JP3020239B2 - 放電ランプ給電用ｄｃ−ａｃコンバータ回路 - Google Patents
放電ランプ給電用ｄｃ−ａｃコンバータ回路Info
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- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は気体及び／又は蒸気放電ランプを給電するDC
−ACコンバータ回路であって、制御回路が設けられた少
なくとも２個の半導体スイッチング素子の直列接続によ
り相互接続された２個の入力端子を有し、一方の半導体
スイッチング素子は動作状態中少なくともコンデンサと
放電ランプとインダクタンスを含む直列接続とともに回
路を構成し、このコンバータ回路には更に２個の整流器
が設けられ、動作状態中ランプに時間とともに少なくと
も近似的に矩形波形に変化する交流電流を流すDC−ACコ
ンバータ回路に関するものである。
−ACコンバータ回路であって、制御回路が設けられた少
なくとも２個の半導体スイッチング素子の直列接続によ
り相互接続された２個の入力端子を有し、一方の半導体
スイッチング素子は動作状態中少なくともコンデンサと
放電ランプとインダクタンスを含む直列接続とともに回
路を構成し、このコンバータ回路には更に２個の整流器
が設けられ、動作状態中ランプに時間とともに少なくと
も近似的に矩形波形に変化する交流電流を流すDC−ACコ
ンバータ回路に関するものである。
このタイプの既知のDC−ACコンバータは例えば欧州特
許第63284号（第８図）に開示されている。これは非調
光ランプに関するものである。この既知のコンバータに
おいては動作状態中半導体スイッチング素子がランプ電
流を交互に流す。
許第63284号（第８図）に開示されている。これは非調
光ランプに関するものである。この既知のコンバータに
おいては動作状態中半導体スイッチング素子がランプ電
流を交互に流す。
この既知のコンバータの欠点は、動作状態中ランプ電
流を流す第３の半導体スイッチング素子が存在する点に
ある。ランプ電流を流す回路内に存在するこの追加のス
イッチング素子はこのDC−ACコンバータを複雑にする。
流を流す第３の半導体スイッチング素子が存在する点に
ある。ランプ電流を流す回路内に存在するこの追加のス
イッチング素子はこのDC−ACコンバータを複雑にする。
本発明の目的はランプ電流を流す回路を比較的簡単に
した頭書に記載したタイプのDC−ACコンバータを提供す
ることにある。
した頭書に記載したタイプのDC−ACコンバータを提供す
ることにある。
本発明は頭書に記載したタイプのDC−ACコンバータに
おいて、前記整流器の一方を第１半導体スイッチング素
子に並列に接続すると共に他方の整流器を第２半導体ス
イッチング素子に並列に接続し、これら整流器の陰極は
関連する半導体スイッチング素子の、動作中に最高電圧
を有する電極に接続し、且つ前記制御回路は２つの動作
状態を有するスイッチング素子を具え、第１の動作状態
では第１スイッチング素子が非導通状態のときに第２ス
イッチング素子を２回以上導通及び非導通にさせ、第２
の動作状態では第２スイッチング素子が非導通状態のと
きに第１スイッチング素子を２回以上導通及び非導通に
させるようにしたことを特徴とする。
おいて、前記整流器の一方を第１半導体スイッチング素
子に並列に接続すると共に他方の整流器を第２半導体ス
イッチング素子に並列に接続し、これら整流器の陰極は
関連する半導体スイッチング素子の、動作中に最高電圧
を有する電極に接続し、且つ前記制御回路は２つの動作
状態を有するスイッチング素子を具え、第１の動作状態
では第１スイッチング素子が非導通状態のときに第２ス
イッチング素子を２回以上導通及び非導通にさせ、第２
の動作状態では第２スイッチング素子が非導通状態のと
きに第１スイッチング素子を２回以上導通及び非導通に
させるようにしたことを特徴とする。
このDC−ACコンバータの利点は動作状態中のランプ電
流を流す回路をかなり簡単にすることができる点にあ
る。
流を流す回路をかなり簡単にすることができる点にあ
る。
気体及び／又は蒸気放電ランプを時間とともに少なく
とも近似的に矩形波状に変化する低周波数（例えば約40
Hz以上）の交流電流で給電するといくつかの利点が得ら
れる点に注意されたい。例えば低圧ナトリウム蒸気放電
ランプを本発明のコンバータによってこのように給電す
ると、高い光束が得られ、DC−ACコンバータとこれに接
続される上記のタイプのランプの組合せに対し極めて高
いルーメン／ワット値が得られる。
