DE102006022845A1

DE102006022845A1 - Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter

Info

Publication number: DE102006022845A1
Application number: DE102006022845A
Authority: DE
Inventors: Matthias Radecker; Fabio Bisogno; Michael Herfurth
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Infineon Technologies AG
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV; Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-05-23
Filing date: 2006-05-16
Publication date: 2006-12-14
Anticipated expiration: 2026-05-17
Also published as: US7746671B2; US20100135049A1; DE102006022845B4; US20060285366A1; US7969754B2

Abstract

Eine Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung, wobei die Schaltereinheit ausgelegt ist, um eine eingangsseitige Anregung einer resonanten Transformatoranordnung zu bewirken, umfasst einen Eingang zum Empfangen eines Hilfssignals von der resonanten Transformatoranordnung. Das Hilfssignal weist eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der Transformatoranordnung auf. Ferner umfasst die Ansteuerschaltung einen Phasendetektor, der ausgelegt ist, um Referenzkreuzungszeitpunkte zu erkennen, an denen das Hilfssignal einen vorgegebenen Referenzwert kreuzt, einen Treiber, der steuerbar ist, um die Schaltereinheit zu schalten, und eine Synchronisationseinrichtung, die ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren, um ein Einschalten der Schaltereinheit innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls um einen Nulldurchgang einer Spannung über die Schaltereinheit oder eines Stromes durch die Schaltereinheit herum zu erreichen. Die Synchronisationseinrichtung ist ferner ausgelegt, um von dem Phasendetektor eine Information über die Referenzkreuzungszeitpunkte zu empfangen und um mit einer festen Phasenverzögerung zu den Referenzkreuzungszeitpunkten ein Einschaltsignal an den Treiber zu liefern, um Einschaltzeitpunkte zu definieren, zu denen der Treiber die Schaltereinheit einschalten soll. ...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf eine Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung sowie auf einen Resonanzkonverter, im Speziellen auf einen geregelten Resonanzkonverter.
In einer Vielzahl von Anwendungen ist es erforderlich, eine Ausgangsspannung oder einen Ausgangsstrom aufgrund einer eingangsseitigen Energiequelle zu erzeugen, wobei typischerweise eine Regelung der Ausgangsspannung, des Ausgangsstroms oder der Ausgangsleistung erforderlich ist.
Heute gängige Lösungen zum Betreiben von geregelten Netzteilen sind Sperrwandler mit galvanischer Trennung. Von Nachteil ist die dabei auftretende hohe Verlustleistung der konventionellen Transformatoren, und die für kleine Leistungen bis ca. 100 Watt, aber insbesondere bis 10 Watt störend wirkende Bauhöhe konventioneller elektromagnetischer Trafos von etlichen Millimetern. Abhilfe dieser Nachteile kann man durch Einsatz von kostenaufwendigeren Planar-Transformatoren oder integrierten Magnetbauelementen (sogenannten „Integrated Magnetics") schaffen, durch die man die Bauhöhe derartiger Stromversorgungen zwar reduziert, den Wirkungsgrad, insbesondere bei sehr kleinen Leistungen bis 10 Watt jedoch weniger beeinflussen kann. Von Vorteil ist bei gebräuchlichen Sperrwandlerlösungen jedoch, dass sich eine auf ca. 10% genaue Ausgangsspannungsregelung durch eine sogenannte Primärstromregelung bereits erreichen lässt, indem nur der Schalterstrom (Primärstrom) beobachtet und zur Regelung der Ausgangsspannung bzw. des Ausgangsstromes herangezogen wird. Für Details wird auf die DE 10143016A1 verwiesen.
Eine Abhilfe mit dem Ziel der Reduzierung der Bauhöhe und der Verbesserung des Wirkungsgrades kann ein Resonanzkonverter unter Verwendung eines Piezo-Transformators schaffen. Dieser besitzt bei richtiger Dimensionierung einen hohen Wirkungsgrad von 97% bis 99% und lässt sich auf eine Bauhöhe von 1 bis 5 mm im gesamten Leistungsbereich bis 100 Watt limitieren, während konventionelle Transformatoren eine Bauhöhe etwa zwischen 7 mm und 15 mm in diesem Leistungsbereich aufweisen. Integrierte Magnetbauelemente können eine kleinere Bauhöhe, beispielsweise etwa zwischen 3 mm und 10 mm, erreichen, jedoch ist der Wirkungsgrad der magnetischen Transformatoren meist nicht über 90% für Leistungen unter 10 Watt. Außerdem ist der technologische Grundaufwand zum Aufbau integrierter Magnetbauelemente im Leistungsbereich unter etwa 50 Watt deutlich zu hoch, vergleichsweise zu einer diskret aufgebauten Schaltung.
Die mechanischen Abmessungen der Montagefläche des Piezo-Trafos (PT) sind frequenzabhängig und lassen sich auf Werte zwischen 10 mm und 40 mm im genannten Leistungsbereich reduzieren, wenn ein zweckmäßiger Frequenzbereich für solche Anwendungen gewählt wird (z.B. 25 bis 500 kHz).
Wird eine Halbbrückentopologie, oder eine Push-Pull-Topologie für einen solchen Resonanzkonverter verwendet, so ist eine Regelung der Ausgangsspannung meist nur durch eine Rückführung der Spannung über einen galvanisch trennenden Optokoppler, oder durch ein anderes galvanisch trennendes Bauelement möglich, wenn ein primär wirkender Resonanzkreis mit Oszillationen zwischen eingangsseitiger magnetischer Drossel und der Eingangskapazität des Piezo-Transformators (PT) verwendet wird.
Bisher sind verschiedene Lösungen bekannt, bei welchen eine Phasenverschiebung zwischen einer Lastgröße (Laststrom) und einer Spannungsgröße der Schaltereinheit in Resonanzkonver tern zur Regelung der Ausgangsspannung, der Ausgangsleistung, oder des Ausgangsstromes genutzt werden.
In der US 6,002,214 wird vorgeschlagen, die Spannung über einer Schaltereinheit, beispielsweise in einem resonanten Halbbrücken- oder Brückenkonverter, zu erfassen, und die Phasenlage des Ein- oder Ausschaltens dieser Spannung mit der Phasenlage des Lastwechselstromes zu vergleichen. Aus einem Vergleich eines Nulldurchgangs des Laststromes, entweder durch einen Sense-Widerstand in der Schaltereinheit oder in dem Lastkreis detektiert, und dem Schaltsignal der Schalterspannung (Schalter schließen oder öffnen) wird eine Phasendifferenz ermittelt. Die Phasendifferenz wird mit einer Sollphase verglichen und über einen Regler an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zurückgeführt, der die Schaltereinheit steuert. Ein solcher Lastkreis kann mit niedriger oder hoher Güte arbeiten, so dass die Phasendifferenz ein Abbild der an die Last gelieferten Leistung ist.
Meist wird die Regelung aber bei niedriger Lastkreisgüte verwendet, so dass der Lastkreis nicht in jedem Falle eine sinusförmige Stromquelle darstellt, sondern auch eine andere periodische Wechselquelle darstellen kann. Ein Nachteil dieser Ausführung ist jedoch, dass sich zwar die Leistung an einer mit Wechselstrom gespeisten Last über diese Phasenverschiebung bzw. Phasendifferenz regeln lässt, dass dabei aber die Lastkreiselemente L und C relativ genau bekannt sein müssen, damit eine bestimmte Leistung eingestellt werden kann. Ist hingegen der Wert von L nicht bekannt, so kann man die Leistung nicht exakt einstellen.
Gemäß der DE 696 04 896 T2 wird die Phasenlage der Ausgangsspannung eines Piezo-Transformators (piezoelektrischer Wandler) mit der Phasenlage seiner Eingangsspannung verglichen, um einen vorbestimmten Wert der Phasenlage einzustellen (einzuregeln), welcher eine optimale Effizienz des Wandlers (Leuchtstärke einer Kaltkathodenröhre) und eine konstante Ausgangsleistung (Leuchtstärke) des Wandlers zugleich garantiert, welche unabhängig von Eingangsspannungsschwankungen aufrecht erhalten wird. Dabei ist aber der Eingangsspannungsbereich eingeschränkt, und das Transformationsverhältnis des Wandlers bewirkt eine Auftransformation. Es muss deshalb außer dem Phasensignal zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung noch der Ausgangsstrom detektiert werden, um die Ausgangsleistung der angeschlossenen Last (Kaltkathodenröhre) konstant zu halten. Somit sind zwei Rückkoppelkreise erforderlich, welche auch keine galvanische Trennung zwischen Eingang und Ausgang bewerkstelligen.
Gemäß der US 6,013,969 wird wiederum ein Wechsel-Laststrom erfasst und dessen Phasenlage mit der an der Schaltereinheit anliegenden Spannung verglichen, um über einen Regler (Integrator) einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zur Steuerung der Schaltereinheit (Treiberschaltung) in einem geschlossenen Regelkreis zu betreiben. Dabei wird ein eingangseitiger Boost-Konverter verwendet, welcher eine Spannungsanpassung zum Eingang hin bewirkt, so dass die Ausgangsleistung konstant gehalten wird, bzw. dass unterschiedliche Lasten in einem weiten Bereich von Lastwiderstand und Eingangsspannung betrieben werden können. Dabei wird jedoch neben einem Phasendetektor, der die Phase zwischen einer Schalterspannung und einem Laststrom vergleicht, auch ein Gleichrichterkreis verwendet, welcher die Anzapfung der Last (Sensewiderstand) ohmsch belastet, und somit das Signal des Lastkreises verfälschen würde, wenn man dieses Phasensignal aus dem Piezo-Trafo selbst auskoppeln wollte. Dadurch kann man keine galvanische Trennung zwischen Last und Eingang erreichen, ohne einen zusätzlichen Optokoppler oder einen anderen galvanisch trennenden Koppelkreis zu verwenden, was in der in der genannten Schrift ausgeführten Anwendung auch nicht erforderlich ist.
Ganz ähnlich bildet gemäß der US 6,348,755 B1 ein Phasenvergleich zwischen einem Eingangsspannungsverlauf eines PT und dem Eingangsstromverlauf (gegebenenfalls unter Verwendung einer Lastkompensationsschaltung zur Korrektur des Phasenverlaufs des Eingangsstromes des PT durch den Laststrom am Ausgang des PT in der Last) das Signal zum Treiben eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) über einen Tiefpassfilter (Low-Pass-Filter). Der Ausgangslaststrom wird weiterhin detektiert, um eine Burst-Mode-Pulsbreitenmodulation (Burst-Mode-PWM) zu erzeugen, welche diesen Strom konstant hält. Die Regelung der Oszillatorfrequenz über den Phasenvergleich dient zum optimalen Treiben des PT bei hoher Effizient. Dabei wird die Phasenlage zwischen Eingangsspannung und Eingangsstrom des PT immer auf ein Maximum geregelt. Die Pulsbreitenmodulation (PWM) hat eine niedrigere Frequenz, und schaltet den VCO entweder an den Ausgang durch, oder sie schaltet ihn ab, um somit den Ausgangsstrom im Mittel konstant zu halten.
In einer weiteren Lösung gemäß der US 6,144,139 wird eine Phasendifferenz zwischen einem Zielsignal (z.B. einem Signal eines kapazitiven Stromes als phasenbezogene Eingangsspannungsabbildung) und dem Strom am Eingang des PT zum Treiben eines VCO genutzt, wobei anschließend das Tastverhältnis (der Duty-Cycle) des Signals über die Auswertung der Ausgangsspannung über einen Fehlerkomparator erzeugt wird. Der VCO wird also generell aus einer Phasendifferenz zwischen Eingangsspannung und Eingangsstrom oder zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom getrieben. Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom werden hingegen genutzt, um den zugehörigen Duty-Cycle der Treiber-Schaltung einzustellen. Damit wird aber ein Strom aus dem übertragenden Netzwerk des PT nicht in die Regelung einbezogen, so dass eine galvanische Trennung dieser Schaltung ohne galvanisch trennende Rückkoppelelemente nicht möglich ist, weil immer eine Ausgangsgröße zur Regelung (Frequenz und Duty-Cycle) benötigt wird. Eine galvanische Trennung ist in der genannten Lösung auch nicht vorgesehen. Bezüglich der galvanischen Trennung gilt das Gleiche wie für die Lösung nach US 6,348,755 B1 .
Eine ähnliche Lösung ist in der EP 0 782 374 gezeigt, wobei eine Phasendifferenz zwischen Eingangsspannung und Ausgangsspannung zur Ansteuerung eines VCO dient, und wobei der Ausgangsstrom den Duty-Cycle über eine Pulsweitenerzeugung einstellt. Diese Schaltung ist ebenso nicht für galvanische Trennung ohne rückkoppelnde Elemente vom Ausgang zum Eingang geeignet.
In einer anderen Lösung, wie sie in der US 6,239,558 B1 gezeigt ist, wird eine Wechsel-Ausgangsspannung an der Last oder ein Strom durch die Last erfasst, und das erfasste Signal wird gleichgerichtet, um einen Regler über den Vergleich mit einem Referenzsignal zu betreiben.
Eine andere Ausführung des Standes der Technik verwendet die Erfassung des Laststromes des Lastnetzwerks, und vergleicht dessen Phasenlage mit dem an der Schaltereinheit anliegenden Schaltsignal, beispielsweise mit der Phasenlage des Ausschaltzeitpunktes (Yan Yin; Zane: „Digital Controller design for electronic ballasts with phase control", PESC 2004, Vol. 3, pp 1855ff, 20–25 June 2004, Aachen, proceedings).
Weiterhin gibt es Lösungen zur Erfassung der Spannung an der Last und/oder des Stromes durch die Last, wobei aus einem dieser Signale eine Phasendifferenz zum Spannungssignal am Wandlereingang gebildet wird, um so die Leistung, die Spannung oder den Strom an der Last zu steuern oder zu regeln. Gemäß der US 5,866,968 ist ein der Wechsel-Ausgangsspannung proportionales Signal zurückgekoppelt und wird mit der Phase des Schaltsignals eines treibenden VCO verglichen. Dabei wird auch optional ein gleichgerichtetes Signal proportional zur Ausgangsspannung erfasst und zur Regelung der Ausgangsspannung oder Leistung zusätzlich zu dem rückgekoppelten Phasensignal verwendet.
All diesen Ausführungen ist gemeinsam, dass lediglich ein Strom oder eine Spannung des Lastnetzwerks mit einer an der Schaltereinheit beobachtbaren Spannungsgröße oder Einschalt- bzw. Ausschaltgröße der Schaltereinheit verglichen wird.
Somit ist durch bisherige Lösungen eine Phasenverschiebung zwischen einer Größe der Schaltereinheit und einer Größe des Laststromes im Lastnetzwerk als Basis einer Regelung der Last verwendet worden. Diese Ausführung bringt allerdings wesentliche Nachteile mit sich. Zum einen macht bei einem Last-Resonanzkreis mit niedriger Güte im Normallastbetrieb eine Verzerrung des ohmschen Laststromes durch eine dynamisch nichtlineare Last (zum Beispiel CCFL-, FL-, HID-Lampen) gegenüber dem parallelen kapazitiven Strom (zum Beispiel eines Heizkreiskondensators) eine solche Regelung über eine derartige Phasenverschiebung zu ungenau, so dass stattdessen oft eine andere Lösung nach US 6,002,214 gewählt wurde. Bei lichttechnischen Anwendungen (Leuchtstofflampen) ist meist keine galvanische Trennung zwischen Last und Quelle erforderlich, so dass eine Rückkopplung nicht über einen isolierenden Transformator erfolgen muss. Außerdem wäre US 6,002,214 auch mit einem galvanisch trennenden Transformator zur Last hin anwendbar, da es sich um eine Wechselstromlast handelt, und da eine symmetrische Halbbrückenschaltung die Schaltereinheit bildet. Für Gleichstromlasten, die nach einer Gleichrichterbrücke mit einem Pufferkondensator geschaltet sind, könnte diese Schaltung nicht mehr auf dynamische Änderungen an der Last so reagieren, dass durch die ermittelte Phasenlage bekannt ist, ob nur ein dynamischer Ladestrom zum Laden der Pufferkapazität über den Gleichrichter fließt, oder ob die Last dauerhaft größer geworden ist. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung dynamisch nicht so gut regelbar.
Ferner beschreibt der eingereichte Beitrag für die IEEE Transactions on Power Electronics vom 7. Sept. 2004 mit dem Titel „Digital Controller Design for Electronic Ballast with Phase Control" eine transformatorische Erfassung des Laststromes. Es wird vorgeschlagen, den Nulldurchgang dieses Laststromes mit dem Nulldurchgang nur des Wirkstromes in der Last bezüglich deren Phasenverschiebung zu vergleichen, und durch eine konstante so erfasste Phasendifferenz somit eine konstante Leistung an der Last einstellen. Nachteilig ist aber dabei, dass man den Laststrom aus einem zusätzlichen transformatorisch wirkenden Bauelement, das nicht im Lastkreis bereits enthalten ist, erzeugen muss.
Gemäß der US 5,866,968 wird zudem ein aus der Ausgangsspannung direkt erfasstes Signal ggf. gleichgerichtet, wodurch eine Leistungs-Belastung des Ausgangs auftritt. Diese ist nur bei aufwärtstransformierenden Anwendungen akzeptabel, um entsprechende Verluste in Grenzen zu halten. Bei abwärtstransformierenden Anwendungen ist hingegen eine Belastung des Hilfsausgangs durch eine ohmsche Last oder eine Gleichrichtung problematisch, da man den Spannungspegel entsprechend klein halten müsste, um eine verlustarme Anzapfung zu realisieren. Damit ist jedoch der Signal-Rauschabstand zu klein, um das Hilfssignal zuverlässig auswerten zu können. Weiterhin wird aber das aus einer Hilfsanzapfung eines Piezo-Transformators ausgekoppelte Phasensignal lediglich mit einem Phasensignal der Treiberschaltung (Einschaltmoment oder Ausschaltmoment) verglichen, um eine Phasenregelung zu bewerkstelligen. Dabei wird in der US 5,866,968 eine angepasste Phasendrehung über beispielsweise ein RC-Netzwerk verwendet, um die Frequenz des Oszillators der Treiberschaltung eines Piezo-Konverters an die Frequenz des Piezo-Trafos über eine Phasenbindung zu koppeln. Gleichzeitig wird aber die Einschaltzeit fest eingestellt (auf ca. 40%), um hiermit ein Nullspannungsschalten (zero-voltage-switching, ZVS) über einen genügend großen Lastbereich zu erreichen. Wird hingegen auch die Eingangsspannung in weiten Grenzen geändert, so bietet die genannte Veröffentlichung keine befriedigende Lösung an. Zwar wird eine PLL-Funktion verwendet, doch ist in der vorgestellten Lösung der Einschaltpunkt suboptimal, wenn zu einer Laständerung im Weitbereich eine große Eingangsspannungsänderung hinzukommt. Weiterhin kann über das so erzeugte Phasensignal des Ausgangs oder Hilfsausgangs nicht erkannt werden, ob ein Nullspannungsschalten (ZVS) noch möglich ist, oder ob, beispielsweise bei kleiner Last und großer Eingangsspannung, die relative Einschaltzeit gegen null geht, so dass kein durchgängiger Betrieb mehr möglich ist, und auf Burst-Mode umgeschaltet werden müsste.
Es ist weiterhin wünschenswert, das der Ausgangsspannung proportionale oder das mit dieser in einer festen mathematischen Beziehung stehende Phasensignal einer Hilfsanzapfung nicht nur in einer PLL-Schleife für eine Wechselstromlast zu verwenden, um einen etwa konstanten Ausgangsstrom oder eine konstante Leistung einzustellen, sondern auch an Gleichstromlasten, welche durch einen Gleichrichter am Ausgang eines Piezo-Transformators betrieben werden, eine von der Eingangsspannung unabhängige Aussage über die Größe der Last durch Auswertung eines geeigneten Phasenwinkels zu erhalten.
Wenn man, wie in der US 5,866,968 gezeigt, jedoch den Schaltmoment der Schaltereinheit des Konverters mit der Phasenlage des Ausgangssignals (zum Beispiel der Ausgangsspannung) vergleicht, so erhält man ein von der Eingangsspannung abhängiges, auf maximal übertragbare Leistung und optimalen Wirkungsgrad des Piezo-Trafos eingestelltes Übertragungsverhalten. In vielen Fällen ist aber ein Übertragungsverhalten beispielsweise im überresonanten Frequenzbereich gewünscht, welches zwar einen geringfügig kleineren Wirkungsgrad bedeutet, jedoch keine erhöhten Verluste mit sich bringt, und somit ein Ausregeln der Ausgangsspannung durch Frequenzänderung möglich macht, ohne bei kleineren Lasten als der Nennlast des Piezo-Trafos eine Burst-Mode-Steuerung zu benötigen, welche zusätzliche Anschwing-Verluste und eine größere Pufferkapazität am Ausgang bedeutet.
Weiterhin ist eine Methode der eingangsspannungsunabhängigen Lasterfassung nur anwendbar, wenn man den Laststrom in der Schaltereinheit bezüglich seiner Phasenlage eindeutig in seiner Relation zur Phasenlage des jeweils ohmschen und reaktiven Anteils der Ströme und/oder Spannungen an der Last erfassen kann, so dass eingangsseitig, oder lastnetzwerkseitig, überlagerte Ströme den beispielsweise in der Schaltereinheit eines Konverters erfassten Nulldurchgang des Laststromes nicht verfälschen, bzw. dass diese Verfälschung eindeutig bestimmbar und korrigierbar wird.
In einer Halbbrückenschaltung ist eine eingangsseitige Verfälschung der Laststromerfassung nach seiner Phasenlage immer dann unmöglich, wenn wenigstens einer der Schalter eine parallele Kapazität besitzt, welche im Einschaltintervall kurzgeschlossen ist, und wenn der Laststrom im Falle des Einschaltens eines solchen Schalters ausschließlich durch diesen Schalter fließt, und nicht durch weitere im Lastkreis eingefügte parallele oder serielle reaktive Elemente, welche sonst einen Teil des Laststromes parallel zum Schalter abführen würden. Sollten solche reaktiven Elemente jedoch vorhanden sein, ist eine Korrektur der Phasenlage des in wenigstens einem Schalter erfassten Laststromes erforderlich, so dass man auf die resultierende Phasenlage des Laststromes schließen kann, welche im Schalter nur teilweise richtig erfasst wird.
Hierfür gibt es bislang keine prinzipiellen technischen Lösungen und Vorschläge, die es erlauben, verschiedene Topologien eines Lastresonanzkonverters mit ein und demselben Steuerprinzip zu betreiben.
Weiterhin ist eine systematische Erfassung von weiteren Resonanznetzwerken eines Resonanzkonverters durch eine Ansteuerschaltung, zusätzlich zum Lastresonanznetzwerk eine bisher ungelöste Aufgabe, was deren Einfluss auf das Regelungs- und Steuerungsverhalten darstellt, wenn zum Beispiel eine Phasendifferenz als Regel- oder Steuergröße ausgewertet werden soll. Weiterhin ist es bisher technisch nicht sinnvoll gelöst, einen Lastkreis gleichzeitig zur Versorgung der Ansteuerschaltung zu verwenden, wenn keine zusätzlichen Hilfsanzapfungen zur Bereitstellung der Steuerleistung vorgesehen werden sollen und gleichzeitig der Laststrom durch eine solche Hilfsstromversorgung bezüglich seiner Erfassung nach Amplitude und Phasenlage nicht verfälscht werden soll.
Weiterhin ist es bisher technisch nicht gelöst, eine der Ausgangsspannung proportionale Größe unabhängig davon, ob die Ausgangsspannung eine reine Wechselspannung, oder eine über eine Gleichrichterschaltung zur Last hin wirkende trapezoide oder Rechteck-Wechselspannung, deren Amplitude mit der Lastgleichspannung korrespondiert, ist, so galvanisch von Ausgang getrennt zu erfassen, dass sie gleichzeitig weder mit einem Potential der Ausgangsspannung noch mit einem Potential der Eingangsspannung elektrisch verbunden ist, sondern auf einem beliebigen elektrischen Potential ausgewertet werden kann, so dass die beiden Eingangselektroden über eine dem Piezo-Trafo vorgeschaltete Spannungsversorgungsschaltung zur Versorgung der Ansteuerschaltung geführt werden können, und zum Beispiel nicht auf dem Bezugspotential der Ansteuerschaltung, welches zur Auswertung dieser einer Ausgangsspannung proportionalen Hilfsspannung erforderlich ist, ebenfalls angeschlossen sein müssen.
Weiterhin ist die Erfassung der Eingangsspannung von leistungsübertragenden Konvertern meist durch einen ohmschen Widerstandsteiler realisiert, welcher zwei hochohmige Teilerwiderstände erfordert, und damit ein zusätzliches Pin an einem Ansteuer-IC oder einen zusätzlichen Anschluss an einer analogen diskreten Auswerteschaltung erforderlich macht. Es ist demnach wünschenswert, die Eingangsspannung indirekt über andere Signale und Größen aus der Schaltereinheit oder dem Lastkreis zu erfassen.
Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass eine galvanisch getrennte Regelung der Ausgangsspannung bei herkömmlichen Spannungsversorgungsschaltungen nur mit großem Aufwand erzielbar ist.
Es ist somit die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein universell einsetzbares Konzept zum Betrieb eines Resonanzkonverters zu schaffen, das eine zuverlässige Regelung bei geringem Aufwand ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung gemäß Anspruch 1, einen Resonanzkonverter gemäß Anspruch 35, einen Resonanzkonverter gemäß Anspruch 41 sowie durch einen Resonanzkonverter gemäß Anspruch 51 gelöst.
Die vorliegende Erfindung schafft eine Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung, wobei die Schaltereinheit ausgelegt ist, um eine eingangsseitige Anregung einer resonanten Transformatoranordnung zu bewirken. Die Ansteuerschaltung umfasst einen Eingang zum Empfangen eines Hilfssignals von einer resonanten Transformatoranordnung, wobei das Hilfssignal eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der Transformatoranordnung aufweist. Die Ansteuerschaltung umfasst ferner einen Phasendetektor, der ausgelegt ist, um Referenzkreuzungszeitpunkte zu erkennen, an denen das Hilfssignal einen vorgegebenen Referenzwert kreuzt, sowie einen Treiber, der steuerbar ist, um die Schaltereinheit zu schalten.
