DE2461440C2

DE2461440C2 - Schaltungsanordnung zum Betreiben einer einphasigen Wechsel- oder Gleichstromlast

Info

Publication number: DE2461440C2
Application number: DE2461440A
Authority: DE
Inventors: John Norton Rexford N.Y. Park; Robert Louis Scotia N.Y. Steigerwald
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1974-01-02
Filing date: 1974-12-24
Publication date: 1983-12-22
Also published as: JPS5098175A; US3913002A; GB1496130A; DE2461440A1

Description

— ein^nr, Stromfühler (31) zum Liefern eines dem augenblicklichen Laststrom entsprechenden Fühlersignals,

— einen Steuerfunktionsgenerator (34) zum Liefern eines Bezugssignals, das mit der Netzspannung gleichphasig ist und das eine derart vorgewählte Kurvenfcim und Amplitude aufweist, daß der Netzstrom durch Beeinflussung des Laststroms zur Erzielung eines Leistungsfaktors von größer als 0,9 formbar ist,

— und eine Vergleichseinrichtung (35), der das Fühlerugnal und das Bezugssignal zugeführt ist und deren Ai/sgangsrignal dem steuerbaren Halbleiterschalter (25) zu dessen Steuerung zugeführt ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, daß dem Steuerfunktionsgenerator (34) eine mit der Netzspannung gleichphasige Steuerspannung zugeführt ist und der Steuerfunktionsgenerator (34) die Form und Größe der Steuerspannung zum Ausbilden des" Bezugsignals selektiv elektronisch verändert gemäß einer vorgegebenen Steuerfunktion, und daß die Vergleichseinrichtung (35) eine Hysterese aufweist und dadurch zwei Steuerbandgrenzen liefert, die entsprechend und eng neben der Bezugssignalkurve verlaufen, wobei das Fühlersignal abwechselnd mit einem der beiden Steuerbandgrenzen verglichen wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung von einem Transformator (32, 32*) geliefert wird, an den die Netzspannung angelegt ist

-4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Netzspannung und somit die Steuerspannung variabel und sinusförmig sind und daß der Steuerfunktionsgenerator (34) Schaltungsmittel (59, 60) zum Abflachen der Steuerspannung und einen automatischen Verstärkungssteuerkreis (58,61,62) aufweist derart, daß das Bezugssignal trotz Netzspannungsänderungen etwa konstant bleibt

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß daß Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung (35) dem steuerbaren Halbleiterschalter (25) über eine abwechselnd positive und negative Basistreiberschaltung (90, 91) zugeführt ist die variablen Basisstrom zum Durchschalten und Sperren des steuerbaren Halbleiterschalters (25) liefert

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in der US-PS 35 64 384 beschrieben.

Eine Leistungsfaktorkorrektur in einphasigen Stromkreisen wird gewöhnlich durch Verwendung relativ großer Leistungsfaktorkorrekturkondensatoren und anderer Leistungsfaktorkorrekturvorrichtungen erreicht. Abgesehen von den Kosten sind Korrekturkondensatoren manchmal deshalb nicht vollständig zufriedenstellend, weil sich der Leistungsfaktor mit einer sich ändernden Last verändert. Es ist vielmehr erwünscht, den Leistungsfaktor bei sich ändernden Lasten groß und relativ konstant zu halten. Darüber hinaus ist es erwünscht, keine harmonischen Stromkomponenten zu erzeugen, da diese beim Bestimmen des Leistungsfaktors beachtet werden müssen und da sie den Leistungsfaktor vermindern.

In dieser Beziehung ist eine Korrektur bzw. Verbesserung des Leistungsfaktors unter Verwendung von Kondensatoren schwierig, wenn der Oberschwingungsgehalt den Hauptbetrag zum kleinen Leistungsfaktor liefert. Als andere Korrekturmaßnahme sind auch Thyristoren zwangskommutiert, um die Grundkomponente des Leistungsstroms im wesentlichen in Phase mit der Leitungsspannung zu bringen. Zwar bewirkt dieses eine Verbesserung im Leistungsfaktor, aber aufgrund der Erzeugung von Leitungsstromharmonischen, die den Leistungsfaktor vermindern, ist diese Maßnahme nur beschränkt anwendbar. Es ist ferner bekannt, daß in Mehrphasensystemen Phasenmultiplikationstechniken benutzt werden können (beispielsweise 6 Phasen, 12 Phasen usw.), um eine bessere Leitungsstromkurve zu erhalten. Dieses gilt jedoch nicht für einphasige Kreise, wenn keine großen Grundfrequenzkomponenten zum Erreichen der Phasenschiebung benutzt werden.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer einphasigen Wechsel- oder Gleichstromlast zu schaffen, die ohne Verwendung großer passiver Bauelemente zur Phasenverschiebung den Leistungsfaktor auf 0,9 oder mehr verbessert

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß eine elektronische Formung des Netzstroms ohne große passive Bauelemente des Netzstroms erreicht wird, indem eine mit der Netzspannung gleichphasige Steuerspannung erzeugt wird, die in einem Funktionsgenerator entsprechend den jeweils erforderlichen Bedingungen angepaßt wird. Auf diese Weise kann auch bei sich ändernden Netzspannungen auf einfache Weise stets ein Leistungsfaktor von 0,9 oder mehr erhalten werden. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung ist besonders geeignet für Vorschaltanordnungen von Gasentladungslampen, sie

ist aber auch bei Induktionsöfen oder einphasigen Motorantrieben verwendbar.

Die Erfindung wird nun. anhand der folgenden Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt ;■

Fig. 1 ein schematisches und teilweise in Blockform dargestelltes Schaltbild einer Schaltungsanordnung nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 2 ein Kurvenbild zur Darstellung eines typischen sinusförmigen Referenzsignals und eines Steuerbandes mit engen Grenzen zum Steuern der Leitungs- und Sperrihtervalle des Leistungstransistors in F i g. 1,

Fig.3 bis 7 Kurvenbilder zum Darstellen des Leitungsstroms sowie der Spannung, des Laststroms und des Referenzsignals in.einigen Fällen, und zwar für verschiedene Kombinationen von Lasten und Referenzsignalkurven,

Fig.8 und 9 schematische Schaltbilder anderer Leistungskreise für Gleichstrom- und Wechselstromla- <g sten mit Abschaltthyristoren,

Fig. 10 ein anderes Ausführungsbeispie¹. für -die Anti-Parallelschaltung in F i g. 9, das nur eine steuerbare Leistungsschaltvorrichtung erfordert,

F i g. 11 ein schematisches Schaltbild von einem Leistungskreis mit Steuerungen nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung für eine Vorschaltanordnung einer Quecksilberlampe^

Fig. 12 ideale Kurvenbilder des Leistungsstroms sowie der Spannung, des Laststroms und des Referenzsignals für die Quecksilberlampenvorschaltanordnung,

Fig. 13 ein vergrößertes Kurvenbild des abgeflacht sinusförmigen Referenzsignals und der Steuerbandgrenzan für die Steuerkreislogikströme, und

Fig. 14 eine detaillierte Darstellung des Steuerkreises für die Quecksilberlampenvorschaltanordnung. .

