定补偿信号决定所述延迟时间，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
实施例30.如实施例27至29中任意一个实施例所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器用于依据在所述充电开关与所述谐振开关均关闭时出现的侦测信号，来控制所述谐振开关开启时间，且所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压。
实施例31.如实施例27至30中任意一个实施例所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器包含有：
比较器，用于比较侦测信号以及默认信号，以提供比较结果，其中，所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压；
计数器，用于依据所述比较结果，改变计数；
数字模拟转换器，用于依据所述计数，提供模拟参考位；
开启时间控制器，用于依据所述模拟参考位，决定所述谐振开关开启时间；以及
反跳电路，连接于所述比较器与所述计数器之间，并用于在所述比较结果维持于一默认逻辑值达一反弹跳时间后，传递所述比较结果至所述计数器；
其中，所述反跳电路用于依据稳定补偿信号决定所述反弹跳时间，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
实施例32.如实施例27至31中任意一个实施例所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器用于依据在所述充电开关开启时间内出现的所述电流侦测信号，来控制所述谐振开关开启时间。
实施例33.如实施例32所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器包含有：
比较器，用于比较所述电流侦测信号以及默认信号，以提供比较结果；
计数器，用于依据在所述充电开关开启时间开启后一延迟时间所产生的所述比较结果，改变计数；
数字模拟转换器，用于依据所述计数，提供模拟参考位；以及
开启时间控制器，用于依据所述模拟参考位，决定所述谐振开关开启时间；
其中，所述延迟时间依据稳定补偿信号产生，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
实施例34.如实施例33所述的电源控制器，其中，所述充电开关控制器用于提供用于控制所述充电开关的控制信号；
所述计数器用于以所述控制信号为时钟信号，来改变所述计数；
所述谐振开关控制器还包含有延迟器，所述延迟器用于依据所述稳定补偿信号提供所述延迟时间，以延迟所述控制信号。
实施例35.一种开关式电源供应器，包括：如实施例11至18中任意一个实施例所述的电源控制器。
实施例36.一种非对称半桥电源供应器，包括：如实施例27至24中任意一个实施例所述的电源控制器。
以上所述仅为本公开之较佳实施例，凡依本公开申请专利范围所做之均等变化与修饰，皆应属本公开之涵盖范围。
应理解，本公开中各实施例之间可以组合使用。例如，在负载为重载情况下可以使用实施例19至26中任意一个实施例所述的控制方法，并当负载减少后（例如负载为中载情况下）可以使用实施例1至10中任意一个实施例所述的控制方法。
至此，已经详细描述了本公开的各实施例。为了避免遮蔽本公开的构思，没有描述本领域所公知的一些细节。本领域技术人员根据上面的描述，完全可以明白如何实施这里公开的技术方案。
虽然已经通过示例对本公开的一些特定实施例进行了详细说明，但是本领域的技术人员应该理解，以上示例仅是为了进行说明，而不是为了限制本公开的范围。本领域的技术人员应该理解，可在不脱离本公开的范围和精神的情况下，对以上实施例进行修改或者对部分技术特征进行等同替换。本公开的范围由所附实施例来限定。

Claims (17)

1.一种非对称半桥电源供应器的控制方法，其中，所述非对称半桥电源供应器包含有串联于输入电压线与输入接地线之间并架构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述变压器和所述震荡电容与所述充电开关和所述谐振开关连接，所述非对称半桥电源供应器用于提供一输出电压并对一负载供电，所述控制方法包含有：
依据所述输出电压，提供补偿信号；
开启所述充电开关一充电开关开启时间；
开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；以及
在依据稳定补偿信号确定所述负载处于重载状态的情况下，调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分；
其中，在所述稳定补偿信号超过第一参考电压的情况下，所述负载处于重载状态；在所述稳定补偿信号介于所述第一参考电压和第二参考电压之间的情况下，所述负载处于中载状态；所述第二参考电压小于所述第一参考电压。
2.如权利要求1所述的控制方法，还包括：
提供电流侦测信号，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流，其中，当所述充电开关开启时间结束时，所述电流侦测信号等于信号峰值；以及
当所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加时，使所述信号峰值不随所述负载改变而改变。
3.如权利要求1所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的预定条件，并提供比较结果；以及
检查所述比较结果是否维持在一默认逻辑值达一反弹跳时间，以控制所述谐振开关开启时间的长度。
4.如权利要求3所述的控制方法，还包括：
依据所述稳定补偿信号，控制所述反弹跳时间。
