JP4240546B2 - 回路装置 - Google Patents
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Description
本発明は、
− 電源から電源電流を導出する入力端子と、
− 制御信号Sを発生する手段Iと、
− 少なくとも1つのスイッチング素子と、該スイッチング素子を高周波数で前記制御信号Sの値に依存するように駆動する制御手段とが設けられたコンバータを備える手段IIと、
− 前記電源により供給される電源電圧の瞬時値の目安となる電圧Scを発生する手段IIIと、
− 前記手段IIに結合され、光源に接続するための出力端子と、
を有するような回路装置に関する。
背景技術
冒頭で述べたような種類の回路装置はヨーロッパ特許出願第EP 507 393号から既知である。この既知の回路装置は、サイン状電源電圧を供給する電源に接続された場合、略対応する形状の電源電流を流す。該既知の回路装置の上記手段IIIは整流回路により形成されている。アップコンバータが、上記整流回路により発生された電圧を用いて作動される。前記制御信号は、上記アップコンバータにより給電される容量手段の変化電流を測定する検出手段により発生される。このような回路装置は、半導体光源に給電するよう作用し得る。
半導体光源の15lm/W程度の比較的高い発光効率及び数万時間の寿命は、これら半導体光源の交通信号灯としての使用を魅力的なものにしている。現時点では、通常、交通信号灯は白熱電流として構成されている。また、トライアックスイッチング素子と制御回路とを備える固体リレー(SSR)が、殆どの場合、交通信号灯を切り換えるために使用されている。SSRは、使用される白熱電球の150W程度の比較的重い負荷において信頼性をもって動作する。
しかしながら、半導体光源が交通信号灯として使用されるなら、15W程度以下の大幅に軽い負荷で充分である。このような半導体光源が既知の回路装置及び既存のSSRと一緒に作動されると、トライアックが導通状態にならない場合がある。その場合にSSRから導出される電源電流は、主に上記制御回路を介して流れ、後者を損傷させるかもしれない。
発明の開示
本発明の一つの目的は、冒頭に述べたような種類の回路装置であって、制御回路を損傷させる危険性なしに既存のSSRに接続することができるような回路装置を提供することにある。
本発明によれば、該目的は、前記電圧Vcが前記手段Iに第1範囲と第2範囲に交互に入るような制御信号Sを発生させる基準信号として作用し、前記手段IIに前記制御信号Sの値が前記第1範囲にある場合に比較的強い電源電流を流させる一方、前記制御信号Sの値が前記第2範囲にある場合に比較的弱い電源電流を流させることにより達成される。
上記制御信号は交互に第1範囲と第2範囲とに入るので、当該回路装置は一方では電源から比較的強い電源電流を流し、これによりSSRは信頼性をもってオンすると共に、制御回路の損傷が防止される。他方においては、電源から流される電源電流の実効値、従って電源から導出される電力が低いままとなる。電源から流される電源電流の制御は、上記コンバータの制御手段のデューティサイクル及び/又は周波数が制御信号Sにより影響を受けるようにすることにより簡単な方法で実現される。この場合、上記電源は、基準信号Scにより制御信号Sを交互に第1範囲及び第2範囲に入るようにする交流電圧源として作用する。かくして、これを達成するための別個の手段は不要である。
前記コンバータは、例えば、共振半ブリッジ回路として、フライバックコンバータとして、又は昇圧コンバータと他の形式のコンバータとの組み合わせ、例えば昇圧コンバータとダウンコンバータとの組み合わせとして構成することもできる。高い力率を達成するには、多共振順方向/フライバックコンバータ(multiresonant forward/flyback converter)が好ましい。強い電源電流と弱い電源電流との交互の流れが、全ての状況下で必要というのではない。実際には、低い温度においてのみ、このことがなされれば充分であることが分かっている。
高力率を達成するには、手段Iが、前記電源電圧が比較的高い絶対瞬時値の場合に前記第1範囲に入り、前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値の場合に前記第2範囲に入るような制御信号Sを前記基準信号Scから発生するようにするのが好ましい。