Ferner umfasst die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung eine Synchronisationseinrichtung, die ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren, um ein Einschalten der Schaltereinheit innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls um einen Nulldurchgang einer Spannung über die Schaltereinheit oder eines Stroms durch die Schaltereinheit herum zu erreichen. Die Synchronisationseinrichtung ist ausgelegt, um von dem Phasendetektor eine Information über die Referenzkreuzungszeitpunkte zu empfangen, und um mit einer festen Phasenverzögerung zu den Referenzkreuzungszeitpunkten ein Einschaltsignal an den Treiber zu liefern, um Einschaltzeitpunkte zu definieren, zu denen der Treiber die Schaltereinheit einschalten soll.
Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung umfasst weiterhin einen Detektor, der ausgelegt ist, um eine Amplitudeninformation, die von einer Amplitude oder einem Mittelwert des Hilfssignals abhängt, zu bestimmen. Ein Regler ist ausgelegt, um eine Arbeitsfrequenz abhängig von der von dem Detektor gelieferten Amplitudeninformation zu verändern, und eine Periodendauer zwischen Ausschaltzeitpunkten, an denen der Treiber die Schaltereinheit ausschalten soll, als Kehrwert der Arbeitsfrequenz zu bestimmen.
Es ist somit der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, dass eine vorteilhafte Regelung einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung unter Verwendung lediglich eines Hilfssignals mit einer im Wesentlichen festen Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der Transformatoranordnung erfolgen kann. Das Hilfssignal ist bei einer entsprechenden Ausführung der resonanten Transformatoranordnung ein Maß sowohl für den durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung fließenden Lastwechselstrom als auch für eine an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung anliegende Spannung. Dies ist beispielsweise der Fall, falls eine ohmsche Last an einem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung eine deutlich höhere Impedanz aufweist als eine an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung vorhandene kapazitive Last.
Ferner weicht das Hilfssignal von seiner Phase her nicht wesentlich (typischerweise um weniger als +/– 15°) von einer Phasenlage eines durch einen Schalter in der Schaltereinheit fließenden Stromes ab. Somit ist festzuhalten, dass bei einer geeigneten Ausführung der resonanten Transformatoranordnung das aus der resonanten Transformatoranordnung ausgekoppelte Hilfssignal eine in Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu dem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der Transformatoranordnung aufweist und auch ein präzises Maß für die an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung bereitstehende Ausgangsspannung ist. Aus diesem Grund eignet sich das Hilfssignal dazu, sowohl die Einschaltzeitpunkte für den Treiber als auch die Arbeitsfrequenz der Ansteuerschaltung festzulegen bzw. zu regeln. Da das Hilfssignal eine im Wesentlichen (d. h. bis auf eine Abweichung von +/– 10°) feste Phasenbeziehung zu dem Lastwechselstrom aufweist, und somit auch eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung (beispielsweise mit einer Abweichung von maximal +/– 20°) zu dem Strom durch den Schalter der Schaltereinheit aufweist, kann aus den Referenzkreuzungszeitpunkten ein direkter Rückschluss gezogen werden, wann der Schalter in der Schaltereinheit zu aktivieren ist, um ein Nullspannungsschalten (zero voltage switching; ZVS) zu erreichen. Da ferner das Hilfsspannungssignal proportional zu der Spannung an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist, kann aus einer Information über die Amplitude des Hilfssignals ferner eine Information für eine Regelung der Arbeitsfrequenz erfolgen, wobei die Arbeitsfrequenz die durch die resonante Transformatoranordnung übertragene Leistung und somit auch die an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung anliegende Spannung bestimmt.
In anderen Worten, die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung nützt lediglich ein aus der resonanten Transformatoranordnung ausgekoppeltes Signal, um sowohl die Frequenz, mit der die Schaltereinheit geschaltet wird, als auch die Einschaltzeitpunkte der Schalter der Schaltereinheit zu bestimmen. Somit nutzt die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung die Erkenntnis aus, dass bei einer geeignet dimensio nierten resonanten Transformatoranordnung ein Hilfssignal existiert, das sich für beide Zwecke gleichsam eignet.
Durch den Einsatz einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung verringert sich somit der Aufwand zur Realisierung eines Resonanzkonverters erheblich gegenüber herkömmlichen Anordnungen. Für eine vollständige Regelung des Resonanzkonverters ist die Auskopplung lediglich eines Hilfssignals aus der resonanten Transformatoranordnung erforderlich, während hingegen auf weitere Rückkopplungszweige ohne Verlust an geforderter Genauigkeit und Effizienz verzichtet werden kann.
Somit steht die vorliegende Erfindung im Gegensatz zu herkömmlichen Anordnungen, bei denen für eine Regelung der Spannung und eine Festlegung des Einschaltzeitpunkts zumindest eines Schalters in der Schaltereinheit verschiedene Signale verwendet werden müssen.
Die vorliegende Erfindung schafft ferner gemäß einem weiteren Aspekt einen Resonanzkonverter zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk basierend auf einer Energie, die von einer Energiequelle geliefert wird. Der Resonanzkonverter umfasst eine resonante Transformatoranordnung mit einem Eingang zum Empfangen einer eingangsseitigen Anregung, einem Ausgang zum Bereitstellen der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms für das Lastnetzwerk und einem Hilfsausgang zum transformatorischen Bereitstellen eines Hilfssignals, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist. Das Hilfssignal weist eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu dem Lastwechselstrom durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung auf.
Ein erfindungsgemäßer Resonanzkonverter umfasst ferner eine Schaltereinheit, die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus einer Energie der Energiequelle zu erzeugen, sowie eine Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1, wie sie oben beschrieben wurde. Der Eingang der Ansteuerschaltung ist mit dem Hilfssignal der resonanten Transformatoranordnung gekoppelt, und der Treiber ist ausgelegt, um ein Steuersignal zu erzeugen, um die Schaltereinheit zu schalten.
Ein wie beschrieben ausgeführter Resonanzkonverter ermöglicht dabei sowohl eine Regelung der Ausgangsspannung an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung als auch eine Steuerung der Einschaltzeitpunkte der Schaltereinheit basierend auf nur einem einzigen Hilfssignal. Es wurde nämlich erkannt, dass das Hilfssignal, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist, durch seine Phasenlage in einer guten Näherung die Phasenlage eines Stroms durch einen Schalter der Schaltereinheit beschreibt, und im Übrigen durch seine Amplitude die Ausgangsspannung der resonanten Transformatoranordnung beschreibt. Dies ergibt sich daraus, dass bei einer resonanten Transformatoranordnung bei dem ordnungsgemäßen Betrieb eine feste Phasenbeziehung zwischen dem Strom durch einen Schalter der Schaltereinheit und dem Strom in dem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung besteht.
Der absolute Wert der Phasenverschiebung zwischen dem Strom durch den Schalter der Schaltereinheit und dem Lastwechselstrom durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist zwar von der Topologie der Schaltereinheit und der resonanten Transformatoranordnung abhängig, dies ändert jedoch nichts an der Tatsache, dass eine im Wesentlichen von dem Lastzustand des Resonanzkonverters unabhängige Phasenbeziehung besteht. Die Amplitude des Lastwechselstroms durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist hingegen ein gutes Maß für die Ausgangsspannung der resonanten Transformatoranordnung bei leichter Last, da die Amplitude des Lastwechselstroms durch die resonante Transformatoranordnung einen Energieinhalt der resonanten Transformatoranordnung gut kennzeichnet, der sich in der Ausgangsspannung widerspiegelt (vorausgesetzt die Güte der resonanten Transformatoranordnung ist hoch genug bzw. der Lastwiderstand belastet den Ausgang der resonanten Transformatoranordnung nicht zu stark). Gleichzeitig ist die Amplitude des Lastwechselstroms ein gutes Maß für den Ausgangsstrom der resonanten Transformatoranordnung bei Überlast und Kurzschluß.
Somit bringt der erfindungsgemäße Resonanzkonverter die gleichen Vorteile mit sich wie die beschriebene Ansteuerschaltung, ermöglicht nämlich eine deutlich vereinfachten Topologie, bei der nur noch ein Rückkopplungssignal benötigt wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt umfasst die vorliegende Erfindung einen Resonanzkonverter zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk basierend auf einer Energie, die von einer Energiequelle geliefert wird, mit einer resonanten Transformatoranordnung mit einem Eingang zum Empfangen einer eingangsseitigen Anregung, einem Ausgang zum Bereitstellen der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms für das Lastnetzwerk und einem Hilfsausgang zum transformatorischen Bereitstellen eines Signals, das im Wesentlichen proportional zu der Ausgangsspannung oder zu dem von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsstrom ist. Der Resonanzkonverter umfasst in diesem Fall eine Schaltereinheit, die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus der Energie der Energiequelle zu erzeugen, wobei die Schaltereinheit einen Schalter aufweist.
Der entsprechende Resonanzkonverter umfasst ferner eine Ansteuerschaltung, die ausgelegt ist, um abhängig von einer Phasenverschiebung zwischen einem Strom durch den Schalter oder einem Strom von der Schaltereinheit zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung einerseits und dem an dem Hilfsausgang anliegenden Signal andererseits eine Frequenz, mit der die Schaltereinheit geschaltet wird, einzustellen oder zu regeln.
Es ist der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, dass aus der Phasenlage eines transformatorisch ausgekoppelten Signals, das im Wesentlichen (also beispielsweise mit einer nichtlinearen Abweichung von weniger als +/– 20%) proportional zu der Ausgangsspannung oder zu dem Ausgangsstrom ist, eine Regelung der Arbeitsfrequenz erfolgen kann. In anderen Worten, es wurde erkannt, dass bei einer resonanten Transformatoranordnung ein transformatorisch ausgekoppeltes Hilfssignal, das eine galvanisch getrennte Rückkopplung ermöglicht, eine Phasenlage aufweist, die sich für eine zuverlässige Regelung der Arbeitsfrequenz eignet.
Somit ermöglicht der erfindungsgemäße Resonanzkonverter gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Regelung des Resonanzkonverters, bei der eine galvanische Trennung der Rückkopplung sowohl von dem Eingang als auch von dem Ausgang des Resonanzkonverters ermöglicht wird. Es wurde erkannt, dass die resonante Transformatoranordnung vorteilhafterweise mit einem transformatorisch gekoppelten Hilfsausgang versehen werden kann, der eine vollständige Regelung ermöglicht. Somit ist es nicht erforderlich, an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung oder an dem an die resonante Transformatoranordnung angeschlossenen Lastnetzwerk einen Abgriff vorzusehen. Durch den genannten Aufbau entfällt somit die Notwendigkeit, neben der resonanten Transformatoranordnung zusätzliche galvanisch trennende Elemente wie z. B. Optokoppler zu verwenden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst ein Resonanzkonverter zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk basierend auf einer Energie, die von einer Ener giequelle geliefert wird, eine resonante Transformatoranordnung mit einem Eingang zum Empfangen einer eingangsseitigen Anregung, einem Ausgang zum Bereitstellen der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms und einem Hilfsausgang zum transformatorischen Bereitstellen eines Hilfssignals, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu der von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsspannung ist, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu dem von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsstrom ist, oder dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist. Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfasst der Resonanzkonverter eine Schaltereinheit, die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus der Energie der Energiequelle zu erzeugen, und eine Regelschaltung.
Die Regelschaltung umfasst einen Komparator, der ausgelegt ist, um das Hilfssignal zu empfangen, mit einem vorgegebenen Referenzwert zu vergleichen, und eine Vergleichsinformation bereitzustellen, die anzeigt, ob das Hilfssignal größer oder kleiner als der Referenzwert ist. Die Regelschaltung umfasst ferner eine Schalt-Erfassungseinrichtung, die ausgelegt ist, um zu erkennen, ob die Vergleichsinformation innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand verändert. Die Regelschaltung ist ferner ausgelegt, um eine Arbeitsfrequenz, deren Periodendauer Zeitintervalle zwischen Einschaltzeitpunkten oder Ausschaltzeitpunkten der Schaltereinheit bestimmt, von einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung weg zu verändern, wenn die Erfassungseinrichtung erkennt, dass die Vergleichsinformation innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand verändert hat, und um die Arbeitsfrequenz zu der Resonanzfrequenz hin zu verändern, wenn die Erfassungseinrichtung erkennt, dass die Vergleichsinformation innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand nicht verändert hat.
Es ist somit der Kerngedanke des dritten Aspekts der vorliegenden Erfindung, dass eine besonders einfache Regelung der Arbeitsfrequenz dadurch erfolgen kann, dass das Hilfssignal mit einem vorgegebenen Referenzwert verglichen wird, und dass ferner die Arbeitsfrequenz in Abhängigkeit davon verändert wird, ob der Komparator schaltet oder nicht schaltet. Ein Schalten des Komparators zeigt dabei an, dass das Signal an dem Hilfsausgang den vorgegebenen Referenzwert kreuzt, dass also das Signal an dem Hilfsausgang zumindest vorübergehend größer als der Referenzwert ist. Tritt also innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls ein Schalten des Komparators bzw. ein Zustandswechsel der Vergleichsinformation auf, so verändert der Regler die Arbeitsfrequenz von der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung weg, so dass die durch die resonante Transformatoranordnung übertragene Leistung sich verringert. Umgekehrt verändert der Regler die Arbeitsfrequenz in die entgegengesetzte Richtung, wenn innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls kein Schalten des Komparators auftritt, die Vergleichsinformation also ihren Zustand nicht verändert hat.
Die vorliegende Erfindung definiert somit eine besonders einfache Art einer Zweipunkt-Regelung, bei der lediglich zwei Zustände (Erhöhen der Arbeitsfrequenz, Erniedrigen der Arbeitsfrequenz) auftreten. Die Verarbeitung analoger Signale ist lediglich bis zu dem Eingang des Komparators hin erforderlich, während hingegen ab dem Ausgang des Komparators nur noch digitale Signale verarbeitet werden müssen. Eine Zeitkonstante der Regelung kann dabei besonders einfach durch die Wahl des vorgegebenen Zeitintervalls festgelegt werden. Somit besteht insgesamt eine Regelung, die, von dem Komparator abgesehen, mit rein digitaler Schaltungstechnologie in einfacher und kostengünstiger Weise realisiert werden kann, wobei eine Zeitkonstante durch eine Schalt-Erfassungseinrichtung, die ein bestimmtes vorgegebenes Zeitintervall berücksichtigt, realisiert ist.
Besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind im Übrigen durch die abhängigen Patentansprüche definiert und bilden die oben genannten grundlegenden Ausführungsformen weiter.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1.0 ein Blockschaltbild eines Resonanzkonverters gemäß dem Stand der Technik;
2.0 ein Blockschaltbild eines Resonanzkonverters gemäß Ausführungsformen „A" und „B" der vorliegenden Erfindung;
2.1 ein Blockschaltbild eines Resonanzkonverters gemäß einer Ausführungsform „C" der vorliegenden Erfindung;
1A ein Schaltbild eines Halbbrückenkonverters zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
1B ein Schaltbild eines Vollbrückenkonverters zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
1C ein Schaltbild eines Klasse-E-Konverters zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
2A ein Schaltbild eines Halbbrückenkonverters mit einer zum Lastnetzwerk seriellen Induktivität zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
2B ein Schaltbild eines Halbbrückenkonverters mit einer zum Schalter parallelen Induktivität zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
2C ein Schaltbild eines Vollbrückenkonverters mit einer zum Lastnetzwerk seriellen Induktivität zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
2D ein Schaltbild eines Push-Pull-Konverters (Gegentakt-Konverters) mit einem induktiven Eingangsnetzwerk zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung gemäß dem Stand der Technik;
3α eine graphische Darstellung von Ersatzschaltbildern für einen Piezotransformator;
3A ein Ausgangsschema einer erfindungsgemäßen Lösung, wenn diese auf die Konverter-Typen der 1A oder 1B angewandt wird;
3B ein Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausgangsschaltung bei Verwendung einer ohmschen Wechselstromlast;
3C ein Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausgangsschaltung bei Verwendung einer ohmschen Gleichstromlast in Verbindung mit einer Gleichrichterschaltung;
3D eine graphische Darstellung von Strom- und Spannungsverläufen in einer erfindungsgemäßen Ausgangsschaltung;
3E eine graphische Darstellung einer Abhängigkeit von verschiedenen in einem erfindungsgemäßen Resonanzkonverter auftretenden Phasenwinkeln von einem Strom durch einen ohmschen Lastwidertand;
3F ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Regelung eines Resonanzkonverters unter Verwendung eines an eine Last gelieferten Laststroms;
3G ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Regelung eines Resonanzkonverters unter Verwendung sowohl einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Signal eines Hilfsausgangs als auch einer Amplitude des Signals an dem Hilfsausgang;
3H ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Regelung eines Resonanzkonverters unter Verwendung lediglich einer Vergleichsinformation aus einem Vergleich zwischen einem Hilfssignal und einem vorgegebenen Referenzwert;
4A ein Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters;
4B ein umgeformtes Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters aus 4A;
4C ein weiteres Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters;
4D ein umgeformtes Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Strom in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung aus 4C;
4E ein weiteres Ersatzschaltbild einer resonanten Transformatoranordnung unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Strom in dem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung bei Verwendung einer ohmschen Gleichstromlast in Verbindung mit einer Gleichrichterschaltung;
4F einen Ausschnitt des Ersatzschaltbilds eines Resonanzkonverters unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Laststrom in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung;
4G einen weiteren zusammengefassten Ausschnitt des Ersatzschaltbilds eines Resonanzkonverters unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom und einem Strom in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung nach 4F;
5 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend auf einem Strom durch einen Schalter der Schaltereinheit und einem Hilfssignal aus einem Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung unter Einbeziehung sowohl einer Phasenverschiebung als auch einer Amplitude des Signals an dem Hilfsausgang;
6 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Pumpschaltung zur Bereitstellung einer Versorgungsspannung sowie einer Überwachung der Pumpschaltung;
7 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters in einer Klasse-E-Topologie mit einer parallelen Auskopplung eines Hilfssignals aus der Ausgangsspannung der resonanten Transformatoranordnung unter Verwendung eines Ansteuer-IC mit acht Anschlüssen;
7A ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters in einer Klasse-E-Topologie mit einer seriellen Auskopplung eines Hilfssignals aus dem Laststrom unter Verwendung eines Steuer-IC mit acht Anschlüssen;
8 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters, bei dem ein IGBT, eine Freilaufdiode, eine Ansteuerschaltung, Dioden einer Pumpschaltung, ein Regeltransistor und ein Shunt-Widerstand in Chip-by-Chip-Technologie integriert sind;
9 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter in einer integrierten Schaltung;
10 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters in einer vollintegrierten Ausführung mit einem parallel gespeisten Hilfsausgang;
11 eine graphische Darstellung von Zeitverläufen von Signalen in einem erfindungsgemäßen Resonanzkonverter mit einem parallel gespeisten Hilfsausgang;
12 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters zur Veranschaulichung einer allgemeinen Ausführung des verwendeten Regelungskonzepts;
13A ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators mit einem seriell ausgekoppelten Hilfsausgang;
13B ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Verwendung eines Ausgangssignals eines seriell ausgekoppelten Hilfsausgangs sowohl zur Festlegung eines Einschaltzeitpunkts einer Schaltereinheit als auch zur Regelung der Arbeitsfrequenz;
13C eine erste graphische Darstellung von zeitlichen Signalverläufen in einem Resonanzkonverter gemäß 13B;
13D eine zweite graphische Darstellung von zeitlichen Signalverläufen in einem Resonanzkonverter gemäß 13B;
13E eine graphische Darstellung eines Zusammenhangs zwischen einer Referenzspannung U_R und einer Lastspannung U₀ bei geringer Last;
13F eine dritte graphische Darstellung von zeitlichen Signalverläufen in einem Resonanzkonverter gemäß 13B zur Veranschaulichung des Reglerverhaltens;
14 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen integrierten Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter zur Regelung einer Lastspannung oder eines Laststroms unter Verwendung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung;
15 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Pegelumsetzung eines Hilfssignals aus negativen zu positiven Werten und zum Vergleich des Hilfssignals mit Referenzwerten;
16A ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzwertes in Abhängigkeit von einem Stromfluss durch einen Schalter einer Schaltereinheit und der Eingangsspannung einer Konvertereinrichtung, die die Schaltereinheit umfasst;
16B eine graphische Darstellung eines Zusammenhangs zwischen einem Lastwiderstand in dem Lastnetzwerk, einem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis und einer Referenzspannung;
16C eine graphische Darstellung von Stromverläufen durch einen Schalter der Schaltereinheit für verschiedene Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisse;
16D ein Schaltbild einer möglichen Schaltungsanordnung zum Ableiten einer zu dem Strom durch den Schalter der Schaltereinheit proportionalen Spannung;
16 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Ansteuerschaltung zur Festlegung von Frequenz und Einschaltzeit eines Steuersignals für eine Schaltereinheit basierend auf einem Hilfssignal eines seriell ausgekoppelten Hilfsausgangs der resonanten Transformatoranordnung;
17 eine graphische Darstellung von Messergebnissen mit einer Hilfsanzapfung ZA gemäß 16 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwert-Detektor (Peak-Detektor) PED (1630) und eine Vergleichseinrichtung (1634) bei Verwendung einer konstanten Referenz U_R in Block RW (1636) zur Regelung einer näherungsweise konstanten Ausgangsspannung;
18 eine graphische Darstellung von Messergebnissen bei einer Schaltungsanordnung mit einer Hilfsanzapfung ZA gemäß 16 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwert-Detektor (Peak-Detektor) PED (1630) und einen Vergleicher (1634) bei Erzeugung einer variablen Referenz U_R in Block RW (1636) gemäß 16 und 19, durch einen Opto-Koppler OK zur Rückkoppelung der Ausgangsspannung an eine weitere externe Vergleichseinrichtung VEX zur Erzeugung der genannten variablen Referenz UR zur Regelung einer konstanten Ausgangsspannung U₀ bei leichter Last bis zur Volllast, und zur Regelung eines etwa konstanten Ausgangsstromes durch die Last RL bei Überlast und Kurzschluss durch Begrenzung der Referenz U_R dann auf einen maximalen konstanten Wert;
19 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Einrichtung zur Einstellung einer Referenzspannung UR in Abhängigkeit von einer durch einen Optokoppler zurückgekoppelten ausgangsseitigen Stromgröße oder Spannungsgröße;
20 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführung gemäß 19 und 16, sowie gemäß Anspruch 52;
21 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführung gemäß 22, sowie gemäß Anspruch 53 bzw. 54;
21a ein elektrisches Ersatzschaltbild der Referenz 2540; und
22 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer Einrichtung zur Rückführung einer Ausgangsspannung über einen Opto-Koppler.
Um ein Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, werden im Folgenden verschiedene Schaltungsanordnungen beschrieben, die eine Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung ermöglichen. Die genannten Schaltungsanordnungen gehören zwar zum Stand der Technik, es hat sich jedoch gezeigt, dass diese gerade in Verbindung mit dem erfindungsgemäßen Steuerungskonzept bzw. Regelungskonzept besondere Vorteile mit sich bringen. Alle der anhand der 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C und 2D beschriebenen Schaltungsanordnungen können daher ein Eingangsnetzwerk der Schaltungsanordnungen gemäß den 2.0, 2.1, 3F, 3G, 3H, 5, 6, 9, 12, 13B, 14, 16 bilden.
So zeigt beispielsweise die 1A ein Schaltbild einer Halbbrückenschaltung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung.
Die Schaltungsanordnung gemäß der 1A ist in ihrer Gesamtheit mit 100 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 100 umfasst eine Spannungsquelle 110, deren erster Anschluss über einen Schalter 112 (S2) mit einem ersten Eingangsknoten 114 der resonanten Transformatoranordnung gekoppelt ist. Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 110 ist mit einem zweiten Eingangsknoten 116 der resonanten Transformatoranordnung gekoppelt. Zwischen dem ersten Eingangsknoten 114 und dem zweiten Eingangsknoten 116 sind parallel ein zweiter Schalter 120, eine erste Kapazität 122 sowie ein Eingang der resonanten Transformatoranordnung geschaltet. Die resonante Transformatoranordnung ist in ihrer Gesamtheit mit 124 bezeichnet, wobei die resonante Transformatoranordnung 124 durch ein Ersatzschaltbild repräsentiert wird. Der Eingang der resonanten Transformatoranordnung 124 bildet somit in Verbindung mit der ersten Kapazität 122 eine resonante Anordnung, die durch die beiden Schalter 112, 120 angeregt wird. Es ist dabei davon auszugehen, dass die beiden Schalter 112, 120 im Gegentakt geschaltet sind, so dass zu einem gegebenen Zeitpunkt jeweils maximal einer der beiden Schalter 112, 120 eingeschaltet ist.
Es sei hierbei ferner angemerkt, dass die beiden Schalter 112, 120 als Teile einer Schaltereinheit aufgepasst werden können. Auch die erste Kapazität 122 kann gegebenenfalls noch der Schaltereinheit oder einem Eingangsnetzwerk zugerechnet werden. Ferner wird darauf hingewiesen, dass der Eingang der resonanten Transformatoranordnung beispielsweise einen Resonanzkreis bildet, der in 1A durch eine Induktivität 132 und eine Kapazität 134 repräsentiert wird.
Die externe Kapazität 122 wird im Übrigen typischerweise nicht dem Resonanzkreis zugeordnet.
1B zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 1B ist in ihrer Gesamtheit mit 140 bezeichnet. Bei der Schaltungsanordnung 140 sind ein erster Schalter 142 und ein zweiter Schalter 144 in Serie zwischen zwei Anschlüsse einer Spannungsquelle 146 geschaltet. Weiterhin sind auch ein dritter Schalter 148 und ein vierter Schalter 150 in Serie zwischen die beiden Anschlüsse der Spannungsquelle 146 geschaltet, wie es in der 1B gezeigt ist. Ein erster Mittelanschluss zwischen dem ersten Schalter 142 und dem zweiten Schalter 144 ist ferner mit einem ersten Eingangsanschluss einer reso nanten Transformatoranordnung 152 gekoppelt. Ein zweiter Mittelanschluss zwischen dem dritten Schalter 148 und dem vierten Schalter 150 ist weiterhin mit einem zweiten Eingangsanschluss der resonanten Transformatoranordnung 152 gekoppelt. Die resonante Transformatoranordnung 152 ist wiederum durch ein Ersatzschaltbild repräsentiert.