とも近似的に矩形波状に変化する低周波数（例えば約40
Hz以上）の交流電流で給電するといくつかの利点が得ら
れる点に注意されたい。例えば低圧ナトリウム蒸気放電
ランプを本発明のコンバータによってこのように給電す
ると、高い光束が得られ、DC−ACコンバータとこれに接
続される上記のタイプのランプの組合せに対し極めて高
いルーメン／ワット値が得られる。
例えば高圧金属蒸気放電ランプを上述のように給電す
ると、ランプは略々一定の瞬時値を有する電力を消費す
るため、低周波数（例えば50Hz）の正弦波電流の場合と
比較して再点弧ピーク電圧が著しく減少する。この場合
ランプは高い効率を有するものとなる。
ると、ランプは略々一定の瞬時値を有する電力を消費す
るため、低周波数（例えば50Hz）の正弦波電流の場合と
比較して再点弧ピーク電圧が著しく減少する。この場合
ランプは高い効率を有するものとなる。
本発明はコンバータの第１及び第２半導体スイッチン
グ素子をランプに低周波数の交流電流を供給するのに用
いるだけでなくこの電流を矩形波状にするのにも用いる
という着想に基づいて為したものである。この目的は２
個の半導体スイッチング素子の制御回路内の前記スイッ
チング素子によって達成される。
グ素子をランプに低周波数の交流電流を供給するのに用
いるだけでなくこの電流を矩形波状にするのにも用いる
という着想に基づいて為したものである。この目的は２
個の半導体スイッチング素子の制御回路内の前記スイッ
チング素子によって達成される。
本発明に従って整流機能を有する関連する半導体スイ
ッチング素子に逆並列に配置された整流器によって点灯
状態中に次の動作が達成される。
ッチング素子に逆並列に配置された整流器によって点灯
状態中に次の動作が達成される。
第１スイッチング素子が非導通状態のとき、ランプ電
流はその方向を維持したまま、導通中の第２スイッチン
グ素子と、第１スイッチング素子に逆並列に配置された
整流器（第１整流器）を交互に経て流れる。ランプ電流
がこの整流器を流れ始めるのは第２スイッチング素子が
非導通状態になるときであり、これはインダクタンスの
作用による。
流はその方向を維持したまま、導通中の第２スイッチン
グ素子と、第１スイッチング素子に逆並列に配置された
整流器（第１整流器）を交互に経て流れる。ランプ電流
がこの整流器を流れ始めるのは第２スイッチング素子が
非導通状態になるときであり、これはインダクタンスの
作用による。
この第２スイッチング素子と第１整流器を交互に経る
ランプ電流の交互の流れは複数回くり返される。
ランプ電流の交互の流れは複数回くり返される。
次に、２個の半導体スイッチング素子の制御回路内の
スイッチング素子は他方の動作状態、即ち第２動作状態
になる。この状態ではランプを流れる電流の向きが逆転
する。実際上、この場合にはランプ電流は導通中の第１
スイッチング素子と、第２スイッチング素子に逆並列に
配置された整流器（第２整流器）を交互に経て流れる。
ランプ電流がこの整流器を経て流れ始めるのは同様にイ
ンダクタンスの作用による。このランプ電流の交互の流
れも複数回くり返えされる。次いで制御回路内のスイッ
チング素子が第１動作状態になる。
スイッチング素子は他方の動作状態、即ち第２動作状態
になる。この状態ではランプを流れる電流の向きが逆転
する。実際上、この場合にはランプ電流は導通中の第１
スイッチング素子と、第２スイッチング素子に逆並列に
配置された整流器（第２整流器）を交互に経て流れる。
ランプ電流がこの整流器を経て流れ始めるのは同様にイ
ンダクタンスの作用による。このランプ電流の交互の流
れも複数回くり返えされる。次いで制御回路内のスイッ
チング素子が第１動作状態になる。
実際にはランプを流れる瞬時電流は各動作状態におい
て導通スイッチング素子を経て流れるとき増大し、次の
期間において逆並列配置の整流器を流れるときに減少す
る。
て導通スイッチング素子を経て流れるとき増大し、次の
期間において逆並列配置の整流器を流れるときに減少す
る。
ランプ電流の近似的に矩形波状の変化は第２動作状態
において第１整流器を経て流れる電流がまだ零にならな
いときに第２半導体スイッチング素子をくり返し導通さ
せると共に第１動作状態において第２整流器を経て流れ
る電流がまだ零にならないときに第１スイッチング素子
をくり返し導通させることにより得られる。これは、例
えば前記コンデンサのキャパシタンスを十分大きく選択
すると共に約40Hz以上の周波数を用いることにより可能
になる（これより低い周波数では前記コンデンサのキャ
パシタンスが大きくなりすぎて実現不可能になる）。
