DE4009267A1

DE4009267A1 - Hochfrequenzvorschaltgeraet

Info

Publication number: DE4009267A1
Application number: DE4009267A
Authority: DE
Inventors: Gerben Simon Hoeksma
Original assignee: Nederlandsche Apparatenfabriek NEDAP NV
Current assignee: Nederlandsche Apparatenfabriek NEDAP NV
Priority date: 1989-03-22
Filing date: 1990-03-22
Publication date: 1990-09-27
Also published as: NL8900703A; NL9000680A

Description

Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenzvorschaltgerät für Mitteldruck- und Hochdruck-Metalldampf-Gasentladungslampen. Hochfrequenzvorschaltgeräte können sehr kompakt und gut regelbar sein. Hochfrequenzvorschaltgeräte für den genannten Lampentyp sind u. a. aus den Veröffentlichungen DE 34 45 817, DE 36 23 306, US 41 70 747 und EUR 02 40 049 bekannt.

Die in den Veröffentlichungen DE 34 45 817 und EUR 02 40 049 beschriebenen Vorschaltgeräte enthalten einen regelbaren Gleichspannung-Gleichspannungs-Umwandler und anschließend einen Wechseltrichter. Mit dieser Lösung werden akustische Resonanzen im Gasentladungsbogen vermieden, aber das Vorschaltgerät wird verhältnismäßig teuer und umfangreich, weil zwei in Serie geschaltete Leistungswandler angewendet werden müssen.

Die in den Veröffentlichungen DE 36 23 306 und US 41 70 747 beschriebenen Vorschaltgeräte bestehen zwar aus einem einzigen Brückenwandler, aber es werden getrennte Steuerkreise angewendet, um eine Seite der Brücke mit einer hohen Frequenz anzusteuern und die andere Seite mit einer niedrigen Frequenz. Dies bringt im Vergleich mit einem Brückenwandler, bei dem eine einzige Ansteuerfrequenz angewendet wird, zusätzliche Kosten mit sich. Weiter wird in allen genannten Veröffentlichungen eine separate Schaltung zum Entzünden der Lampen benutzt, was die Schaltung verhältnismäßig teuer und umfangreich macht.

Es ist bekannt, u. a. aus der Veröffentlichung DE 35 11 661, Gasentladungslampen zu entzünden durch Anwendung der Einschwingung der Spannung in einem Serie-Resonanzkreis. Die bekannten Schaltungen lassen sich jedoch nicht ohne weiteres für hohe Leistungen anwenden.

In keinem der obengenannten Vorschaltgeräte sind spezielle Maßnahmen zum Stabilisieren der Lampenleistung, Lichtintensität oder Lampentemperatur getroffen, wie das in vielen industriellen Anwendungen von Mitteldruck- und Hochdruck- Gasentladungslampen mit mittelgroßen Leistungen, in der Größenordnung von 500 W bis 3000 W erwünscht ist.

Weiter wird in keiner der genannten Veröffentlichungen das Problem des Leistungsfaktors (power-factor) berücksichtigt. Dieses Problem entsteht, wenn die Eingangsgleichspannung des Brückenwandlers durch Gleichrichten und Abflachen einer Netzwechselspannung erhalten wird.

Dabei entstehen höhere harmonische Ströme im Speisenetz, die zu zusätzlichen Verlusten im Wechselspannungsverteilungsnetz führen können, und die Schmelzsicherungen eher ansprechen lassen können. Auch kann dadurch Verformung der Spannungsform in dem speisenden Wechselspannungsnetz auftreten.

Es sind Schaltungen bekannt, die dieses Problem beseitigen. Dabei benutzt man jedoch eine zusätzliche Selbstinduktion und ein zuzätzliches Halbleiterschaltelement mit besonderen Steuerschaltungen, was zu extra Kosten führt und das Gerät umfangreicher macht. Eine derartige Methode wird z. B. in dem Aufsatz "Simplified Control Algorithm for Active Power Correction" von Neil J. Barabas, Proceedings of the tenth international PCI-85 Conference, Seiten 1-9, beschrieben. Eine einfachere Methode zur "power factor"-Korrektion, insbesondere auch für Hochfrequenz-Vorschaltgeräte wird weiter beschrieben in "A power Factor Corrected, MOSFET Multiple Output, Flyback Switching supply" von J. J. Spangler, Proceedings of the tenth international PCI-85 Conference, Seiten 19-32. Auch diese Methode erfordert jedoch zusätzliche Leistungskomponenten und bringt dadurch extra Kosten mit sich.

Aus den Veröffentlichungen NL-A-86 00 812 und DE-A-35 05 182 ist es bekannt, die Lampenleistung einer Hochdruck-Gasentladungslampe stabil zu halten und zu regeln. Dabei wird jedoch eine niedrige Lampenfrequenz benutzt.

Es ist allgemein bekannt, sog. volle Brückenschaltungen für das Umwandeln einer Gleichspannung in eine Wechselspannung hoher Frequenz anzuwenden. Dabei werden oft Steuertransformatoren für die Ansteuerung der Schaltelemente der Brückenschaltung benutzt, nötigenfalls mit folgender Pufferschaltung, damit der Steueranschluß des Schaltelementes niederohmig angesteuert werden kann. Diese Pufferschaltungen brauchen dann jedoch wieder Speisespannung, wozu getrennte Wicklungen und ein gesonderter Transformator gebraucht werden, was ziemlich viel zusätzliche Kosten mit sich bringt und extra Raum fordert.