Eine in F i g. I dargestellte einphasige Hochfrequenz-Zerhackerschaltung versorgt eine Gleichstromlast mit einer gesteuerten Stromkurve und einer gesteuerten Leistung, wobei der Leitungsstrom zur Erzielung eines großen Leistungsfaktors elektronisch geformt wird. Der «o Leistungskreis ist relativ einfach und wirtschaftlich, arbeitet vorzugsweise am einer ungefilterten, gleichgerichteten Leitungsspannung und benutzt keine sperrigen Netzfrequenzumformer oder große Energiespeicher oder den Leistungsfaktor korrigierende Kondensa- « toren. Der Regelkreis arbeitet auf der Basis, daß der erfaßte Laststrom kontinuierlich mit einer vorgewählten Referenzsignalkurve verglichen wird, um hierdurch die hochfrequente Umschaltung des Leistungstransistors zu bestimmen und die erwünschte Laststromkurve zu erzeugen.

Der einphasige Leistungskreis hat ein Paar Eingangsanschlüsse 20, 21, die beispielsweise an eine Wechselstromspeisung mit 80 Hz, 120VoIt angeschlossen sind, wobei jedoch je nach der Anwendung auch andere ^ Frequenzen und Spannungen benutzt werden können. Ein mit den Wechselspannungs-Eingangsanschlüssen verbundener Diodenbrückengleichrichter 22 erzeugt durch Doppelweggleichrichtung eine sinusförmige Spannung, die im wesentlichen ungefiltert zur Zer- M hackerschaltung geleitet wird. Ein beispielsweise durch eine Reiheninduktivität 23 und einen Nebenschlußkondensator 24 gebildetes Hochfrequenzfilter ist an die Ausgangsanschiüsse des Brückengleichrichters 22 angeschlossen, wobei jedcoh diese Hochfrequenzfilterkom- ös ponenten hauptsächlich mm Trennen der mit hoher Frequenz erfolgenden Zerhackung von der 60 Hz-Leitung dienen. Auch kann es bevorzugt sein, ferner einen zweiten J^ebenschlußfilterkondensator zwischen die Eingangsleitungen zu schalten, und es sind auch andere Veränderungen in Abhängigkeit vom Maß der erforderlichen Leitungsfilterung möglich.

.Im Zerhackerkreis sind ein Leistungstransistor 25 und eine Freilaufdiode 26 in Reihe geschaltet und an die hohe Spannung der 120 Hz-Gleichstromversorgungsanschlüsse 27 und 28 angeschlossen. Ferner ist eine in Reihe zur.GleichstromIast-30 liegende Freilauf spule 29 mit der Last über die Freilaufdiode 26 geschaltet Ein geeigneter Laststromfühler 31, wie ein kleiner Stromtransformator oder ein Fühlerwiderstand, liegt in Reihe zur Gleichstromlast 30 und führt kontinuierlich dem Steuerkreis ein Eingangssignal zu, das die Größe des momentanen Laststroms anzeigt. Im Betrieb wird der Leistungstransistor 25 in derselben Weise wie ein Zeitverhältnis-Steuerkreis mit hochfrequenter Schaltgeschwindigkeit an- und abgeschaltet. Während der Leitungsiniervalle des Transistors 25 wird der Last 30 über die Spule 29 Leistung zugefühi*, und die Diode 26 wird während der Sperrintervalle des T.ansistors 25 in Durchschaltrichtung vorgespannt, wobei sie einen Pfad für den Laststrom beim Entladen der gespeicherten Energie in der Spule 29 bildet Der Kreis wird vorzugsweise im 10 kHz-Frequenzbereich betrieben, bei einigen Anwendungen beispielsweise zwischen 10 und 40 kHz. In diesem Leistungskreis besteht eine kleine hochfrequente Welligkeit im Laststrom.

Der Regelkreis erzeugt ein Referenzsignal, das sich grundsätzlich in Phase mit der zugeführten Leitungsspannung befindet und das eine vorbestimmte Kurvenform sowie Größe hat, um einen großen Leistungsfaktor zu erzielen und der Last eine bestimmte Leistung zuzuführen. Wie bereits ausgeführt wurde, bestimmt das Referenzsignal in diesem Leistungskreis die Laststromkurve und daher die Leitungsstromkurve sowie die Eingangsleistung. Die Kurvenform des Referenzsignals kann auch ausgewählt werden, um zusätzliche erwünschte Merkmale zu erzielen, wie eine gute Regelung bzw. Stabilisierung und geeignete Laststromkurven, um dem Bereich der Lastbetriebszustände gerecht zu werden. Demzufolge hängt die exakt ausgewählte Referenzsignalkurve von der Kombination der erforderlichen Maßnahmen oder dem besten Kompromiß in Abhängigkeit von den. Einzelumständen ab. Um die Notwendigkeit hinsichtlich spezieller Signalerzeugungsvorrichtungen auszuschalten, wie von Niederfrequenzoszillatoren und Wellenformgeneratoren, ist es bevorzugt, ein Steuersignal direkt von den Wechselspannungseingangsbitungen abzuleiten und es zur Erzielung der erwünschten Referenzsignalkurve en:- sprechend einer ausgewählten Steuerfunktion zu forme.ι. Das Referenzsignal befindet sich dann ebenfalls in Phase mit der Leitungsspannung. Zu diesem Zweck ist an die Eingangsleitungen ein Abwärtstransformator 32 angeschlossen, der im Fall dieses Leistungskreises einen Diodenbrückengleichrichter 33 speist, so daß das Eingangssignal eine» Steuerfunkiionsgenerators 34 eine durch Doppelweggleichrichtung erzielte Gleichspannung ist. Die Steüeffunktiön ist wie zuvor beschrieben ausgewählt und kann je nach Art der Laut und der erwünschten Steuerung ein Kreis mit konstantem Verstärkungsgrad, ein Kreis mit elektronisch variablem Verstärkungsgrad, eh Quadrierungskreis, ein Quadratwurzelkreis und dergleichen sein. Gemäß F i g. 2 sind dem Referenzsignal eng benachbarte Steuerbandgrenzen zugeordnet, die die Auslenkungs- bzw. Abweichungsgrenzen des Laststioms wirksam bestimmen, der