電源電圧及び周囲温度のような、本発明による回路装置が動作される環境が、実際には大きく変化する可能性がある。本発明による回路装置の魅力的な実施例は、前記手段I、II及びIIIが前記光源により出力される光束を制御する制御系の一部を形成し、該制御系は前記光源により消費される電力と所望の値との間の差の尺度となるエラー信号Sfを発生する手段IVを更に有し、前記手段Iにより発生される制御信号Sが一部上記エラー信号Sfに依存することを特徴としている。所望の光束値を達成するために消費されるべき電力は、比較的強い電源電流が流される期間の相対持続時間の調整により簡単な態様で制御することができる。該相対持続時間とは、比較的強い電源電流が電源電圧の各サイクルにおいて流される期間を該サイクルの持続時間で除算したものであると理解されたい。比較的強い電源電流と比較的弱い電源電流とを交互に流す手段I、II及びIIIが既に存在するので、本実施例においては、光源により発生される光束を大きな条件の相違にも拘わらず所望の値に略一致させることを簡単に達成することができる。
前記手段IVに、光源により消費される電流から信号Siを発生する手段Vと、光源の周囲における周囲温度から信号Stを発生する手段VIと、信号Siと信号Stとから前記エラー信号Sfを算出する手段VIIとを設けるのが好ましい。この実施例は特に半導体光源に適している。半導体光源の両端間の電圧は、通常、該光源を介して流れる電流には極僅かにしか依存しない。従って、信号Siは光源により消費される電力の目安ともなる。通常、半導体光源の発光効率は周囲温度に依存する。かくして、上記手段VIにより、周囲温度から半導体光源により消費されるべき所望の値の推定値を簡単に得ることができる。
前記手段Iに前記エラー信号Sfが減少すると前記制御信号Sを変化させる手段I’が設けられ、該変化が前記手段IIに前記比較的強い電源電流の増加を生じさせるようにするのが好ましい。高い温度及び低い電源電圧の場合に、前記制御信号Sが電源電圧の全サイクルにわたり第2範囲に入ってしまう場合があり得る。このような場合、当該回路装置により消費される電力を、比較的強い電源電流が流される期間の相対持続時間を増加させることにより上昇させることは不可能である。上記手段I’は、このような状況下でも、上記比較的強い電源電流の値が増加されるようにして当該回路装置により消費される電力を更に上昇させることができることを保証する。このことは、半導体光源により出力される光束を、上記手段I’がない場合よりも広い周囲温度の範囲にわたり一定に維持することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
本発明による回路装置の上記及び他の特徴を図面を参照して詳細に説明するが、該図面において:
第1図は、本発明による回路装置を概念的にではあるが詳細に示し、
第2図は、手段I及びIIIを示し、
第3図は、手段IIを示し、
第4図は、手段V、VI及びVIIを有する手段IVを示し、
第5図は、電源電圧VV、電源電流IV及び幾つかの信号の傾きを概略的に図示し、
第6A、6B及び6C図は、種々の条件下で測定された電源電圧VV及び電源電流IVの傾きを示す。
発明を実施するための最良の形態
第1図は、電源(Vin)から電源電流を導出するための入力端子T1、T2を備える回路装置を示している。これら端子T1、T2は、ローパスフィルタ等を有する入力回路網FIを介して整流器手段RMに接続されている。整流器手段RMは、例えばダイオードブリッジとして構成されている。手段IIは上記整流器手段を介して給電され、該手段IIには光源LIを接続するための出力端子T3、T4が結合されている。手段IIにはコンバータが設けられ、該コンバータには少なくとも1つのスイッチング素子13と制御手段17とが設けられている。手段Iは制御信号Sを発生する。制御手段17は、上記スイッチング素子を、高い周波数で制御信号Sの値に依存するような態様で切り換える。当該回路装置には更に、前記電源により供給される電源電圧の瞬時値の尺度となる電圧Scを発生するための手段IIIが設けられている。尚、整流器手段RMは該手段IIIの一部を形成している。
電圧Scは、手段Iに交互に第1範囲及び第2範囲に入る制御信号Sを発生させるような基準信号として作用する。手段IIは、制御信号Sが上記第1範囲に入る値を有している場合は比較的強い電源電流が流され、制御信号Sの値が上記第2範囲に入るような場合は比較的弱い電源電流が流されるのを保証する。