において第１整流器を経て流れる電流がまだ零にならな
いときに第２半導体スイッチング素子をくり返し導通さ
せると共に第１動作状態において第２整流器を経て流れ
る電流がまだ零にならないときに第１スイッチング素子
をくり返し導通させることにより得られる。これは、例
えば前記コンデンサのキャパシタンスを十分大きく選択
すると共に約40Hz以上の周波数を用いることにより可能
になる（これより低い周波数では前記コンデンサのキャ
パシタンスが大きくなりすぎて実現不可能になる）。
ランプ電流の矩形波状交流特性は整流機能を有する２
個の半導体スイッチング素子の制御回路中の前記スイッ
チング素子によって得られる。
個の半導体スイッチング素子の制御回路中の前記スイッ
チング素子によって得られる。
放電ランプ、例えば低圧ナトリウム放電ランプを低周
波数（約40Hz以上）の近似的に矩形波状の電流で附勢す
ること自体は例えばドイツ国特許第1490176号（特に第
２図参照）から既知である。しかし、この既知の給電回
路はランプを分路する抵抗において電力の損失が生ずる
欠点がある。実際上、この損失によりこの既知の回路の
ルーメン／ワット値はかなり小さくなる。
波数（約40Hz以上）の近似的に矩形波状の電流で附勢す
ること自体は例えばドイツ国特許第1490176号（特に第
２図参照）から既知である。しかし、この既知の給電回
路はランプを分路する抵抗において電力の損失が生ずる
欠点がある。実際上、この損失によりこの既知の回路の
ルーメン／ワット値はかなり小さくなる。
DC−ACコンバータの入力端子は別のコンデンサにより
相互接続することができる。また、DC−ACコンバータは
ハーフブリッジ回路として形成することができる。この
場合にはコンバータの入力端子を前記コンデンサと追加
のコンデンサとの直列接続により相互接続し、両コンデ
ンサは略々同一のキャパシタンスにする。そして前記イ
ンダクタンスとランプの直列接続をこのハーフブリッジ
回路の中心枝路とする。
相互接続することができる。また、DC−ACコンバータは
ハーフブリッジ回路として形成することができる。この
場合にはコンバータの入力端子を前記コンデンサと追加
のコンデンサとの直列接続により相互接続し、両コンデ
ンサは略々同一のキャパシタンスにする。そして前記イ
ンダクタンスとランプの直列接続をこのハーフブリッジ
回路の中心枝路とする。
本発明のDC−ACコンバータの好適実施例においては制
御回路の入力端子を前記インダクタンスも含む直列接続
の一部を構成する抵抗に接続する。
御回路の入力端子を前記インダクタンスも含む直列接続
の一部を構成する抵抗に接続する。
この好適実施例の利点は、前記抵抗を測定抵抗として
用いてこの抵抗を流れる瞬時電流及び従って瞬時ランプ
電流が限界値に到達したときに半導体スイッチング素子
をスイッチさせることができる点にある。この場合ラン
プ電流の値を限界値に維持することができる。
用いてこの抵抗を流れる瞬時電流及び従って瞬時ランプ
電流が限界値に到達したときに半導体スイッチング素子
をスイッチさせることができる点にある。この場合ラン
プ電流の値を限界値に維持することができる。
本発明のDC−ACコンバータの他の実施例においては、
前記スイッチング素子は、前記制御回路が２個の半導体
スイッチング素子を交互に導通させる始動状態も有し、
且つランプを別のコンデンサで分路した構成にする。
前記スイッチング素子は、前記制御回路が２個の半導体
スイッチング素子を交互に導通させる始動状態も有し、
且つランプを別のコンデンサで分路した構成にする。
この好適実施例の利点は、始動時にランプに増大した
電圧を与えてこのランプに放電を開始させることが簡単
にできる点にある。これは、上記別のコンデンサと前記
インダクタンスを具える回路にかなりの程度の共振が生
じ得るためである。この増大した電圧はランプを確実に
点弧せしめる。
電圧を与えてこのランプに放電を開始させることが簡単
にできる点にある。これは、上記別のコンデンサと前記
インダクタンスを具える回路にかなりの程度の共振が生
じ得るためである。この増大した電圧はランプを確実に
点弧せしめる。
図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明によるDC−ACコンバータと、このコン
バータの電源回路及びこのコンバータにより点弧され給
電される放電ランプを示すものである。
バータの電源回路及びこのコンバータにより点弧され給
電される放電ランプを示すものである。
第１図において電源回路は220V、50Hzの交流電圧源に