Die Aufgabe der Erfindung ist die Verschaffung eines verbesserten Hochfrequenzvorschaltgeräts, das zuverlässig arbeitet, kompakt ist und verhältnismäßig kostengünstig hergestellt werden kann. Mehr insbesondere bezweckt die Erfindung ein Hochfrequenzvorschaltgerät, das einen einzigen Brückenwandler umfaßt und dessen Frequenz zur Regelung der Lampenleistung über einen großen Bereich variiert werden kann. Auch bezweckt die Erfindung ein Hochfrequenzvorschaltgerät, das die Lampen ohne spezielle zusätzliche Startkreise zünden kann, und wobei akustische Resonanzen vermieden werden.

Ein anderer Zweck ist die Ermöglichung einer einfachen Einstellung und Stabilisierung der Lampenleistung oder der Lichtintensität. Ein weiterer Zweck ist die Ermöglichung einer geregelten forcierten Kühlung der Lampe, wodurch noch kompaktere Lampen mit einer großen Leistungsdichte konstruiert werden können, während dann auch eine optimale Lampentemperatur über einen großen Leistungsbereich aufrechterhalten werden kann. Wieder ein anderer Zweck ist die Verschaffung einer derartigen Steuerschaltung für die Leistungsschaltelemente des Brückenwandlers, daß kein gesonderter Speisungstransformator für die dem Steuertransformator nachgeschalteten Pufferstufen notwendig ist. Eine derartige Steuerschaltung bringt also wenig zusätzliche Kosten mit sich und läßt sich gut miniaturisieren. Noch ein anderer Zweck ist, bei Speisung aus einem Wechselspannungsnetz einen guten Leistungsfaktor zu erhalten in der Größenordnung von 0,8 bis 0,9 ohne Anwendung zusätzlicher Komponenten. Die nachstehenden Maßnahmen können zum Erreichen der obengenannten Zwecke beitragen. Zunächst kann ein Brückenwandler, bestehend aus Leistungen-MOSFETS oder anderen Leistungsschaltelementen, angewendet werden, wobei an der Ausgangsseite der Brückenschaltung die Lampe in Serie geschaltet ist mit einer oder mehreren strombegrenzenden Selbstinduktionen, während parallel zu der Lampe ein oder mehrere Kondensatoren angebracht sind. Vor dem Entzünden der Lampe wird die Ansteuerfrequenz der Brücke über der Resonanzfrequenz des Serienkreises, gebildet durch die genannten strombegrenzenden Selbstinduktionen und Kondensatoren, gewählt, und diese Frequenz wird sodann allmählich herabgesetzt bis bei einer Ansteuerfrequenz, die dicht über der Resonanzfrequenz liegt, eine starke Einschwingung der Spannung über die Lampe auftritt, wodurch diese sich entzünden kann. Im normalen Betrieb kann Frequenzmodulation der Ausgangsspannung angewendet werden, so daß die akustischen Schwingungskreise in der Lampe nicht stark angestoßen werden können. Insbesondere kann die Frequenzmodulation mit der doppelten Netzfrequenz synchronisiert werden. Eine hohe Frequenz erteilt der Lampe eine geringe Leistung durch Zunahme der Impedanz der strombegrenzenden Spulen. Dadurch, daß man jetzt die Frequenzmodulation so wählt, daß den Lampen die meiste Leistung um die positiven und negativen Spitzen der Netzspannung abgegeben wird, kann der Abflachkondensator, der auf den Netzgleichrichter folgt, klein gehalten werden. Dieser dient dann im Wesen nur noch dazu, um die Nulldurchgänge der Netzspannung herum eine Restgleichspannung zu liefern, um über den Brückenwandler die Lampen in leitendem Zustand zu halten, jedoch mit einer niedrigen Momentanleistung. Die genannte Frequenzmodulation kann durch einen in die Steuerung des Wandlers aufgenommenen Mikroprozessor versorgt werden und kostet daher keine zusätzlichen Komponenten. Weiter wird durch Messung von Lampenspannung, Eingangsstrom und Eingangsspannung des Wandlers und gegebenenfalls der Lichtintensität der Lampen, der Betriebszustand der Lampen kontrolliert. Durch im Programm des Mikroprozessors gespeicherte Daten können dann die Ansteuerfrequenz für den Brückenwandler und die Ventilatorgeschwindigkeit derart eingestellt werden, daß die Lampen die gewünschte Leistung oder die gewünschte Lichtintensität liefern und gleichfalls die gewünschte Lampentemperatur aufrechterhalten wird. Weiter wird die Pufferschaltung für die Leistungsschaltelemente des Brückenwandlers, welche Pufferschaltung einen großen Frequenzbereich für die Ansteuerung des Brückenwandlers zuläßt, durch einen Kondensator gespeist, der zwischen der Pufferschaltung des Leistungsschaltelementes, das der Ausgangswechselspannung folgt, und einem der Eingangsspeisungspole oder der mit diesem verbundenen Pufferschaltung, verbunden ist.