制御信号Sは、前記電源電圧が比較的高い絶対瞬時値を有する場合に第1範囲に入る。また制御信号Sは、前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値を有する場合に第2範囲に入る。
半導体光源L1は、前記手段IIに結合された出力端子T3、T4に接続されている。この場合、一方の出力端子T3は手段IIに直接接続されている。他方の出力端子T4は手段Vを介して手段IIに接続されている。手段Vは、上記半導体光源により消費される電流の目安となる信号Siを発生する。手段Vは、上記半導体光源により出力される光束と所望の光束との間の差の尺度であるエラー信号Sfを発生する手段IVの一部を形成している。前記手段Iにより発生される制御信号は該エラー信号Sfに部分的に依存することになる。手段IVには、更に、手段VI及び手段VIIが設けられている。手段VIは、半導体光源LIの周囲温度の目安となる信号Stを発生する。手段VIIは、前記エラー信号Sfを信号Siと信号Stとから算出する。
制御信号Sの値はエラー信号Sfにも依存する。手段Iには手段I’が設けられ、該手段I’は、エラー信号が減少する場合に、制御信号Sが手段IIに前記の比較的強い電源電流の値を増加させるように該制御信号Sを変化させる。
第2図は、低周波電源電圧の瞬時絶対値の目安となる基準信号Scを発生する手段III及び前記制御信号Sを発生する手段Iの実施例の詳細な図である。前記電源電圧はダイオードブリッジ1a〜1dにより整流される。このダイオードブリッジは前記整流器手段RMを形成する。該ダイオードブリッジの出力は抵抗性インピーダンス2a、2b、2cを有する分圧器により分路されている。抵抗性インピーダンス2b及び2cにより形成される上記分圧器の一部は、容量性インピーダンス3により分路されている。後者の2つの抵抗性インピーダンスの共通接続点は基準信号Scを出力し、該信号は上記電源電圧の絶対瞬時値に略比例している。
上記手段IIIの他の実施例においては、上記基準信号Scの形成は、上記ダイオードブリッジの入力における、該ダイオードブリッジ入力の電源電圧導体間でスイッチされるダイオード抵抗回路網により形成される枝路によりなされる。この実施例は、基準信号Scを表すのに電源電圧の振幅が忠実に追従されるという利点を有している。
上記基準信号Scから制御信号Sを発生する手段Iは半導体スイッチ4を有し、該半導体スイッチの制御電極4aは手段IIIから基準信号Scを入力する。同時に制御電極及び主電極として働く該半導体スイッチの電極4cは、エラー信号Sfを入力する。半導体スイッチ4の主電極4bは、単一方向素子5と抵抗性インピーダンス6及び7との直列接続を介して、安定化された電源の端子Vccに接続されている。上記抵抗性インピーダンス6及び7の共通接続点は、第2の半導体スイッチ8の制御電極8aに接続されている。半導体スイッチ8は分圧器の抵抗性インピーダンス9aを分路し、該分圧器には抵抗性インピーダンス9b及び9cが更に設けられている。該分圧器9a、9b、9cは前記端子Vccを接地点に接続している。抵抗性インピーダンス9cは容量性インピーダンス10により分路されている。上記抵抗性インピーダンス9b及び9cの共通接続点は、差動増幅器11の非反転入力端11aに接続されている。反転入力端11bは抵抗性インピーダンス12aを介して前記エラー信号Sfを入力する。出力端11cは制御信号Sを前記手段IIに供給する。上記反転入力端11bは抵抗性インピーダンス12bを介して上記出力端11cに接続されている。差動増幅器11並びに抵抗性インピーダンス12a及び12bは手段I’を形成している。
手段Iにおける基準信号Scとエラー信号Sfとの比較からの制御信号Sの形成は、記載の実施例においては、トランジスタ回路(トランジスタ4及び8)によりなされる。他の実施例においては、この比較は、例えば演算増幅器のような集積回路を用いてなされる。
第3図に詳細に示された手段IIは、多共振順方向/フライバックコンバータ(multiresonant forward/flyback converter)として構成されている。スイッチング素子13は、誘導性インピーダンス14及びトランス15の一次巻線15aと共に、入力端子16a、16bを分路する直列回路を構成している。スイッチング素子13の制御電極13aは制御手段17の出力端子17bに接続されている。スイッチング素子13の主電極13b及び13cは容量性インピーダンス18により分路されている。トランス15の二次巻線15bは容量性インピーダンス19により分路されると共に、ダイオードブリッジ20a〜20dの入力端20p、20qに接続されている。該ダイオードブリッジの出力端20r、20sは容量性インピーダンス21により分路されている。上記制御手段17は、スイッチング素子13を高周波数で交互に一定のオフ時間の間オフにし、可変オン時間の間オンにするような動作を継続するタイマにより形成されている。上記オン時間は、制御信号Sの値が高いと、比例して長くなる。