接続される２個の入力端子１及び２を有している。４個
のダイオード（４〜７）を有する整流ブリッジ３がこれ
らの入力端子１及び２に接続される。この整流ブリッジ
３の第１出力端子をコンバータの第１入力端子（Ａ）に
接続し、この整流ブリッジの第２出力端子をコンバータ
の第２入力端子（Ｂ）に接続する。
接続される２個の入力端子１及び２を有している。４個
のダイオード（４〜７）を有する整流ブリッジ３がこれ
らの入力端子１及び２に接続される。この整流ブリッジ
３の第１出力端子をコンバータの第１入力端子（Ａ）に
接続し、この整流ブリッジの第２出力端子をコンバータ
の第２入力端子（Ｂ）に接続する。
次にコンバータについて説明する。入力端子Ａ及びＢ
をコンデンサ８により相互接続する。このコンデンサ８
を２個の略々同一の抵抗９及び10の直列接続により分路
する。
をコンデンサ８により相互接続する。このコンデンサ８
を２個の略々同一の抵抗９及び10の直列接続により分路
する。
端子Ａ及びＢを更に第１半導体スイッチング素子11と
第２半導体スイッチング素子12の直列接続により相互接
続する。これらのスイッチング素子はMOS型トランジス
タとする。
第２半導体スイッチング素子12の直列接続により相互接
続する。これらのスイッチング素子はMOS型トランジス
タとする。
トランジスタ11及び12はトランジスタ11のソース電極
をトランジスタ12のドレイン電極に接続して相互接続す
る。
をトランジスタ12のドレイン電極に接続して相互接続す
る。
第１整流器13をトランジスタ11に並列に配置する。第
２整流器14をトランジスタ12に並列に配置する。
２整流器14をトランジスタ12に並列に配置する。
第２半導体スイッチング素子（トランジスタ12）は測
定抵抗15とコンデンサ16とコンパクト高圧水銀蒸気放電
ランプ17とコイル形態のインダクタンス18とを含む直列
接続とともに回路を構成する。ランプ17は別のコンデン
サ19で分路する。
定抵抗15とコンデンサ16とコンパクト高圧水銀蒸気放電
ランプ17とコイル形態のインダクタンス18とを含む直列
接続とともに回路を構成する。ランプ17は別のコンデン
サ19で分路する。
次にトランジスタ11及び12の制御回路について説明す
る。この回路はその大部分を第１図にブロック図で示し
てある。
る。この回路はその大部分を第１図にブロック図で示し
てある。
抵抗９及び10間の接続点（Ｄ）をヒステリシス比較器
20の第１入力端子に接続する。コンデンサ16とランプ17
との接続点（Ｅ）をこの比較器20の第２入力端子に接続
する。この比較器20の出力端子をスイッチング素子21の
入力端子に接続する。
20の第１入力端子に接続する。コンデンサ16とランプ17
との接続点（Ｅ）をこの比較器20の第２入力端子に接続
する。この比較器20の出力端子をスイッチング素子21の
入力端子に接続する。
更に測定抵抗15の両端をこの測定抵抗両端間の電圧の
絶対値|V15|を決定する補助電圧感知素子22に接続す
る。この電圧はランプ17を流れる電流の絶対値を略々表
わすものになる。
絶対値|V15|を決定する補助電圧感知素子22に接続す
る。この電圧はランプ17を流れる電流の絶対値を略々表
わすものになる。
この補助電圧感知素子22の出力端子をパルス幅変調器
23の入力端子に接続する。この変調器の入力端子24を第
１基準電圧Ｃ（Ref.1）に接続する。
23の入力端子に接続する。この変調器の入力端子24を第
１基準電圧Ｃ（Ref.1）に接続する。
この回路の動作状態中に点Ｄ（抵抗９及び10間）に存
在する電圧を第２基準電圧（Ref.2）と称す。点Ｅ（コ
ンデンサ16及びランプ19間）の電圧を比較器20の他方の
入力端子に供給する。VEは“測定値”である。比較器20
はVEをVD（基準電圧）と比較する。
在する電圧を第２基準電圧（Ref.2）と称す。点Ｅ（コ
ンデンサ16及びランプ19間）の電圧を比較器20の他方の
入力端子に供給する。VEは“測定値”である。比較器20
はVEをVD（基準電圧）と比較する。
25はのこぎり波発振器を示す。この発振器25の入力端
子26をスイッチ27を介して大地に接続する。この発振器
25の出力端子28をパルス幅変調器23の入力端子に接続す
る。
子26をスイッチ27を介して大地に接続する。この発振器
25の出力端子28をパルス幅変調器23の入力端子に接続す
る。
発振器25の入力端子26を変調器23の他の入力端子29に
も接続すると共にスイッチング素子21の他の入力端子30
にも接続する。
も接続すると共にスイッチング素子21の他の入力端子30