durch die gesteuerte Schaltungstätigkeit des Leistungstransistors 25 geformt wird. Das Steuerband kann dem Referenzsignal überlagert sein oder sich ganz auf einer Seite desselben und gegebenenfalls in engem Abstand zu diesem angeordnet sein. In jedem Fall liegen die s Bandgrenzen nahe am Referenzsignal oder fallen mit diesem zusammen und stimmen hinsichtlich seiner Kurvenform überein. Während auch andere Kreise zum Erzielen des Steuerbandes oder der Bandgrenzen verwendet werden können, ergibt sich eine einfache und wirkungsvolle Verwirklichung durch Verwendung einer Vergleichseinrichtung (Komparator) 35 mit einer Hysterese. Die Hystereseeigenschaft kann durch eine Rückführung vom Ausgang zum positiven Eingang erreicht werden, wie es unter Bezug auf Fig. 14 näher erläutert wird. Das Referenzsignal wird dem positiven Eingang des Komprators 35 zugeführt, während am negativen Eingang ein Fühlersignal anliegt, das den momentanen Laststrom wiedergibt und vom Stromfühler 31 erzeugt wird.

Ein Ausgangssignal des !Comparators 35 wird durch einen Verstärker 36 verstärkt und dann als Basis-Treibersignal zum Leistungstransistor 25 zwecks Durchschaltung desselben geführt. Es wird zunächst angenommen, daß der Laststrom im Freilaufpfad (über die Elemente 26, 29, 30, 31) zirkuliert sowie abnimmt und daß kein Ausgangssignal vom Komparator 35 vorliegt. Die Abnahme des Laststroms setzt sich fort, bis das Stromfühlersignal am negativen Eingang des Komparators gleich der Referenzsignal-Steuerbandgrenze am positiven Eingang des Komparator (entsprechend dem Referenzsignal minus der Hysterese) wird und diese Grenze etwa unterschreitet Nunmehr wird ein Komparatorausgangssignal erzeugt, das den Leistungstransistor 25 durchschaltet und eine Vergrößerung des Laststroms durch Stromabzug von der Versorgungsquelle begründet Das Referenzsignal schaltet nun auf seinen oberen Steuerbandgrenzwert (entsprechend dem Referenzsignal plus der Hysterese) um. Der Kompatorausgang verbleibt auf hochliegendem Pegel und der «o Leistungstransistor 25 verbleibt leitend, bis der Laststrom ansteigt und das Stromfühlersignal gleich der anderen Referenzsignal-Steuerbandgrenze wird. Dann fällt das Komparatorausgangssignal, wodurch der Leistungstransistor 25 abgeschaltet und der Wert des ^4S Referenzsignals am positiven Eingang des Komparator auf seine untere Steuerbandgrenze umgeschaltet werden. Der Laststrom hat daher eine kleine und von der Referenzsignalhysterese bestimmte Welligkeit über dem Nominalwert. Die Zerhackerfrequenz des Kreises ist gewöhnlich während jeder Halbwelle der dem Zerhackerkreis zugeführten, gleichgerichteten, sinusförmigen Spannung nicht konstant Die Zerhackerfrequenz wird hauptsächlich durch den Wert der Freilaufspule 29, durch die momentane Spannungsdifferenz zwischen der den Zerhacker speisenden, gleichgerichteten, sinusförmigen Spannung sowie der tatsächlichen Lastspannung und durch die Speicherzeit des Leistungstransistors 25 sowie die Komparatorhysterese bestimmt Bei dem in F i g. 1 dargestellten Kreis ist die Zerhackerfrequenz in der Mitte der Halbwelle beträchtlich größer als an jedem Ende, wo die Versorgungsspannung klein ist Diese periodisch veränderliche Zerhackerfrequenz ist bei einigen Lasten erwünscht, beispielsweise um akustische Resonanzprobleme in Quecksilberdampflam- ⁶S pen auszuschalten, die unter bestimmten konstanten Hochfrequenzzuständen auftreten können.

Die F i g. 3—7 zeigen einschlägige Strom-Spannungs

kurven für verschiedene Kombinationen von Referenzsignalkurven und Lasten, wobei die Wirkung des Formens des Laststroms und des Leitungsstroms zwecks Erzielen eines großen Leistungsfaktors zeichnerisch illustriert ist. Die Last ist entweder als ohmsche Last oder als gegenelektromotorische Last identifiziert, die zumindest während eines Teils einer Halbwelle eine momentane Lastspannung hat, die größer als die zugeführte Spannung ist, so daß während dieses Teils der Halbwelle keine Leistung auf die Last übertragen wird. Die Leitungsspannung ist in jedem Fall eine Wechselspannung, wobei jedoch der geformte Laststrom und daher auch der Leitungsstrom von der Steuerfunktion und der Art der Last abhängen. Der Laststrom und der Leitungsstrom haben nicht notwendigerweise dieselbe Form oder Größe, was durch die Tatsache einer Impedanztransformation durch den Zerhackerbetrieb erklärt wird. Um dieses weiter zu erläutern, ergibt sich im Fall einer Versorgungsgleichspannung von 400 Volt und einer Lastspannung von 100 Volt eine Spannungstransformation und in ähnlicher Weise auch eine Stromtransformation. Diese Kurvenformen zeigen keinerlei hochfrequente Welligkeit, die in bestimmtem Maße von den Werten der Hochfrequenzfilterkomponenten abhängt. Beim Analysieren des durch die Leitungsspannung und den elektronisch geformten Leitungsstrom erzielten Leistungsfaktors sollte vergegenwärtigt werden, daß ein vergrößerter Oberschwingungsgehalt im Leitungsstrom die Wirkung einer Verminderung des Leistungsfaktors hat, der gewöhnlich als das Verhältnis der Wirkleistung zur Scheinleistung definiert wird.