エラー信号Sfを発生する手段IVが第4図に更に詳細に示されている。第4図に示される手段IVには、手段V、VI及びVIIが設けられている。手段Vの入力端子22a及び22bは抵抗性インピーダンス23により分路されている。入力端子22aは、抵抗性インピーダンス24を介して差動増幅器25の非反転入力端子25aに接続されている。入力端子22bは容量性インピーダンス26を介して上記非反転入力端子25aに接続されている。入力端子22bは、更に、抵抗性インピーダンス27aを介して該差動増幅器25の反転入力端子25bに接続されている。差動増幅器25の出力端子25cと入力端子25bとは抵抗性インピーダンス27bを介して相互接続されている。
前記光源LIの周囲温度の目安となる信号Stを発生する手段VIには、抵抗性インピーダンス27cと降服素子28との直列接続が設けられている。この直列接続は、端子Vccと接地との間の接続部を形成している。降服素子28は、抵抗性インピーダンス29及び30の直列接続により分路されている。抵抗性インピーダンス29は抵抗性インピーダンス31により分路され、該インピーダンス31は負の温度係数を有していて、以下では温度依存性抵抗性インピーダンスと呼ぶ。抵抗性インピーダンス30は容量性インピーダンス32により分路されている。抵抗性インピーダンス29及び30の共通接続点33は、信号Stを供給する出力端子を形成している。
上記手段VIの出力端子33は差動増幅器34の非反転入力端子34aに接続されている。該増幅器の反転入力端子34bは抵抗性インピーダンス35を介して手段Vの出力端子25cに接続されている。該差動増幅器の出力端子34c及び反転入力端子34bは抵抗性インピーダンス36を介して相互接続されている。手段VIの出力端子33は、差動増幅器37の非反転入力端子37aにも接続されている。この差動増幅器の反転入力端子37bは前記差動増幅器34の出力端子34cに抵抗性インピーダンス38を介して接続されている。容量性インピーダンス39と抵抗性インピーダンス40との並列接続が差動増幅器37の出力端子37cを当該増幅器の反転入力端子37bに接続している。
図示の回路装置は以下のように動作する。当該回路装置の入力端子T1及びT2が、例えば110ボルト60Hz主電源電圧のような低周波数電源に接続されると、整流器手段RMは手段IIの入力端子16a、16bに、低周波数で変化するような直流電圧を発生する。制御手段17は、制御電極13aにおけるスイッチング電圧Vsにより、スイッチング素子13を交互にオン時間の間導通状態にし、オフ時間の間非導通状態にする。スイッチング素子13のスイッチングにより、高い周波数で変化する電圧がトランス15の一次巻線15aに流れるので、高い周波数で変化する電圧が該トランスの二次巻線15bに誘起される。後者の電圧はダイオードブリッジ20a〜20d及び容量性インピーダンス21により略一定の直流電圧に変換される。半導体光源LIは、この直流電圧により給電される。
明確化のために、第5図は電源電圧VV、信号Sc及びSf、制御信号S、スイッチング電圧Vs並びに電源電流IVの勾配を概略的に示している。明瞭化のために第5図においては、前記コンバータのスイッチング周波数が電源の周波数より1桁だけ高い状況が示されている。実際には、コンバータの周波数は、通常、例えば50又は60Hzなる電源の周波数より、例えば数十kHzと、大幅に高くなっている。手段IIIは電源電圧VVの瞬時値に略比例した値の信号Scを発生する。この信号Scの値は、電源電圧の各半サイクル内の期間Δtの間において、半導体スイッチ4のベース-エミッタ間電圧だけ増加されたエラー信号Sfよりも高い。この場合、半導体スイッチ4は導通状態を呈するので、電流が枝路4〜7を介して流れる。この結果抵抗性インピーダンス7の両端間に電圧降下が生じ、これが半導体スイッチ8を導通させる。この結果、差動増幅器11の非反転入力端子11aにおける電圧S’が上昇し、従って制御信号Sの電圧も上昇する。制御信号Sの電圧が上昇する結果、スイッチング電圧Vsのパルスの持続時間が増加する。これは、スイッチング素子13のオン時間も増加させる。このスイッチング素子13のオン時間の増加により、手段IIは、比較的強い電源電流IV1が期間Δtの間に電源から導出されるようにすることができる。信号Scがスイッチング素子4のベース-エミッタ間電圧分増加されたエラー信号Sfより低くなる時点で、制御信号Sは再び減少する。この結果、スイッチング素子13のオン時間は減少するので、手段IIは、比較的弱い電源電流IV2が電源から導出されるようにすることができる。