にも接続する。
パルス幅変調器23の出力端子31をスイッチング素子21
の入力端子32に接続する。
の入力端子32に接続する。
33はトランジスタ12の制御回路を示し、34はトランジ
スタ11の制御回路を示す。スイッチング素子21の一方の
出力端子を制御回路33の入力端子に接続する。スイッチ
ング素子21の他方の出力端子を制御回路34の入力端子に
接続する。補助回路35を制御回路34とトランジスタ11と
の間に設ける。この補助回路35は電気的に絶縁された巻
線を有する変成器36を具えている。この変成器は両トラ
ンジスタ（11及び12）に対する制御電圧の電気的絶縁を
得るためのものである。逆向きに接続された２個のツェ
ナーダイオード37及び38の直列接続をこの変成器36の二
次巻線の両端間に接続する。この直列接続はトランジス
タ11の制御電極とソース電極との間に高すぎる電圧が加
わるのを阻止するためのものである。
スタ11の制御回路を示す。スイッチング素子21の一方の
出力端子を制御回路33の入力端子に接続する。スイッチ
ング素子21の他方の出力端子を制御回路34の入力端子に
接続する。補助回路35を制御回路34とトランジスタ11と
の間に設ける。この補助回路35は電気的に絶縁された巻
線を有する変成器36を具えている。この変成器は両トラ
ンジスタ（11及び12）に対する制御電圧の電気的絶縁を
得るためのものである。逆向きに接続された２個のツェ
ナーダイオード37及び38の直列接続をこの変成器36の二
次巻線の両端間に接続する。この直列接続はトランジス
タ11の制御電極とソース電極との間に高すぎる電圧が加
わるのを阻止するためのものである。
上述の回路は次のように動作する。一方の動作状態
（いわゆる第２動作状態）においてはトランジスタ12が
ターンオフされる。その間トランジスタ11は複数回に亘
ってターンオン及びターンオフされる。このトランジス
タ11がターンオンしている期間中、電流がダイオードブ
リッジ３により充電されているコンデンサ８からトラン
ジスタ11、コイル18、ランプ17、コンデンサ16及び測定
抵抗15を経てコンデンサ８の他方の電極に流れる。トラ
ンジスタ11がターンオフしている期間中、直列接続18,1
7,16,15を流れる電流はその方向を維持する。しかし、
このときこの電流は整流器14も流れる。これはコイル18
の作用による。
（いわゆる第２動作状態）においてはトランジスタ12が
ターンオフされる。その間トランジスタ11は複数回に亘
ってターンオン及びターンオフされる。このトランジス
タ11がターンオンしている期間中、電流がダイオードブ
リッジ３により充電されているコンデンサ８からトラン
ジスタ11、コイル18、ランプ17、コンデンサ16及び測定
抵抗15を経てコンデンサ８の他方の電極に流れる。トラ
ンジスタ11がターンオフしている期間中、直列接続18,1
7,16,15を流れる電流はその方向を維持する。しかし、
このときこの電流は整流器14も流れる。これはコイル18
の作用による。
上述の電流はコンデンサ16を充電する。
他方の動作状態（いわゆる第１動作状態）においては
トランジスタ11がターンオフされる。その間トランジス
タ12が複数回ターンオン及びターンオフされる。トラン
ジスタ12がターンオンしている期間中、コンデンサ16が
ランプ17、コイル18、トランジスタ12及び測定抵抗15を
経て放電される。このときランプ17を流れる電流は反対
方向になる。
トランジスタ11がターンオフされる。その間トランジス
タ12が複数回ターンオン及びターンオフされる。トラン
ジスタ12がターンオンしている期間中、コンデンサ16が
ランプ17、コイル18、トランジスタ12及び測定抵抗15を
経て放電される。このときランプ17を流れる電流は反対
方向になる。
トランジスタ12がターンオフしている期間中コンデン
サ16の放電は持続する。これはランプ17、コイル18、整
流器13及び測定抵抗15を経て行われる。
サ16の放電は持続する。これはランプ17、コイル18、整
流器13及び測定抵抗15を経て行われる。
トランジスタ11及び12の制御回路内のスイッチング素
子21によって他方の動作状態への規則正しい切換えが行
われる。これによりランプ17に交流電流が流れることに
なる。瞬時ランプ電流は動作状態中所定のレベルに維持
されるため、ランプ電流は少なくとも近似的に矩形波に
なる。
子21によって他方の動作状態への規則正しい切換えが行
われる。これによりランプ17に交流電流が流れることに
なる。瞬時ランプ電流は動作状態中所定のレベルに維持