Nach Fig.3 werden im einfachen Fall eines sinusförmigen Referenzsignals mit einer ohmschen Last sinusförmige Last- und Leitungsströme erzeugt, die sich mit dem Ergebnis eines großen Leistungsfaktors in Phase mit der Leitungsspannung befinden. Im Fall der Fig.4 eines konstanten Gleichspannungs-Referenzsignals mit einer ohmschen Last ist der Laststrom bis auf die den Nulldurchgängen der Leitungsspannung nahen Bereich konstant Die Leitungsstromkurve ist, obwohl eine Gleichphasigkeit mit der Leitungsspannung besteht nicht besonders erwünscht da sie aufgrund der großen Stromwerte im Bereich der Nulldurchgänge einen beträchtlichen Anteil an Harmonischen hat. Bei einem sinusförmigen Referenzsignal und einer gegenelektromotorischen Last gemäß Fig.5 können kein Laststrom und daher kein Leitungsstrom am Anfang sowie Ende eines jeden Halbzyklus vorhanden sein, wenn die Gegen-EMK Et, die angelegte Spannung überschreitet (die Last wirkt wie eine Batterie). In den mittleren Bereichen einer jeden Halbwelle folgt der Laststrom dem sinusförmigen Referenzsignal e^r, während der Leitungsstrom relativ konstant und bei großem Leistungsfaktor in bezug auf die Leitungsspannung zentriert bzw. mittig verläuft Eine ähnliche Situation liegt nach F i g. 6 für den Fall eines konstanten Gleichspannungsreferenzsignals mit einer gegenelektromotorischen Last vor, mit dem Unterschied, daß der relativ konstante Laststrom im Mittelteil einer jeden Halbwelle zu einem ungleichförmigen Leitungsstrom ähnlich wie in F i g. 4 mit einem beträchtlichen Gehalt an Hannonischen führt. Nach Fig.7 führt die Kombination eines quadrierten Sinusreferenzsignals mit einer gegenelektromotorischen Last zu einem Laststrom und einem Leitungsstrom mit schärferen Spitzen als nach Fig.3 und zu einem nicht ganz so großen Leistungsfaktor.

Weitere Ausführungsformen der Schaltungsanordnung zum elektronischen Erzielen eines größeren Leistungsfaktor; werden unter Bezug auf Fig.8 bis 10 beschrieben, wobei noch andere Ausführungsformen möglich sind. Obwohl im Leistungskreis zusätzlich zu einem Leistungstransistor eine Vielzahl von gesteuerten Leisti'igshalbleitern oder gesteuerten Schaltmitteln verwendet werden kann, einschließlich eines gesteuerten Siliziumgleichrichters (SCR), ist der bevorzugte Halbleiterschalter ein Schalter mit zumindest einer Steuerelektrode zum Anschalten und Abschaben, wie ein Abschaltthyristor (GTO). Dieser Thyristor ist beispielsweise im General Electric SCR Manual, 5. Ausgabe, Copyright 1972, Seite 12, beschrieben. Wenn der Kreis in geeigneter Weise aufgebaut ist, kann er mit Wechselstrom- und Gleichstromlasten benutzt werden. In jedem Fall kann die Last ein Lastkreis, wie beispielsweise ein Vollbrücken- oder Halbbrücken-Wechselrichter, sein, der mit einer Gleichspannung versorgt wird. Während zwar der Laststromfühler 31 vorzugsweise im Freilaufpfad des Zerhackerkreises sowie in Reihe zur Last liegt und der Strom zweckmäßigerweise innerhalb des Stromführungsvermögens des steuerbaren Halbleiterschalters oder der Schalter gehalten wird, stellt die Niederfrequenzseite des Hochfrequenzfilters eine alternative Lage im Leistungskreis dar. In der Ausführungsform nach F i g. 8 mit einer Gleichstromlast wurde die Veränderung vorgenommen, daß das Hochfrequenzfilter zwischen die E'ngangsanschlüsse und den Brückengleichrichter 22' geschaltet wurde und ein π-Filter ist, bei dem ein zweiter Nebenschlußkondensator 24" zwischen die Eingangsleitungen geschaltet ist, wie es auch für die Reiheninduktivität 23' und den Nebenschlußkondensator 24' gilt. Eine weitere Modifizierung besteht darin, daß der Doppelwegbrückengleichrichter 22' zwei Äbschaitthyristoren 40 und 41 enthält, die als Hochfrequenz-Zerhacker und auch als Gleichrichterelemente arbeit-n. Die Leistungsdioden 42 und 43 im Gleichrichter 22' arbeiten abwechselnd als die Freilaufdioden im Zerhackerkreis. Wenn der Eingangsanschluß 20 positiv ist, erfolgt ein hochfrequentes Schalten des Abschaltthyristors 40, während die Diode 43 kontinuierlich leitet und die Diode 42 als Freilaufdiode arbeitet Wenn die Leitungsspannung umgekehrt und der Eingangsanschluß 21 positiv ist, wird der Abschaltthyristor 41 mit einer großen Schaltgeschwindigkeit betrieben, und die Diode 43 wird zur Freilaufdiode. In den meisten Fällen sind über jedem Abschaltthyristor Dämpfungsmittel zum Steuern der Anstiegsgeschwindigkeit der wieder angelegten Durchlaßspannung erforderlich. Das Referenzsignal wird in derselben Weise wie in F i g. 1 erzielt, mit dem Unterschied, daß an einem geeigneten Punkt im Steuerlogikkreis ein Polaritätsdetektor für die Leitungsspannung erforderlich ist, um einen richtigen Abschaltthyristor anzusteuern.

Die Ausführungsform nach F i g. 9 eignet sich für eine Wechselstromlast 30' oder einen Wechselstromlastkreis. Das Hochfrequenzfilter ist an die Eingangsleitungen angeschlossen, und der (die) mit hoher Frequenz umgeschaltete, gesteuerte Halbleiterschalter hat eine bidirektionale Leitfähigkeit, wie es auch für die Freilauf-Leistungsvorrichtung oder -Vorrichtungen gilt, während der Zerhackerkreis ähnlich demjenigen aus F i g. 1 ist Gemäß Darstellung ist ein Paar anti-parallel geschalteter Abschaltthyristoren 44 und 45 vorgesehen, das mit hoher Frequenz entsprechend der Leitungspolarität getastet wird. Im Freilaufpfad eignet sich ein Paar von anti-parallel geschalteten Thyristoren 47 und 48, da eine Kommutierung gebildet wird, wenn ein Abschaltthyristor getastet wird, weil die Spannung am Kondensator 24' dem leitenden Thyristor in Sperrich tung zugeleitet wird. Fig. 10 zeigt eine alternative Ausführungsform, die nur einen Abschaltthyristor 44 erfordert, welcher in eine Doppelwegdiodenbrücke 46 zwecks Leitung bei beiden Polaritäten der angelegten Leitungsspannung eingeschaltet ist. Da der Betrieb des Leistungskreises bei Wechselstromlasten ähnlich demjenigen bei Gleichstromlasten ist, dürfte keine weitere detaillierte Beschreibung erforderlich sein. Bei positivem Anschluß 20 erfolgt ein abwechselnder Betrieb vom Abschaltthyristor 45 und Thyristor 47, während bei

is positivem Anschluß 21 ein abwechselnder Betrieb von Abschaltthyristor 44 und Thyristor 48 vorliegt, wobei die Tast- bzw. Steuersignale in jedem Fall koordiniert werrferv