手段Vの入力端子22a、22bは半導体光源LIに直列に接続されているので、抵抗性インピーダンス23の両端間には、該半導体発光源LIにより消費される電流に比例した電圧が発生する。差動増幅器25により発生される信号Siの電圧は、上記抵抗性インピーダンス23の両端間電圧に一定係数を乗算したものに等しい。LEDの両端間の電圧は略一定であるので、信号SiはLEDにより消費される電力の尺度となる。
抵抗性インピーダンス29、30、31の回路網の両端間には、手段VI内の抵抗性インピーダンス27と降服素子28との直列接続により略一定の電圧が発生する。温度依存性抵抗性インピーダンス31の抵抗値は、周囲温度が上昇するに比例して減少する。この結果、信号Stの電圧は上昇する。抵抗性インピーダンス29、30及び31は、例えば−40℃ないし+75℃にわたるような実際に発生する周囲温度において信号Stの電圧が、所望の光束を出力するために半導体光源LIが消費しなければならない電力の略目安となるように、選択することができる。差動増幅器34及び37は、信号Siの値と信号Stの値との差に一定係数を乗算したものに略等しい電圧を有する信号Sfを送出する。信号Siの値は、半導体光源LIにより消費される電力が大きくなるに比例して上昇する。前記信号Scと比較されるエラー信号Sfの値も、信号Siの値と信号Stの値との間の差が大きくなるに比例して上昇する。従って、手段IIに比較的強い電源電流を流させるためには、電源電圧の一層高い瞬時絶対値が必要となる。これにより、電源ユニットから比較的強い電源電流を導出される期間の持続時間Δt、従って当該回路装置により消費される電力は、限定される。これにより、半導体光源LIにより消費される電力も制限されるので、該電力は所与の周囲温度にとって望ましい値に近い値に自己調整することになる。
実際的な実現例においては、半導体光源LIには18個のLEDを有する回路が設けられる。これら18個のLEDは、各々が6個のLEDの3つの直列回路として構成される。これら直列回路の1つにおける2つの連続したLEDの間の接続点の各々は、他の2つの直列回路における対応する接続点に接続されている。使用されるLEDの各々は250mAなる電流に対して2.5±0.5ボルトなる電圧を持つ。この実際的な実現例におけるダイオードブリッジ1a〜1dは1N4007型のダイオードを用いて構成される。単一方向素子5は1N418型のダイオードである。ダイオードブリッジ20a〜20dにおける20a及び20bはBYV118F型の共通カソードを持つダイオードとして一緒に構成される。20c及び20dはBYV10-40型のダイオードである。降服素子28は、1N825型の6.2ボルトなる降服電圧を持つツェナーダイオードである。半導体スイッチ4及び8はBCX70型のトランジスタにより形成される。STP3N100型のFETがスイッチング素子13として作用する。差動増幅器11、25、34及び37はNE532型の演算増幅器として構成される。制御手段17はNE7555型のタイマICにより形成される。このICのピン5及び3は、第3図に示す制御手段の入力端子17a及び出力端子17bを各々形成する。誘導性インピーダンス14は600μHなるインダクタンス値を有する。トランス15の一次巻線の巻数の二次巻線の巻数に対する比は4である。温度依存性抵抗性インピーダンス31は、フィリップス製、2322 64090106型のNTCとして構成される。端子Vccの電圧を発生する安定化電圧源は、LM78L09型のものである。他の部品は下表に掲げられたような値を有する。
本発明による回路装置の動作を調べるために、電源から導出される電流IVが時間tの関数として測定された。回路装置は60Hzなる周波数を持つ電源上で動作された。該電源により供給される電圧の実効値Veffが変化された。更に、種々の周囲温度Tambがシミュレートされた。周囲温度の該シミュレーションは、温度依存性抵抗性インピーダンス31が、温度に依存せず且つシミューレトされるべき温度において上記温度依存性抵抗性インピーダンス31が有するであろう抵抗値(即ち、−40℃で332kΩ、25℃で10kΩ、及び74℃で1.5kΩ)を持つような抵抗性インピーダンスに置換されて実施された。