されるため、ランプ電流は少なくとも近似的に矩形波に
なる。
スイッチング素子21はいくつかの入力信号を受信す
る。第１に、比較器20の出力端子から供給されるVE−VD
の変化はコンデンサ16を充電すべきか放電すべきかを決
定する。このこととは、スイッチング素子21は第２動作
状態を実現すべきか第１動作状態を実現すべきかについ
ての情報を比較器20から受信することを意味する。
る。第１に、比較器20の出力端子から供給されるVE−VD
の変化はコンデンサ16を充電すべきか放電すべきかを決
定する。このこととは、スイッチング素子21は第２動作
状態を実現すべきか第１動作状態を実現すべきかについ
ての情報を比較器20から受信することを意味する。
回路素子22,23及び25は関連するトランジスタ（11又
は12）の導通期間及び非導通期間の所要の比に関する情
報を供給する。これにより瞬時ランプ電流を所定の最大
値に維持することができる。
は12）の導通期間及び非導通期間の所要の比に関する情
報を供給する。これにより瞬時ランプ電流を所定の最大
値に維持することができる。
これを実現するために、発振器25はスイッチ27が開の
ときに周波数f1の信号をパルス幅変調器23に供給する。
更に補助電圧感知素子22の出力端子の電圧が入力端子24
の基準電圧Ref.1と比較される。これにより信号f1がラ
ンプ電流の所定の最大瞬時値を維持するパルス幅で端子
31及び32に供給される。
ときに周波数f1の信号をパルス幅変調器23に供給する。
更に補助電圧感知素子22の出力端子の電圧が入力端子24
の基準電圧Ref.1と比較される。これにより信号f1がラ
ンプ電流の所定の最大瞬時値を維持するパルス幅で端子
31及び32に供給される。
上述したように、ランプを流れる電流は比較器20の動
作によりその方向を逆転する。そしてこのランプ電流は
点灯状態中素子22,23及び25により安定化される。
作によりその方向を逆転する。そしてこのランプ電流は
点灯状態中素子22,23及び25により安定化される。
第２図は上述の瞬時ランプ電流ｉを時間ｔに沿ってプ
ロットしたものである。
ロットしたものである。
点灯状態前のランプ17の始動時にはスイッチ27が閉じ
られる。このとき発振器25は周波数f2の信号を発生す
る。この信号は対称パルス、即ち50％のパルス幅を持つ
パルスとしてスイッチング素子21に供給される。その結
果、この始動状態ではトランジスタ11及び12が等しい長
さの期間に亘って交互にターンオンされる。周波数f2は
コンデンサ19とコイル18の共振周波数に近い値に選択す
る。この結果、始動時にランプ17の両端間にかなり高い
電圧が発生し、このときこのランプ17が容易に点弧す
る。
られる。このとき発振器25は周波数f2の信号を発生す
る。この信号は対称パルス、即ち50％のパルス幅を持つ
パルスとしてスイッチング素子21に供給される。その結
果、この始動状態ではトランジスタ11及び12が等しい長
さの期間に亘って交互にターンオンされる。周波数f2は
コンデンサ19とコイル18の共振周波数に近い値に選択す
る。この結果、始動時にランプ17の両端間にかなり高い
電圧が発生し、このときこのランプ17が容易に点弧す
る。
実施例ではスイッチング素子21は多数の標準論理回路
（例えばフィリップスデータハンドブックIC04,1986に
記載されているCMOS HE 4000B）で構成する。
（例えばフィリップスデータハンドブックIC04,1986に
記載されているCMOS HE 4000B）で構成する。
制御回路33及び34は略々同一であり、同じく前記ハン
ドブックに記載されているタイプのものとする。素子2
0,22,23,25,21,33,34は集積回路として形成することが
できる。
ドブックに記載されているタイプのものとする。素子2
0,22,23,25,21,33,34は集積回路として形成することが
できる。
この場合： コンデンサ８は約100μＦ コンデンサ16は約 47μＦ コンデンサ19は約 27μＦ 及びコイル18は約 15mH の値を有するものとする。
動作周波数f2は約8kHzにする。
動作周波数f1は約80kHzにする。
この場合、前記ヒステリシスのためにランプ電流の矩
形波電流周波数は約100Hz、即ち40Hzより高い周波数に
なる。
形波電流周波数は約100Hz、即ち40Hzより高い周波数に
なる。
他の実施例では整流機能を有する半導体スイッチング
素子に対する制御信号がこのスイッチング素子と並列に
配置された整流器を経てまだ電流が流れている瞬時に何
の影響も与えないようにすることができる。