Gemäß der Erfindung wird ein Vorschaltgerät für Gasentladungslampen, insbesondere geeignet für Mitteldruck- und Hochdruck- Gasentladungslampen, umfassend einen durch eine Gleichspannungsquelle über zwei Eingangsgleichspannungsklemmen gespeisten Brückenwandler mit mindestens zwei Leistungsschaltelementen, die je mit einer Steuerelektrode versehen sind, wobei an der Ausgangsseite des Brückenwandlers ein aus mindestens einer Selbstinduktion und mindestens einem im Betrieb parallel mit mindestens einer Gasentladungslampe verbundenen Kondensator bestehender Serienkreis verbunden ist, und wobei mit jeder Steuerelektrode eine Pufferschaltung verbunden ist, die im Betrieb über ein Koppelelement durch eine von einer Steuereinheit gesteuerte Steuerschaltung mit Steuersignalen versehen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zum Verschaffen von Speisespannung an mindestens die Pufferschaltungen, die mit der Steuerelektrode eines Leistungsschaltelementes verbunden sind, wofür gilt, daß der durch das Leistungsschaltelement fließende Strom im wesentlichen mit der Ausgangswechselspannung des Brückenwandlers in Phase ist, jeweils ein Kondensator vorgesehen ist, dessen eine Anschlußklemme verbunden ist mit der Anode einer ersten Diode, deren Kathode mit dem positiven Speisungsanschluß der betreffenden Pufferschaltung verbunden ist, und mit der Kathode der zweiten Diode, deren Anode verbunden ist mit dem negativen Speisungsanschluß der betreffenden Pufferschaltung, wobei die zweite Anschlußklemme des Kondensators mit einem Punkt verbunden ist, der etwa das Potential einer der Eingangsgleichspannungsklemmen hat.

Im Nachstehenden wird die Erfindung an Hand der beigefügten Zeichnung einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer möglichen Ausführungsform eines Vorschaltgeräts gemäß der Erfindung;

Fig. 2 und Fig. 3 schematisch alternative Ausführungsformen eines Vorschaltgeräts gemäß der Erfindung;

Fig. 4 ein Beispiel einer Speiseschaltung für Pufferstufen, die in einem Vorschaltgerät gemäß der Erfindung angewendet werden können;

Fig. 5 schematisch in einem Blockschaltbild eine mögliche Weise zur Steuerung und Regelung eines Vorschaltgeräts gemäß der Erfindung;

Fig. 7 einige wichtige Wellenformen von Strömen und Spannungen in einem Vorschaltgerät gemäß der Erfindung; und

Fig. 8 einige wichtige Parameter als Funktion der Zeit, während der Zünd- und Erwärmungsphase der Lampe.

In der Schaltung nach Fig. 1 wird eine Eingangsgleichspannung U _i, die zwischen Eingangsklemmen 1 und 2 herrscht und z. B. dadurch erhalten werden kann, daß 220 V Wechselspannung in einer Eingangsstufe 70 mit einem Gleichrichter 71 gleichgerichtet wird und mit einem Kondensator 72 abgeflacht wird, in eine Hochfrequenzblockspannung umgewandelt.

Dazu werden steuerbare Schaltelemente 2 und 5 bzw. 3 und 4, die einen Brückenwandler (Brückeninverter) bilden, abwechselnd in den leitenden Zustand gebracht.

Die erhaltene Blockspannung wird einer Serienschaltung zugeführt, die in diesem Beispiel durch Selbstinduktionen 6 und 7 und einen Kondensator 8 gebildet wird.

Der Kondensator 8 ist parallel mit der Lampe 9 verbunden. Vor dem Zünden der Lampe liegt die Ansteuerfrequenz des Brückeninverters über der Resonanzfrequenz der Serienkreises, gebildet durch Selbstinduktionen 6 und 7 und Kondensator 8. Der Serienkreis ist jetzt induktiv und die Wellenformen der Spannung auf Punkt A und die Ströme durch die Schaltelemente sind wie in Fig. 7 wiedergegeben. Jedoch Schaltelement ist mit einer Freilaufdiode 12, 13, 14, 15 versehen. Ein negativer Wert des Stromes i₃ i₄, i₁₃, i₁₄ bzw. i₂, i₅, i₁₂, i₁₅ bedeutet, daß die Freilaufdioden 12, 13, 14 oder 15 leitend sind.

Bei Hochfrequenzbetrieb der Brücke ist es wichtig, daß zunächst die Dioden leitend werden und danach die steuerbaren Leistungsschaltelemente, weil die Dioden sich dann frei wiederherstellen können, und nicht durch das gegenüberliegende Schaltelement mit Gewalt wiederhergestellt werden, was zu sehr großen Spitzenströmen und sogar zu einem defekten Umwandler führen kann. Die Ansteuerfrequenz wird sodann allmählich herabgesetzt und wenn diese der Resonanzfrequenz des obengenannten Serienkreises nahekommt, wird die Spannung über den Kondensator 8 und also über die Lampe 9 sehr hoch, wodurch die Lampe zündet. Die Lampe belastet jetzt den Kreis und dämpft diesen überkritisch, wodurch jetzt die Elemente 6, 7 und 8 ein Tiefpaßfilter bilden. Die Ansteuerfrequenz kann jetzt noch weiter herabgesetzt werden und die Belastung der Brücke bleibt dabei induktiv. Der Widerstand der gezündeten Mitteldruck- oder Hochdruck-Gasentladungslampe 9 ist anfangs sehr niedrig. Es ist daher noch eine verhältnismäßig hohe Frequenz der Spannung über den Kreis 6, 7, 8, 9 notwendig, um die Impedanz der Selbstinduktion 6 und 7 derart hoch zu halten, daß der Strom auf einen für die Schaltelemente 2, 3, 4, 5 und die Lampe 9 akzeptablen Wert begrenzt bleibt. Wenn die Lampe sich erwärmt, nimmt der Widerstand der Lampe zu, wodurch bei gleichbleibendem Lampenstrom die Ansteuerfrequenz weiter herabgesetzt werden kann. Der endgültige Betriebszustand der Lampe wird durch die in Fig. 6 wiedergegebene Steuereinheit, die später beschrieben werden wird, bestimmt. Die Steuereinheit bestimmt auf Grund von Lampenspannung, Eingangsstrom der Brücke, Speisespannung der Brücke, und externer Information, z. B. gewünschter Lampenleistung oder Differenz zwischen gewünschter und wirklicher Lichtintensität, welche Ansteuerfrequenz gewählt werden muß. Dabei führt eine niedrigere Frequenz zu einer niedrigeren Impedanz der Selbstinduktionen 6 und 7 und daher bei gleichem Lampenwiderstand zu größeren Strömen. Der Spitzenwert der Lampenspannung ist dabei immer kleiner als der Wert der Speisespannung, die auf den Klemmen 1 und 2 angeboten wird.