第6A図、第6B図及び第6C図は、本発明による回路装置のVeff=80ボルト、Tamb=74℃;Veff=117ボルト、Tamb=25℃;及びVeff=135ボルト、Tamb=−40℃に対応する各状況下でのテスト結果を各々示している。これらの図において、曲線aは電源から導出される電流IV(mA)を電源電圧VV(ボルト)(曲線b)の1サイクルの間での時間tの関数として表している。線cは、SSRを信頼性をもってオンさせるために各サイクルの間に当該回路装置が電源から導出しなければならない電源電流の150mAのレベルである。第6A図、第6B図及び第6C図において、期間Δtの持続時間は、各々、5.2ms、33.ms及び2msである。当該回路装置が期間Δtの間に電源から導出する比較的強い電源電流の値は、調べられた大きく異なる条件の各々において必要最小限の150mAよりも大きく、これがSSRの信頼性のあるオンを可能にしている。
半導体光源LIは高い温度で所望の光束を出力するには比較的高い電力を必要とする。このような状況下では、エラー信号Sfは比較的低い値を有する。手段I’の入力端子I2’におけるエラー信号Sfの値が低い結果、差動増幅器11の出力端子における電圧は高くなる。結果として、制御信号Sの電圧は第1範囲及び第2範囲の両方においてエラー信号Sfの値が低い場合におけるよりも高い値を有する。ここで述べた実際的な実現例においては、第1の範囲における制御信号Sの値は、エラー信号Sfの10ボルトから0ボルトへの減少に対して4.7ボルトから6.2ボルトに上昇する。第2範囲においては、該エラー信号の上記と同じ減少に対して、制御信号Sの値は2.0ボルトから3.5ボルトに上昇する。手段I’は、期間Δtの増加が最早可能ではない場合にも、当該回路装置が消費される電力を増加させるのを可能にする。
Claims (4)
- 電源(Vi)から電源電流(IV)を導出する入力端子(T1、T2)と、
制御信号Sを発生する手段Iと、
少なくとも1つのスイッチング素子と、該スイッチング素子を高い周波数で前記制御信号Sの値に依存するように駆動する制御手段とが設けられたコンバータを備える手段IIと、
前記電源(Vi)により供給される電源電圧(VV)の瞬時値の目安となる電圧Scを発生する手段IIIと、
前記手段IIに結合され、光源(LI)に接続するための出力端子(T3、T4)と、
を有するような回路装置において、前記電圧Scは前記手段Iに第1範囲と第2範囲に交互に入るような制御信号Sを発生させる基準信号として作用し、前記制御信号Sは前記電源電圧(V V )が比較的高い絶対瞬時値の場合に前記第1範囲に入り、前記制御信号Sは前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値の場合に前記第2範囲に入り、前記手段IIは前記制御信号Sの値が前記第1範囲にある場合に比較的強い電源電流(IV1)を流させる一方、前記制御信号Sの値が前記第2範囲にある場合に比較的弱い電源電流(IV2)を流させることを特徴とする回路装置。 - 請求項1に記載の回路装置において、前記手段I、II及びIIIは前記光源(LI)により出力される光束を制御する制御系の一部を形成し、該制御系は前記光源(LI)により消費される電力と所望の値との間の差の尺度となるエラー信号Sfを発生する手段IVを更に有し、前記手段Iにより発生される前記制御信号Sが一部前記エラー信号Sfに依存することを特徴とする回路装置。
- 請求項2に記載の回路装置において、前記手段IVに、前記光源(LI)により消費される電流から信号Siを発生する手段Vと、前記光源の周囲における周囲温度から信号Stを発生する手段VIと、前記信号Siと前記信号Stとから前記エラー信号Sfを算出する手段VIIとが設けられていることを特徴とする回路装置。
- 請求項2又は3に記載の回路装置において、前記手段Iには前記エラー信号Sfが減少すると前記制御信号Sを変化させる手段I’が設けられ、該変化が前記手段IIに前記比較的強い電源電流の増加を生じさせることを特徴とする回路装置。
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