Ferner wird bei der gezeigten Schaltungsanordnung davon ausgegangen, dass in einer ersten Phase der erste Schalter 142 und der dritte Schalter 150 gleichzeitig eingeschaltet sind, und dass in einer zweiten Phase der zweite Schalter 144 und der dritte Schalter 148 gleichzeitig eingeschaltet sind. Ferner wird davon ausgegangen, dass zu keinem Zeitpunkt der erste Schalter 142 und der zweite Schalter 144 gleichzeitig eingeschaltet sind, und dass ferner zu keinem Zeitpunkt der dritte Schalter 148 und der vierte Schalter 150 gleichzeitig eingeschaltet sind. Im Übrigen wird darauf hingewiesen, dass die Schalter 142, 144, 148, 150 zusammen eine Schaltereinheit bilden, die beispielsweise von einem einzigen Steuersignal bzw. von zwei gegenphasigen Steuersignalen angesteuert wird. Mit anderen Worten, die Schaltungsanordnung 140 bildet eine Vollbrücke zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für die resonante Transformatoranordnung 152.
1C zeigt eine weitere besonders vorteilhafte Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung der 1C ist in ihrer Gesamtheit mit 160 bezeichnet und bildet einen Klasse-E-Konverter. Ein erster Anschluss einer Spannungsquelle 162 ist über eine Induktivität 164 mit einem ersten Anschluss eines Schalters 166 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss des Schalters 166 ist ferner mit einem zweiten Anschluss der Spannungsquelle 162 gekoppelt. Der erste Anschluss des Schalters 166 ist ferner mit einem ersten Anschluss einer Kapazität 168 sowie mit einem ersten eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 170 gekoppelt. Der zweite Anschluss des Schalters 166 ist ferner mit einem zweiten Anschluss der Kapazität 168 sowie mit einem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 170 gekoppelt. Die resonante Transformatoranordnung 170 ist wiederum durch ein Ersatzschaltbild dargestellt.
Es wird ferner darauf hingewiesen, dass eine Gemeinsamkeit der Schaltungen 100, 140, 160 gemäß den 1A, 1B, 1C darin besteht, dass eine Phasenbeziehung zwischen einem Schalten der jeweiligen Schalter 112, 120; 142, 144, 148, 150; 166 und einem Strom, der in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung (beispielsweise gebildet aus der Induktivität L und der Kapazität C) fließt, durch eine Schaltungsanalyse bestimmt werden kann.
Alternativ zu den anhand der 1A, 1B und 1C gezeigten Schaltungsanordnungen können beispielsweise auch Schaltungsanordnungen gemäß den 2A, 2B, 2C oder 2D verwendet werden. So zeigt die 2A ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung unter Verwendung einer zu einem Lastnetzwerk seriellen Induktivität. Die Schaltungsanordnung gemäß der 2A ist in ihrer Gesamtheit mit 200 bezeichnet. Ein erster Anschluss einer Spannungsquelle 210 ist über einen Schalter 212 mit einem ersten Anschluss einer Induktivität 214 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 210 ist ferner über einen zweiten Schalter 216 mit dem ersten Anschluss der Induktivität 214 verbunden. Ein zweiter Anschluss der Induktivität 214 ist ferner über eine Kapazität 218 mit dem zweiten Anschluss der Spannungsquelle 210 gekoppelt.
Ferner ist der zweite Anschluss der Induktivität 214 mit einem ersten eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 220 gekoppelt. Der zweite Anschluss der Kapazität 218 bzw. der zweite Anschluss der Spannungsquelle 210 ist ferner mit einem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 220 gekop pelt. Somit bildet die Schaltungsanordnung 200 einen Halbbrückenkonverter mit einer zum Lastnetzwerk seriellen Induktivität. Es wird hierbei darauf hingewiesen, dass das Lastnetzwerk beispielsweise als ein eingangsseitiger Resonanzkreis (bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C) der resonanten Transformatoranordnung 220 betrachtet wird. Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Induktivität 214 und die Kapazität 218 als ein Resonanzkreis angesehen werden können, dessen Resonanzfrequenz somit eine Resonanzfrequenz einer Anregungsquelle bzw. Wechselstromquelle für die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung 220 bildet.
2B zeigt eine weitere Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 2B ist in ihrer Gesamtheit mit 230 bezeichnet. Ein erster Anschluss einer Spannungsquelle 232 ist über einen ersten Schalter 234 mit einem ersten Anschluss einer ersten Kapazität 236 gekoppelt. Ferner ist ein zweiter Anschluss der Spannungsquelle 232 über einen zweiten Schalter 238 mit dem ersten Anschluss der ersten Kapazität 236 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der ersten Kapazität 236 ist ferner über eine Induktivität 238 mit dem zweiten Anschluss der Spannungsquelle 232 gekoppelt. Der Induktivität 238 ist ferner eine zweite Kapazität 240 parallel geschaltet.
Ferner ist ein erster eingangsseitiger Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 242 mit dem ersten Anschluss der Induktivität 238 gekoppelt. Ein zweiter eingangsseitiger Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 242 ist ferner mit dem zweiten Anschluss der Induktivität 238 gekoppelt. Der erste Schalter 234 und der zweite Schalter 238 bilden wiederum eine Schaltereinheit, wobei optional auch die erste Kapazität 236 und die Induktivität 238 als Teil der Schaltereinheit aufgefasst werden können. Die beiden Schalter 234, 236 schalten typischerweise im Gegentakt, beispielsweise ansprechend auf ein Steuersignal von einem Treiber. Die Induktivität 238 und die Kapazität 240 können als ein Resonanzkreis angesehen werden, dessen Resonanzfrequenz eine Anregungsquelle bzw. Wechselstromquelle für die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung 220 bildet.
2C zeigt ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung der 2C ist in ihrer Gesamtheit mit 250 bezeichnet. Zwischen einen ersten Anschluss der Spannungsquelle 252 sind in Serie ein erster Schalter 254 sowie ein zweiter Schalter 256 geschaltet. Ferner ist zwischen den ersten Anschluss der Spannungsquelle 252 und den zweiten Anschluss der Spannungsquelle 252 eine Serienschaltung bestehend aus einem dritten Schalter 258 und einem vierten Schalter 260 geschaltet. Ein erster Mittelanschluss zwischen dem ersten Schalter 254 und dem zweiten Schalter 256 ist ferner über eine Induktivität 262 mit einem ersten eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 264 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 264 ist ferner mit einem zweiten Mittelanschluss zwischen dem dritten Schalter 258 und dem vierten Schalter 260 gekoppelt. Typischerweise werden die vier Schalter 254, 256, 258, 260 durch ein Steuersignal von einem Treiber derart angesteuert, dass in einer ersten Phase der erste Schalter 254 und der vierte Schalter 260 geschlossen sind, während in einer zweiten Phase der zweite Schalter 256 und der dritte Schalter 258 geschlossen sind. Die erste Phase und die zweite Phase überlappen sich typischerweise nicht. Somit bildet die Schaltungsanordnung 250 gemäß der 2 einen Vollbrückenkonverter mit einer zum Lastnetzwerk (dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung 264) seriellen Induktivität.
Die 2D zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 2D ist in ihrer Gesamtheit mit 270 bezeichnet. Zwischen einen ersten Anschluss einer Spannungsquelle 272 und einen zweiten Anschluss der Spannungsquelle 272 ist eine erste Serienschaltung bestehend aus einer ersten Induktivität 274 und einem ersten Schalter 276 geschaltet. Ferner ist zwischen den ersten Anschluss der Spannungsquelle 272 und den zweiten Anschluss der Spannungsquelle 272 eine zweite Parallelschaltung bestehend aus einer zweiten Induktivität 278 und einem zweiten Schalter 280 geschaltet. Ein erster Mittelanschluss zwischen der ersten Induktivität 274 und dem ersten Schalter 276 ist ferner mit einem ersten eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 284 gekoppelt. Ein zweiter Mittelanschluss zwischen der zweiten Induktivität 278 und dem zweiten Schalter 280 ist ferner mit einem zweiten Eingang der resonanten Transformatoranordnung 284 gekoppelt. Der erste Schalter 276 und der zweite Schalter 280 werden beispielsweise über ein Steuersignal von einem Treiber in jedem Takt angesteuert.
Somit bildet die Schaltungsanordnung 270 einen Push-Pull-Konverter mit einem induktiven Eingangsnetzwerk.
Zusammenfassend lässt sich festhalten, dass anhand der 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C und 2D verschiedene besonders vorteilhafte Schaltungsanordnungen zur Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung gezeigt wurden. Die Schalter 112, 120; 142, 144, 148, 150; 166; 212, 216; 234, 238; 254, 256, 258, 260; 276, 280 können dabei als Teil einer jeweiligen Schaltereinheit betrachtet werden. Ferner können auch die Induktivitäten 164, 274 und 278 als Teil der Schaltereinheit aufgefasst werden. Ferner bildet per Definition die Kombination der Schalter 212, 216 und der Induktivität 214 sowie die Kombination der Schalter 234, 238, der Kapazität 236 und der Induktivität 238 ein Eingangsnetzwerk (EN). Auch die Kombination der Schalter 254, 256, 258, 260 und der Induktivität 262 bildet ein Eingangsnetzwerk. Somit ist festzuhalten, dass ein Eingangsnetzwerk typischerweise durch eine Kombination einer Schaltereinheit und gegebenenfalls zusätzlicher Induktivitäten und/oder Kapazitäten gebildet wird. In anderen Worten, unter einem Eingangsnetzwerk wird derjenige Schaltungsteil gemäß den 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C oder 2D verstanden, der zwischen die jeweilige Spannungsquelle (Energiequelle) und die eingangsseitigen Anschlüsse der resonanten Transformatoranordnung geschaltet ist.
Ferner wird darauf hingewiesen, dass die mit C1 bezeichnete Kapazität 122, 168, 218, 240, 282 jeweils entweder dem Eingangsnetzwerk oder der resonanten Transformatoranordnung zugerechnet werden kann. Handelt es sich bei der resonanten Transformatoranordnung beispielsweise um einen Piezotrafo bzw. Piezotransformator, so ist die genannte Kapazität typischerweise ein integraler Bestandteil des Piezotrafos. Handelt es sich bei der resonanten Transformatoranordnung 284 hingegen um eine diskret aufgebaute resonante Transformatoranordnung, so kann die Kapazität C1 beispielsweise eine separate Kapazität sein. Ferner kann auch die in den 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C und 2D mit C2 bezeichnete Kapazität ein integraler Bestandteil des Piezotransformators sein oder als ein separates bzw. diskretes Bauelement ausgeführt sein.
Im Folgenden wird kurz das Grundkonzept der vorliegenden Erfindung zusammengefasst, bevor konkrete Ausführungen der vorliegenden Erfindung detailliert beschrieben werden. Die vorliegende Erfindung bietet eine Lösung der beschriebenen technischen Nachteile und Probleme des Standes der Technik, indem vorzugsweise ein Klasse-E-Konverter gemäß 1C oder alternativ ein lastkreisseitig von den Schaltern aus gesehen induktivitätsfreier Halb- oder Vollbrückenkonverter gemäß den 1A oder 1B verwendet wird. Alternativ können auch andere Lastresonanzkonverter wie z. B. ein Halb- oder Vollbrückenkonverter mit einer zum Schalter parallelen Induktivität, beispielsweise gemäß 2B, oder einer zum Lastnetzwerk seriellen Induktivität, beispielsweise gemäß den 2A oder 2C, verwendet werden. Alternativ kann ein Push-Pull-Konverter mit einem induktiven Eingangsnetzwerk gemäß 2D verwendet werden. Weiterhin wird der Lastkreis (also beispielsweise der durch das Eingangsnetzwerk angeregte Schaltungsteil) vorzugsweise mit einem Resonanzkreis hoher Güte (also beispielsweise mit einer Güte Q > 5) ausgeführt. Eine entsprechende hohe Güte ist durch die Verwendung eines Piezotransformators (PT) in allen Fällen aus Gründen der Qualität der mechanischen Oszillationen des dafür geeigneten Materials, ähnlich der eines mechanischen Federoszillators, gegeben.
Die Vorteile der Verwendung eines Piezotrafos liegen weiterhin in einem hohen Wirkungsgrad, und im Falle der Verwendung eines Piezotransformators bzw. Piezotrafos (PT) anstatt eines magnetischen Transformators (bzw. Trafos) auch in einer geringen Störabstrahlung und einer geringen Zahl zusätzlicher reaktiver Bauelemente. Bei Verwendung eines Piezotransformators ergibt sich ferner eine reduzierte Bauhöhe im Vergleich zu Sperrwandlern oder anderen Lösungen von Resonanzkonvertern mit einem konventionellen Transformator. Gleichzeitig erfolgt gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Auswertung einer Phasendifferenz zwischen einem Schalterstrom des Konverters und einem rein kapazitiven oder rein ohmschen Strom oder einer rein kapazitiven oder rein ohmschen Spannung des Lastnetzwerks andererseits durch Auskopplung des laststromproportionalen Signals oder eines der am Lastnetzwerk anliegenden Ausgangsspannung proportionalen Signals. Somit ist bei geforderter galvanischer Trennung der Last von der Eingangsseite des Konverters keine galvanisch trennende Rückkopplung (beispielsweise über einen Optokoppler oder einen elektromagnetischen Übertrager) und kein über einen Gleichrichter zu erfassendes Ausgangsspannungs-Referenzsignal erforderlich, um den Resonanzkonverter zu regeln oder zu steuern. Dies bedeutet, dass z. B. keine Analog/Digital-Wandlung (A/D-Wandlung) der Ausgangsgrößen Strom oder Spannung erforderlich ist, um den Konverter mit richtig angepassten Regelparametern zu regeln. Ferner ist auch keine kontinuierlich analoge Erfassung der Ausgangsgrößen notwendig.
Zum besseren Verständnis wird im Folgenden anhand der 1.0 ein bekannter Resonanzkonverter gemäß dem Stand der Technik beschrieben. Der Resonanzkonverter gemäß der 1.0 ist in seiner Gesamtheit mit 1000 bezeichnet. Eine Leistungsquelle 1010 (auch mit Q bezeichnet) stellt einer Schaltereinheit 1020 (auch mit SE bezeichnet) eine Leistung bzw. eine Energie zur Verfügung. Die Schaltereinheit 1020 umfasst bei dem Resonanzkonverter 1000 ferner einen Treiber. Die Schaltereinheit 1020 liefert ferner eine Anregung 1030 an ein Lastresonanznetzwerk 1032, das auch mit LRK bezeichnet ist. Ferner liefert das Lastresonanznetzwerk 1032 einen Strom oder eine Spannung 1034 an ein Lastnetzwerk 1036, das auch mit LN bezeichnet ist. Ein Phasendetektor 1040 empfängt ein Schaltsignal 1042 von der Schaltereinheit 1020. Ferner empfängt der Phasendetektor eine Information 1044 über einen Laststrom von dem Lastresonanznetzwerk 1032 und bildet ein Phasensignal 1046, das eine Phasendifferenz beschreibt.
Ferner erfasst eine Spannungs-/Strom-Erfassungseinrichtung 1050 in analoger Weise eine Spannung oder einen Strom in dem Lastnetzwerk 1030. Ein Vergleicher und Regler 1054 (auch mit VE2R bezeichnet) vergleicht das Phasensignal 1046 mit einem Phasenreferenzsignal 1056 (auch mit PR bezeichnet) und liefert ein Ansteuersignal 1058 an einen spannungsgesteuerten Oszillator 1060 (auch mit VCO oder FE bezeichnet). Die Spannungs-/Strom-Bestimmungseinrichtung 1050 liefert ferner eine Spannungs-/Strom-Information 1064 als einen analogen Wert an einen Spannungs-/Strom-Vergleicher und Regler 1068 (auch mit VE1R bezeichnet). Der Spannungs-/Strom-Vergleicher und Regler 1068 vergleicht die Information 1064 mit einem Spannungs-/Strom-Referenzsignal 1070 von einer Spannungs-/Strom-Referenzsignalerzeugungseinrichtung 1072 (auch mit UR oder IR bezeichnet) und erzeugt ein Steuersignal 1076, das dem spannungsgesteuerten Oszillator 1060 zugeführt wird. Ein Ausgangssignal 1080 des spannungsgesteuerten Oszillators 1060 wird ferner der Schaltereinheit 1020 zugeführt.
In anderen Worten, unter Verwendung einer Schaltungsanordnung 1000 gemäß der 1.0 würde man, unter Verwendung eines Piezotransformators PT als Lastnetzwerk, eine Spannung oder einen Strom an der Last als Analogsignal erfassen. Das Analogsignal würde beispielsweise über eine Spitzenwertgleichrichtung ermittelt, oder es würde ein Optokoppler verwendet, welcher das Signal galvanisch getrennt analog auf die Eingangsseite des Lastnetzwerks zur Schaltereinheit zurückführen würde. Nachdem das analog ermittelte Ausgangssignal 1064 mit einem Referenzsignal (Strom oder Spannung) verglichen und über einen Regler verstärkt wurde (veranschaulicht durch den Spannungs-/Strom-Vergleicher und Regler 1068 bzw. VE1R), wird es auf einen spannungsgesteuerten Oszillator 1060 (VCO) oder einen anderen gesteuerten Oszillator im Sinne einer Frequenzerzeugungsschaltung (FE) gegeben, welche die Schaltereinheit 1020 (SE) durch einen gegebenenfalls vorgeschalteten Treiber mit einer Frequenz f und einer erforderlichen relativen Einschaltzeit D ansteuert. Die Schaltereinheit 1020 (SE) wird hierbei von einer Leistungsquelle 1010 (Q) gespeist, welche eine Spannungs- oder Stromquelle verkörpern kann.
Das Grundkonzept einer Schaltungsanordnung gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird im Folgenden Bezug nehmend auf die 2.0 beschrieben. Die 2.0 zeigt zu diesem Zweck ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, die in ihrer Gesamtheit mit 2000 bezeichnet ist. Eine Leistungsquelle bzw. Energiequelle 2010 liefert eine Leistung oder Energie 2012 an ein Eingangsnetzwerk 2020, das auch eine Schaltereinheit umfasst. Das Eingangsnetzwerk 2020 liefert eine eingangsseitige Anregung 2022 an ein Lastnetzwerk 2030 hoher Güte. Hierzu ist anzumerken, dass es sich bei der eingangsseitigen Anregung 2022 hinsichtlich eines Spannungsverlaufs oder eines Stromverlaufs beispielsweise um eine näherungsweise sinusförmige oder näherungsweise rechteckförmige Anregung handeln kann. Das Lastnetzwerk 2030 weist ferner typischerweise eine Güte Q > 5 auf.
Es sei darauf hingewiesen, dass es sich bei dem Lastnetzwerk 2030 typischerweise um ein Lastresonanznetzwerk bzw. um eine resonante Transformatoranordnung handelt. Das Lastnetzwerk bzw. Lastresonanznetzwerk 2030 weist einen Ausgang 2032 auf, an dem das Lastnetzwerk 2030 eine Ausgangsspannung oder einen Ausgangsstrom (typischerweise eine Ausgangs-Wechselspannung oder einen Ausgangs-Wechselstrom) für eine Wechselstromlast oder Gleichstromlast 2040 bereitstellt. Liegt eine Gleichspannungslast bzw. Gleichstromlast vor, so umfasst diese typischerweise zusätzlich eine Gleichrichtereinrichtung, um aus dem an dem Ausgang 2032 anliegenden Wechselspannungssignal bzw. Wechselstromsignal ein Gleichspannungssignal bzw. Gleichstromsignal zu erzeugen.
Die Schaltungsanordnung 2000 umfasst ferner eine Nulldurchgangserfassungseinrichtung 2050 zum Erfassen eines Nulldurchgangs eines Stroms durch einen Schalter der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2020. Alternativ kann die Nulldurchgangserfassungseinrichtung 2050 allerdings auch einen Nulldurchgangs eines Stroms, der von der Schaltereinheit oder dem Eingangsnetzwerk 2020 zu dem Lastnetzwerk 230 geliefert wird, erfassen. In anderen Worten, die Nulldurchgangserfassungseinrichtung 2050 liefert ein Nulldurchgangs-Erfassungssignal 2052, das einen Zeitpunkt eines Nulldurchgangs des Schalterstroms oder des an das Lastnetzwerk 2030 gelieferten Stroms umfasst. Das Lastnetzwerk 2030 umfasst ferner zumindest einen Hilfsausgang.
Gemäß einer ersten Ausführungsform ist das Lastnetzwerk 2030 ausgelegt, um an dem Hilfsausgang ein transformatorisch erzeugtes Signal bereitzustellen, das im Wesentlichen proportional zu der Ausgangsspannung an dem Ausgang 2032 des Lastnetzwerks 2030 ist. Zu diesem Zweck kann das Lastnetzwerk 2030 beispielsweise einen Hilfsabgriff enthalten, der so angeordnet bzw. ausgelegt ist, dass die an dem Hilfsabgriff entstehende Hilfsspannung proportional zu der an dem Ausgang 2032 anliegenden Ausgangsspannung ist. Eine derartige Auskopplung kann sowohl bei einer herkömmlichen resonanten Transformatoranordnung als auch bei einem Piezotransformator erzielt werden. Der entsprechende Hilfsausgang ist in der Schaltungsanordnung 2000 mit 2060 bezeichnet. Dem Hilfsausgang 2060 ist im Übrigen typischerweise (aber nicht notwendigerweise) eine Kapazität parallel geschaltet, die beispielsweise mit C_H bezeichnet ist. Ferner ist dem Ausgang 2032 des Lastnetzwerks 2030 typischerweise innerhalb oder außerhalb des Lastnetzwerks 2030 eine weitere Kapazität parallel geschaltet, die hier beispielhaft mit C₂ bezeichnet ist. Durch eine geeignete Wahl der Auskopplung sowie der Kapazitäten C_H und C₂ kann beispielsweise erreicht werden, dass die bevorzugte Proportionalität zwischen der Hilfsspannung an dem Hilfsausgang 2060 und der Ausgangsspannung an dem Ausgang 2030 zumindest näherungsweise besteht. Um eine Bezugnahme zu ermöglichen, wird der eben beschriebene Hilfsausgang im Folgenden auch als Spannungs-Hilfsausgang 2060 referenziert.
Alternativ zu einem Spannungs-Hilfsausgangs 2060 kann das Lastnetzwerk 2030 auch einen Strom-Hilfsausgang 2062 umfassen. Das Lastnetzwerk 2030 ist in diesem Falle so ausgelegt, dass ein an dem Strom-Hilfsausgang 2062 ausgekoppeltes Spannungs- oder Stromsignal (im Folgenden einheitlich als Strom-Hilfssignal bezeichnet) im Wesentlichen proportional zu einem über den Ausgang 2032 des Lastnetzwerks 2030 an die Last 2040 gelieferten Strom ist. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass die Auskopplung des Strom-Hilfssignals an den Strom-Hilfsausgang 2060 durch eine serielle Einschaltung eines Auskoppelnetzwerks erfolgt, so dass das Auskoppelnetzwerk von dem von dem Lastnetzwerk 2030 an die Last 2040 gelieferten Strom durchflos sen wird. Als Auskoppelnetzwerk kann beispielsweise ein Stromübertrager dienen. Bei der Auskopplung wird es bevorzugt, dass an dem Strom-Hilfsausgang 2062 ein Stromfluss durch eine in dem Lastnetzwerk hoher Güte ausgangsseitig gegebenenfalls vorhandene Kapazität C₂, die zur Einstellung einer Resonanzbedingung des Lastnetzwerks 2030 dient, ohne Berücksichtigung bleibt. Mit anderen Worten, der Stromfluss beispielsweise durch die Kapazität C₂ spiegelt sich nicht in dem Strom-Hilfssignal wider.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 2000 eine Erfassungseinrichtung 2070 zur Erfassung einer Phasenlage und/oder eines Spitzenwertes zumindest entweder des Spannungs-Hilfssignals von dem Spannungs-Hilfsausgang 2060 oder des Strom-Hilfssignals von dem Strom-Hilfsausgang 2062. Die Erfassungseinrichtung liefert somit zumindest ein Phasensignal oder Spitzenwertsignal 2072 an eine Einrichtung 2080 zum Phasenvergleich und/oder Spitzenwertvergleich. Die Einrichtung 2080 empfängt somit das Nulldurchgangserfassungssignal 2052 sowie zumindest ein Phasensignal oder Spitzenwertsignal 2072. Empfängt die Einrichtung 2080 von der Erfassungseinrichtung 2070 ein Phasensignal 2072, so führt die Einrichtung 2080 einen Phasenvergleich zwischen dem Nulldurchgangserfassungssignal 2052 und dem Phasensignal 2072 durch. Die Einrichtung 2080 liefert in diesem Fall ein Phasenvergleichssignal 2082 an den Regler 2086. Der Regler steuert daraufhin einen spannungsgesteuerten Oszillator 2090 bzw. phasengesteuerten Oszillator (VCO oder PCO) an und stellt beispielsweise die Frequenz und/oder eine relative Einschaltzeit des spannungsgesteuerten Oszillators 2090 ein. Der spannungsgesteuerte Oszillator 2090 treibt ferner über ein Ansteuersignal 2094 die Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2020 und bewirkt somit ein Einschalten und Ausschalten zumindest eines Schalters in dem Eingangsnetzwerk 2020.
Liefert die Erfassungseinrichtung 2070 ein Spitzenwertsignal 2072 an die Einrichtung 2080, so vergleicht die Ein richtung 2080 das Spitzenwertsignal 2072 mit einem Spannungsreferenzsignal oder Stromreferenzsignal 2096 von einer Spannungsreferenzsignal-Bereitstellungsseinrichtung oder Stromreferenzsignal-Bereitstellungseinrichtung 2098. Als Ergebnis des Spitzenwertvergleichs liefert die Einrichtung 2080 ein Ansteuersignal 2082 an den Regler 2086.