Fig. 2 zeigt eine alternative Ausführungsform. In dieser Ausführungsform sind zusätzliche Kondensatoren 16, 17, 18 und 19 zwischen den Anschlußklemmen der Lampe und einer der Speiseleitungen verbunden. Die Kondensatoren 16, 18 sind mit parallel damit verbundenen Widerständen 20 und 21 als kapazitiver Spannungsteiler geschaltet, der frequenz-unabhängig ist, und der die Spitzenspannung, wie diese auf einer Seite der Lampe entstehen kann, wenn z. B. 2000 V auf z. B. 10 V reduzieren kann. Die Kondensatoren 17, 19 und die Widerstände 22, 23 sind in ähnlicher Weise verbunden. Ein Spitzenspannungsdetektor 10 ist verbunden mit dem Knotenpunkt zwischen den Kondensatoren 16 und 18, mit der genannten Speisungsleitung, und mit dem Knotenpunkt zwischen den Kondensatoren 17 und 19. Der Spitzenspannungsdetektor kann der Steuereinheit beim Überschreiten eines bestimmten Wertes der Lampenspannung ein Steuersignal 24 geben, worauf die Ansteuerung der Brücke blockiert wird und alle Leistungsschaltelemente gesperrt werden. Die Spannungsschwelle, bei der die Ansteuerung eingestellt wird, liegt niedriger als der Wert, der bei Resonanz des Serienkreises auftreten kann, und der meistens durch Kernsättigungserscheinungen der Selbstinduktionen 6 und 7 bestimmt wird. Der Schwellenwert wird derart gewählt, daß einerseits die Ströme durch die Schaltelemente auf akzeptable Werten begrenzt bleiben, während andererseits die Lampe doch noch in zuverlässiger Weise zünden kann. Durch die obenerwähnte Vorgehensweise wird Schaden am Vorschaltgerät, wenn die Lampe nicht angeschlossen ist oder noch sehr warm ist und dann durch den hohen Gasdruck nicht zünden kann, vermieden.

Eine weitere Ausführungsform ist in Fig. 3 wiedergegeben. Hier ist im Vergleich mit dem Beispiel nach Fig. 2 nur eine halbe Brücke, welche die Schaltelemente 2 und 3 und die Freilaufdioden 12 und 13 umfaßt, angewendet. Auch ist ein zusätzlicher Koppelkondensator 11 vorhanden zum Blockieren einer Gleichspannungskomponente in der Ansteuerspannung.

Die Lampenspannung hat in diesem Fall im Verhältnis zu der Quellenspannung U _i über die Klemmen 1 und 2 bei weiter gleichen Betriebsbedingungen die Hälfte des Wertes nach den Fig. 1 und 2.

In Fig. 4 ist wiedergegeben, wie die Pufferschaltung 39 und 40, über welche die Leistungsschaltelemente 2, 3 gesteuert werden, gespeist werden können. Der Kondensator 30 ist zwischen den Knotenpunkten des Diodenpaares 28, 29 einerseits und des Diodenpaares 31, 32 andererseits geschaltet. Bevor der Umwandler zu arbeiten anfängt, werden die Pufferschaltungen 39, 40 über Widerstände 35 und 36 mit Speisespannung versehen. Diese Speisespannung wird stabilisiert durch parallel mit den Pufferschaltungen verbundene Zenerdioden 34 und 38 und für hohe Frequenzen mittels Kondensatoren 33 und 37 entkoppelt. Es ist wichtig, daß die Pufferschaltungen 39 und 40 in ausgeschaltetem Zustand einen geringen Stromverbrauch haben, um unnötigen Energiedissipation in den Widerständen 35 und 36 zu vermeiden. Sobald der Umwandler in Betrieb gesetzt wird und Steuersignale 01 und 02 eine Steuerschaltung 25 aktivieren, werden über durch die Steuerschaltung 25 erregte Koppeltransformatoren 26 und 27 die Pufferschaltungen angesteuert. Am Punkt A entsteht dann die in Fig. 7 wiedergegebene Blockspannung U _A. Diese Spannung verursacht das abwechselnde Auf- und Entladen des Kondensators 30, wobei abwechselnd die Dioden 28 und 32 bzw. die Dioden 29 und 31 leitend werden. Der Kapazitätswert des Kondensators 30 ist derart gewählt, daß dieser mehr als ausreichend ist zur Lieferung der Ladung, die notwendig ist für die "gate-source"- und "gate-drain"-Kapazitäten der z. B. als MOSFETs, IGBTs, oder als Darlington-Kombination von MOSFET und BJT ausgebildeten Leistungsschaltelemente. Der Kondensator 30 dient gleichfalls als dV/dt-Begrenzer, und vermindert die Schaltverluste in den Leistungsschaltelementen. Im Prinzip könnte die Pufferschaltung 40 aus derselben Speisespannung wie z. B. die Steuerschaltung 25 gespeist werden und könnte ein Anschluß des Kondensators 30 direkt mit der negativen Speisungsleistung statt mit dem Knotenpunkt der Dioden 31 und 32 verbunden werden. Es treten jedoch infolge der sehr schnellen Schaltung (toff ≈ 30 nsec) große Spannungsspitzen auf, so daß es sich empfiehlt, die Speisung für die Pufferschaltung 40 doch isoliert, und direkt beim Schaltelement 3 bzw. 13 anzubieten und mittels des Kondensators 37 zu entkoppeln.