Hochfrequenz-Zerhackerschaltungen mit einem im

vorgenannten Sinne elektronisch erzielten großen Leitungsfaktor haben eine Vielzahl von Anwendungsmöglichkeiten. Abgesehen von einer Verwendung als elektronischer Vorschaltkreis für eine Gasentladungslampe sind diese neuen Kreise in Anwendungsfällen mit einer Induktionserwärmung nützlich, wo ein großer Leistungsfaktor und das Fehlen von elektrolytischen Kondensatoren erwünscht sind. Bei den meisten Anwendungen vom Induktionserwärmungstyp kann die Eingangsspannung in den Talbereichen der 60 Hz-Lei tungsspannung oder der in der beschriebenen Weise gleichgerichteten 120 Hz-Welle nahezu auf Null fallen. Die Erfindung ist auch bei einphasigen Motorantrieben von Vorteil, bei denen ein großer Leistungsfaktor in Verbindung mit einer guten Wellenform erwünscht ist.

Andere Anwendungen umfassen Leistungsversorgungen und Batterielader. Die Fig. 11 —14 zeigen die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, nämlich als Halbleiter-Vorschaltanordnung für eine Quecksilberlampe. Bezüglich einer detaillierten Beschreibung einer derartigen Vorschaltanordnung wird auf die gleichzeitig eingereichte DE-OS 24 61 449 verwiesen.

Die in F i g. 11 gezeigte Schaltungsanordnung ist ein Gleichstrom-Zerhacker der in F i g. 1 dargestellten Art, der einen Hochfrequenz-Leistungstransistor benutzt und der Last eine einseitig gerichtete Spannung zuführt Der Kreis mit hohem Wirkungsgrad und großem Leistungsfaktor hat natürlich wirtschaftliche Vorteile. Andere erwünschte Merkmale für diese Anwendung sind geringe akustische Geräusche, niedrige Hochfre quenzstörungen und eine vernachlässigbare elektrische Stoning der Umgebung, ferner eine gute Regelung bzw. Stabilisierung und die Fähigkeit, in einem Umgebungsteraperaturbereich von —30⁰C bis +85"C zu arbeiten. Der Leistungskreis ist vorzugsweise für eine Kernels' lung mittels Leistungsmodultechniken geeignet, während der Regelkreis unter Verwendung integrierter und mikroelektronischer Schaltkreistechniken hergestellt wird Der besondere beschriebene Kreis wird durch eine einphasige 60Hz-, 277 Volt-Quelle erregt, und die Lampe ist eine 250 Watt Quecksilberlampe, wobei jedoch auch andere Versorgungsspannungen und Gasentladungslampen benutzt werden können. Ein Vergleich mit Fig. 1 ergibt, daß das Hochfrequenzfilter ferner einen Nebenschlußkondensator 24" enthält der für ein zusätzliches Filtern zwischen die Eingangsleitungen geschaltet ist Daher ist die dem Zerhacker zugeführte Spannung hauptsächlich eine ungefilterte, durch Doppefweggleichrichtung erzielte Netzspannung

ίο

mit einer Frequenz von beispielsweise 60 Hz.

Zwischen die Basis und den Emitter des Leistungstransistors 25 ist eine Diodenkette 50 geschaltet, um die Basis-Emitter-Spannung auf einen unterhalb der Lawinendurchbruchsspannung liegenden Wert zu klemmen. Der Stromfühler ist ein kleiner Fühlerwiderstand 3Γ, beispielsweise ein Widerstand mit V₂ Ohm, der in Reihe zur Freilaufspule 29 und zur Quecksilberlampe 51 liegt. Die Freilaufdiode 26 ist über diese Elemente geschaltet. Die Spannung am Fühlerwiderstand 31' wird dem Regler 52 eingegeben und gibt den momentanen Laststrom wieder. Es handelt sich in dieser Kreisanordnung um eine ins Negative gehende Signalspannung, wobei der Emitter des Transistors 25 als Referenzpotential oder Masse genommen wird. Ein an die Leitung 20, 21 angeschlossener Abwärtstransformator 32' speist den Regler 52 und bildet ein Steuersignal, das zwecks Bildung des Referenzsignais durch eine ausgewählte Steuerfunktion modifiziert wird. Der Transformator 32' hat eine Sekundärwicklung mit Mittelabgriff, um das Erzeugen eines negativen Referenzsignals zu vereinfachen, das mit der ins Negative gehenden Signalspannung des Fühlerwiderstands zu vergleichen ist. In Verbindung mit dem Leistungstransistor 25 vereinfacht er auch die Verwendung eines positiven Basistreibernetzwerks zum Zuführen von Strom zwecks Durchschaltung und eines negativen Basistreibernetzwerks zum Abziehen des Basisstroms sowie zum sicheren Abschalten. Bei diesen Leistungspegeln wird der zweifache bzw. doppelte Basistreiberkreis dieser Art benötigt. Der Basistreiberstrom und die vom Regler 52 dem Leistungstransistor 25 zugeführte Spannung bilden die geeigneten Bedingungen für den Zerhackerbetrieb mit einer Doppelweggleichgerichteten Spannung. Wie noch näher erläutert wird, ist der Basisstrom proportional zum Kollektorstrom im Leistungstransistor, und es werden keine elektrolytischen Kondensatoren im Basistreiberkreis benötigt Durch Abschirmen der Primär- und Sekundärwicklungen hat der Transformator 32' eine geringe HF-Störungskopplung.