Im Übrigen wird darauf hingewiesen, dass die Erfassungseinrichtung 2070 sowohl eine Phasenerfassung als auch eine Spitzenwerterfassung durchführen kann, um an die Einrichtung 2080 sowohl ein Phasenerfassungssignal als auch ein Spitzenwerterfassungssignal zu liefern. In diesem Fall kann die Einrichtung 2080 sowohl einen Phasenvergleich zwischen dem Nulldurchgangserfassungssignal 2052 und dem Phasenerfassungssignal durchführen als auch einen Spitzenwertvergleich zwischen dem Spitzenwerterfassungssignal und dem Spannungsreferenzsignal oder Stromreferenzsignal 2096 durchführen. Die Einrichtung 2060 kann die beiden Vergleichsergebnisse sowohl des Phasenvergleichs als auch des Spitzenwertvergleichs dann beispielsweise additiv oder subtraktiv kombinieren, um das Ansteuersignal 2082 für den Regler 2086 zu erzeugen.
Es sei darauf darauf hingewiesen, dass beispielsweise entweder nur durch (indirekte) Auswertung einer DC-Eingangsspannung eines Konverters und zweier Phasensignale (Laststrom durch Auswertung eines Schalterstromes im geschlossenen Zustand einerseits, sowie eines Wirkstromes der Last oder einer der Lastnetzwerk-Ausgangsspannung proportionalen Größe andererseits) bereits eine Steuerung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes auf einen gewünschten, beispielweise konstanten Wert, erreicht werden kann. In anderen Worten, ist eine DC-Eingangsspannung eines Resonanzkonverters und ferner entweder eine Phasendifferenz zwischen einem Schalterstrom (eines Schalters in dem Eingangsnetzwerk) und eines Wirkstroms, der von dem Lastnetzwerk an die Last geliefert wird, oder eine Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom und der Ausgangsspannung des Lastnetzwerks bekannt, so kann die Ausgangsspannung oder der Ausgangsstrom des Lastnetzwerks auf einen gewünschten Wert geregelt werden.
Ein Hauptanliegen der vorliegenden Erfindung ist es jedoch, einen gesamten Laststrom (also beispielsweise einen Strom durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung oder, bevorzugt, einen Strom durch einen eingangsseitigen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung) aus der Beobachtung eines Schalterstromes, der diesen Laststrom führt, bezüglich dessen Phasenlage zu erfassen, und diese Phasenlage mit entweder einem zur Last fließenden Wirkanteil dieses Stromes zu vergleichen oder alternativ mit der Phasenlage eines der Lastnetzwerk-Ausgangsspannung proportionalen Größe, welche gleichzeitig die Spannung über eine reine Kapazität parallel zur Last oder zu einer die Last versorgenden Gleichrichterschaltung darstellt. In anderen Worten, es ist ein Anliegen der vorliegenden Erfindung, die Phasenlage eines Laststroms, also beispielsweise den Strom durch einen eingangsseitigen Resonanzkreis des Lastnetzwerks 2030 zu erfassen. Zu diesem Zweck kann beispielsweise der Strom durch einen Schalter der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2020 erfasst werden, da dieser Strom bei typischen Ausführungsformen eines Lastresonanznetzwerks 2030 hinsichtlich seiner Phasenlage eine vorbestimmbare und näherungsweise feste Phasenbeziehung (mit einer Abweichung von typischerweise weniger als +/– 15°) aufweist.
Alternativ kann aber auch eine Phasenlage eines Stroms, der eingangsseitig in das Lastnetzwerk 2030 fließt, erfasst werden. Der genannte eingangsseitig in das Lastnetzwerk 2030 fließende Strom ist dabei zwar nicht notwendigerweise identisch mit dem Laststrom (also dem Strom durch den Resonanzkreis des Lastnetzwerks), weist zu diesem aber typischerweise eine vorbestimmbare Phasendifferenz auf, die nur in einem geringen Bereich (von beispielsweise etwa +/– 15°) schwankt.
Die entsprechende Erfassung einer Phasenlage des Laststroms erfolgt beispielsweise durch die Nulldurchgangserfassungseinrichtung 2050 gemäß 2.0.
Ferner wird die Phasenlage eines zu der Last fließenden Wirkanteils des Stroms erfasst, also eine Phasenlage eines Stroms, wie er durch das Strom-Hilfssignal an dem Strom-Hilfsausgang 2062 beschrieben wird. Dabei wird davon ausgegangen, dass sich die Last 2040 im Wesentlichen wie eine ohmsche Last verhält, dass also Spannung und Strom eine Phasenverschiebung von weniger als +/– 30° aufweisen. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn die Last 2040 eine rein ohmsche Last ist, oder wenn es sich bei der Last 2040 beispielsweise um eine (Brücken-) Gleichrichterschaltung mit einem Ladekondensator und einer zusätzlichen ohmschen Last handelt. An dem Strom-Hilfsausgang 2062 wird ferner der Wirkanteil erfasst, da durch das Auskoppelnetzwerk (z. B. den Stromübertrager) nicht der Strom durch den Kondensator C₂ fließt.
Alternativ zu der Phasenlage des Wirkanteils des ausgangsseitigen Stroms kann die Phasenlage der Ausgangsspannung an dem Ausgang 2032 des Lastnetzwerks 2030 erfasst werden. Somit wird beispielsweise die Phasendifferenz zwischen der Phasenlage des oben definierten Laststroms und dem zur Last fließenden Wirkanteil des Stroms gebildet. Alternativ wird die Phasendifferenz zwischen dem Laststrom und der Ausgangsspannung an dem Ausgang 2032 gebildet.
Aus der Phasendifferenz wird ein Vergleich mit einer Soll-Phasendifferenz zur Regelung der Ausgangsspannung oder Ausgangsleistung durchgeführt. Vorteilhaft ist bei einer ausschließlichen Auswertung einer erfindungsgemäßen Phasendifferenz, dass diese immer einen eingangsspannungsunabhängigen Wert liefert, welcher mit einem Lastwinkel zwischen einer kapazitiven und einer ohmschen Last korrespondiert. Somit kann man bei Bekanntsein einer konstanten kapazitiven Last (beispielsweise der konstanten Kapazität C₂) eine aktuelle ohmsche Last über diesen Phasenwinkel und eine verwendete Schaltfrequenz (bzw. Arbeitsfrequenz) bestimmen. Es wird allerdings darauf hingewiesen, dass damit die Größe der Ausgangsspannung, des Ausgangsstromes oder der Ausgangsleistung noch nicht bestimmt ist. Ein genannter Phasenwinkel dokumentiert nämlich nur die Aufteilung von Wirkstrom und Blindstrom, nicht aber dessen absolute Größe.
Um zusätzlich den absoluten Wert von Ausgangsspannung, Ausgangsleistung oder Ausgangsstrom zu regeln oder zu steuern, ist erfindungsgemäßerweise eine Ermittlung der Ausgangsspannung über ein der kapazitiven und/oder ohmschen Last proportionales Signal aus dem Lastnetzwerk heraus vorgesehen. Dazu wird vorzugsweise ein der Ausgangsspannung über der kapazitiven Last proportionales Signal durch transformatorische Auskopplung aus dem Lastnetzwerk verwendet, um den Maximalwert der Ausgangsspannung zu erfassen. Dieser der Ausgangsspannung an der Last proportionale Wert kann mit einer Referenzspannung verglichen werden. Somit kann eine auf die Größe der Referenzspannung ausgebildete bzw. an die Größe der Referenzspannung angepasste Nennausgangsspannung eingestellt oder eingeregelt werden. Alternativ kann ein dem ohmschen Laststrom proportionales Signal transformatorisch aus dem Lastnetzwerk ausgekoppelt werden. Das ausgekoppelte dem ohmschen Laststrom proportionale Signal stellt damit den Absolutwert des durch die Last fließenden Stromes dar. Der durch die Last fließende Strom kann mit einem Referenzwert verglichen werden und kann somit ferner konstant eingestellt oder eingeregelt werden.
Weiterhin ist es möglich, über eine der bezüglich ihres Maximalwertes erfassten Größen (Strom durch die ohmsche Last oder Ausgangsspannung über der kapazitiven Last) eine Regelung oder Einstellung der jeweils nicht erfassten Größe (Ausgangsspannung über der kapazitiven Last oder Strom durch die ohmsche Last) aus der zusätzlichen Information über den erfindungsgemäß ermittelten Phasenwinkel zu erzeugen.
Schließlich kann auch in bekannter Weise die zu regelnde Größe auf der Ausgangsseite erfasst und mit einem Regelverstärker die Regelabweichung ermittelt und mit einem Optokoppler die Regelabweichung der Steuerschaltung zugeführt werden.
Um ein Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen bzw. zu erleichtern, wird im Folgenden anhand der 3A–3C ein Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen resonanten Transformatoranordnung erläutert. Zur weiteren Erhellung zeigt die 3α eine wesentliche Annahme bzw. Vereinfachung, die den folgenden Ausführungen jeweils zugrunde liegt. Zu diesem Zweck zeigt ein erstes Schaltbild 3000 der 3A ein herkömmliches Ersatzschaltbild eines Piezotransformators. Das herkömmliche Ersatzschaltbild umfasst eine Eingangskapazität 3010 (C1), einen Serien-Resonanzkreis bestehend aus einer Kapazität 3020 und einer Induktivität 3030, einen Übertrager 3040 sowie eine ausgangsseitige Kapazität 3050. Durch den eingangsseitigen Serienresonanzkreis bestehend aus der Kapazität 3020 und der Induktivität 3030 fließt ein sogenannter „Lastwechselstrom" I_L. Der Übertrager 3040 liefert ausgangsseitig einen ausgangsseitigen Strom I_L,2. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass herkömmlicherweise zwischen dem eingangsseitig fließenden Strom I_L und dem ausgangsseitig fließenden Strom I_L,2 unterschieden werden müsste, da diese nicht zwangsläufig gleich groß sind.
Es wird hierbei aus Zwecken der Vereinfachung allerdings davon ausgegangen, dass zumindest ein fester Zusammenhang zwischen den Strömen I_L und I_L,2 bestehe. Somit gilt: IL,2 = cEingang,Ausgang IL.
Dabei sei c_{Eingang,Ausgang} eine Konstante. Werden I_L und I_L,2 als komplexe Zeigergrößen angenommen, so kann die Konstante C_{Eingang,Ausgang} auch komplexwertig sein, um eine gegebenenfalls auftretende Phasenverschiebung zwischen dem eingangsseitigen Strom I_L und dem ausgangsseitigen Strom I_L,2 anzudeuten.
Aufgrund des vorbeschriebenen festen Zusammenhangs zwischen den Strömen I_L und I_L,2 wird daher im Folgenden auf eine Unterscheidung verzichtet, und sowohl der eingangsseitige Strom als auch der ausgangsseitige Strom mit I_L bezeichnet. Dabei sollte jedoch stets berücksichtigt werden, dass die Ströme nicht notwendigerweise gleich sein müssen, sondern gegeneinander in Amplitude skaliert sein können und ferner eine Phasenverschiebung aufweisen können. Die entsprechende Skalierung und die entsprechende Phasenverschiebung können allerdings vorbestimmt werden.
Somit repräsentiert das in dem Schaltbild 3080 gezeigte Ersatzschaltbild eines Piezotransformators den in dem Ersatzschaltbild 3000 beschriebenen herkömmlichen Piezotransformator. Obgleich eine Unterscheidung des eingangsseitigen Stroms I_L und des ausgangsseitigen Stroms I_L,2 für eine tatsächliche Dimensionierung eines Piezotransformators bzw. eines Resonanzkonverters relevant sein mag, so ist diese Unterscheidung doch für die folgenden Überlegungen nur von untergeordneter Bedeutung.
Basierend auf dem Verständnis gemäß der 3α zeigt somit die 3A ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators bzw. allgemein einer resonanten Transformatoranordnung (so dass sich das oben für einen Piezotransformator Gesagte auf eine allgemeine resonante Transformatoranordnung übertragen lässt), die eingangsseitig angeregt wird (wobei die Energiequelle hier nicht gezeigt ist, und wobei die eingangsseitige Anregung hier aus Gründen der Vereinfachung durch einen Schalter S1 repräsentiert ist).
Mit anderen Worten, 3A zeigt ein Ausgangsschema einer erfindungsgemäßen Lösung, wenn diese auf Konverter-Typen gemäß den 1A oder 1B angewandt wird. In anderen Worten, es wird hierbei davon ausgegangen, dass bei Kenntnis des Stroms in dem eingangsseitigen Resonanzkreis des Piezotransformators auch der Strom in dem ausgangsseitigen Resonanzkreis des Piezotransformators bekannt ist. Zur weiteren Vereinfachung wird basierend auf dem Ersatzschaltbild der 3A ein Ersatzschaltbild 320 gemäß der 3B hergeleitet. Da der Lastresonanzkreis, bestehend aus einer Kapazität 302 gemäß 3A und einer Induktivität 304 gemäß 3A (bzw. repräsentiert durch die Kapazität 302 und die Induktivität 304) eine hohe Resonanzkreisgüte Q > 5 besitzen soll, wird der Resonanzkreis 302, 304 in dem Ersatzschaltbild 320 gemäß 3B durch eine sinusförmige Stromquelle I_L ersetzt, die entsprechend der hier getätigten Annahme einen Strom I_L liefert. Der nahezu sinusförmige Laststrom I_L teilt sich somit nach der komplexen Gleichung
auf die ohmsche Last 322 (R) und die kapazitive Last 324 (C₂) auf. Ein Phasenwinkel φ zwischen dem Laststrom I_L und dem ohmschen Strom I_R durch den Lastwiderstand 322 (R) ergibt sich somit gemäß der folgenden Formel, die auch mit (2) bezeichnet ist:
In anderen Worten, ist aus einer Bestimmung einer Phasendifferenz bzw. Phasenverschiebung zwischen dem Laststrom I_L und dem ohmschen Strom I_R durch den Lastwiderstand R der Phasenwinkel φ bekannt, und ist ferner eine Resonanzkreisfrequenz ω des Lastkreises mit ω = 2·φ·f bekannt, so kann über den Wert der Kapazität C₂ (324) der Wert des Lastwiderstandes R (322) gemäß obigen Formeln ermittelt werden. Der Laststrom I_L kann dabei beispielsweise durch die Nulldurchgangserfassungseinrichtung 2050 bestimmt werden (wobei gegebenenfalls noch eine Phasenverschiebung zwischen einem eingangsseitigen Strom I_L und einem ausgangsseitigen Strom I_L,2 gemäß den Ausführungen anhand der 3α zu berücksichtigen ist). Der ohmsche Strom I_R durch den Widerstand 322 (R) ist ferner beispielsweise an dem Strom-Hilfsausgang 2062 gemäß 2.0 abgreifbar. Die entsprechende Bestimmung des Phasenwinkels φ kann beispielsweise in der Einrichtung 2080 erfolgen.
Gleichzeitig ist die Phasenlage der Spannung U₂ an dem Ausgang des Lastnetzwerks 2030 (bzw. der resonanten Transformatoranordnung 2030) gegenüber dem Laststrom I_L ebenfalls nach (2) zu bestimmen, da die Spannung U₂ dem ohmschen Strom durch den Widerstand 322 (R) proportional ist. Mit anderen Worten, auch bei Kenntnis der Phasenverschiebung zwischen dem Laststrom I_L und der Spannung an dem Ausgang 2032 des Lastnetzwerks 2030 kann (eine Kenntnis der Resonanzkreisfrequenz ω und des Wertes der Kapazität C₂ vorausgesetzt) der Wert des Widerstands 322 (R) bestimmt werden.
Diese Betrachtung gilt zunächst für den Fall einer reinen kapazitiven und ohmschen Wechselstromlast mit konstanten Werten R und C₂ in Parallelschaltung. Will man weiterhin die Spannung an der ohmschen Last regeln oder einstellen, so muss man deren Wert selbst beobachten. Dies geschieht erfindungsgemäß dadurch, dass man die Spannung U₂, also die Spannung über dem Lastwiderstand 322 (R) und der ausgangsseitigen Kapazität 324 (C₂) transformatorisch aus dem Lastkreis auskoppelt, so dass ein Auskoppelsignal (auch als Hilfssignal oder Spannungs-Hilfssignal bezeichnet) mit eine Spannung U₃ entsteht, wobei die Spannung U₃ immer in etwa proportional zu der Spannung U₂ ist. In anderen Worten, eine Linearitäts-Abweichung zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ beträgt maximal 20%.
Das ausgekoppelte Signal bzw. Hilfssignal U₃ wird dann mit einer Referenzspannung U_r verglichen, welche zusammen mit einer konstanten Phasenverschiebung φ_r zwischen dem Nulldurchgang der Ausgangsspannung U₂ und dem Erreichen des Referenzwertes U_r durch die Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ eine Regelung oder Einstellung der Ausgangsspannung möglich macht. Die einstellbare oder regelbare Ausgangsspannung ergibt sich dann nach (3) mit
In anderen Worten, die Regelung oder Einstellung der Ausgangsspannung erfolgt gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung in Abhängigkeit von dem Winkel φ_r, so dass eine (direkte) Auswertung einer Amplitude der Hilfsspannung U₃ nicht erforderlich ist. Dazu wird die Phasenverschiebung zwischen dem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ und einem Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ einen vorgegebenen Referenzwert U_r kreuzt, bestimmt. Somit lässt sich die Amplitude von U₃ aus dem Zusammenhang U₃ = U_r/sin φ_r ermitteln bzw. φ_r ist ein Maß für die Amplitude. Unter Verwendung einer Proportionalitätskonstante k_r kann dann ferner gemäß (3) auf die Amplitude oder den Mittelwert der Ausgangsspannung U₂ gefolgert werden. Eine explizite Berechnung der Amplitude ist allerdings nicht erforderlich, sondern es kann vielmehr beispielsweise der Winkel φ_r als Regelgröße verwendet werden.
Ferner ist anzumerken, dass sich die Gleichung (3) vereinfacht, wenn beispielsweise der Referenzwinkel φ_r zu 90° gewählt wird. In diesem Falle gilt: sin φ_r = 1.
Im Übrigen sei darauf hingewiesen, dass 3B eine transformatorische Auskoppelung der Hilfsspannung U₃ zeigt. Ein Übertrager 330 ist eingangsseitig parallel zu dem Lastwi derstand bzw. der Wechselstromlast 322 geschaltet, so dass an dem Eingang des Übertragers 330 die gleiche Spannung anliegt wie über dem Lastwiderstand 322. Der Übertrager weist ferner ein Übertragungsverhältnis k_r auf. Ein Ausgang des Übertragers ist beispielsweise mit einer dritten Kapazität C₃ gekoppelt. Die an dem Ausgang des Übertragers 330 anliegende Spannung bildet ein Hilfssignal, das auch als Hilfsspannung U₃ bzw. als Spannungs-Hilfssignal bezeichnet wird.
Somit kann man eine Wechselstromlast nach 3B durch Festlegung einer Referenz bzw. Referenzspannung U_r und Vergleich der Referenzspannung U_r mit der ausgekoppelten Spannung U₃ auf eine konstante Spannung, eine konstante Leistung oder einen konstanten Strom regeln. Dabei ist eine weitere kapazitive Last 322 (C₃) an dem Übertragerausgang des Übertragers 330 mit dem Spannungsübersetzungsverhältnis k_r zulässig. Die kapazitive Last 332 (C₃) ist entweder gegenüber der zweiten Kapazität 324 (C₂) vernachlässigbar, oder wird über das Übertragungsverhältnis k_r in den Wert von C₂ einbezogen, um eine phasenrichtige Zuordnung der kapazitiven und ohmschen Last zu erhalten.
In andere Worten, sind der Wert der zweiten Kapazität 324 (C₂), die Eigenschaften des Übertragers 330 und der Wert der dritten Kapazität 332 (C₃) bekannt, so kann daraus auch eine Phasenbeziehung zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ vorbestimmt werden, die gegebenenfalls als ein Korrekturfaktor in die Spannungsregelung einbezogen werden kann.
3C zeigt ein weiteres Ersatzschaltbild einer Ausgangsschaltung eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters, wobei die anhand der 3A und 3B gezeigte Wechselstromlast durch eine Gleichstromlast in Verbindung mit einem Brückengleichrichter und einem Siebkondensator ersetzt ist. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird der Ausgang der resonanten Transformatoranordnung wiederum durch eine Stromquelle 340 repräsentiert, die einen Strom I_L liefert. Eine zweite Kapazität 342 ist mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelt. Der Ausgang der Transformatoranordnung ist ferner mit einem Eingang eines Brückengleichrichters bestehend beispielsweise aus vier Dioden gekoppelt. An einem Ausgang des Brückengleichrichters 344 ist ferner eine Siebkapazität 346 angeschlossen. Parallel zu der Siebkapazität 356 (C₀) ist ferner eine Gleichstromlast 348 (R) geschaltet, die hier durch einen ohmschen Widerstand repräsentiert ist. Eine Spannung über der Gleichstromlast ist mit U₀ bezeichnet, und ein Strom durch die Gleichstromlast ist mit I₀ bezeichnet.
Ein Übertrager 350 ist ferner direkt an den Ausgang der resonanten Transformatoranordnung geschaltet. In anderen Worten, ein Eingang des Übertragers 350 ist parallel zu dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung (repräsentiert durch die Stromquelle 340) bzw. parallel zu der zweiten Kapazität 342 (C₂) geschaltet. An dem Ausgang des Übertragers 350 ist beispielsweise optional eine dritte Kapazität 352 angeschlossen. An dem Ausgang des Übertragers 350 steht somit die Hilfsspannung bzw. das Spannungs-Hilfssignal U₃ zur Verfügung.
In anderen Worten, in der 3C ist ausgeführt, wie erfindungsgemäßerweise statt einer Parallelschaltung einer kapazitiven und ohmschen Wechselstromlast eine kapazitive Wechselstromlast (die zweite Kapazität 342) mit einer Gleichrichterschaltung (beispielsweise einem Brückengleichrichter bestehend aus vier Dioden D₁, D₂, D₃, D₄) parallel geschaltet ist. An dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 344 ist eine ohmsche Gleichstromlast 348 (auch mit R oder R_O bezeichnet), gegebenenfalls parallel zu einer Pufferkapazität 346 (C_O), angeordnet.
Auch in diesem Falle (also unter Verwendung einer Gleichstromlast in Verbindung mit einer Gleichrichterschaltung) ist eine eindeutige Zuordnung zwischen einem Phasenwinkel φ_LZ bzw. φ_L0 des Nulldurchgangs des Laststromes I_L und des Nulldurchgangs der Spannung U₂ an der Kapazität C₂ bzw. des Erreichens der Spannung U_O gegeben. Somit ist eine Einstellung oder Regelung der Ausgangsspannung über das Bekanntsein der Kapazität C₂, der Schaltfrequenz f, des Phasenwinkels φ_Z0 zwischen dem Spannungsnulldurchgang von U₂ bzw. von U₃ als zu U₂ proportionalem Wert und dem Erreichen einer Referenzspannung U_r, welche zur Ausgangsspannung U_O proportional sein kann, sowie der Auswertung des zu U_O proportionalen Maximalwertes von U₃ selbst, möglich. Der Phasenwinkel φ_Z0 ergibt sich somit aus der Differenz der beiden Phasenwinkel φ_LZ und φ_L0, wie es in 3D dargestellt ist.
Mit anderen Worten, die 3D zeigt eine graphische Darstellung von Spannungs- und Stromverläufen, die in einer Ausgangsschaltung des Resonanzkonverters gemäß 3C auftreten. Eine Abszisse 360a beschreibt die Zeit, während eine Ordinate 360b eine Größe eines jeweiligen Stromes oder einer jeweiligen Spannung beschreibt. Ein erster Kurvenverlauf 360c beschreibt einen von dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gelieferten Strom I_L, und ein zweiter Kurvenverlauf 360d beschreibt sowohl die Spannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung als auch die Hilfsspannung U₃, da beispielsweise die beiden genannten Spannungen zueinander proportional sind.
Der Phasenwinkel φ_L0 beschreibt ferner eine Phasendifferenz zwischen einem steigenden Nulldurchgang eines Laststroms I_L, den die resonante Transformatoranordnung an ihrem Ausgang liefert bzw. der in einem ausgangsseitigen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung fließt, und einem Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ den vorgegebenen Schwellenwert erreicht. Der Phasenwinkel φ_LZ beschreibt ferner eine Phasendifferenz zwischen einem steigenden Nulldurchgang des Laststroms I_L und einem steigenden Nulldurchgang der Ausgangsspannung U₂ oder der Hilfsspannung U₃. Ferner beschreibt der Phasenwinkel φ_Z0 eine Phasendifferenz zwischen dem steigenden Nulldurchgang der Ausgangs spannung U₂ bzw. der Hilfsspannung U₃ sowie dem Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ den vorgegebenen Schwellenwert bzw. Referenzwert erreicht. Wie aus der 3D ersichtlich ist, gilt somit: φL0 = φLZ + φZ0
3E zeigt eine graphische Darstellung von Abhängigkeiten der Winkel φ_L0, φ_LZ und φ_Z0 von einem Strom I₀ durch die Gleichstromlast 348. In anderen Worten, 3E zeigt eine typische Abhängigkeit des Phasenwinkels φ_Z0 von dem Strom I_O, welcher durch den ohmschen Lastwiderstand R fließt. Dabei überstreicht der Winkel bzw. Phasenwinkel φ_Z0, wie auch der Winkel bzw. Phasenwinkel φ_LZ, insgesamt maximal 90° vom lastfreien Zustand (R = ∞) bis zu 0° im Kurzschlussfall (R = 0). Weiterhin überstreicht jedoch der Winkel bzw. Phasenwinkel φ_L0 im gleichen Lastbereich einen Winkel von 180° bis zu 0°. Allen so bestimmten Phasenwinkeln ist weiterhin gemeinsam, dass sie sich linear mit dem Logarithmus des Ausgangsstromes I_O bei konstanter Ausgangsspannung U_O ändern. Somit ändern sich die genannten Phasenwinkel auch linear mit dem Logarithmus der Ausgangsleistung, wie in 3E ebenfalls gezeigt ist.
In anderen Worten, 3E zeigt in zwei graphischen Darstellungen 364a, 364b die Phasenwinkel φ_L0, φ_LZ und φ_Z0 in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom I₀. In der ersten graphischen Darstellung 364a ist an einer Abszisse 363c der Ausgangsstrom I₀ in linearer Form angetragen, während eine Ordinate 364b die Winkel in linearer Darstellung zeigt. In der zweiten graphischen Darstellung 364b hingegen ist an einer Abszisse 364e der Ausgangsstrom I₀ in logarithmischer Weise angetragen, während hingegen eine Ordinate 364f die Phasenwinkel φ_L0, φ_LZ und φ_Z0 in linearer Weise zeigt.