素子に対する制御信号がこのスイッチング素子と並列に
配置された整流器を経てまだ電流が流れている瞬時に何
の影響も与えないようにすることができる。
上述の回路の利点は動作状態中にランプ17の電流を流
すスイッチング素子がスイッチング素子11及び12以外に
存在しない点にある。
すスイッチング素子がスイッチング素子11及び12以外に
存在しない点にある。
点Ａ及びＢ間の直流電圧は車輌、例えば自動車の電池
から給電される補助装置により供給されるものとするこ
ともできる。
から給電される補助装置により供給されるものとするこ
ともできる。
第１図は本発明による放電ランプ用DC−ACコンバータの
一実施例とこのコンバータの電源回路を示す回路図、 第２図はランプを流れる瞬時電流を時間に沿ってプロッ
トして示すグラフである。 1,2……交流電源端子、３……整流ブリッジ A,B……DC−ACコンバータの入力端子 ８……コンデンサ、9,10……抵抗 11,12……半導体スイッチング素子 13,14……整流器、15……測定抵抗 16……コンデンサ、17……放電ランプ 18……インダクタンス（コイル） 19……分路コンデンサ、20……ヒステリシス比較器 21……スイッチング回路、22……補助電圧感知素子 23……パルス幅変調器、25……のこぎり波発振器 27……スイッチ、33,34……制御回路
一実施例とこのコンバータの電源回路を示す回路図、 第２図はランプを流れる瞬時電流を時間に沿ってプロッ
トして示すグラフである。 1,2……交流電源端子、３……整流ブリッジ A,B……DC−ACコンバータの入力端子 ８……コンデンサ、9,10……抵抗 11,12……半導体スイッチング素子 13,14……整流器、15……測定抵抗 16……コンデンサ、17……放電ランプ 18……インダクタンス（コイル） 19……分路コンデンサ、20……ヒステリシス比較器 21……スイッチング回路、22……補助電圧感知素子 23……パルス幅変調器、25……のこぎり波発振器 27……スイッチ、33,34……制御回路
フロントページの続き (72)発明者 ヘンリ・アルノード・イフナチウス・メ ライ オランダ国5621 ベーアー アインドー フェン フルーネバウツウェッハ１ (56)参考文献 特開 昭62−26796（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−26795（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−179097（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−179098（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−26792（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−104591（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−34889（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−60996（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24
Claims (2)
- 【請求項１】気体及び／又は蒸気放電ランプを給電する
DC−ACコンバータ回路であって、制御回路が設けられた
２個の半導体スイッチング素子の直列接続により相互接
続された２個の入力端子を有し、一方の半導体スイッチ
ング素子は動作状態中少なくともコンデンサと放電ラン
プとインダクタンスを含む直列接続とともに回路を構成
し、このコンバータ回路には更に２個の整流器が設けら
れ、動作状態中ランプに時間とともに少なくとも近似的
に矩形波形に変化する交流電流を流すDC−ACコンバータ
回路において、前記整流器の一方を第１半導体スイッチ
ング素子に並列に接続すると共に他方の整流器を第２半
導体スイッチング素子に並列に接続し、これら整流器の
陰極は関連する半導体スイッチング素子の、動作中に最
高電圧を有する電極に接続し、且つ前記制御回路は２つ
の動作状態を有するスイッチング素子を具え、第１の動
作状態では第１半導体スイッチング素子が非導通状態の
ときに第２半導体スイッチング素子を２回以上導通及び
非導通にさせ、第２の動作状態では第２半導体スイッチ
ング素子が非導通状態のときに第１半導体スイッチング
素子を２回以上導通及び非導通にさせるよう構成され、