Unter Bezug auf die Wellenformen aus Fig. 12 ist festzustellen, daß sich die Leitungsspannung in der Praxis unter normalen Bedingungen ändert Das Referenzsignal e_rcr ist ein doppelweggleichgerichtetes, abgeflachtes sinusförmiges Signal, und die Steuerfunktion hat zusätzlich eine elektronisch veränderliche Gewinncharakteristik, so daß der Lampenstrom trotz Lertungsspannungsveränderungen konstant bleibt Dies führt in einem angemessenen Bereich von Leitungsspannungsveränderungen zu einer guten Lampenstromregelung. Eine Quecksilberlampenlast ist eine nichtlineare Last mit einer negativen Widerstandscharakteristik bei relativ niedrigen Frequenzen (beispielsweise 60 oder 120Hz). Ferner hat eine solche Last gewisse Eigenschaften einer gegenelektromotorischen Last, wie es zuvor erörtert wurde. Am Beginn einer jeden Halbperiode vor dem Zünden und am Ende einer jeden Halbperiode, wenn die Leitungsspannung gemäß Darstellung klein ist, ist ein gewisser Lampenstrom vorhanden. Im mittleren Teil folgt der Lampenstrom zwangsweise dem abgeflacht sinusförmigen Referenzsignal. Der geformte Leitungsstrom kann so beschrieben werden, daß er im mittleren Teil der Halbperiode bei grober Betrachtung konstant ist Diese Leitungsstromkurve sorgt für einen großen Leistungsfaktor, bei weitem mehr als 0,9, in Verbindung mit einer guten Regelung der Lampenleistung und der Eingangsleistung. Das abgeflacht sinusförmige Referenzsignal verläuft gemäß F i g. 13 tatsächlich ins Negative.

Fig. 14 ist ein detailliertes Schaltbild des Reglers 52. Die mit Mittelabgriff versehene Sekundärwicklung des Transformators 32' ist an einen Doppelweg-Diodenbrückengleichrichter 53 angeschlossen und erzeugt eine im Positiven verlaufende, gleichgerichtete, sinusförmige Spannung an einer Ausgangsverbindung 54 und eine im Negativen verlaufende, gleichgerichtete, sinusförmige Spannung an der anderen Ausgangsverbindung 55.

Diese gleichgerichtete, negative Sinusspannung mit einem Spitzenwert von beispielsweise 10 Volt wird dem Steuerfunktionsgenerator 34 eingegeben, der das abgeflacht sinusförmige und in der Verstärkung automatisch gesteuerte Referenzsignal erzeugt. Im einzelnen enthält der Steuerfunktionsgenerator J4 einen ohmschen Spannungsteiler, der zwischen der Ausgangsverbindung 55 sowie einer Masseleitung angeschlossen ist und ein Paar von Widerstanden 56,57 sowie ein Potentiometer 58 aufweist. Das erzeugte Referenzsignal wird am Abgriff des Potentiometers 58 abgenommen und zum positiven Eingang des Komparators 35 geleitet Das Abflachen des sinusförmigen Steuersignals erfolgt durch einen kleinen Widerstand 59 und eine kleine Zenerdiode 60, die in Reihe zwischen die Verbindung der Widerstände 56 sowie 57 und die Masseleitung geschaltet sind. Durch dieses Netzwerk wird ein kleiner Strom abgeleitet. Das Merkmal der automatischen Verstärkungssteuerung wird mittels eines MOS oder eines mit einem isolierten Gate versehenen Feldeffekttransistors (FET) 61 erzielt, der dem Potentiometer 58 parallelgeschaltet ist und als variabler Widerstand arbeitet. Die Spitzenspannung der sinusförmigen Steuerspannung wird durch einen Spitzendetektorkreis 62 erfaßt, der die Gatespannung des Feldeffekttransistors 61 bestimmt. Hierzu ist ein Paar von Serienwiderständen 63 und 64 wirksam zwischen den Gleichrichteranschluß 55 und die Masseleitung eingeschaltet Die Spannung am Verbindungspunkt dieses Spannungsteilers wird über eine Sperrdiode 65 zum Spitzendetektor 62 geführt, der aus eLem großen Widerstand so .vie einem Kondensator besteht, die parallel zwischen das Gate des FET 61 und Masse geschaltet sind. Die Diode 65 verhindert ein schnelles Entladen des Kondensators. Die anderen in diesem Hilfskreis gezeigten Kondensatoren sind Hochfrequenzfilterkomponenten. Im Betrieb verändert der Spitzendetektor 62 die Gatespannung und daher den Wert des Nebenschlußwiderstandes im Spannungsteiler, so daß die Referenzspannung am Abgriff des Potentiometers 58 trotz Veränderungen im Spitzenwert der Steuerspannung infolge der Leitungsspannungsveränderungen konstant ist

Der Komparator 35 ist vorzugsweise eine integrierte Schaltung, wie ein von der National Semiconductor Corporation hergestelltes IC LM 311. Es sind eine positive und eine negative Niederspannungsversorgung vorgesehen, um die entsprechenden Spannungen + V*. und — Vdtfür den Komparator zu erzeugen. Die positive Leistungsversorgung besteht aus einem Filterkondensator 68 und einer Sperrdiode 69, wobei diese Glieder in Reihe zwischen dem geerdeten Mittelabgriff des Transformators 32' und der positiven Ausgangsverbindung 54 des Brückengleichrichters 53 liegen. Ferner sind ein kleiner Widerstand 70 und eine hierzu in Reihe liegende Zenerdiode 71 an den Filterkondensator angeschlossen. Die geregelte Spannung an der Kathode der Zenerdiode 71 beträgt in typischer Weise etwa +5 Volt Die negative Leistungsversorgung am anderen

Ende des Brückengleichrichters 53 ist ähnlich aufgebaut, und entsprechende Komponenten sind mit entsprechsnden sowie mit Apostrophen belegten Hinweiszahlen bezeichnet. Zusätzlich sind kleine Hochfrequenzfilterkondensatoren 72 und 72' zwischen die entsprechenden Brückenausgangsverbindungen 54, 55 und Masse geschaltet, um unerwünschte Hochfrequenzeinschwingvorgänge in den doppelweggleichgerichteten Spannungen auszufiltern. Die Kondensatoren 73 und 73' sorgen für eine örtliche Hochfrequenzfilterung der den Komparator 35 treibenden Leistungsversorgung, um einen rcusch- bzw. störungsfreien Betrieb des Komparators sicherzustellen.