Es ist daher gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung vorteilhaft, den Phasenwinkel φ_L0 vorzugsweise zu erfassen und zur Regelung oder Steuerung der Ausgangsspannung zu verwenden, da der Phasenwinkel φ_L0 in einem vorgegebenen Lastbereich eine größere Bandbreite bietet als die beiden Phasenwinkel φ_Z0 und φ_LZ. Mit anderen Worten, innerhalb eines vorgegebenen Lastbereichs ändert sich der Phasenwinkel φ_L0 stärker als die Phasenwinkel φ_Z0 und φ_LZ. Weiterhin kann man sich die logarithmische Abhängigkeit der Phasenwinkel von der Ausgangsleistung oder dem Ausgangsstrom bei konstanter Ausgangsspannung zunutze machen, um den Laststrom bzw. Ausgangsstrom I_O über einen Sensor zu erfassen, schaltungstechnisch von dem erfassten Wert einen Logarithmus zu bilden und mit der so erhaltenen Funktion den Phasenwinkel linear verändern, um eine konstante Ausgangsspannung U_O einzustellen. Entsprechend ist in der 3F eine Regelschleife mit einer entsprechenden Steuerfunktion gezeigt.
In anderen Worten, 3F zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung der Ausgangsspannung unter Verwendung des Logarithmus des Ausgangsstromes. Die Schaltungsanordnung der 3F ist in ihrer Gesamtheit mit 370 bezeichnet. Ein Ausgang einer resonanten Transformatoranordnung ist hierbei durch eine Stromquelle 372 symbolisiert, die einen Lastwechselstrom I_L liefert. Ein Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist somit mit einer zweiten Kapazität 374a (C₂) gekoppelt. Mit der zweiten Kapazität 374a ist ferner ein Eingang einer Brückengleichrichterschaltung 374b gekoppelt. Ein Ausgang der Brückengleichrichterschaltung 374b ist mit einer Siebkapazität bzw. Ladekapazität 374c sowie mit einer Gleichstromlast 374d gekoppelt. Die Gleichstromlast 374d ist hier durch einen ohmschen Widerstand mit dem Wert R symbolisiert. Ferner ist mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ein Eingang eines Übertragers 376a gekoppelt. An dem Ausgang des Übertragers 376a ist ferner eine Kapazität 376b parallel geschaltet. An dem Ausgang des Übertragers 376a liegt ferner eine Hilfsspannung U₃ an.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 370 einen ersten Komparator bzw. Referenzwertvergleicher 376c, der die Hilfsspannung U₃ mit einer Referenzspannung U_R vergleicht. An dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 376c liegt somit ein Signal an, das angibt, wann die Hilfsspannung U₃ einen durch die Referenzspannung U_R vorgegebenen Referenzwert kreuzt. Da die Hilfsspannung U₃ ein proportionales (gegebenenfalls aber zusätzlich phasenverschobenes) Maß für die Ausgangsspannung U₂ über der zweiten Kapazität 374a (C₂) ist, steht an dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 376c somit auch eine Information darüber an, wann die Ausgangsspannung U₂ den zugehörigen Referenzwert kreuzt.
Die Schaltungsanordnung 370 umfasst ferner einen Schalterstrombestimmer 376d, der eine Information über einen Stromfluss durch einen Schalter einer Schaltereinheit liefert, die eine primärseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung erzeugt. Die Schaltungsanordnung 370 umfasst ferner einen zweiten Komparator bzw. Referenzwertvergleicher 376e, der die Information über den Schalterstrom von dem Schalterstrombestimmer 376d empfängt und mit einem weiteren vorgegebenen Referenzwert vergleicht. Somit liegt an dem Ausgang des zweiten Referenzwertvergleichers 376e eine Informationen an, wann der Schalterstrom den vorgegebenen zweiten Referenzwert kreuzt oder beispielsweise einen Nulldurchgang aufweist. Ein Phasendetektor 376f empfängt die Ausgangssignale sowohl des ersten Referenzwertvergleichers 376c als auch des zweiten Referenzwertvergleichers 376e und liefert somit eine Information 3768, die eine Phasenverschiebung zwischen einem Nulldurchgang des Laststroms I_L (bzw. des Schalterstroms) und einem Erreichen des vorgegebenen Referenzwerts durch die Hilfsspannung U₃ beschreibt. Mit anderen Worten, die Information 376g beschreibt beispielsweise den Phasenwinkel φ_L0, wie er anhand der 3D und 3E beschrieben wurde.
Die Schaltungsanordnung 370 umfasst ferner eine Ausgangsstromerfassungseinrichtung 378a bzw. 378b. Die Ausgangs stromerfassungseinrichtung 378a bzw. 378b erfasst beispielsweise den Strom, der von dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung entweder an den Eingang der Gleichrichterschaltung 374b (bzw. des Brückengleichrichters 374b) geliefert wird bzw. den Strom, der in die Gleichstromlast 374d fließt. Alternativ könnte eine Ausgangsstromerfassungseinrichtung aber auch den Strom erfassen, der von dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 374b an den Siebkondensator 374c und die Gleichstromlast 374d geliefert wird. Alternativ kann die Ausgangsstromerfassungseinrichtung einen an eine resistiven Wechselstromlast gelieferten Strom erfassen.
Die von der Ausgangsstromerfassungseinrichtung 378a gelieferte Information ist hier mit k_I1I₀ bezeichnet und die von der Ausgangsstromerfassungseinrichtung 378b bezeichnet Information ist hier mit k_I2I₀ bezeichnet. Es ist freilich ausreichend, wenn eine der Ausgangsstromerfassungseinrichtungen 378a, 378b vorhanden ist. Die von der entsprechenden Ausgangsstromerfassungseinrichtung 378a, 378b gelieferte Information über den Ausgangsstrom wird dann einem Logarithmierer 378c zugeführt. Der Logarithmierer 378c liefert eine Hilfsgröße 378d, die zumindest näherungsweise bzw. in einem bestimmten Bereich des Ausgangsstroms I₀ dem Logarithmus der von der Ausgangsstromerfassungseinrichtung 378a, 378b gelieferten Information entspricht. Die Hilfsgröße ist im Übrigen auch mit x bezeichnet. Eine Abbildungseinrichtung 378e erzeugt aus der Hilfsgröße 378d (x) durch eine lineare Abbildung einen Phasen-Referenzwert 378f, der auch mit LIN bezeichnet ist, wobei gilt: LIN = φ0 – kφxund wobei ferner zumindest näherungsweise gilt: x = log(kI1,2I0).
Ein Regler 378g empfängt eine Differenz zwischen der Phaseninformation 376g und dem Phasenreferenzwert 378f, und regelt eine Frequenz und/oder ein Tastverhältnis einer eingangsseitigen Anregung der resonanten Transformatoranordnung derart, dass das Eingangssignal des Reglers 378g (die Differenz zwischen der Phaseninformation 376g und dem Phasenreferenzwert 378f) auf einen vorgegebenen (z.B. festen) Wert oder auf Null ausgeregelt wird.
In anderen Worten, durch Logarithmieren des erfassten Ausgangsstromes I₀ (auch als LOG bezeichnet) oder einer davon abgeleiteten proportionalen Größe wird eine lineare Funktion LIN erzeugt, welche bei konstanter Ausgangsspannung zu einer jeweiligen Phasenverschiebung nach 3E führt bzw. führen muss. Ein Nulldurchgang des Laststromes I_L wird durch einen Vergleicher 376e (KL) erfasst und auf einen Phasendetektor 376f geleitet. Durch Vergleich des Ist-Wertes des Ausgangsstroms I₀ mit einer durch den Phasendetektor 376f (PD) erfassten Phasenverschiebung, beispielsweise des Winkels φ_L0 oder φ_LZ oder eines durch einen anderen Wert der Referenzspannung U_r eingestellten Phasenwinkels als Sollwert wird ein Phasenfehler gebildet. Der Phasenfehler beeinflusst über den Regler 378g (RE) die Laststromquelle I_L, also die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung.
Mit der gezeigten Anordnungen gemäß der 3F lassen sich im Übrigen alternativ Lastströme auch direkt erfassen und regeln oder steuern, um diese beispielsweise anstelle der Ausgangsspannung konstant zu halten.
Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass mit der Schaltungsanordnung der 3F die Spannung U₀ über der Gleichstromlast 374d konstant gehalten werden kann, wobei lediglich eine Phasenverschiebung φ_L0, eine Phasenverschiebung φ_LZ oder eine Phasenverschiebung φ_Z0 sowie ein Maß für den Ausgangsstrom I₀ festgestellt werden muss. Der Wert der Gleichstromlast 374d muss nicht bekannt sein bzw. darf variabel sein.
3G zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend auf einer Phasendifferenz zwischen der Phasenlage eines Schalterstroms und einer Phasenlage der Hilfsspannung. Die Schaltungsanordnung der 3G ist in ihrer Gesamtheit 380 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 380 weist dabei eine starke Ähnlichkeit mit der anhand der 3F gezeigten Schaltungsanordnung 370 auf, so dass bei der Schaltungsanordnung 380 gleiche Einrichtungen mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind wie bei der Schaltungsanordnung 370. Das Ausgangssignal des ersten Referenzwertvergleichers 376c und das Ausgangssignal des zweiten Referenzwertvergleichers 376e werden dem Phasendetektor 376f zugeführt, der basierend auf einer Phasenverschiebung zwischen den Ausgangssignalen des ersten Referenzwertvergleichers 376c und des zweiten Referenzwertvergleichers 376e ein Ausgangssignal 382a liefert, das einen Phasenfehler Δφ_L beschreibt.
Das Ausgangssignal des ersten Referenzwertvergleichers 376 wird ferner dem Schwellendetektor 382b zugeführt und der Schwellendetektor 382b erzeugt ein Ausgangssignal, durch das ein erster Regler 382c angesteuert wird. Der erste Regler 382c liefert ein Signal, das eine Regelabweichung Δφ₀ beschreibt. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 376f sowie das Ausgangssignal des ersten Reglers 382c werden dann in einer Differenzbildungsstufe 382d kombiniert (mit Vφ bezeichnet), um ein Eingangssignal für einen zweiten Regler zu bilden. Der zweite Regler 382e regelt eine Frequenz und/oder ein Tastverhältnis einer eingangsseitigen Anregung der resonanten Transformatoranordnung.
Basierend auf der strukturellen Beschreibung wird im Folgenden die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 380 beschrieben. Um eine Ausgangsspannung U_O (an der Gleichstromlast 374d) konstant zu halten, kann gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die Ausgangsspannung U₂ (an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung) beispielsweise durch Erfassung der dazu proportionalen Hilfsspannung U₃ ausgewertet werden. Zur Auswertung wird weiterhin der Laststrom I_L erfasst, und es wird durch den Phasendetektor 376f eine Phasendifferenz (zwischen dem Laststrom I_L und der Hilfsspannung U₃) gebildet. Weiterhin wird durch das Erreichen des Referenzwertes U_r (auch als U_R bezeichnet), welcher proportional zu bzw. linear abhängig von einem Wert bzw. Sollwert der Ausgangsspannung U_O ist, ein Schwellendetektor 382b (auch als SD bezeichnet) aktiviert. Der Schwellendetektor 382b steuert den ersten Regler 382c an und verstärkt eine positive oder negative Abweichung vom Referenzwert U_r durch den ersten Regler 382c (auch als RE1 bezeichnet).
Diese Regelabweichung der Ausgangsspannung U_O wird als eine Phasenabweichung Δφ₀ zusätzlich zu einem Phasenfehler Δφ_L geschaltet. In anderen Worten, die Phasenabweichung Δφ_L, die von dem ersten Regler 382c geliefert wird, wird mit dem von dem Phasendetektor 376f gelieferten Phasenfehler Δφ_L durch Summenbildung oder durch Differenzbildung kombiniert. Ein resultierender Regelfehler, der sich also beispielsweise aus der Summen- bzw. Differenzbildung von Δφ_L und Δφ₀ ergibt, wird auf den zweiten Regler 382e geschaltet bzw. dem zweiten Regler 382e als Eingangssignal zugeführt. Der zweite Regler 382e beeinflusst die Stromquelle I_L (also die Anregung der resonanten Transformatoranordnung) so, dass der Laststrom I_L zur Verringerung des Regelfehlers entsprechend verändert wird. Damit wird erreicht, dass eine nur geringe Änderung der Ausgangsspannung U_O, welche nur eine kleine Regelabweichung Δφ₀ über den ersten Regler 382c erzeugen würde, durch eine Erfassung der Belastungsänderung über den sich stärker ändernden Ausgangsstrom I_O eine größere Regelabweichung durch Unterlagerung bzw. Überlagerung des Signals Δφ_L erzeugt, so dass eine schnellere Regelung möglich wird. Gleichzeitig werden nur zwei beobachtete Signale I_L und U₃ im Vergleich mit den Schwellwer ten Null und U_r benötigt, so dass sich die Reglerschaltung gegenüber bekannten Lösungen vereinfacht.
Mit anderen Worten, durch die Schaltungsanordnung gemäß der 3G wird gleichzeitig sowohl die Ausgangsspannung U₀ als auch eine Laständerung (über die Phasendifferenz Δφ_L) beobachtet, und die beiden beobachteten Größen (Veränderung der Spannung als auch Veränderung des Stroms bzw. der vorliegenden Last) werden mit in die Regelung einbezogen. Dadurch ergibt sich eine schnellere und zuverlässigere Ausregelung von Lastveränderungen.
Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Referenzspannung U_R auch null sein kann. Ferner sei darauf hingewiesen, dass das Ausgangssignal des Phasendetektors 376f ein Maß für eine Last (also beispielsweise ein Maß für die Größe der Gleichstromlast 374b) darstellt. Bei dem Schwellendetektor 382b kann es sich ferner um eine Einrichtung handeln, die lediglich erkennt, ob der erste Referenzwertvergleicher 376c schaltet oder nicht. Schaltet der erste Referenzwertvergleicher 376c innerhalb eines bestimmten Zeitintervalls zumindest einmal, so meldet der Schwellendetektor 382b an den ersten Regler 382c einen ersten Zustand. Tritt hingegen innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls kein Schalten des ersten Referenzwertvergleichers 376c auf, so meldet der Schwellwertdetektor 382d einen zweiten Zustand an den Regler 382c.
Mit anderen Worten, der Regler 382c empfängt von dem Schwellwertdetektor 382b ein Signal, das anzeigt, ob der erste Referenzwertvergleicher 376c innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls geschaltet hat oder nicht. Bei dem ersten Regler 382c kann es sich beispielsweise lediglich um einen Multiplizierer handeln, der basierend auf der von dem Schwellwertdetektor 382b empfangenen Information das Referenzsignal Δφ₀ auf einen ersten Wert oder einen zweiten Wert einstellt. Das Referenzsignal Δφ₀ kann allerdings alternativ auch eine lineare Abhängigkeit von der Ausgangs spannung U₀ aufweisen. Ganz allgemein kann der Kombinierer 382 ferner ausgelegt sein, um ein Eingangssignal an den Regler 382e auszugeben, das sowohl von einer Information über die Größe der Last (Δφ_L) als auch von einer Information über die Größe der Ausgangsspannung (Δφ₀) abhängt. Beispielsweise kann der Kombinierer 382b das Signal Δφ₀ verwenden, um zu entscheiden, ob die Frequenz und/oder das Tastverhältnis der eingangsseitigen Anregung der resonanten Transformatoranordnung zu erhöhen oder zu erniedrigen sind.
Mit anderen Worten, der Kombinierer 382d kann das Signal Δφ₀ als eine qualitative Information auswerten, die nur anzeigt, ob eine Erhöhung oder eine Erniedrigung des Ausgangssignals des zweiten Reglers 382e erforderlich ist. Ferner kann der Kombinierer 382b aufgrund der Größe der Last, basierend auf dem Signal Δφ_L, entscheiden, wie stark die Ausgangsgröße des zweiten Reglers 382e zu verändern ist. Bei einer großen Last ist eine große Veränderung der Ausgangsgröße des zweiten Reglers 382e vorteilhaft, während bei einer kleinen Last eine kleine Veränderung der Ausgangsgröße des zweiten Reglers 382e erfolgt.
Durch die gezeigte Schaltungsanordnung 380 kann erreicht werden, dass bei kleinen Lasten eine konstante Ausgangsspannung U₀ bereitsteht, während hingegen bei hohen Lasten die Ausgangsspannung mit dem Logarithmus des Ausgangsstroms abfällt.
3H zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend nur auf einer Spannung an einem Hilfsausgang. Die Schaltungsanordnung der 3H ist in ihrer Gesamtheit mit 390 bezeichnet. Da auch die Schaltungsanordnung 390 der 3H teilweise mit der anhand der 3F und 3G gezeigten Schaltungsanordnungen 370, 380 übereinstimmt, sind gleiche Einrichtungen wiederum mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden hier nicht noch einmal erläutert.
Der Referenzwertvergleicher 376c vergleicht das Hilfssignal U₃ mit dem Referenzwert U_R und liefert das bei dem Vergleich entstehende Ausgangssignal, das eine Information über ein Vergleichsergebnis trägt, an einen Schwellwertdetektor 392a, der auch mit SD bzw. SDT bezeichnet ist. Der Schwellwertdetektor 392a liefert sein Ausgangssignal an einen Regler 392b. Der Regler 392b liefert im Übrigen ein Ansteuersignal zur Bestimmung von Frequenz und/oder Tastverhältnis für die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung.
In anderen Worten, eine Regelschaltung bzw. Ansteuerschaltung, bestehend aus dem Referenzwertvergleicher 376b, dem Schwellwertdetektor 392a und dem Regler 392b ist ausgelegt, um zu erkennen, wenn das Hilfssignal U₃ den Referenzwert U_R überschreitet bzw. unterschreitet. Schaltet der Referenzwertvergleicher 376c regelmäßig bzw. in einer Folge, so dass zeitliche Abstände zwischen den einzelnen Schaltvorgängen kürzer sind als eine vorgegebene maximale Zeitdauer, so erkennt der Spitzenwertdetektor 382, der auch als Schalterfassungseinheit interpretiert werden kann, dies und meldet ein „Schalten" des Ausgangs des Referenzwertvergleichers 376c an den Regler 392b. Tritt innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls hingegen kein Schalten des Referenzwertvergleichers 376c auf, so meldet der Schwellwertdetektor 392a ein „Nicht-Schalten" an den Regler 392b. Die Zustände „Schalten" und „Nicht-Schalten" werden somit von dem Spitzenwertdetektor bzw. von der Schalterfassungseinheit 392a auf zugeordnete Spannungen abgebildet, die der Ansteuerung des Reglers 392b dienen. In dem Zustand „Schalten" wird die von dem Regler geregelte Größe beispielsweise in eine erste Richtung verändert, und in dem Zustand „Nicht-Schalten" wird die von dem Regler beeinflusste Größe in eine zweite, der ersten Richtung entgegengesetzte Richtung verändert.
Mit anderen Worten, die Schaltungsanordnung 390 stellt eine sehr einfache Regelschaltung dar, wobei die Regelung gemäß der Schaltungsanordnung 390 ohne einen Phasenvergleich auskommt. Es wird lediglich die Ausgangsspannung U_O mit einem Referenzwert U_r über den Faktor kraus der transformatorischen Auskopplung durch U₃ verglichen. Da (wie auch in 3G) der maximale Wert der Hilfsspannung U₃ proportional dem maximalen Wert der Ausgangsspannung U₂ ist, wobei etwa U_2max = U_O gilt, kann man die Ausgangsspannung U_O über den Vergleich mit einem Schwellwertdetektor 392a (auch mit SD bzw. SDT bezeichnet) und nach Verstärkung des Fehlersignals durch den Regler 392b (auch mit RE bezeichnet) konstant halten, indem man die Stromquelle I_L zur Behebung der Fehlerabweichung beeinflusst. In anderen Worten, die Spannung U₀ an der Gleichstromlast 374d ist in etwa gleich einem Maximalwert der Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung, so dass ein Zusammenhang zwischen der Spannung U₀ und der Hilfsspannung U₃ besteht.
Zum weiteren Verständnis zeigen die 4A bis 4E verschiedene Ersatzschaltbilder eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom I_S durch einen Schalter der Schaltereinheit und dem Laststrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung.
Die 4A zeigt dabei ein Prinzipschaltbild eines Resonanzkonverters, wobei die Annahmen über die resonante Transformatoranordnung gemäß der 3α mit einbezogen sind.
Das Ersatzschaltbild der 4A ist in seiner Gesamtheit mit 400 bezeichnet. Eine Eingangsstromquelle 402 ist zumindest einem Schalter 404 der Schaltereinheit parallel geschaltet. Ebenso ist dem Schalter 404 eine erste Kapazität 406 (C₁) parallel geschaltet. Ein Eingang einer resonanten Transformatoranordnung 408 wird folglich durch die Eingangsstromquelle 402, die einen Eingangsstrom I₁ liefert, sowie durch den Schalter 404, der von einem Schalterstrom I_S durchflossen wird, gespeist.
Das Ersatzschaltbild 400 gemäß der 4A zeigt somit den Fall, dass der Laststrom I_L, wie beispielsweise in 3G gezeigt, direkt im Schalter (beispielsweise also in dem Schalter 404) gemessen wird, dass jedoch ein Eingangsstrom I₁ dem Laststrom mit I_S = I_L – I₁ überlagert ist.
Dies ist beispielsweise bei den Topologien nach den 1C, 2B und 2D der Fall, so dass eine Verschiebung der Phasenlage zwischen Laststrom (I_L) und Schalterstrom (I_S) auftreten kann. In dem Ersatzschaltbild 410 der 4B ist dieser Sachverhalt mit Ersatzstromquellen veranschaulicht. Eine erste Ersatzstromquelle 412 liefert einen effektiven Laststrom I_L = I_S + I₁.
Für die 1A und 1B (bzw. für Topologien gemäß den 1A und 1B) gilt hingegen das Ersatzschaltbild gemäß 3A, so dass gilt: IS = IL.
Der Laststrom I_L ist in diesem Fall mit dem Schalterstrom I_S bei geschlossenem Schalter identisch.
Weiterhin gibt es den Fall, dass gemäß dem Ersatzschaltbild 420 der 4C der Schalterstrom I_S und der Laststrom I_L auf eine zwischengeschaltet Spannungsquelle 422 der Spannung U₁ fließen, so dass gilt: IS = IL + I1.
Dieser Fall trifft für die Konverter nach den 2A und 2C zu.
4D und 4E zeigen Ersatzschaltbilder, bei denen der Sachverhalt der Stromüberlagerung im Schalter durch eine Phasenverschiebung Δφ_Z veranschaulicht wird. Die Phasenverschiebung Δφ_Z ist jedoch in der Realität meist vernachlässigbar.
Stellt man bei einem Konverter mit einer Phasenverschiebung des Schalterstroms I_S gegenüber dem Laststrom I_L die Resonanzfrequenz eines Eingangskreises oder eines Zwischenkreises auf eine Lastresonanzfrequenz ein, so wird die Phasenverschiebung Δφ_Z in einem Stromnulldurchgang nahezu null, wenngleich Amplituden von Schalterstrom I_S und Laststrom I_L differieren. Je weiter eine Eingangsfrequenz als Resonanzfrequenz zwischen L_f und C₁ (als die Resonanzfrequenz eines Schwingkreises bestehend aus einer Induktivität des Wertes L_f und einer Kapazität des Wertes C₁) von einer Resonanzfrequenz des Lastkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C abweicht, um so größer wird die Phasenverschiebung Δφ_Z. Die Phasenverschiebung Δφ_Z liegt jedoch meist in einer Größenordnung von maximal +/– 15° in der Resonanznähe des Eingangskreises bis +/– 30° für den Fall, dass der Eingangskreis eine deutlich niedrigere Resonanzfrequenz (verglichen mit dem Lastkreis) besitzt.
In der Nähe der Resonanz zwischen Eingangskreis oder Zwischenkreis und Lastkreis kann deshalb diese Phasenverschiebung erfindungsgemäß vernachlässigt werden, indem der Schalterstrom I_S anstelle des Laststromes I_L bezüglich seines Nulldurchgangs ausgewertet wird. Wird beim Startvorgang des Konverters eine Messung der Eingangsfrequenz vorgenommen, indem der Eingangskreis (bzw. das von dem Eingangskreis gelieferte Spannungssignal oder Stromsignal) beim Einschwingen abgetastet wird, so kann ein Phasen-Korrekturfaktor ermittelt werden, und der Laststrom kann über den Schalterstrom genauer bezüglich seiner Phasenlage abgetastet werden.
In anderen Worten, durch eine Erfassung einer Resonanzfrequenz des Eingangskreises oder Zwischenkreises, die dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung vorgeschaltet ist, kann insgesamt ein Korrekturterm ermittelt werden, der es ermöglicht, eine tatsächliche Phasenlage des Laststroms I_L durch Korrektur der Phasenlage des Schalterstroms I_S unter Verwendung der Korrekturgröße zu bestimmen.
Entsprechende Korrekturschaltungen werden im Folgenden noch gezeigt, und der genannte Korrekturwert bzw. die genannte Korrekturgröße wird im Folgenden mit Δφ_k bezeichnet.
4F zeigt einen Ausschnitt aus einem Ersatzschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Berücksichtigung einer Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom I_S und einem Laststrom I_L. Ferner zeigt die 4F verschiedene Möglichkeiten zur Auskopplung einer Hilfsgröße. Die Schaltungsanordnung der 4F ist in ihrer Gesamtheit mit 450 bezeichnet. Bezug nehmend auf die 2.0 sei darauf hingewiesen, dass das Eingangsnetzwerk 2020 gemäß 2.0 in der 4F durch einen Schalter 452 sowie einen Phasenschieber 454 repräsentiert wird. Für einen Schalterstrom I_S durch den Schalter 452 gilt: IS = ILΔφ = IL.e±jΔφ
Der Phasenschieber 454 empfängt den Schalterstrom I_S und repräsentiert die Tatsache, dass ein Laststroms I_L eine Phasenverschiebung von Δφ gegenüber dem Schalterstrom I_S aufweist. Gemäß der Schaltungsanordnung 450 bildet der Laststrom I_L einen ausgangsseitigen Stromfluss der resonanten Transformatoranordnung und teilt sich auf eine zweite Kapazität 456 sowie den Ausgang der resonanten Transformatoranordnung auf. Der Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist ferner mit dem Eingang einer Gleichrichterschaltung 485 verbunden, an deren Ausgang eine Ladekapazität (Siebkapazität) 460 parallel mit einer Gleichstromlast 462 angeschlossen ist. Die Spannung über dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist mit U₂ bezeichnet, während hingegen eine Spannung über der Gleichstromlast 462 mit U₀ bezeichnet ist. Dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist ferner ein Eingang eines Übertragers 464 parallel geschaltet. Ein Ausgang des Übertragers 464 liefert ein Spannungs-Hilfssignal (das mit U₃ bezeichnet ist). Dem Ausgang des Übertragers 464 ist ferner eine dritte Kapazität 466 (C₃) parallel geschaltet. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass der Übertrager 464 beispielsweise Teil der resonanten Transformatoranordnung ist. Es wird beispielsweise bevorzugt, dass der Übertrager 464 Teil eines Piezotransformators (PT) ist, oder mit dem Piezotransformator gekoppelt ist.