且つ前記スイッチング素子は前記制御回路が前記２個の
半導体スイッチング素子を交互に導通させる始動状態も
有し、且つランプを別のコンデンサで分路してあること
を特徴とする放電ランプ給電用DC−ACコンバータ回路。 - 【請求項２】前記制御回路は抵抗に接続してあり、この
抵抗は前記インダクタンスも含む前記直列接続の一部を
構成するように配置してあることを特徴とする特許請求
の範囲１記載のDC−ACコンバータ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8700405 | 1987-02-18 | ||
| NL8700405 | 1987-02-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63205097A JPS63205097A (ja) | 1988-08-24 |
| JP3020239B2 true JP3020239B2 (ja) | 2000-03-15 |
Family
ID=19849595
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63031970A Expired - Lifetime JP3020239B2 (ja) | 1987-02-18 | 1988-02-16 | 放電ランプ給電用ｄｃ−ａｃコンバータ回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4887007A (ja) |
| EP (1) | EP0279489B1 (ja) |
| JP (1) | JP3020239B2 (ja) |
| AT (1) | ATE79502T1 (ja) |
| DE (1) | DE3873556T2 (ja) |
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| US7589480B2 (en) | 2006-05-26 | 2009-09-15 | Greenwood Soar Ip Ltd. | High intensity discharge lamp ballast |
| CN101984613B (zh) * | 2010-11-30 | 2013-06-05 | 中国工程物理研究院电子工程研究所 | 一种低速率bpsk突发信号码速率估计方法 |
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| US4698554A (en) * | 1983-01-03 | 1987-10-06 | North American Philips Corporation | Variable frequency current control device for discharge lamps |
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-
1988
- 1988-02-03 US US07/151,769 patent/US4887007A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-12 AT AT88200257T patent/ATE79502T1/de not_active IP Right Cessation
- 1988-02-12 DE DE8888200257T patent/DE3873556T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-12 EP EP88200257A patent/EP0279489B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-02-16 JP JP63031970A patent/JP3020239B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| ATE79502T1 (de) | 1992-08-15 |
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| EP0279489A1 (en) | 1988-08-24 |
| DE3873556T2 (de) | 1993-03-11 |
| US4887007A (en) | 1989-12-12 |
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