Der Minusanschluß des Fühlerwiderstands 3Γ ist, wie zuvor erwähnt, direkt mit dem negativen Eingang des Komparators 35 verbunden. Der positive Eingang ist über dan Widerstand 74 mit dem Abgriff des Potentiometers 58 verbunden. Zum Bilden der Hysteresecharakteristik des Komparators sind ein relativ großer Wide-stand 75 und ein relativ großer variabler Widerstand 76 in Reihe und in einen Rückkopplungspfad zwischen den Ausgang und den positiven Eingang geschaltet, wobei diese Glieder mit dem Widerstand 74 als Spannungsteiler dienen. Die Größe der Rückkoppiungsspannung oder des Rückkopplungsstroms am 2s positiven Eingang hat zwei Werte, und zwar je nach dem, ob der Komparatorausgang auf hohem oder niedrigem Pegel liegt Die reine Momentanspannung am positiven Eingang wird daher durch den Momentanwert des ins Negative gehenden, abgeflacht sinusförmi- gen Referenzsignals am Abgriff des Potentiometers 58 und durch die Größe der Rückkopplungsspannung bestimmt. Als Ergebnis des Normalbetriebes des wie zuvor erläuterten Zerhackerkreises wird das sich ändernde Stromfühlersignal im Logikkreis am negativen Eingang des Komparators abwechselnd mit den zwei Steuefbandgrenzcn des Referenzsignais verglichen, wie es später nochmals erläutert wird.

Der Ausgang des Komparators 35, der in typischer Weise im Fall eines niedrigen Pegels auf —5 Volt und im Fall eines hohen Pegels auf + 5 Volt liegt, ist an ein Paar von Transistoren 80 und 81 angekoppelt, die das Interface bzw. die Kopplung zwischen dem Logikkreis und dem Leistungstransistor-Basistreiberkreis bilden. Im einzelnen ist der Komparatorausgang mit dem Verbindungspunkt zwischen zwei V/iderständen 82 und 83 verbunden, die in Reihe zwischen der positiven Niederspannungsleitung 84 und der Basis des NPN-Transistors 80 liegen, dessen Emitter an Masse angeschlossen ist Beim Auftreten eines hohen Kompa- so ratorausgangspegels wird der Transistor 80 leitend, so daß ein Strom durch zwei Widerstände 85 und 86 zu fließen beginnt, die zwischen die Leitung 84 und den Kollektor des Transistors geschaltet sind, wodurch auch der PNP-Transistor 81 durchgeschaltet wird. Die Basis 5' und der Emitter des Transistors 81 sind über den Widerstand 85 verbunden, während der Kollektor über die Widerstände 87 und 88 mit dem negativen Ausgangsanschluß 55 des Brückengleichrichters 53 verbunden ist

Der Basistreiberkreis des Leistungstransistors ist in zwei abwechselnd arbeitende positive und negative Basistreiberkreise 90 und 91 unterteilt, die zum An- und Abschalten des Leistungstransistors 25 dienen. Die Größe des positiven Basisstroms ändert sich als Halbsinus, weil nur eine Hochfrequenzfilterung vorgesehen ist (Kondensator 72), und daher ist der Kollektorstrom im Leistungstransistor 25 proportionai zu seinem Basisstrom, wodurch ein großer Wirkungsgrad erzielt wird. Der vom Brückengleichrichter in diesem Kreis gebildete Spitzenstrom beträgt etwa 1 Ampere. Im positiven Basistreiberkreis 90 sind die Kollektoren eines Paares von Transistoren in einem Darlington-Verstärker 92 über zwei kleine Widerstände 93, von denen einer einen Nebenschlußkondensator hat, mit dem positiven Brückenausgangsanschluß 54 verbunden. Die Basis des ersten Transistors ist über einen Vorspannwiderstand 94 an den Anschluß 54 angekoppelt, während der Emitter'des Darlington-Verstärkers mit der Basiselektrode 95 des Leistungstransistors verbunden ist. Bei dieser Anordnung ist der Darlington-Versiärker 92 normalerweise leitend, und er führt den Basistreiberstrom zur Basiselektrode 95. Der negative Basistreiberkreis enthält einen zweiten Darlington-Verstärker 96 mit einem Paar komplementärer Transistoren, deren Emitter und Kollektor miteinander verbunden und über einen kleinen Widerstand 97 an die Basiselektrode 95 angeschlossen sind. Der andere Kollektor und der andere Emitter sind an den negativen Brückenausgangsanschluß 55 angekoppelt Um die positiven und negativen Basistreiberkreise abwechselnd zu betreiben, ist ein zusätzlicher NPN-Transistor 98 vorgesehen, dessen Basis mit der Verbindung der Widerstände 87 und 88, dessen Emitter mit dem negativen Versorgungsanschluß 55 und dessen Kollektor mit den Basiselektroden beider ersten Transistoren in den zwei Darlington-Verstärkern 92 und 96 verbunden sind. Bei dieser Anordnung schaltet ein positives Ausgangssignal vom Komparator 35 die Transistoren 80 und 81 durch, die ihrerseits den Transistor 98 leitend machen. Hierdurch erfolgen eine Abschaltung des Darlington-Verstärkers 92 und eine Anschaltung des Darlington-Verstärkers 96. Ein Erregen des negativen Basistreiberkreises 91 führt natürlich zu einem nichtleitenden Zustand des Leistungstransistors 25.

Der Betrieb der Quecksilberlampen-Vorschaltanordnung wird nur kurz unter Bezug auf die Fig. 11 —14 beschrieben. Da nur eine Hochfrequenzfilterung der Leitungsspannung im Leistungskreis vorgesehen ist, stellt die Speisung des Transistor-Zerhackerkrti-es im wesentlichen eine durch Doppelweggleichrichtung erzielte Sinusspannung mit 120Hz dar. Die Leitungsspannung wird auch mittels des Abwärtstransformators 32' zum Regler 52 (F i g. 14) geleitet. In diesem wird die negative, doppelweggleichgerichtete, kleine, sinusförmige Spannung am Ausgang des Brückengleichrichters 53 als Steuerspannung für den Steuerfunktionsgenerator 34 benutzt In diesem Unter- bzw. Hilfskreis hat ein von den Widerständen 56 und 57 sowie dem Potentiometer 58 gebildeter Spannungsteiler eine variable und durch den FET 61 gebildete Widerstandskomponente. Das Merkmal der automatischen Verstärkungssteuerung ergibt sich dadurch, daß die vom Spitzendetektor 62 bestimmte Gatespannung gleich dem Spitzenwert der gleichgerichteten Steuerspannung ist Wenn die Größe dieser Spannung abfällt, neigt der FET 61 zum Abschalten bzw Sperren, wodurch der variable Widerstand im Spannungsteiler ansteigt, so daß das Referenzsignal am Abgriff des Potentiometers 58 bei Leitungsspannungsveränderungen etwa konstant bleibt Die sinusförmige Steuerspannung wird ferner etwas mittels einer kleinen Stromabzweigung über den Widerstand 59 und die Zenerdiode 60 abgeflacht Die geregelte, abgeflacht sinusförmige Referenzspannung, die dem positiven Eingang des Komparators 35

zugeleitet wird, fuhrt zu einer guten Laststromregelung und einer leichten Verminderung des im Leistungstransistor fließenden Spitzenstroms (verglichen mit dem Fall einer nicht abgedachten Sinusförm).