Ferner ist in Serie zwischen den Ausgang der resonanten Transformatoranordnung und den Eingang der Gleichrichterschaltung 458 ein Eingang eines Strom-Übertragers 468 geschaltet. Ein Ausgang des Strom-Übertragers 468 ist ferner mit einem Lastwiderstand 470 (R_i) belastet. Über den Widerstand 470 fällt somit eine Spannung ab, die proportional zu einem von dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung zu dem Eingang der Gleichrichterschaltung 458 fließenden Strom I₀ ist. Die entsprechende Spannung ist im Übrigen mit U_i bezeichnet und bildet ein sogenanntes Strom-Hilfssignal. Anstelle des Strom-Übertragers 468 kann im Übrigen auch jede andere Schaltungsanordnung gewählt werden, die es ermöglicht, ein Signal zu erzeugen, das proportional zu dem von dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung zu dem Eingang der Gleichrichterschaltung 458 fließenden Strom ist. Es wird allerdings bevorzugt, dass eine galvanische Trennung zwischen dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung und dem Strom-Hilfssignal U_i besteht.
4G zeigt eine weiter abstrahierte Darstellungsform des Netzwerkes gemäß 4F, wobei die resonante Transformatoranordnung 480 als ein Viertor gezeigt ist. Die resonante Transformatoranordnung 480 empfängt an einem Eingang 482 eine eingangsseitige Anregung und stellt an einem Ausgang 484 eine Ausgangsspannung U₂ bzw. einen Ausgangsstrom I₀ bereit. An einem Spannungs-Hilfsausgang 486 liegt die Hilfsspannung U₃ an, und an einem Strom-Hilfsausgang 488 liegt ein Strom-Hilfssignal U_i bzw. I_i an, das den Ausgangsstrom I₀ beschreibt.
In anderen Worten, die 4F und 4G zeigen Ausführungen von Lastresonanzkreisen (z. B. resonanten Transformatoranordnungen bzw. Piezotransformatoren) mit Hilfsausgängen 486, 488 zur Erfassung einer ausgangswechselspannungsproportionalen Größe U₃ (Hilfsspannung) und/oder einer ausgangswechselstromproportionalen Größe I_i, welche über einen Shunt bzw. Shunt-Widerstand in eine Spannung U_i überführt werden kann. Dabei kann das Lastnetzwerk bzw. der Lastresonanzkreis erfindungsgemäß ein Piezotransformator sein, welcher solche Hilfsausgänge beinhaltet.
12 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Auskopplung der Ausgangsspannung über eine parallele Anzapfung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 12 ist in ihrer Gesamtheit mit 1200 bezeichnet und beschreibt das erfindungsgemäße Konzept in sehr allgemeiner Weise. Eine Quelle 1210, bei der es sich beispielsweise um eine Stromquelle oder eine Spannungsquelle handeln kann, ist über eine Schaltereinheit 1212 an dem Eingang eines Lastresonanzkreises 1214 gekoppelt. Die Schaltereinheit kann dabei verschiedene Topologien umfassen, die in der 12 als Alternativlösungen gezeigt sind. Beispielsweise kann zwischen die Quelle 1210 und einen ersten Schalter 1220 alternativ oder in Kombination ein zweiter Schalter 1222, eine Induktivität 1224 oder eine Kapazität 1226 geschaltet sein. Der Lastresonanzkreis kann eingangsseitig beispielsweise eine Induktivität 1230 oder eine Kapazität 1232 umfassen, die parallel zu dem Eingang des Lastresonanzkreises 1214 geschaltet sein können.
Der Lastresonanzkreis umfasst ferner eine resonante Transformatoranordnung, beispielsweise einen Piezotransformator, dessen Eingang ebenso mit dem Eingang des Lastresonanzkrei ses gekoppelt ist. Die resonante Transformatoranordnung umfasst dabei beispielsweise eingangsseitig einen Resonanzkreis 1234, der auch mit RK bezeichnet ist. Ein Ausgang der resonanten Transformatoranordnung liefert eine Ausgangsspannung U₂. Der Lastresonanzkreis 1214 umfasst ferner die bereits anhand der 4F und 4G beschriebenen Hilfsausgänge, nämlich zumindest einen Spannungshilfsausgang 1240 oder einen Stromhilfsausgang 1242. An dem Ausgang des Lastresonanzkreises 1214 kann ferner alternativ entweder direkt eine Wechselstromlast 1250 oder über ein Gleichrichternetzwerk 1252 eine Gleichstromlast 1254 angeschlossen werden, wie dies bereits oben beschrieben wurde. Der Lastresonanzkreis 1214 entspricht somit im Wesentlichen der resonanten Transformatoranordnung 480, wie sie anhand der 4G beschrieben wurde.
Die Schaltungsanordnung 1200 umfasst ferner eine Stromermittlungseinrichtung 1260 (SIE), die ausgelegt ist, um den Strom beispielsweise durch den ersten Schalter 1220 der Schaltereinheit 1212 oder den Strom, der von der Schaltereinheit 1212 an dem Lastresonanzkreis 1214 geliefert wird, zu erfassen, und ein zu dem erfassten Strom proportionales Signal (hier mit I_S' bzw. I_L' bezeichnet) bereitzustellen. Die Schaltungsanordnung 1200 umfasst ferner eine Vergleichereinrichtung 1270 und eine Referenzeinrichtung 1272. Die Vergleichseinrichtung 1270 umfasst einen Phasendetektor 1274, der eines der Signale I_S', I_L' empfängt und ferner die Hilfsspannung U₃ von dem Spannungs-Hilfsausgang 1240 empfängt. Der Phasendetektor 1274 bildet ferner die Phasendifferenz zwischen dem Signal I_S', I_L' und dem Spannungs-Hilfssignal U₃, ermittelt also die relative Lage bzw. Phasenlage der beiden Signale zueinander.
Eine Verknüpfungseinrichtung bzw. ein Differenzbilder 1276 bildet die Differenz zwischen dem von dem Phasendetektor 1274 gelieferten Ergebnis (also der Phasendifferenz zwischen dem Signal I_S' und der Hilfsspannung U₃ oder zwischen dem Signal I_L' und der Hilfsspannung U₃) und einer Phasen referenz φ_R. Ferner bildet eine zweite Kombinationseinrichtung bzw. ein zweiter Differenzbilder 1278 eine Differenz zwischen Hilfsspannung U₃ (oder einem Mittelwert derselben, oder einer Amplitude derselben) und einer Spannungsreferenz U_R. Ferner bildet eine dritte Kombinationseinrichtung bzw. ein dritter Differenzbilder 1280 (optional bzw. alternativ) eine Differenz zwischen dem Strom-Hilfssignal I₃ an dem Strom-Hilfsausgang 1242 und einer Stromreferenz I_R.
Ein Regler 1290 (auch als FER bezeichnet) empfängt die Signale des ersten Differenzbilders 1276, des zweiten Differenzbilders 1278 sowie des dritten Differenzbilders 1280 (sofern Letzterer vorhanden ist). Der Regler 1290 umfasst typischerweise einen analogen spannungsgesteuerten Oszillator oder eine digitale Einrichtung zur Bereitstellung eines Signals mit einer einstellbaren Frequenz und ist ausgelegt, um die Frequenz des erzeugten Signals sowie das Tastverhältnis des erzeugten Signals in Abhängigkeit von den von den Differenzbildern 1276, 1278, 1280 empfangenen Signalen einzustellen. Der Regler 1290 liefert somit ein Ansteuersignal an die Schaltereinheit 1212, um beispielsweise den ersten Schalter 1220 sowie gegebenenfalls zusätzlich vorhandene weitere Schalter zu steuern bzw. einzuschalten und auszuschalten.
5 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend auf einer Phasendifferenz zwischen dem Schalterstrom und der Hilfsspannung und einer Amplitude der Hilfsspannung.
Die Schaltungsanordnung gemäß der 5 basiert auf dem Grundprinzip, wie es anhand der Schaltungsanordnung 2000 in 2.0 gezeigt ist, und ist ferner an die Schaltungsanordnung 1200 gemäß 12 angelehnt. Aus diesem Grund werden Merkmale, die schon im Hinblick auf die genannten Schaltungen erläutert wurden, hier nicht mehr im Detail ausgeführt. Es wird vielmehr auf die obigen Ausführungen verwiesen. Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Schal tungsanordnung gemäß der 5 in ihrer Gesamtheit mit 500 bezeichnet ist.
Eine Spannungsquelle 510 dient als Energiequelle bzw. Leistungsquelle und versorgt eine Schaltereinheit 512 mit elektrischer Energie. Die Schaltereinheit 512 umfasst mindestens einen Schalter 514 und dient im Übrigen der Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung für eine resonante Transformatoranordnung bzw. Lastresonanzkreis 520. Die Schaltereinheit 512 kann von ihrer Topologie her den anhand der 1A, 1D und 1C gezeigten Schaltungsanordnungen 100, 140 bzw. 160 entsprechen. Ferner kann die Schaltereinheit 512 alternativ den Schaltungsanordnungen 200, 230, 250, 270 gemäß den 2A, 2B, 2C und 2D entsprechen. Es ist dabei lediglich relevant, dass die Schaltereinheit 512 eine Stromerfassungseinrichtung 522 umfasst, um den Strom durch den Schalter 514 oder den in der Schaltereinheit 512 an den Lastresonanzkreis 520 gelieferten Strom zu ermitteln. Ein Signal, das eine Information über den genannten Strom trägt, ist hier mit I_S bezeichnet, und repräsentiert somit den Schalterstrom I_S.
Der Lastresonanzkreis 520 umfasst beispielsweise einen Piezotransformator sowie gegebenenfalls zusätzliche eingangsseitige und/oder ausgangsseitige Reaktanzelemente (Induktivitäten oder Kapazitäten), beispielsweise eine eingangsseitige erste Kapazität 524 (C₁) und/oder eine ausgangsseitige zweite Kapazität 526 (C₂). Der Lastresonanzkreis umfasst ferner einen Hilfsausgang 528, an dem eine Hilfsspannung U₃ anliegt, die zumindest näherungsweise (mit einem maximalen Linearitätsfehler von +/– 20%) ein proportionales Abbild der Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang des Lastresonanzkreises 520 ist. Der Ausgang des Lastresonanzkreises 520 ist im Übrigen mit einem Eingang eines Lastnetzwerks 530 gekoppelt, das in der vorher beschriebenen Weise eine Wechselstromlast und/oder eine Gleichstromlast umfassen kann.
Eine Ansteuerschaltung 534 (auch mit FB bezeichnet) empfängt das Signal I_S von der Schalterstrom-Bestimmungseinrichtung 522 und ferner die Hilfsspannung U₃ und erzeugt basierend darauf ein Ansteuersignal 536 für die Schaltereinheit 512.
Ein erster Referenzwertvergleicher 540 vergleicht die Hilfsspannung U₃ mit einem Bezugspotential, um Nulldurchgänge der Hilfsspannung U₃ zu erkennen. In anderen Worten, der erste Referenzwertvergleicher 540 erzeugt ein Ausgangssignal, das eine Phasenlage φ_H der Hilfsspannung U₃ charakterisiert. Ein zweiter Referenzwertvergleicher 542 vergleicht ferner das Signal I_S mit einem Bezugspotential, um Nulldurchgänge des Stroms durch den Schalter 514 zu erkennen. Das Ausgangssignal des zweiten Referenzwertvergleichers 542 charakterisiert somit eine Phasenlage φ_S des Schalterstroms.
Ein Phasendetektor 544 empfängt sowohl das Ausgangssignal des ersten Referenzwertvergleichers 540 als auch das Ausgangssignal des zweiten Referenzwertvergleichers 542 und ermittelt eine Phasenverschiebung zwischen dem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ und dem Nulldurchgang des Schalterstroms I_S. Der Phasendetektor 544 ist ferner optional ausgelegt, um eine Phasenkorrektur des genannten Phasenunterschieds durchzuführen, um also eine Phasenkorrekturgröße Δφ_K beispielsweise additiv oder subtraktiv mit in ein Ergebnis für eine Phasenverschiebung einfließen zu lassen. Durch die genannte Phasenkorrektur kann beispielsweise eine Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom I_S und dem Laststrom I_L in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung berücksichtigt werden. Somit liefert der Phasendetektor 540 eine (optional um die Phasenkorrekturgröße Δφ_K korrigierte) Information über die Phasenverschiebung zwischen der Hilfsspannung U₃ und dem Schalterstrom I_S.
Ein dritter Referenzwertvergleicher 550 vergleicht ferner die Hilfsspannung U₃ mit einer vorgegebenen oder variablen Referenzspannung bzw. Spannungsreferenz U_R und liefert ein Ergebnis des Vergleichs an einen ersten Regler 560. Eine Ausgangsgröße des ersten Reglers 560 wird dabei in Abhängigkeit von dem durch den dritten Referenzwertvergleicher 550 gelieferten Vergleichsergebnis entweder vergrößert oder verkleinert. Der erste Regler 560 kann das Ausgangssignal des dritten Referenzwertvergleichers 550 beispielsweise durch eine Mittelwertbildung, eine Integration oder eine Tiefpassfilterung verarbeiten, um eine Ausgangsgröße bereitzustellen. Der erste Regler 560 kann ferner eine nichtlineare Kennlinie aufweisen, kann also beispielsweise eine Schwellwertentscheidung auf das Ausgangssignal des dritten Referenzwertvergleichers 550 anwenden.
Ein Kombinierer 570 kombiniert die Ausgangsgröße des Phasendetektors 544, also die (gegebenenfalls korrigierte) Phasendifferenz mit der Ausgangsgröße des ersten Reglers 560 in einer additiven oder subtraktiven Weise und leitet das Ergebnis der Addition bzw. Subtraktion einem zweiten Regler 572 als Eingangsgröße zu. Der zweite Regler 572 ist ausgelegt, um eine Information über eine Arbeitfrequenz f an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 580 weiterzugeben. Der spannungsgesteuerte Oszillator 580 steuert die Schaltereinheit 512 dann mit der Arbeitsfrequenz f an, so dass beispielsweise eine Zeitdauer zwischen aufeinander folgenden Einschaltvorgängen des Schalters 514 oder zwischen aufeinander folgenden Ausschaltvorgängen des Schalters 514 durch die Arbeitsfrequenz bestimmt wird.
In anderen Worten, 5 zeigt eine Implementierung eines erfindungsgemäßen Konverters bzw. Resonanzkonverters mit variablen Merkmalen in Eingangskreis (verschiedene mögliche Topologien der Schaltereinheit 512) und Lastkreis (Gleichstromlast oder Wechselstromlast). Der erfindungsgemäße Konverter bzw. Resonanzkonverter weist jedoch unabhängig von strukturellen Details des Eingangskreises (Schalterein heit 512) oder des Lastkreises (Lastnetzwerk 530) ein einheitliches Steuerprinzip auf. Ferner weist der erfindungsgemäße Konverter 500 eine ausgangsspannungsproportionale Hilfswicklung eines Lastresonanznetzwerks 520 hoher Güte Q (mit Q > 5) auf.
In dem Eingangskreis (also in der Schaltereinheit 512, die auch mit SE bezeichnet ist) können die verschiedenen Topologien gemäß der 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C oder 2D realisiert sein, indem der Schalterstrom I_S näherungsweise als im Nulldurchgang phasengleich zum Laststrom I_L betrachtet wird. In dem Lastnetzwerk 530 (auch mit LN bezeichnet) kann alternativ eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast angeschlossen sein.
Die Ansteuerschaltung 534 (auch mit FB bezeichnet) beinhaltet eine Schaltung, mit welcher alle genannten Topologien und gegebenenfalls weitere Topologien mit einer konstanten Ausgangsspannung (bzw. auf eine konstante Ausgangsspannung) gesteuert bzw. geregelt werden können. Dabei wird zusätzlich zu der Ausführung nach 3G eine Korrektur der Phasenlage Δφ_K des Schalterstromes in Anhängigkeit von Größen wie einer Eingangsspannung, einer Eingangsfrequenz im Vergleich zu einer Resonanzfrequenz des Lastkreises und/oder einer gewünschten Lastkennlinie vorgenommen.
Soll beispielsweise eine konstante Ausgangsspannung eingestellt werden, so kann eine Selbstabbildung der Phasenlage zwischen φ_S und φ_H der Komparatoren bzw. Referenzwertvergleicher 542 (auch als KL bezeichnet) und 540 (auch als KLZ bezeichnet) in einer gewünschten Korrekturfunktion erhalten werden, welche beispielweise programmierbar sein kann. In anderen Worten, es kann eine Funktion festgelegt werden, die die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten Referenzwertvergleichers 540 und des zweiten Referenzwertvergleichers 542 auf eine korrigierte Phasendifferenz abbildet. Die Abbildung der Phasendifferenz auf die korrigierte Phasendifferenz kann beispielsweise unter Verwendung einer formelmäßigen Beschreibung des Zusammenhangs oder unter Verwendung einer Wertetabelle bzw. Nachschlagetabelle erfolgen. Dabei sind je nach mathematischer Funktion (bzw. je nachdem, wie die Korrekturfunktion gewählt ist) beliebige Kurvenverläufe der Ausgangsspannung realisierbar. In anderen Worten, verschiedene Verläufe der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms als Funktion einer Last können vorgegeben werden.
Nachteilig an der beschriebenen Ausführung ist die Ungenauigkeit von Korrekturfaktoren, hervorgerufen durch Toleranzabweichungen im System. Dennoch lassen sich mit der beschriebenen Ausführung bereits höhere Genauigkeiten der Regelung erzielen als mit der Implementierung einer Steuerung nach 2.1 und/oder 2.2. Außerdem bietet die eben beschriebene Implementierung die Möglichkeit einer nahezu beliebigen Kennlinie der Ausgangspannung gegenüber dem Ausgangsstrom.
In anderen Worten, die Schaltungsanordnung 500 gemäß 5 kann sowohl eine Stromregelung des Stroms durch das Lastnetzwerk 530 als auch eine Spannungsregelung der Spannung an dem Lastnetzwerk 530 bewirken. Eine Einstellung der jeweiligen Eigenschaften kann beispielsweise darüber erfolgen, wie groß der Einfluss der durch den Phasendetektor 544 gelieferten Phasendifferenz und der Einfluss des durch den ersten Regler 560 gelieferten Ausgangssignals relativ zueinander auf das Eingangssignal des zweiten Reglers 572 sind. In anderen Worten, durch eine Anpassung der Verstärkungen des Phasendetektors 544 und des ersten Reglers 560 kann bestimmt werden, ob die Schaltungsanordnung 500 eine Spannungsregelung oder eine Stormregelung erzielt. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass das Eingangssignal des zweiten Reglers 572 festlegt, wie sehr und in welche Richtung die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 580 (VCO) verändert wird. Ferner ist festzuhalten, dass der Winkel Δφ_K, der in das Ergebnis des Phasendetektors 544 additiv oder subtraktiv einfließt, in der gleichen Weise definiert ist, wie es unter Bezugnahme auf die 4A–4G beschrieben wurde. In anderen Worten, idealerweise entspricht der Phasenkorrekturwinkel Δφ_K dem Winkel Δφ_Z, beschreibt also die Phasenverschiebung zwischen dem Schalterstrom I_S und dem Laststrom I_L.
6 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit einer Pumpschaltung zur Erzeugung einer Versorgungsspannung für eine Ansteuerschaltung. Die Schaltung der 6 ist in ihrer Gesamtheit mit 600 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 600 umfasst eine Spannungsquelle 610, deren erster Anschluss mit einem ersten Eingangsanschluss einer Schaltereinheit 612 gekoppelt ist und deren zweiter Anschluss mit einem Bezugspotential GND gekoppelt ist. Die Schaltereinheit 612 entspricht dabei der Schaltereinheit 512 gemäß 5 und kann beispielsweise die in Bezug auf die 5 beschriebenen möglichen Schaltanordnungen umfassen. Die Schaltungsanordnung 600 umfasst ferner einen Lastresonanzkreis bzw. ein Lastresonanznetzwerk 620, das von seiner Struktur her im Wesentlichen dem Lastresonanznetzwerk 520 gemäß 5 entspricht. Ein erster eingangsseitiger Anschluss 622 des Lastresonanznetzwerks 620 ist dabei mit einem Ausgangsanschluss der Schaltereinheit 612 gekoppelt, wobei die Schaltereinheit 612 ausgelegt ist, um an dem Ausgangsanschluss einen Stromfluss bzw. eine Spannung gegenüber dem Bezugspotential GND bereitzustellen. In anderen Worten, der Ausgangsanschluss der Schaltereinheit 612 ist zur Bereitstellung einer Energie an einer Last zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Bezugspotential GND ausgelegt.
Ein zweiter eingangsseitiger Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 ist über eine erste Diode 626 mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein Anodenanschluss der ersten Diode 626, die auch mit D_R bezeichnet ist, ist mit dem Bezugspotential GND gekoppelt, während hingegen ein Kathodenanschluss der ersten Diode 626 mit dem zweiten eingangsseitigen Anschluss 625 des Lastresonanzkreises 620 gekoppelt ist. Parallel zu der ersten Diode 626 ist optional eine Kapazität 628 geschaltet. Der zweite eingangsseitige Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 ist ferner über eine zweite Diode 630 (in der gezeigten Polung) (auch mit D_P bezeichnet) mit einem ersten Anschluss einer Pumpkapazität 632 gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der Pumpkapazität 632 ist ferner mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Das bei der genannten Schaltungsanordnung auftretende Potential an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 wird im Übrigen als Pumpspannung U_P bezeichnet und kann für weitere Steuerungs-, Regelungs- und/oder Überwachungsaufgaben herangezogen werden, wie im Folgenden ausgeführt wird. Ferner sei darauf hingewiesen, dass die Spannung an dem ersten Anschluss der Pumpkapazität 632 als eine Versorgungsspannung für eine Ansteuerschaltung (beispielsweise einen Treiber, eine Regelschaltung oder andere Schaltungsteile) dienen kann.
Die Funktionsweise der genannten Schaltung wird im Folgenden kurz beschrieben. Durch die Schaltereinheit 612 wird eine eingangsseitige Anregung des Lastresonanzkreises 620 erzeugt. Im Rahmen dieser Anregung kann eine Richtung eines Stromflusses an dem zweiten Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 in den Lastresonanzkreis hinein oder aus dem Lastresonanzkreis heraus sein. Fließt der Strom an dem zweiten Anschluss 624 in den Lastresonanzkreis hinein, so wird dieser Strom durch die erste Diode 626 geliefert, die in diesem Zustand leitet, und über der daher nur ein sehr geringer Spannungsabfall in der Größenordnung von 1 Volt entsteht. Fließt hingegen der Strom aus dem zweiten Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 heraus, so sperrt die erste Diode 626, während hingegen die zweite Diode 630 leitet. Damit stellt sich an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620 ein Potential ein, das um etwa 1 Volt oberhalb des Potentials an dem ersten Anschluss der Pumpkapazität 632 liegt.
Es sei ferner darauf hingewiesen, dass die Pumpspannung U_P beispielsweise durch eine Schutzschaltung ausgewertet werden kann, die den Resonanzkonverter abschaltet, wenn beispielsweise eine unzulässig hohe oder zu kleine Pumpspannung U_P auftritt.
Zusammenfassend lässt sich somit festhalten, dass 6 eine erfindungsgemäße Möglichkeit einer Pumpschaltung mit zwei Dioden 626 (D_R) und 630 (D_P) zeigt. Durch die genannte Pumpschaltung kann die Versorgung einer Ansteuerschaltung 640 (AN) eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gewährleistet werden. Über die Kapazität 628 (C_P) kann eine Grenze der kleinsten Eingangsspannung U_in der Spannungsquelle 610 eingestellt werden, bei welcher die Schaltung funktionieren soll. Weiterhin kann an einem Pumpknoten B (also an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss 624 des Lastresonanzkreises 620) ein Signal abgenommen werden, welches beim Anschwingen des Konverters bzw. Resonanzkonverters die Frequenz bzw. Resonanzfrequenz eines Eingangskreises bestimmt, indem das Erreichen des Versorgungsspannungsniveaus VCC des Pumpsignals U_P abgetastet wird. Weiterhin kann, wie im Folgenden noch beschrieben wird, das Pumpsignal U_P als Wiedereinschaltsignal dienen, wenn es einen Nulldurchgang erreicht, da das Pumpsignal U_P einem Potential an dem Knoten A (also an dem ersten eingangsseitigen Anschluss 622 des Lastresonanzkreises 620) vorauseilt. Mit einer angepassten Zeitverzögerung von ca. ¼ einer Periodendauer kann somit der Konverter bzw. Resonanzkonverter im zeitlich richtigen Moment eingeschaltet werden.