Ein Ausführungsbeispiel der Pufferschaltung 39 ist in Fig. 5 wiedergegeben. Dieselbe Schaltung kann für die anderen Pufferschaltungen angewendet werden. Die Ausgangsspannung des Transformators 26 wird "geclipt" durch ein Netzwerk, bestehend aus Dioden 42, 43 und Zenerdioden 41, 44 und hat dann die Form, wie diese in Fig. 7 bei U₂₆ bzw. U₂₇ für die Pufferschaltung 40 wiedergegeben ist. Das Schaltelement 2 wird durch eine positive Spannung aus dem Trafo 26 leitend gemacht, wodurch der Transistor 47 in den leitenden Zustand gebracht wird. Der Emitter der Transistors ist mit der Steuerelektrode des Schaltelements verbunden sowie mit der Hauptstromkette eines P-Kanal-Feldeffekttransistors 51. Es ist dabei wichtig, daß die Steuerspannung auf der Basis des Transistors 47 niedriger ist als die Spannung am Kollektor dieses Transistors, so daß diese nicht gesättigt wird und sehr schnell aus dem leitenden Zustand gebracht werden kann. Zum Ausschalten des Schaltelementes wird die Ausgangsspannung des Trafo 26 negativ und wird der P-Kanal FET 51 leitend gemacht. Eine zwischen der sekundären Wicklung des Transformators und der Basis des Transistors verbundene Diode 46 blockiert jetzt, und durch die Wirkung einer zwischen Basis und Emitter verbundenen Diode 48 und einen die Diode 46 überbrückenden Widerstand 52 wird eine negative Vorspannung von ca. 0.7 V am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 47 angeboten. Wie aus Fig. 7 ersichtlich, findet im normalen Betrieb das Einschalten des Schaltelementes statt, wenn die parallel geschaltete Freilaufdiode schon leitend ist. Dadurch brauch der Pufferkreis nicht die Miller- drain-gate-Kapazität zu laden und kann für den mit der Steuerelektrode verbundenen Widerstand 49 ein verhältnismäßig hochohmiger Wert gewählt werden. Durch diese Wahl kann vermieden werden, daß beim erstmaligen Einschalten des Schaltelementes ein zu großer Spitzenstrom anfängt. Beim Abschalten des Schaltelementes ist die Miller-drain-source-Kapazität jedoch wohl wirksam. Um jetzt bei hohen Betriebsfrequenzen die Schaltverluste auf ein Minimum zu beschränken, ist ein niedriger Abschaltwiderstand notwendig, der in diesem Fall durch den Kanalwiderstand des MOSFET-Transistors 51 gebildet wird.

Ein Dimensionierungsbeispiel folgt im Nachstehenden.

MOSFET-Schalter 2, 3, 4, 5: 500 V - Typen mit An-Widerstand von 0.3 Ohm und einem "drain"-Strom von 13 A kontinuierlich und 50 A Spitze.
Speisespannung: 250-380 VDC.
Widerstandswert des Widerstandes 49 : 47 Ohm.
Kanalwiderstand von FET 51: 10 Ohm.
Augangsspannung von Trafo 26: +12 V und -12 V
Speisespannung der Pufferschaltung 39 und 40: 15 V
Tote der Zeit td: 500 nsec.
Lampenleistung: 1200 W, Brennspannung 150 V effektiv.