5.如权利要求4所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的预定条件，以提供启始信号；
依据所述启始信号，来触发开始所述充电开关开启时间；
在所述启始信号的逻辑变化后，延迟所述充电开关开启时间的开始一延迟时间；以及
依据所述稳定补偿信号，控制所述延迟时间。
6.如权利要求5所述的控制方法，其中，所述反弹跳时间等于所述延迟时间。
7.如权利要求1-6任一项所述的控制方法，还包括：
提供电流侦测信号，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流；以及
在所述充电开关开启时间开始后一延迟时间内，侦测所述电流侦测信号是否符合预定条件，以提供比较结果；
依据所述比较结果，调控所述谐振开关开启时间的长度；以及
依据所述稳定补偿信号，提供所述延迟时间。
8.如权利要求7所述的控制方法，还包括：
在所述谐振开关关闭时，侦测所述充电开关是否位于实现ZVS的状态，以提供启始信号；以及
依据所述启始信号，来触发开始所述充电开关开启时间。
9.一种电源控制器，适用于非对称半桥电源供应器，所述非对称半桥电源供应器包含有串联于输入电压线与输入接地线之间并构成半桥的充电开关以及谐振开关，所述充电开关和所述谐振开关用于控制谐振电路，所述谐振电路包含有变压器以及震荡电容，所述变压器和所述震荡电容与所述充电开关和所述谐振开关连接，所述电源控制器包含有：
充电开关控制器，用于依据补偿信号，开启所述充电开关一充电开关开启时间，以供电给一负载，所述补偿信号受控于所述非对称半桥电源供应器的一输出电压；以及
谐振开关控制器，用于依据所述补偿信号，开启所述谐振开关一谐振开关开启时间；
其中，所述充电开关控制器用于在依据稳定补偿信号确定所述负载处于重载状态的情况下，调控所述谐振开关开启时间，以使所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分；
在所述稳定补偿信号超过第一参考电压的情况下，所述负载处于重载状态；在所述稳定补偿信号介于所述第一参考电压和第二参考电压之间的情况下，所述负载处于中载状态；所述第二参考电压小于所述第一参考电压。
10.如权利要求9所述的电源控制器，其中，电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流，当所述充电开关开启时间结束时，所述电流侦测信号等于信号峰值；
所述充电开关控制器用于当所述谐振开关开启时间随着所述负载减少而增加时，使所述信号峰值不随所述负载改变而改变。
11.如权利要求9所述的电源控制器，其中，所述充电开关控制器包含有：
比较器，用于比较侦测信号以及默认信号，以提供启始信号，其中，所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压；
开启时间控制器，用于依据所述启始信号，开始所述充电开关开启时间；以及
延迟器，连接于所述比较器与所述开启时间控制器之间，用于在一延迟时间后，传递所述启始信号至所述开启时间控制器；
其中，所述延迟器依据稳定补偿信号决定所述延迟时间。
12.如权利要求9所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器用于依据在所述充电开关与所述谐振开关均关闭时出现的侦测信号，来控制所述谐振开关开启时间，且所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压。
13.如权利要求9所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器包含有：
比较器，用于比较侦测信号以及默认信号，以提供比较结果，其中，所述侦测信号代表所述充电开关的开关跨压；
计数器，用于依据所述比较结果，改变计数；
数字模拟转换器，用于依据所述计数，提供模拟参考位；
开启时间控制器，用于依据所述模拟参考位，决定所述谐振开关开启时间；以及
反跳电路，连接于所述比较器与所述计数器之间，并用于在所述比较结果维持于一默认逻辑值达一反弹跳时间后，传递所述比较结果至所述计数器；
其中，所述反跳电路用于依据稳定补偿信号决定所述反弹跳时间，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
14.如权利要求9所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器用于依据在所述充电开关开启时间内出现的电流侦测信号，来控制所述谐振开关开启时间，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流。
15.如权利要求9-14任一项所述的电源控制器，其中，所述谐振开关控制器包含有：
比较器，用于比较电流侦测信号以及默认信号，以提供比较结果，所述电流侦测信号代表流经所述变压器的电感电流；
计数器，用于依据在所述充电开关开启时间开启后一延迟时间所产生的所述比较结果，改变计数；
数字模拟转换器，用于依据所述计数，提供模拟参考位；以及
开启时间控制器，用于依据所述模拟参考位，决定所述谐振开关开启时间；
其中，所述延迟时间依据稳定补偿信号产生，所述稳定补偿信号为所述补偿信号的低频成分。
16.如权利要求15所述的电源控制器，其中，所述充电开关控制器用于提供用于控制所述充电开关的控制信号；
所述计数器用于以所述控制信号为时钟信号，来改变所述计数；
所述谐振开关控制器还包含有延迟器，所述延迟器用于依据所述稳定补偿信号提供所述延迟时间，以延迟所述控制信号。
17.一种非对称半桥电源供应器，包括：
权利要求9-16任一项所述的电源控制器。
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