7 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Resonanzkonverter gemäß 7 ist in seiner Gesamtheit mit 700 bezeichnet. Der Resonanzkonverter 700 umfasst eine Energiequelle bzw. eine Gleichspannungsversorgung 710. Die Energiequelle 710 empfängt eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle 712 und umfasst optional einen Eingangswiderstand 714, der zwischen die Wechselspannungsquelle 712 und einen Brückengleichrichter 716 geschaltet ist. Die Energiequelle 710 umfasst ferner eine Ladekapazität 718, so dass die Energiequelle 710 eine ungeregelte Gleichspannung zur Verfügung stellt. Die Schaltungsanordnung 700 umfasst ferner ein Eingangsnetzwerk 720. Eine Induktivität 722 ist zwischen einen Eingang des Eingangsnetzwerks, der mit der Energiequelle 710 gekoppelt ist, und einen Ausgang des Eingangsnetzwerks geschaltet. Zwischen den Ausgang des Eingangsnetzwerks und ein Bezugspotential GND sind in Serie ein gesteuerter Schalter 724 und ein Shunt-Widerstand 726 geschaltet. Der Schalter 724 wird durch eine Kollektor-Emitter-Strecke eines IGBT-Transistors gebildet, wobei ein Kollektoranschluss des IGBT-Transistors mit dem Ausgang des Eingangsnetzwerks 720 gekoppelt ist, und wobei ein Emitteranschluss des IGBT-Transistors über den Shunt-Widerstand 726 (R_S) mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist.
Der Ausgangsanschluss des Eingangsnetzwerks 720 ist ferner mit einem ersten eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung 730 mit einem Spannungs-Hilfsausgang gekoppelt. Bei der resonanten Transformatoranordnung 730 kann es sich beispielsweise um einen Piezotransformator handeln, wie er bereits vorher beschrieben wurde und wie aus der 7 hervorgeht. Ein zweiter eingangsseitiger Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 ist über eine erste Diode bzw. Pumpdiode 732 (D_P) mit einem ersten Anschluss einer Pumpkapazität 734 (C_P) gekoppelt. Der zweite Anschluss der Pumpkapazität 734 ist ferner mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ferner ist ein Vorwiderstand 736 (RV) zwischen den Ausgang der Energiequelle 710 und den ersten Anschluss der Pumpkapazität 734 geschaltet. Eine zweite Diode bzw. Reversdiode 738 ist ferner zwischen den Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 und das Bezugspotential GND geschaltet, wie dies in der 7 gezeigt ist.
Ferner ist ein Pump-Regeltransistor zwischen den zweiten Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 und das Bezugspotential geschaltet, wobei ein Kollektoranschluss des Pump-Regeltransistors 740 mit dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 gekoppelt ist, und wobei ein Emitteranschluss des Pump-Regeltransistors 740 mit dem Bezugspotential GND gekoppelt ist.
Die Schaltungsanordnung 700 umfasst ferner eine integrierte Regelschaltung 744 mit acht Anschlüssen. Ein erster Anschluss (VSS) der integrierten Regelschaltung ist mit dem Bezugspotential GND gekoppelt. Ein zweiter Anschluss der integrierten Regelschaltung (VG) ist mit einem Steuereingang bzw. Gateanschluss des IGBT-Transistors gekoppelt. Ein dritter Anschluss (VS) der integrierten Ansteuerschaltung 744 ist mit dem Emitteranschluss des IGBT-Transistors gekoppelt, um eine Information über den Stromfluss durch den Schalter 724 bzw. durch den Shunt-Widerstand 726 zu empfangen. Ein vierter Anschluss (VCC) ist ferner mit dem ersten Anschluss der Pumpkapazität 734 gekoppelt, um eine Versorgungsspannung für die integrierte Ansteuerschaltung 744 zu empfangen. Die Versorgungsspannung kann entweder über den Vorwiderstand 736 (R_V) oder durch die erste Diode 732 geliefert werden, und wird durch die Pumpkapazität 734 gepuffert. Ein fünfter Anschluss (V_T) der integrierten Ansteuerschaltung 744 ist mit dem Basisanschluss des Pump-Regeltransistors 740 gekoppelt. Durch ein Einschalten des Pump-Regeltransistors kann dabei verhindert werden, dass die Pumpkapazität 734 weiter aufgeladen wird, wodurch die Spannung über die Pumpkapazität 734 auf einen Sollwert geregelt werden kann.
Ein sechster Anschluss (V₃) der integrierten Ansteuerschaltung 744 empfängt über einen Spannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen eine Hilfsspannung U₃ von einem Hilfsausgang 746 der resonanten Transformatoranordnung 730. Der Spannungsteiler umfasst dabei zwei Widerstände 748, 750, die zwischen den ersten Anschluss des Hilfsausgangs 746 und das Bezugspotential GND geschaltet sind. Ferner ist der zweite Anschluss des Hilfsausgang 746 mit dem Bezugspotential GND direkt verbunden.
Ein siebter Anschluss (V_P) der integrierten Ansteuerschaltung 744 empfängt ferner über einen weiteren resistiven Spannungsteiler, der zwischen den zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 und das Bezugspotential GND geschaltet ist, eine Spannung, die der Spannung an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung proportional ist. Die entsprechend an einem siebten Anschluss der integrierten Schaltungsanordnung 744 bereitstehende Spannung wird im Folgenden auch als Pumpspannung V_P bezeichnet.
Ein achter Anschluss der integrierten Schaltungsanordnung 744 ist ferner über eine Kapazität 752 (C_F) mit dem Bezugspotential GND gekoppelt.
Es sei ferner angemerkt, dass der Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT-Transistors ferner eine Freilaufdiode parallelgeschaltet ist, die ausgelegt ist, um einen Reversstrom zu führen, wenn der IGBT-Transistor ausgeschaltet ist.
In anderen Worten, 7 zeigt eine erfindungsgemäße technische Ausführung eines gesamten Konverters bzw. Resonanzkonverters in einer Klasse-E-Topologie nach 1C. Die integrierte Ansteuerschaltung (auch als Ansteuer-IC AN bezeichnet) besitzt höchstens acht Pins, deren Belegung im Folgenden noch einmal kurz erläutert wird. Ein Ausgang V_G treibt beispielsweise den IGBT-Transistor oder einen Hochvolt-MOSFET (HV-MOSFET), welcher die um das zweifache bis vierfache erhöhte Spannung gegenüber dem Netzeingangspannungsspitzenwert (AC) sperren muss. Über den Shunt-Widerstand (kurz als Shunt bezeichnet) mit dem Wert R_S wird der Strom im Schalter bzw. durch den Schalter 724 abgetastet und wahlweise zur Auswertung des Phasennulldurchganges, für eine Überstromüberwachung oder für eine Erkennung eines Reversstromes durch die Diode D_I verwendet. Die Versorgung der integrierten Schaltung 744 (IC) über die Spannung an dem vierten Anschluss (VCC) (kurz: über die Spannung VCC) erfolgt bei einem Startvorgang zunächst über den Vorwiderstand 736 (R_V) und hernach im eingeschwungenen Zustand durch die Pumpschaltung bestehend aus der ersten Diode 732 (D_P) und der zweiten Diode 738 (D_R).
Über den Pump-Regeltransistor 740 (T_P) wird sichergestellt, dass die Spannung VCC sich nur in gewissen Grenzen bewegt. Wird der Versorgungsstrom über die Pumpschaltung zu groß, so schaltet T_P ein und leitet den Strom zu dem Bezugspotential GND (auch mit VSS bezeichnet) hin ab. Über den Widerstandsteiler bestehend aus den Widerständen 754 (R_P1) und 756 (R_P2) kann eine Eingangsfrequenz einmalig jeweils bei einem Startvorgang abgetastet werden, indem die Spannung an dem siebten Anschluss (V_P) der integrierten Ansteuerschaltung 744 ausgewertet wird. Ferner kann für die entsprechende Pumpspannung (V_P) bei einem Betrieb der integrierten Ansteuerschaltung 744 ein Wiedereinschaltsignal mit einer Verzögerung von etwa ¼ einer Periodendauer in jeder Periode generiert werden, wobei das Wiedereinschaltsignal ein Einschalten des Schalters 724 bewirkt. Weiterhin ist über eine Anstiegsgeschwindigkeit des genannten Signals (also der Pumpspannung V_P) eine indirekte Ermittlung einer Eingangspannungsgröße (also der durch die Energiequelle 710 gelieferten ungeregelten Eingangs-Gleichspannung) möglich, so dass eine Überspannungsabschaltung realisiert werden kann. Dazu wird eine Zeit zwischen einem Nulldurchgang und einem Erreichen eines nominalen Wertes der Versorgungsspannung VCC in ein Verhältnis zu einer Periodendauer gesetzt. Die genannte Zeit bzw. eine daraus berechnete relative Anstiegszeit ist um so kürzer bzw. kleiner, je größer die Eingangsspannung ist. Dabei können andere Einflüsse, wie eine Laständerung, vernachlässigt werden.
Der Widerstandsteiler bestehend aus den Widerständen 754 (R_P1) und 756 (R_P2) kann alternativ auch statt an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 (auch mit Knoten B bezeichnet) mit geeigneten anderen Widerstandwerten beispielsweise an eine positive Elektrode des Ladekondensators 718 (C_I) angeschlossen werden, um die Eingangsspannung (also die von der Energiequelle 710 bereitgestellte Spannung) direkt und genauer zu beobachten. In diesem Fall ist jedoch eine Ermittlung einer Eingangsfrequenz (also einer Frequenz einer eingangsseitigen Anregung der resonanten Transformatoranordnung 730 oder einer Resonanzfrequenz des Eingangsnetzwerks 720) nicht möglich, so dass genäherte Korrekturfaktoren der Phasenverschiebung (zwischen dem Schalterstrom I_S durch den Schalter 724 und den Laststrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung 730) verwendet werden müssen. Mit anderen Worten, durch eine Auswertung der Spannung an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730 kann die Resonanzfrequenz des Eingangsnetzwerks 720 ermittelt werden, was in der oben beschriebenen Weise für eine Korrektur der Phasenverschiebung (beispielsweise unter Verwendung eines Korrekturwinkels Δφ_H) ausgenutzt werden kann.
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Resonanzkonverter bzw. bei dem Eingangsnetzwerk bereits um eine Topologie, bei welcher eine Phasenkorrektur des Laststroms I_L gegenüber dem Schalterstrom I_S nicht erforderlich ist. Dies ist beispielsweise bei den Topologien gemäß den 1A und 1B der Fall. Es kann aber auch eine andere Topologie mit einer zum Lastresonanzkreis abgestimmten Eingangsfrequenz verwendet werden.
Über einen Hilfsausgang bzw. Spannungs-Hilfsausgang 746 der resonanten Transformatoranordnung bzw. des Lastresonanzkreises 730 (auch mit PT bezeichnet) an den Anschlüssen E und F wird über einen Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen 748 (R_U1) und 750 (R_U2) das Hilfssignal bzw. Spannungs-Hilfssignal U₃ nach Phase und Amplitude über den sechsten Anschluss bzw. Eingang (V₃) der integrierten Steuerschaltung 744 ausgewertet, um eine gewünschte Regelcharakteristik zu erhalten. Die Auswertung wurde vorher anhand der 3F, 3G, 3H und 5 beschrieben.
Der fünfte Anschluss bzw. Ausgang (VT) der integrierten Ansteuerschaltung 744 steuert den Regeltransistor bzw. Pump-Regeltransistor 740 (T_P), welcher über eine Zweipunktregelung die Versorgungsspannung VCC konstant hält, wie bereits anhand der 6 beschrieben. Der achte Anschluss bzw. Eingang (VF) der integrierten Ansteuerschaltung 744 dient beispielsweise zur Festlegung einer minimalen Frequenz über eine externe Kapazität 752 (C_F). Gleichzeitig kann der achte Anschluss bzw. Eingang für eine konventionelle Rückkopplung über einen Optokoppler oder eine andere galvanisch getrennt Rückführung der Ausgangsgleichspannung (beispielsweise an einer Gleichstromlast 758) verwendet werden, falls eine Applikation ohne eine Hilfswicklung der resonanten Transformatoranordnung 730 bzw. eines Piezotransformators 730 betrieben werden soll. In diesem Falle wirkt die Kapazität 752 (C_F) gleichzeitig als Filter, um hochfrequente ausgangsseitige Spannungsschwankungen zu unterdrücken.
8 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen integrierten Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters. Die Schaltungsanordnung gemäß der 8 ist in ihrer Gesamtheit mit 800 bezeichnet und beschreibt eine integrierte Realisierung des erfindungsgemäßen Ansteuerkonzepts. Mit anderen Worten, 8 zeigt eine erfindungsgemäße Integration der Halbleiterkomponenten IGBT-Transistor, Freilaufdiode D_I, Ansteuerteil IC mit Dioden D_P und D_R, Regeltransistor T_P, sowie einem intern integrierten Shunt bzw. Shunt-Widerstand R_SI in Chip-by-Chip-Technologie.
In anderen Worten, in einem Gehäuse 810 sind sowohl ein Ansteuerchip 820, ein IGBT-Transistor 822 samt Freilaufdiode 824 und ein Shunt-Widerstand 826 integriert und in der gezeigten Weise verschaltet. Der Chip 820 umfasst die beiden Dioden D_P und D_R der Pumpschaltung sowie den Pump-Regeltransistor T_P in der gezeigten Verschaltung, die der Verschaltung gemäß der 7 entspricht. Außerhalb des Gehäuses 810 sind beispielsweise eine Pump-Kapazität 830 sowie, optional, ein externer Shunt-Widerstand 832 und eine externe Frequenzeinstellungskapazität 834 angeordnet. Eine entsprechende externe Verschaltung ist der 8 zu entnehmen und entspricht im Übrigen der Verschaltung gemäß der 7 im Wesentlichen. Auffallend ist dabei, dass der interne Shunt-Widerstand 824 zwischen den Emitteranschluss des IGBT-Transistors 822 und einen Bezugspotentialanschluss 836 geschaltet ist, wobei ferner ein weiterer Anschluss 838 mit dem Emitteranschluss des IGBT-Transistors 822 gekoppelt ist. Somit kann alternativ der interne Shunt-Widerstand 824 alleine verwendet werden, oder es kann durch Einschalten des externen Shunt-Widerstands 832 zwischen den Anschluss 838 und ein Bezugspotential GND eine Parallelschaltung aus dem internen Shunt-Widerstand 824 und dem externen Shunt-Widerstand 832 als effektiver Shunt-Widerstand verwendet werden. Somit ist eine flexible Konfiguration der Ansteuerschaltung möglich.
Die in der 8 gezeigte Ausführung besitzt acht Pins (d. h. das Gehäuse 810 besitzt acht Anschlüsse), um somit eine volle Funktionalität eines erfindungsgemäßen Halbleiterbausteins für die Steuerung von Lastresonanzkonvertern der beschriebenen Art zu gewährleisten. Dabei kann die Beschaltung der Anschlüsse VS und VF entfallen. In anderen Worten, es kann auf den externen Shunt-Widerstand 832 an dem Anschluss 838 verzichtet werden, so dass der Anschluss 838 leer läuft. Ferner kann auf die externe Frequenzeinstellungskapazität 834 verzichtet werden, so dass ein Anschluss 840 (VF) leer läuft.
In diesem Fall wird nur der intern integrierte Shunt 824 (R_SI) an VS verwendet. Ferner wird eine intern eingestellte Minimalfrequenz f_min anstelle eines Abgleichs durch die externe Frequenzeinstellungskapazität 834 (C_F) verwendet.
9 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 9 ist in ihrer Gesamtheit mit 900 bezeichnet und zeigt eine Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter basierend auf einer Hilfsspannung V₃ (im Übrigen auch als U₃ bezeichnet), einer Shunt-Spannung V_S, die einen Stromfluss durch einen Schalter der Schaltereinheit beschreibt, sowie einer Pumpspannung V_P, die einen Spannungsverlauf an einem Knoten einer Pumpschaltung beschreibt.
Mit anderen Worten, die Schaltung 900 empfängt die Shunt-Spannung V_S, die Hilfsspannung U₃ sowie die Pumpspannung V_P und erzeugt basierend auf den genannten drei Größen ein Ansteuersignal 910 für einen Schalter, also beispielsweise ein Gate-Ansteuersignal für einen IGBT-Transistor 912. Der IGBT-Transistor 912 ist zwar in der Schaltung 900 gezeigt, ist aber nicht integraler Bestandteil der Ansteuerschaltung, sondern Teil der Schaltereinheit, wie sie bereits vorher ausführlich beschrieben wurde. Die Shunt-Spannung V_S wird im Übrigen beispielsweise durch einen Shunt-Widerstand 914 erzeugt, der beispielsweise zwischen einen Emitteranschluss des IGBT-Transistors 912 und ein Bezugspotential GND geschaltet ist.
Es sei hier darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 900 in Verbindung mit verschiedenen Eingangsnetzwerken, beispielsweise gemäß den 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C oder 2D verwendet werden kann, wobei der IGBT-Transistor 912 einen in den genannten Anordnungen vorkommenden Schalter repräsentiert. Der Shunt-Widerstand 914 repräsentiert ferner eine der bereits vorher beschriebenen Schalterstrom- Erfassungseinrichtungen. Der Shunt-Widerstand repräsentiert aber alternativ dazu eine Erfassung eines Stromflusses von dem Eingangsnetzwerk zu einem eingangsseitigen Anschluss einer resonanten Transformatoranordnung, wie dies beispielsweise anhand der 2.0 erläutert ist. Das Hilfssignal V₃ repräsentiert ferner entweder ein Spannungshilfssignal oder ein Stromhilfssignal, wie es beispielsweise an dem Spannungs-Hilfsausgang 2060 oder einem Strom-Hilfsausgang 2062 gemäß 2.0 auftritt. Das Hilfssignal V₃ repräsentiert ferner beispielsweise eine Hilfsspannung, wie sie im Rahmen der vorherigen Beschreibung durchgängig mit U₃ bezeichnet worden ist, also eine Spannung an einem parallelen Abgriff der resonanten Transformatoranordnung, die zumindest näherungsweise proportional zu einer Ausgangsspannung U₂ der resonanten Transformatoranordnung ist.
Die Schaltungsanordnung 900 umfasst einen ersten Referenzwertvergleicher 920 (KR), der die Hilfsspannung V₃ mit einem vorgegebenen Referenzwert, beispielsweise repräsentiert durch eine erste Referenzspannungsquelle 922 mit Spannungswert U_R, vergleicht, so dass an einem Ausgang des ersten Referenzwertvergleichers 920 eine Information über ein entsprechendes Vergleichsergebnis bereitsteht. Der durch die erste Referenzspannungsquelle 922 repräsentierte erste Referenzwert kann beispielsweise auch null sein, so dass die erste Referenzspannungsquelle 922 entfallen könnte.
Ein zweiter Referenzwertvergleicher 924 (KL) vergleicht ferner die Shunt-Spannung V_S (oder ein anderes Signal, das einen Strom durch einen Schalter der Schaltereinheit beschreibt) mit einem zweiten vorgegebenen Referenzwert. Der zweite vorgegebene Referenzwert wird beispielsweise durch eine zweite Referenzspannungsquelle repräsentiert, die mit einem Referenzeingang des zweiten Referenzwertvergleichers 924 gekoppelt ist. Bei dem gezeigten Beispiel ist der Referenzwert allerdings auf Null gesetzt, um einen Nulldurchgang der Shunt-Spannung V_S zu erkennen. Aus diesem Grund ist der Referenzeingang des zweiten Referenzwertvergleichers 924 mit dem Bezugspotential GND direkt gekoppelt. An dem Ausgang des zweiten Referenzwertvergleichers 924 liegt somit eine Information über das Vergleichsergebnis an. Im Übrigen ist anzumerken, dass das Ausgangssignal des ersten Referenzwertvergleichers 920 mit V_3P bezeichnet ist, während das Ausgangssignal des zweiten Referenzwertvergleichers 924 mit V_RP bezeichnet ist.
Das Ausgangssignal V_3P des ersten Referenzwertvergleichers 920 und das Ausgangssignal V_RP des zweiten Referenzwertvergleichers 924 werden ferner einem Phasendetektor 930 zugeführt. Der Phasendetektor 930 empfängt ferner ein Korrektursignal von einem Korrekturblock 932 (KB). Der Phasendetektor 932 bildet somit eine Phasendifferenz zwischen den Signalen V_3P und V_RP und korrigiert die Phasendifferenz unter Verwendung eines durch den Korrekturblock 932 bereitgestellten Korrekturwinkel Δφ_K. An dem Ausgang des Phasendetektors 932 steht somit ein Signal bereit, das eine Summe einer Phasendifferenz Δφ_L + Δφ_K beschreibt, wobei Δφ_L eine Phasendifferenz (in Bezug auf eine Arbeitsfrequenz) zwischen einem Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung V₃ einen zugehörigen Referenzwert kreuzt, und einem Zeitpunkt, an dem die Shunt-Spannung V_S einen zugehörigen Referenzwert kreuzt, beschreibt. Eine nähere Definition der Phasendifferenz Δφ_L findet sich im Übrigen im Hinblick auf eine Beschreibung der 3G. Der Phasenkorrekturwinkel Δφ_K ist im Übrigen gewählt, um eine Phasenverschiebung zwischen einem Schalterstrom (beispielsweise durch den IGBT-Transistor 912) und einem Lastwechselstrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung zu kompensieren. Für nähere Ausführungen im Hinblick auf den Phasenkorrekturwinkel wird im Übrigen auf die Erläuterungen im Hinblick auf den Phasendetektor 544 gemäß der 5 verwiesen.
Das Ausgangssignal V_3P des ersten Referenzwertvergleichers 920 wird ferner einer Schalterfassungseinrichtung 940, die auch einen ersten Regler umfasst, und die auch mit SDT Re1 bezeichnet ist, zugeführt. Die Einrichtung 940 beschreibt in Abhängigkeit davon, ob auf dem Signal V_3P ein Schalten auftritt, einen entsprechenden Phasendifferenz-Referenzwert 940. Die Einrichtung 940 kann beispielsweise eine ähnliche Funktion aufweisen wie die Schalterfassungseinrichtung 382b und der erste Regler 382c der Schaltung 380 gemäß 3G. Alternativ dazu kann die Einrichtung 940 auch die Aufgabe des ersten Reglers 560 der Schaltungsanordnung 500 gemäß 5 übernehmen.
Ein Kombinierer 944 empfängt das Ausgangssignal des Phasendetektors 930 und ferner den Phasenreferenzwert 942 der Einrichtung 940 und addiert oder subtrahiert die genannten Werte. Ein Ausgangssignal des Kombinierers 944 wirkt ferner auf einen zweiten Regler 950, der einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ansteuert und dessen Arbeitsfrequenz f einstellt: Die Arbeitsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators bestimmt dabei eine Periodendauer zwischen zwei aufeinander folgenden Einschaltvorgängen des Schalters (also beispielsweise des IGBT-Transistors 912) und/oder zwischen zwei aufeinander folgenden Ausschaltvorgängen des Schalters. Zwischen den spannungsgesteuerten Oszillator und den Schalter kann dabei optional noch ein Treiber geschaltet sein.
Dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) oder dem Treiber wird dabei ein Einschaltsignal 952 zugeführt, dessen Aktivierung anzeigt, dass der Schalter eingeschaltet werden soll.
Im Folgenden wird daher die Erzeugung des Einschaltsignals 952 beschrieben. Zu diesem Zweck wird die Shunt-Spannung V_S einem dritten Referenzwertvergleicher 960 zugeführt, der die Shunt-Spannung mit einem dritten Referenzwert vergleicht. Der dritte Referenzwert wird hier beispielsweise durch die dritte Referenzspannungsquelle 962 repräsentiert, die an den Referenzeingang des dritten Referenzwertverglei chers 960 angeschlossen ist. Der dritte Referenzwertvergleicher 960 liefert an seinem Ausgang eine Information, die anzeigt, ob die Shunt-Spannung V_S größer oder kleiner als der dritte Referenzwert ist. Die Referenzspannungsquelle 962 kann dabei so gewählt sein, dass zumindest näherungsweise ein Nullspannungsschalten des genannten Schalters erzielt werden kann. Das Ausgangssignal des dritten Referenzwertvergleichers 960, das auch mit V_R bezeichnet ist, wird somit einer ODER-Verknüpfung 964 zugeführt, wobei aus der ODER-Verknüpfung 964 das Einschaltsignal 952 hervorgeht.
Ferner wird die Pumpspannung V_P in einem vierten Referenzwertvergleicher 966 (KZ) mit einem vierten Referenzwert verglichen. Der vierte Referenzwert kann beispielsweise durch eine vierte Referenzwertspannungsquelle repräsentiert werden, die an einem Referenzspannungseingang des vierten Referenzwertvergleichers 966 angeschlossen ist. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist der Referenzwert allerdings zu Null gewählt, so dass der Referenzeingang des vierten Referenzwertvergleichers 966 auf das Bezugspotential GND gelegt ist. Ein Ausgang des vierten Referenzwertvergleichers 966 liefert ein Ausgangssignal, das auch mit VZ bezeichnet ist. Das Ausgangssignal VZ des vierten Referenzwertvergleichers 966 wird ferner einer Verzögerungseinrichtung 968 zugeführt, die das Ausgangssignal des vierten Referenzwertvergleichers 966 um etwa ¼ Periodendauer (bezogen auf die Arbeitsfrequenz) verzögert. Das Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung 968 wird ferner der ODER-Verknüpfung 964 zugeführt. Somit wird das Einschaltsignal 952 aktiviert, sobald die Shunt-Spannung V_S den dritten Referenzwert (in einer vorgegebenen Richtung) kreuzt. Ferner wird das Einschaltsignal 952, verzögert um die Verzögerungszeit der Verzögerungseinrichtung 968, im Anschluss an einen Nulldurchgang der Pumpspannung V_P (in einer vorgegebenen Richtung) aktiviert. Ein Zeitpunkt der tatsächlichen Aktivierung des Einschaltsignals 952 hängt davon ab, welches der vorgenannten Ereignisse früher ein tritt, wie dies durch die ODER-Verknüpfung 964 definiert ist.
Die Schaltungsanordnung 900 umfasst ferner einen fünften Referenzwertvergleicher 970 (KC), der die Pumpspannung V_P mit einem fünften Referenzwert vergleicht. Der fünfte Referenzwert wird hierbei durch eine fünfte Referenzspannungsquelle 972 repräsentiert, die mit einem Referenzeingang des fünften Referenzwertvergleichers 970 gekoppelt ist. Ein Ausgangssignal des fünften Referenzwertvergleichers 970 zeigt an, ob die Pumpspannung V_P kleiner oder größer als der fünfte Referenzwert ist. Das Ausgangssignal des fünften Referenzwertvergleichers 950 ist im Übrigen mit VC bezeichnet. Das Ausgangssignal VC des fünften Referenzwertvergleichers 970 wird im Übrigen einer Abtasteinrichtung 974 (auch mit FP bezeichnet) zugeführt, die das Ausgangssignal VC während eines Einschaltens der Schaltungsanordnung 900 bzw. im Anschluss an ein Einschalten der Schaltungsanordnung 900 abtastet und daraus beispielsweise eine Resonanzfrequenz eines Eingangsnetzwerk des Resonanzkonverters bestimmt. Die Abtasteinrichtung 970 liefert die so gewonnene Information dann an den Korrekturblock 932, so dass der Korrekturblock 932 beispielsweise aufgrund der Resonanzfrequenz f_I den Phasenkorrekturwinkel Δφ_K ermitteln kann.