Eine mögliche Ausführungsform der Steuervorrichtung des Vorschaltgeräts ist in Fig. 6 wiedergegeben. Eine Steuereinheit 54, die mit einem Mikrocomputer ausgerüstet sein kann, empfängt über ein optisches Koppelglied 55 Informationen von der Außenwelt 56. Diese Information kann sein: Lampe an/aus, gewünschte Lampenleistung, gewünschte Lichtintensität, gemessene Lichtintensität. Weiter mißt diese Steuereinheit folgende innere Größen: die Eingangsspannung U _i zwischen den Klemmen 1 und 2; der mittlere Eingangsstrom des Brückenwandlers durch Messen des Spannungsabfalls über einen Widerstand 63 mit Anschlüssen 61 und 62, nötigenfalls über ein nicht gezeigtes Tiefpaßfilter; und die Lampensteuerung, gemessen durch die Schaltung 10 und weitergegeben über das Signal 64. Weiter kann der Mikrocomputer, der nötigenfalls mit einer eigenen Batteriespeisung versehen sein kann, Daten aus der Vergangenheit festhalten. Diese Daten können die Brenndauer, den Zeitpunkt der Lösung usw. umfassen. Weiter kann die Steuereinheit 54 in Abhängigkeit vom Signal 64 über eine Steuerschaltung 65 einen Ventilator 66 für Lampenkühlung steuern. Die Ausgangsströme der Steuereinheit besteht aus einem Signal 58 für einen spannungsgesteuerten Oszillator 57, der wieder die Eingangssignale 01 und 02 (59 und 60) für die Steuerschaltung 25 erzeugt. Die Steuereinheit sorgt dafür, daß vor dem Zünden der Lampe die Ansteuerfrequenz über der Serienresonanzfrequenz des eher genannten Serienkreises liegt, und daß diese Frequenz allmählich herabgesetzt wird, bis die Lampen zünden oder der Maximumspitzenspannungswert für den Serienkreis, gemessen durch die Schaltung 10 überschritten wird. Weiter bestimmt die Steuereinheit danach auf Grund der gemessenen Lampenspannung des Eingangsstroms des Umwandlers und der Eingangsspannung des Umwandlers die gewünschte Ausgangsfrequenz. Diese wird im allgemeinen möglichst niedrig gewählt werden, um die Lampe möglichst schnell auf Temperatur zu bringen, ohne daß dabei die eher genannten Betriebsparameter überschritten werden. Wenn forcierte Kühlung angewendet wird, wird die Steuereinheit, ab dem Augenblick, daß die Lampen spannung den zu der gemessenen Leistung gehörenden Wert, der mit der optimalen Arbeitstemperatur der Lampe überein stimmt, erhalten hat, die Lampenspannung, dadurch konstant gehalten, daß der Ventilator in geeigneter Weise gesteuert wird. Sollte dies nicht geschehen, dann würde der Gasdruck in der Lampe durch Temperaturerhöhung weiter ansteigen, was zu einer höheren Lampenspannung führen würde. Die Lampenspannungen und die dazu gehörenden Temperaturen werden zuvor an einem oder einigen Exemplaren der zu speisenden Lampen gemessen, wonach diese Daten in das Steuerprogramm des Mikrocomputer eingearbeitet werden. Das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator kann in Amplitude mit einer Frequenz von z. B. ca. 100 Hz bis ca. 1 kHz moduliert werden. Das Steuersignal für den Brückenwandler wird dadurch in Frequenz moduliert, wodurch akustische Resonanzen in dem Lampen vermieden werden können. Es ist möglich, den Arbeitszyklus der Steuerung oder sowohl die Frequenz wie den Arbeitszyklus mit vergleichbaren Frequenzen zu modulieren. In diesem Fall wird auch ein Niederfrequenz-"off-set"-Strom durch die Lampe strömen, der Resonanzen im Gas möglicherweise verhindern kann.

Insbesondere kann die Frequenzmodulation mit der doppelten Netzfrequenz synchron verlaufen, wobei dann um die negativen und positiven Spitzen der Netzspannung durch Wählen einer niedrigen Ansteuerfrequenz den Lampen ein großes Vermögen geliefert wird, und um den Nulldurchgänge ein geringes Vermögen. Der Abflachkondensator, der mit dem Netzgleichrichter verbunden ist, braucht dann nur einen geringen Wert zu haben. Das Referenzsignal, das zum Synchronisieren dieser Frequenzmodulation notwendig ist, kann die Gleichspannungswelligkeit der abgeflachten Netzspannung sein, die gleichfalls die Speisespannung U _i für die Brücke ist. Auf diese Weise kann ein Leistungsfaktor von 0,8 bis 0,9 verwirklicht werden. Ein typischer Verlauf in der Zeit der Parameter, die auftreten beim Zünden, Starten, Brenn und Kühlen der Lampen ist in Fig. 8 wiedergegeben. Nacheinander sind wiedergegeben: der Verlauf des Spitzenwertes der Lampenspannung û-Lampe, der Spitzenwert des Lampenstroms î-Lampe, die Ansteuerfrequenz des Umwandlers "freq.", die Luftverdrängung des Ventilators "a(ir)f(low)", wobei sehr niedrige Drehzahlen durch an/aus-Regelung des Ventilators verwirklicht werden können, und die Lichtintensität, gewogen nach bestimmter spektraler Verteilung "l(ight)o(utput)".

Die Zeitskala im Intervall A ist 10 msec/Teil der Skala, im Intervall B 1 min/Teil der Skala.

Im Zeitpunkt t 0 wird der Umwandler unter Einfluß eines externen Steuerbefehls "an" in Betrieb gesetzt. Die gewünschte Lichtintensität hat das Niveau 1. Der Umwandler wird auf der höchsten Frequenz gestartet, worauf die Frequenz kontinuierlich herabgesetzt wird. Im Zeitpunkt t 1 liegt die Frequenz in der Nähe der Resonanzfrequenz fres und ist die Spannung über den Serienresonanzkreis derart hoch aufgeschaukelt, daß die Lampe zündet. Die Herabsetzung der Frequenz geht weiter, bis im Zeitpunkt t 2 der maximal zulässige Wert des Lampenspitzenstromes erreicht ist. Dieser Wert wird nicht direkt gemessen, sondern auf Grund der Eingangsleistung des Umwandlers (Produkt Eingangsstrom und Eingangsspannung) und der Lampenspannung bestimmt. Sodann erwärmt sich die Lampe, wodurch die Lampenspannung zunimmt. Der Wert î-Lampe wird jetzt unter Ausgang von der oben beschriebenen indirekten Messung etwa konstant gehalten.

Als Basis für die Berechnung kann dienen, daß die Lampenleistung P-Lampe gegeben wird durch:
P-Lampe = Cl · î-Lampe · û-Lampe.

Hierbei ist Cl eine Konstante, die von der Wellenform der Lampenspannung und dem Lampenstrom abhängig ist. Auch wird angenommen, daß die Lampe als ein rein resistives, lineares Element zu betrachten ist. Wenn die Wellenform während der Anheizung konstant bleibt, ebenso wie die Leistung η des Umwandlers, und weiter angenommen wird, daß der Umwandler mit einer reinen Gleichspannung U-i gespeist wird und aus dieser Quelle einen mittlere Strom I-i aufnimmt, dann gilt:
P-Lampe = η · P-i oder
Cl î-Lampe û-Lampe = η · U-i · I-i

Bei bekanntes η und Cl kann also î-Lampe tatsächlich durch den in der Steuereinheit vorhandenen Processor errechnet werden aus U-i, I-i und û-Lampe, die gemessen werden.