Beim Speisen der Vorschaltänordnung leitet der positive Basistreiberkreis 90 automatisch und führt dem Leistungstransistor 25 Basisstrom.zu, wodurch dieser durchgeschaltet wird. Im Dauerzustand ist der Basisstrom des Leistungstransistors 25 jederzeit proportional zum Kollektorstrom, der sich halbsinusförmig verän- to derL Der Aufbau bzw. Anstieg im Laststrom wirJ vom Fühlerwiderstand 31' erfaßt und als ins Negative gehendes Signal dem negativen Eingang des Komparators 35 zugeführt. Unter der Annahme, daß die Leitungspannung groß genug ist, um die Quecksilberlampe (siehe F i g. 12) zu zünden, wird der Lampenstrom danach in Übereinstimmung mit der abgeflacht sinusförmigen Referenzspannung bis nahe dem Ende -der Halbpenode ini Talbereich abgeflacht. Es wird emeut darauf hingewiesen, daß der Komparator 35 eine Hysteresecharakteristik hat und daß eine Polavitätsumkehrung vorliegt, da das Referenzsignal während eines positiven Lampenstroms in Negative geht Unter der Annahme, daß der Leistungstransistor 25 leitet und der Lampenstrom steigt, wobei ein niedriger Ausgangspegel des !Comparators 35 vorliegt, erfolgt ein Ansteigen des Laststroms, bis das Stromfühlersignal der dem Maximalstrom (Fig. 13) entsprechenden Referenzsignal-Steuerbandgrenze gleicht. Der Komparator 35 erzeugt nunmehr einen hochliegenden Ausgangspegel, wodurch die Transistoren 80,81 und 98 durchgeschaltet werden. Dadurch wird der negative Basistreiberkreis 91 zum Leiten veranlaßt, während gleichzeitig der positive Basistreiberkreis 90 abgeschaltet wird. Der Leistungstransistor 25 ist nunmehr nichtleitend, und der Laststrom zirkuliert durch den Freilaufpfad, der von der in Durchschaltrichtung vorgespannten Leistungsdiode 26 gebildet wird, wobei der Laststrom abzufallen beginnt In der Zwischenzeit hat sich die Größe der Rückkopplungsspannung vom Ausgang des Komparators 35 zum positiven Eingang desselben verändert, wodurch die Basis für einen Vergleich mit der anderen Referenzsignal-Steuerbandgrenze entsprechend dem minimalen Stromwert umgeschaltet wird. Wenn das abnehmende Stromfühlersignal gleich der anderen Steuerbandgrenze wird, fällt der Ausgangspegel des Komparators 35 ab, wodurch die Transistoren 80, 81 und 98 abgeschaltet und der positive ßasistreiberkreis 90 leitend werden, während der negative Basistreiberkreis 91 ebenfalls abgeschaltet wird. Vor allem weil die Anstiegsgeschwindigkeit des Laststroms variabel ist, da sie in erster Linie durch die Differenz zwischen der momentanen sinusförmigen Versorgungsspannung und der Lampenspannung bestimmt wird, verändert sich die Schaltfrequenz des Leistungstransistors 25 über eine vollständige Halbperiode automatisch von etwa 10 kHz bis 30 kHz und zurück zu 10 kHz. Bei einer Quecksilberlampen-Vorschaltanordnung hilft dieses Oberstreichen bzw. Wobbein beim Ausschalten von akustischen Resonanzproblemen.

Durch ein zwangsweises Formen des Lampenstroms zu einer abgeflacht sinusförmigen Kurve gemäß F i g. 12 beHndet sich der Leitungsstrom in Phase mit der Leitungsspannung, und er wird zur Erzielung eines großen Leistungsfaktors von über 0,9 elektronisch geformt Durch geeignetes Auswählen der Größe des Referenzsignals und durch Verwenden einer Steuerfunktion zum Erzielen einer elektronisch veränderlichen Verstärkung wird die Lampenleistung bei einer Nennspannung von 277 Volt sowie einer Leitungsspannungsveränderung von plus oder minus 10% auf weniger als '/₂% geregelt Die Hochfrequenzwelligkeil im Lampenstrom ist nicht dargestellt, doch hat dieser Kreis eine Welligkeit von etwa 0,25 Ampere um den Nennwert Die tatsächliche Größe der Welligkeit kann durch Einstellen des Widerstands 76 im Rückkopplungsnetzwerk des Komparators 35 verändert werden. Der Wert des Stromes und daher der an die Last abgegebenen Leistung kann durch Einstellen des Widerstands 58 verändert werden, der die Größe des Referenzsignals wirksam verändert. Auch wenn diese Maßnahmen nur in Verbindung mit einphasigen Zerhackern erörtert wurden, so sind sie auch auf mehrphasige Leistungskreise anwendbar.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer einphasigen Wechsel- öder Gleichstrbmlast, insbesondere : einer Gasentladungslampe, mit hohem s Leistungsfaktor, mit einer einen ersten Zweig badenden Hocbfrequenz-Zerhackerschaltung, die durch eine niederfrequente Netzwechselspannung gespeist ist, und ein Hochfrequenzfilter (23,24; 23, 24'; 24") und einen steuerbaren Halbleiterschalter (25) aufweist, und mit einem einen zweiten Zweig bildenden Freilaufzweig (26), wobei die beiden Zweige abwechselnd leiten zum Speisen der Last, und wobei der steuerbare Halbleiterschalter zum Regeln eine Rückführung von seinem Ausgang zu seiner Steuerelektrode aufweist, gekennzeichne t d u rc h