Wenn die eher beschriebene Frequenzmodulation synchron mit der doppelten Netzfrequenz angewendet wird, gelten die obengenannten Verhältnisse nach wie vor, obwohl die Parameter selbst eine halbe Netzperiode periodisch vaiieren. Der Mikroprocessor kann jetzt durch Mittelwertbildung der errechneten momentanen Leistungen, die Frequenz derart regeln, daß die mittlere Lampenleistung konstant gehalten wird, daß die maximal zulässigen Ströme durch die Schaltelemente nicht überschritten werden und daß der größte Eingangsstrom um die Maxima und die Minima der Netzspannung läuft. Das Mikroprocessorprogramm kann dazu eine Anzahl vorprogrammierter Modulationskurven ent halten oder ein Algorithmus zum Erzeugen dieser Modulations kurven, wobei insbesondere die Welligkeit der Gleichspannung U-i als Referenzsignal für die Frequenzmodulation angewendet werden kann, so daß keine zusätzlichen Komponenten notwendig sind. Im Zeitpunkt t 3 ist der erwünschte Wert der Lichtintensität erreicht. Die Lampentemperatur ist jedoch noch nicht optimal. Im Zeitpunkt t 4 wird die optimale Arbeitstemperatur der Lampe erreicht. Die Lampenspannung steigt jetzt noch etwas weiter und der Lampenstrom sinkt noch etwas, wobei das Verhältnis Lampenstrom/Lampenspannung als Regelgröße für die Luftverdrängung des Ventilators angewendet wird. Im Zeitpunkt t 5 ist eine thermisch stabile Situation entstanden. Im Zeitpunkt t 6 wird durch ein externes Signal eine neue gewünschte Lichtintensität 2 vorgeschrieben. Diese wird nahezu sofort dadurch erreicht, daß die Lampenspannung und der Lampenstrom mittels Frequenzregelung nachgestellt werden. Die Lampen haben jetzt schon die richtige Temperatur.

Eine geringe Änderung des Verhältnisses Lampenspannung/ Lampenstrom dient jetzt wieder als Regelgröße für die Luftverdrängung des Ventilators, so daß schließlich im Zeitpunkt t 7 ein neues thermisches Gleichgewicht entstanden ist. Wie schon eher erwähnt, wird an Hand von Temperaturmessungen an Lampen ein optimales Regelprogramm zusammengesetzt werden müssen. Diese Temperaturmessungen finden einmalig vorher statt. Erwünschtenfalls kann bei Alterung der Lampe(n) auch korrigiert werden. Auch kann ein bestimmtes Verhältnis Lampenleistung /Lichtoutput angewendet werden, um anzugeben, daß die Lampen am Ende ihrer Lebensdauer gekommen sind und ersetzt werden sollen. Dies kann dann durch ein Signal über ein Koppelglied 55 der Außenwelt 56 bekanntgegeben werden.

Claims

1. Vorschaltgerät für Gasentladungslampen, insbesondere geeignet für Mitteldruck- und Hochdruck-Gasentladungslampen, umfassend einen durch eine Gleichspannungsquelle über zwei Eingangsgleichspannungsklemmen gespeisten Brückenwandler mit mindestens zwei Leistungsschaltelementen, die je mit einer Steuerelektrode versehen sind, wobei an der Ausgangsseite des Brückenwandlers ein aus mindestens einer Selbstinduktion und mindestens einem im Betrieb parallel mit mindestens einer Gasentladungslampe verbundenen Kondensator bestehender Serienkreis verbunden ist, und wobei mit jeder Steuerelektrode eine Pufferschaltung verbunden ist, die im Betrieb über ein Koppelelement durch eine von einer Steuereinheit gesteuerte Steuerschaltung mit Steuersignale versehen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zum Verschaffen von Speisespannung an mindestens die Pufferschaltungen (39), die mit der Steuerelektrode eines Leistungsschaltelementes (2; 4) verbunden sind, wofür gilt, daß der durch das Leistungsschaltelement fließende Strom in wesentlichen mit der Ausgangswechselspannung des Brückenwandlers in Phase ist, jeweils ein Kondensator (30) vorgesehen ist, dessen eine Anschlußklemme verbunden ist mit der Anode einer ersten Diode (28), deren Kathode mit dem positiven Speisungsanschluß der betreffenden Pufferschaltung verbunden ist, und mit der Kathode der zweiten Diode (29), deren Anode verbunden ist mit der negativen Speisungsanschluß der betreffenden Pufferschaltung (39), wobei die zweite Anschlußklemme des Kondensators (30) mit einem Punkt verbunden ist, der etwa das Potential einer der Eingangsgleichspannungsklemmen (1, 2) hat.

2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Anschlußklemme des Kondensators (30) mit der Anode einer dritten Diode (31) verbunden ist, deren Kathode mit dem positiven Speisungsanschluß einer zweiten Pufferschaltung (40) verbunden ist, die mit der Steuerelektrode eines Leistungsschaltelementes (3; 5) verbunden ist, wofür gilt, daß der durch das Leistungsschaltelement fließende Strom mit der Ausgangswechselspannung des Brückenwandlers in Gegenphase ist, wobei die zweite Anschlußklemme des Kondensators (30) gleichfalls mit der Kathode einer vierten Diode (32) verbunden ist, deren Anode mit dem negativen Speisungsanschluß der zweiten Pufferschaltung und mit einer der Eingangsgleichspannungsklemmen verbunden ist.

3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, vor dem Zünden der Gasentladungslampe die Brückenschaltung derart anzusteuern, daß die Frequenz der Ausgangsspannung über der Resonanzfrequenz des Serienkreises (6, 7, 8) liegt, und die Frequenz sodann allmählich herabzusetzen.

4. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Lampenspannungsdetektor (10), der mit der zu speisenden Lampe (9) verbunden ist und der ein Steuersignal (24) verschafft, sobald die über die Lampe (9) herrschende Spannung einen vorher bestimmten Schwellenwert überschreitet, welches Signal Blockierung der Leistungsschaltelemente (2 bis 5) zur Folge hat.

5. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das durch den Lampenspannungsdetektor (10) verschaffte Steuersignal (24) der Steuereinheit (54) zugeführt wird.

6. Vorschaltgerät nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Lampenspannungsdetektor (10) über kapazitive Spannungsteiler (16; 18; 17, 19) mit den Anschlußklemmen der zu speisenden Gasentladungslampe (9) verbunden ist.

7. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Pufferschaltung einen Transistor (47) umfaßt, dessen Kollektor mit dem positiven Speisungsanschluß verbunden ist und dessen Emitter über einen verhältnismäßig eines Leistungsschaltelementes (2; 3; 4; 5) verbunden ist, während der Emitter weiter über einen P-Kanal-Feldeffekttransistor (51) mit dem negativen Speisungsanschluß verbunden ist.

8. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüchen dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (54) mit einem optischen Koppelglied (55) verbunden ist, das externe Information über den momentanen Brennzustand der Lampe und den gewünschten Brennzustand der Lampe empfangen kann und an die Steuereinheit weiterleiten kann.

9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (54) dazu eingerichtet ist, die Eingangsspannung (U _i) und den mittleren Eingangsstrom des Brückenwandlers zu messen.

10. Vorschaltgerät nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (54) mit einem Speicher versehen ist, in dem Daten über den Lebenslauf einer Lampe gespeichert sind.

11. Vorschaltgerät nach Anspruch 4 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, unter Ausgang von der durch den Lampenspannungsdetektor (10) gemessenen Lampenspannung, dem Eingangsstrom und der Eingangsspannung (U _i) des Wandlers die optimale Frequenz der Ausgangsspannung (U _A) zu bestimmen.

12. Vorschaltgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, auf Grund der gemessenen Lampenspannung, des Eingangsstroms und der Ausgangsspannung des Umwandlers die Lampenleistung (P-Lampe) zu berechnen, und sodann, wenn nach dem Zünden der Lampe die Lampenspannung den zu der Leistung gehörenden, mit der optimalen Arbeitstemperatur übereinstimmenden Wert erhalten hat, die Lampenspannung konstant zu halten durch Steuerung eines Ventilators, der die Lampe kühlen kann.

13. Vorschaltgerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Ventilator derart gesteuert wird, daß das Verhältnis Lampenspannung/Lampenstrom im wesentlichen konstant bleibt.

14. Vorschaltgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit des Umwandlers während der Erwärmung der Lampen auf Grund des gemessenen Wertes von Eingangsgleichspannung, Eingangsgleichstrom und Ausgangslampenspannung, die Ansteuerfrequenz der Leistungsschaltelemente derart regelt, daß der maximal zulässige Lampenstrom nicht überschritten wird.

15. Vorschaltgerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Brückenwandlers derart geregelt wird, daß der Lampenstrom beim Erwärmen einen vorher bestimmten nominalen Wert hat.

16. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 5 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, die gemessene Lichtintensität der Lampe mit der gewünschten Lichtintensität der Lampe zu vergleichen und bei Abweichung die mittlere Ansteuerfrequenz der Leistungsschaltelemente derart zu ändern, daß die gewünschte Lichtintensität erreicht wird.

17. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit mit einem Modulator versehen ist, der die Ansteuerfrequenz der Leistungsschaltelemente modulieren kann.

18. Vorschaltgerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator einen spannungsgesteuerten Oszillator (57) umfaßt, dessen Steuersignal durch die Steuereinheit in Amplitude moduliert werden kann und dessen Ausgangssignale der Steuereinrichtung (25) zugeführt werden.

19. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit mit einem Modulator versehen ist, der den Arbeitszyklus des Steuersignals der Leistungsschaltelemente modulieren kann.

20. Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl Arbeitszyklus wie Frequenz des Steuersignals moduliert werden.

21. Vorschaltgerät nach Anspruch 19 oder 20, wobei die Eingangsgleichspannung für den Brückenwandler dadurch aus einer Wechselspannungsquelle erhalten wird, daß die Wechselspannung doppelphasig gleichgerichtet und abgeflacht wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulation durch "duty-cycle" und/oder Frequenzmodulation des Steuersignals des Brückenwandlers synchron stattfindet mit der Doppelfrequenz der Wechselspannungsquelle, wobei die Phase der Modulation derart gewählt ist, daß der Umwandler um die positiven und negativen Spitzen der Eingangswechselspannung den größten Strom aufnimmt und um die Nulldurchgänge der Eingangswechselspannung den kleinsten Strom.

22. Vorschaltgerät nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß für die Bestimmung der richtigen Phase der genannten Modulation die Wechselspannungskomponente der Eingangsgleichspannung des Brückenwandlers als Referenzsignal angewendet wird.

23. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 12 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit dazu eingerichtet ist, wenn das Verhältnis zwischen der durch die Steuereinheit berechneten Lampenleistung und der Lichtintensität einen bestimmten Wert überschreitet, ein Signal zu verschaffen, das angibt, daß die Lampe ersetzt werden soll.