Das Ausgangssignal VC des fünften Referenzwertvergleichers 970 wird ferner einer Schalterkennungseinrichtung 980 zugeführt, die mit einem dritten Regler gekoppelt ist. Die Schalterkennungseinrichtung 980 erzeugt dabei in Verbindung mit dem dritten Regler ein Ansteuersignal für einen Pump-Regeltransistor T_P, um die Pumpspannung V_P auf einen vorgegebenen Wert zu regeln. In anderen Worten, der Pump-Regeltransistor 982, der auch mit T_P bezeichnet ist, wirkt auf die Pumpspannung V_P zurück. Die Schaltungsanordnung 900 gemäß der 5 zeigt dabei eine einfache Art einer Verschaltung des Pump-Regeltransistors 982, wobei ein Kollektoranschluss des Pump-Regeltransistors 982 direkt mit der Pumpspannung V_P gekoppelt ist. Die Kopplung zwischen dem Kollektoranschluss des Pump-Regeltransistors 982 und dem Eingang des fünften Referenzwertvergleichers 970 kann aber beispielsweise auch einen resistiven Spannungsteiler umfassen, wie dies beispielsweise in der 7 gezeigt ist. In anderen Worten, der Pump-Regeltransistor 982 ist nicht notwendigerweise Teil der Schaltungsanordnung 900, sondern die Spannung, die in der Schaltungsanordnung 900 gemäß 9 mit V_P bezeichnet ist, repräsentiert beispielsweise die Spannung an dem siebten Anschluss (V_P) der integrierten Ansteuerschaltung 744 gemäß 7.
Ferner werden sowohl das Ausgangssignal VZ des dritten Referenzwertvergleichers 966 (KZ) als auch das Ausgangssignal VC des fünften Referenzwertvergleichers 970 (KC) dem zweiten Phasendetektor 986 zugeführt. Der zweite Phasendetektor 986 bestimmt somit eine Phasendifferenz (bezogen auf die Arbeitsfrequenz) zwischen einem Zeitpunkt, zu dem die Pumpspannung V_P einen Nulldurchgang aufweist, und einem Zeitpunkt, zu dem die Pumpspannung V_P den fünften Referenzwert kreuzt. Ein Winkel-zu-Spannungswandler 988 wandelt dann optional die von dem zweiten Phasendetektor 986 gelieferte Winkelinformation in eine Spannung U_in um. Die Winkelinformation wird dann (entweder direkt oder in Form einer Spannung) mit einem oder mehreren Winkel-Schwellwerten verglichen. Die Vergleichsergebnisse der von dem zweiten Phasendetektor 986 gelieferten Winkelwerte (gegebenenfalls dargestellt als zugehörige Spannungen), verglichen mit Winkelschwellwerten, werden sodann verwendet, um eine Schutzschaltung anzusteuern. Überschreitet die durch den zweiten Phasendetektor 986 erkannte Phasendifferenz einen ersten Grenzwert, so kann beispielsweise eine Abschaltung der Ansteuerschaltung 900 erfolgen. Andererseits kann eine Abschaltung alternativ oder zusätzlich auch dann erfolgen, wenn die durch den zweiten Phasendetektor 986 erkannte Phasendifferenz einen zweiten Winkelschwellwert unterschreitet. Somit kann eine Überspannungsabschal tung und/oder eine Unterspannungsabschaltung erzielt werden.
Mit anderen Worten, 9 zeigt eine erfindungsgemäße Implementierung der Ansteuerschaltung in einer integrierten Schaltung. Dabei wird zunächst über die Komparatoren KL (zweiter Referenzwertvergleicher 924) und KR (erster Referenzwertvergleicher 920) eine Phasendifferenz erzeugt, welche optional über den Korrekturblock 932 (KB) um einen bestimmten Betrag Δφ_K gegenüber der Phasendifferenz Δφ_L korrigiert wird, so dass das Signal Δφ_K + Δφ_L entsteht.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 900 eine Möglichkeit, einen Burst-Mode zu aktivieren, in dem der Schalter (z. B. der IGBT-Transistor 912) nicht regelmäßig bzw. kontinuierlich schaltet, sondern abwechselnd ein Paket von Schaltimpulsen erzeugt und anschließend an ein solches Paket für eine Ruhezeit, die größer als ein Zweifaches eines zeitlichen Abstandes zwischen aufeinander folgenden Schaltimpulsen innerhalb eines Paketes ist, inaktiv bleibt. Eine Aktivierung und Deaktivierung des Burst-Modes wird über eine Burst-Mode-Steuerung 996 erzielt, die sowohl ein Ausgangssignal von der Einrichtung 940 als auch das Ausgangssignal VR des dritten Referenzwertvergleichers 960 empfängt.
Wenn das Signal V_3P an dem Ausgang des ersten Schwellwertvergleichers 920 (KR) ununterbrochen in jeder Schaltperiode auf „high" (d. h. in einen aktiven Zustand) schaltet, obwohl eine maximale Frequenz erreicht wurde, so wird die Einheit 940 (SDT) aktiviert, um die Frequenz f über den Kombinierer bzw. Vergleicher 944 (VFM) nach oben zu begrenzen. Gleichzeitig wird in diesem Fall der Block BMC aktiviert, und generiert einen Burst-Mode (BM), um die Ausgangsspannung konstant zu halten und zu begrenzen.
Weiterhin wird in dem Burst-Mode über den Reversstromkomparator bzw. dritten Referenzwertvergleicher 960 (KS) aufgrund des Schalterstroms I_S geprüft, ob ein Nullspannungsschalten (d. h. ein Schalten des Schalters in einen Zustand, in dem die Spannung über diesem zu Null wird) möglich ist. Wenn dies nicht der Fall ist, wenn also aufgrund des Ausgangssignals V_R des dritten Referenzwertvergleichers 960 erkannt wird, dass ein Nullspannungsschalten nicht möglich ist, so dass ein verlustreicher Zustand in dem Schalter bzw. in dem IGBT-Transistor 912 entsteht, so wird der Burst-Mode-Betrieb über die Burst-Mode-Steuerung 996 (BMC) abgebrochen.
Die Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz wird über ein Signal von einem Kombinierer bzw. Vergleicher 944 (VFM), das auch als f(OFF) bezeichnet wird, und das dem zweiten Regler 950 zugeführt wird, erzeugt bzw. eingestellt, indem ein Ausschaltmoment einer Pulsbreitenmodulation (PWM) generiert wird. In anderen Worten, das Signal f(OFF) von dem Kombinierer bzw. Vergleicher 944 wird für die Einstellung der Arbeitsfrequenz durch den zweiten Regler 950 verwendet. Unter Verwendung einer digitalen Pulsbreitenmodulation definiert dabei die Frequenz beispielsweise die Zeitdauer zwischen zwei aufeinander folgenden Ausschaltzeitpunkten, zu denen der Schalter ausgeschaltet wird. In anderen Worten, ist ein vorhergehender Ausschaltzeitpunkt sowie eine neue Frequenz (die sich aus einer vorhergehenden Frequenz und einer gegebenenfalls von dem Signal f(OFF) abhängigen Frequenzveränderung ergibt) bekannt, so kann daraus der nächste bzw. darauffolgende Ausschaltzeitpunkt bestimmt werden.
Weiterhin erzeugt der Reversstromkomparator (also der dritte Referenzwertvergleicher 960) das Signal VR, welches als Einschaltsignal dient, sobald die Spannung an dem Schalter auf Null zurückgegangen ist und ein Revers-Strom durch den Shunt-Widerstand 914 (R_S) fließt. Das Einschaltsignal 952, auch als D(ON) bezeichnet, bestimmt dabei, wann der Schalter eingeschaltet wird. Mit anderen Worten, das Einschalten geschieht durch das Einschaltsignal 952, wobei somit ein Tastverhältnis bzw. Duty-Cycle nachgeführt wird, während die Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz ein Leistungsübertragungsverhalten bestimmt.
Zum anderen ist bei der Schaltung 900 gemäß der 9 der Knoten V_P der Ladungspumpe bzw. die Pumpspannung V_P mit einem Reglerkomparator KC, also mit dem fünften Referenzwertvergleicher 970, verbunden, welcher über eine Referenz VRP ein Signal über den Block SDT (980) an den Transistor bzw. Pump-Regeltransistor 982 (TP) weitergibt, sobald das Signal VC auf „high" (also in einen aktiven Zustand) schaltet.
Weiterhin erzeugt das Signal VC (an dem Ausgang des fünften Referenzwertvergleichers 970) bei einem Startvorgang ein erfindungsgemäßes Abtasten der Eingangsfrequenz, um über die Schaltung 974 (ST) eine Phasenkorrektur in dem Korrekturblock 932 (KB) für einen Regelbetrieb vorab zu initialisieren.
Weiterhin erzeugt das Signal VZ an dem Nulldurchgangskomparator KZ (also an dem Ausgang des vierte Referenzwertvergleichers 966) ein Wiedereinschaltsignal, welches über eine Zeitverzögerung 968 von ¼ einer Periodendauer (bezogen auf die Arbeitsfrequenz) alternativ den IGBT-Transistor 912 (allgemein: den Schalter) einschaltet, falls das Signal V_R an dem Ausgang des dritten Referenzwertvergleichers 960 (KS) wegen eines fehlenden Nullspannungsschaltens (zero voltage switching; ZVS) nicht schaltet (Nicht-Nullspannungsschalten-Modus bzw. Non-ZVS-Mode).
Schließlich wird eine Phasendifferenz zwischen den Signalen VC und VZ (an den Ausgängen des fünften Referenzwertvergleichers 970 bzw. des vierten Referenzwertvergleichers 966) über den zweiten Phasenkomparator 986 (Block PDZ) ausgewertet, und daraus eine aktuelle Eingangsspannung aus der Frequenz (bzw. Arbeitsfrequenz) und maximalen Anstiegszeiten berechnet. Sollte die Eingangsspannung (also beispielsweise die Spannung der Energiequelle 710) einen maximalen Grenzwert überschreiten, so wird durch Vergleich mit einer Schwelle bzw. Schwellenspannung V_RU ein Abschaltsignal bzw. Shut-Down-Signal SD (OV/UV) ausgelöst, das beispielsweise ein Abschalten der Ansteuerschaltung 900 bewirkt. Das gleiche Signal kann aber auch als eine Unterspannungsüberwachung verwendet werden, wenn die Phasendifferenz, bezogen auf die Periodendauer, zu groß wird.
Zusammenfassend lässt sich also festhalten, dass die 9 eine typische erfindungsgemäße Ausführung darstellt, die bevorzugt dann eingesetzt werden kann, wenn ein sogenannter paralleler Transformatorausgang verwendet wird, wie dies anhand der 3–6 beschrieben wurde. Bei einem parallelen Transformatorausgang ist nämlich die Ausgangsspannung der Hilfsanzapfung bzw. des Hilfsausgangs immer proportional zu einer Wechselspannung der Ausgangsspannung.
In anderen Worten, ein paralleler Hilfsausgang ist typischerweise breitbandig, so dass die Hilfsspannung (in 9 mit V₃ bezeichnet) die Ausgangsspannung an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung einschließlich einer Kurvenform (gegebenenfalls mit einer bestimmten Phasenverschiebung) abbildet. In anderen Worten, bei einem parallelen Transformatorausgang findet keine wesentliche Tiefpassfilterung statt, so dass die Hilfsspannung (z. B. V₃) eine direkt verwertbare Phaseninformation über eine Phasenlage der Ausgangsspannung an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung trägt.
10 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einem parallelen Hilfsausgang. Die Schaltungsanordnung der 10 ist im Übrigen in ihrer Gesamtheit mit 1000 bezeichnet. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 1000 im Wesentlichen mit der Schaltungsanordnung 700 gemäß 7 überein stimmt, so dass gleiche Einrichtungen in den beiden Schaltungsanordnungen mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Somit wird diesbezüglich auf die Ausführungen im Hinblick auf die Schaltungsanordnung 700 verwiesen.
Bei der Schaltungsanordnung 1000 gemäß 10 besteht optional die Möglichkeit, die Eingangsspannung, also die Spannung über der Siebkapazität 718, mit Hilfe eines Spannungsteilers bestehend aus zwei Widerständen 1020, 1022 abzugreifen und der Ansteuerschaltung 744 über einen Anschluss 1030 (VU) zuzuführen. Die Ansteuerschaltung 744 kann dann die entsprechende Information über die Eingangsspannung auswerten, um beispielsweise eine Schutzschaltung zu realisieren, oder um beispielsweise die Referenzwerte bzw. Referenzspannungen in Abhängigkeit von der Eingangsspannung einzustellen.
In anderen Worten, in 10 ist zunächst eine vollintegrierte Variante einer Ausführung eines Resonanzkonverters nach dem Konzept mit einer parallel gespeisten Hilfswicklung gezeigt. In dem gezeigten Fall können der IGBT-Transistor und die (zugehörige) Freilaufdiode D_I (zusammen als Schalter 724 bezeichnet), die Dioden 738 (D_R) und 732 (D_P) sowie der Hilfstransistor 740 (T_P) und der Sense-Widerstand bzw. Shunt-Widerstand 726 (R_S) in einem Gehäuse integriert werden.
Eine Beobachtung der Eingangsspannung über den Spannungsteiler bestehend aus den Widerständen 1020 (R_I1) und 1022 (R_I2) ist normalerweise nicht erforderlich, wenn das Signal V_P (also die Pumpspannung V_P) zur indirekten Bestimmung der Eingangsspannung verwendet wird. Bei der indirekten Bestimmung sind jedoch Erfassungsfehler aufgrund von Toleranzen zu erwarten, so dass eine zusätzliche Erfassung der Eingangsspannung (z. B. über den Spannungsteiler 1020, 1022) in manchen Fällen sinnvoll, vorteilhaft oder erforderlich ist.
Die 11 zeigt eine graphische Darstellung von Zeitverläufen von Signalen in einem erfindungsgemäßen Resonanzkonverter mit einem parallelen Hilfsausgang. Die graphische Darstellung der 11 ist in ihrer Gesamtheit mit 1100 bezeichnet. Die erste graphische Darstellung 1110 beschreibt beispielsweise eine Spannung V_D an einem Anschluss des Schalters, eine Pumpspannung V_P und einen Schalterstrom I_S als Funktion der Zeit, wobei an einer Abszisse 1112 die Zeit angetragen ist, und wobei an einer Ordinate 1114 ein Wert der entsprechenden Größen angetragen ist. Die graphische Darstellung 1100 gilt dabei beispielsweise für eine Topologie, wie sie anhand der 3G, 5, 6, 7, 9 oder 10 beschrieben wurde.
Ein erster Kurvenverlauf, der durchgezogen dünn gezeichnet ist, beschreibt die Spannung V_D an einem Anschluss des Schalters, beispielsweise an dem Kollektoranschluss des IGBT-Transistors gemäß 7, 8, 9 oder 10. Der erste Kurvenverlauf ist im Übrigen mit 1120 bezeichnet. Ein zweiter Kurvenverlauf, der durchgezogen und fett gezeichnet ist, beschreibt eine Spannung V_P an einem Pumpknoten einer Pumpschaltung (beispielsweise an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung 730, der auch mit B bezeichnet ist, oder an dem mit V_P bezeichneten Anschluss der integrierten Ansteuerschaltung 744). Der zweite Kurvenverlauf ist mit 1122 bezeichnet. Ein dritter, gestrichelt gezeichneter Kurvenverlauf 1124 beschreibt den Schalterstrom I_S durch den Schalter bzw. durch den in Serie zu dem Schalter geschalteten Shunt-Widerstand R_S (z. B. den Shunt-Widerstand 726 oder den Shunt-Widerstand 824 oder den Shunt-Widerstand 914). Ein vierter, gepunktet gezeichneter Linienverlauf 1126 beschreibt ferner die Hilfsspannung U₃ (in 9 auch mit V₃ bezeichnet) an dem parallelen Hilfsausgang bzw. Spannungshilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung. Es wird hier im Übrigen davon ausgegangen, dass die Hilfsspannung U₃ proportional zu der Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung ist.
Die graphische Darstellung 1110 zeigt ferner als eine fette gestrichelte Linie, die erste Referenzspannung U_R der ersten Referenzspannungsquelle 922 gemäß 9.
Eine zweite graphische Darstellung 1140 beschreibt ferner die Erzeugung eines Einschaltsignals für den Schalter. An einer Abszisse 1142 ist wiederum die Zeit angetragen, während eine Ordinate 1144 die Größe der jeweiligen Signale zeigt. Die graphische Darstellung 1140 zeigt einerseits das Signal V_Z an dem Ausgang des vierten Referenzwertvergleichers 966 (KZ) gemäß 9, wobei das Signal V_Z durch eine mit Punkten versehene Linie gekennzeichnet ist und wobei das Signal V_Z immer dann einen aktiven Zustand annimmt, wenn die Pumpspannung V_P negativ ist. Ferner zeigt die graphische Darstellung 1140 in einem weiteren Kurvenverlauf 1152, der als fette durchgezogene Linie gezeichnet ist, einen zeitlichen Verlauf des Signals V_R an dem Ausgang des dritten Referenzwertvergleichers 960. Das Signal V_R ist immer dann aktiv, wenn der Schalterstrom I_S eine negative Polarität aufweist, d. h. wenn durch den Schalter ein Reversstrom fließt.
Eine dritte graphische Darstellung 1160 beschreibt ferner eine Erzeugung eines Ausschaltzeitpunktes für den Schalter. Wiederum ist an einer Abszisse 1162 die Zeit angetragen, während eine Ordinate 1164 die Größe der jeweiligen Signale beschreibt. Ein Kurvenverlauf 1170 beschreibt das Signal V_3P an dem Ausgang des ersten Referenzwertvergleichers 920 (KR). Das Signal V_3P ist durch eine durchgezogene Linie gekennzeichnet. Das Signal V_3P ist immer dann in einem aktiven Zustand, wenn die Hilfsspannung V₃ größer als die Spannung U_R der ersten Referenzspannungsquelle 922 ist. Die graphische Darstellung 1160 zeigt ferner das Signal V_RP an dem Ausgang des zweiten Referenzwertvergleichers 924 (VL). Das Signal V_RP ist durch eine gestrichelte Linie gekenn zeichnet. Ferner ist das Signal V_RP immer dann aktiv, wenn der Schalterstrom I_S in eine Vorwärtsrichtung fließt.
Die graphische Darstellung 1160 beschreibt ferner einen Phasenwinkel φ_Z0 zwischen einem Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang in steigender Richtung aufweist, und einem weiteren Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ den Wert der Referenzspannung U_R erreicht.
Es sei ferner darauf hingewiesen, dass der Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ den Nulldurchgang in positiver Richtung aufweist, mit Z bzw. 1180 bezeichnet ist. Ferner ist ein erster Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ den Wert der Referenzspannung U_R erreicht, mit X1 bzw. 1182 bezeichnet. Ein erster Zeitpunkt, zu dem der Schalterstrom I_S einen Nulldurchgang in steigender Richtung (also einen Übergang von einem Reversstrom zu einem Vorwärtsstrom) aufweist, ist mit Y bzw. 1184 bezeichnet. Ein zweiter Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ den Wert der Referenzspannung U_R erreicht, ist ferner mit X0 bzw. 1186 bezeichnet. Ein zweiter Zeitpunkt, zu dem der Schalterstrom I_S einen Nulldurchgang in steigender Richtung aufweist, ist ferner mit Y bzw. 1188 bezeichnet.
Mit anderen Worten, zur Erläuterung einer Funktionsweise der Ausführung der vorliegenden Erfindung mit einer parallelen Hilfsanzapfung des Transformators zeigt 11 die Zeitverläufe der Schalterspannung V_D, des Schalterstromes I_S und der Hilfsspannung V_P, sowie weiterhin der Hilfsausgangsspannung V₃ und einer zugehörigen Referenzspannung U_R. Die Bezeichnungen U₃ und V₃ werden im Folgenden synonym verwendet.
Da die Spannung V₃ abzüglich der Flussspannungen zweier Dioden (beispielsweise der Dioden D5–D8 gemäß 7) in ihrer Amplitude proportional zur Ausgangsspannung U₀ (beispielsweise über der Gleichstromlast 758) ist, kann man diese Amplitude mit der Referenzspannung U_R vergleichen und somit eine konstante Ausgangsspannung einstellen oder regeln.
Die Einschalt- und Ausschaltsignale für den Schalter S des Konverters (also beispielsweise für den IGBT-Transistor) werden wie folgt erzeugt: Wenn die Schalterspannung V_D (also entweder die Spannung an einem der Anschlüsse des Schalters oder die Spannung über dem Schalter) auf Null zurückkehrt, so schaltet über die Erfassung eines Reversstromes in der (Freilauf-) Diode D_I der dritte Schwellwertvergleicher 960, also der Komparator KS gemäß 9 durch, so dass das Signal V_R an seinem Ausgang auf einen „High"-Pegel bzw. in einen aktiven Zustand geht. Durch das genannte Signal V_R wird der Schalter unmittelbar eingeschaltet (aufgrund der ODER-Verknüpfung 964, durch die aus dem Signal V_R das Einschaltsignal 952 erzeugt wird). Für den Fall, dass das Nullspannungsschalten (zero voltage switching; ZVS) nicht erreicht wird, würde der dritte Schwellwertvergleicher 960, also der Komparator KS, nicht schalten. Um dennoch ein sicheres Einschalten zu gewährleisten, wird deshalb ein Nulldurchgang der Spannung an dem Knoten VP, also ein Nulldurchgang der Pumpspannung V_P, beobachtet, so dass der vierte Referenzwertvergleicher 966 (der Komparator KZ) (ansprechend auf den Nulldurchgang) durchschaltet, und so dass mit einer Zeitverzögerung von etwa einem Viertel einer Periodendauer T über die ODER-Verknüpfung 964 der Schalter S redundant eingeschaltet wird. Dies ist in 11 in der zweiten zeitlichen Darstellung 1140 (Diagramm „EIN") bezüglich der Signalverläufe 1150 von V_Z und 1152 von V_R gezeigt.
Weiterhin zeigt die 11 in der dritten graphischen Darstellung 1160 (Diagramm „AUS") ein Einschalten des zweiten Referenzwertvergleichers 924 (Komparators KL), wenn der Schalterstrom I_S einen Nulldurchgang erreicht, und ein Ausschalten, wenn der Schalter S ausgeschaltet wird. Ein Phasenwinkel zwischen dem Einschalten des zweiten Referenzwertvergleichers 924 (KL) und einem Ansprechen des ersten Referenzwertvergleichers 920 (Komparator KR), wenn der Referenzwert U_R erreicht wird, wird als Winkel φ_S0 bezeichnet, welcher ein Ausdruck für eine Größe der Last ist. Dieser Wert wird gespeichert, nachdem er von dem ersten Phasendetektor 930 (PD) gemäß 9 erfasst wurde, und mit dem zu regelnden Spannungswert V₃, welcher etwa proportional zur Ausgangsspannung U₀ ist, überlagert, da man somit aus dem aktuellen Phasenwinkel die Reglerparameter in Abhängigkeit von der Last bestimmen kann. Der Spannungsdetektor und Zweipunktregler 940 (SDT Re1) formt somit nur ein Signal mit zwei Zuständen, welches anzeigt, ob die Ausgangsspannung überschritten oder unterschritten ist, also ob die Ausgangsspannung größer als der durch die Referenzspannungsquelle 922 definierte Referenzwert ist oder nicht. Wenn die Last klein ist (großer Lastwiderstand), so ist der Wert, der an dem Vergleicher 944 (VFM) entsteht, kleiner, so dass der zweite Regler 950 (Re2), welcher den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) und einen Treiber TR enthält, eine kleinere Regelkonstante zur Erhöhung oder Erniedrigung der Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f generiert. Im Falle einer größeren Last mit kleinerem Phasenwinkel φ_S0 wird hingegen eine größere Regelkonstante erzeugt, welche die Lastschwankung schneller auszuregeln in der Lage ist. Sobald das Signal V₃ den Referenzwert nicht erreicht, werden nur die vorher gespeicherten Werte der Phasenverschiebung übernommen, so dass beim Übergang von leichter Last zu Volllast zunächst mit einer kleineren Regelkonstante gearbeitet wird und somit eine Instabilität vermieden wird. Andererseits wird beim Übergang von voller Last zu Leerlauf oder kleiner Last die Regelkonstante immer sofort über den Lastwinkel angepasst, so dass in diesem Fall ebenfalls ein Überschwingen vermieden wird. Damit werden die Reglerparameter dem Lastfall und der Richtung der Laständerung immer angepasst, und hängen ebenfalls nicht von der Eingangsspannung ab. In der graphischen Darstellung 1160 (Diagramm „AUS") der 11 ist der Fall gezeigt, dass die Referenzspannung von V₃ nicht erreicht wird, und somit kein Phasenwinkel in dieser Periodendauer detektiert werden kann. Dies kennzeichnet den Fall eines Lastsprunges von kleinerer zu größerer Last (kleinerer Lastwiderstand).
In 12 ist eine allgemeine Ausführung des Regelungskonzeptes gezeigt, bei welchem die Ausgangsspannung der resonanten Transformatoranordnung 1214 bzw. des Lastresonanzkreises LRK über eine parallele Anzapfung (Spannungshilfsausgang 1240, auch mit U_E bezeichnet) ausgekoppelt wird und anschließend mit einer Referenzspannung U_R verglichen wird. Der Vergleich kann über einen Kombinierer oder Komparator 1278 erfolgen, wie es anhand der 7–9 gezeigt ist. Alternativ kann ein Analog-Digital-Wandler verwendet werden, der die Regelabweichung genauer erfasst als der beispielsweise gemäß 9 verwendete Zweipunktregler 940 (Re1). Optional kann bei Verwendung des Zweipunktreglers 940 (Re1) unterstützend ein Phasensignal erfasst werden, welches zwischen der Hilfsspannung U₃ und dem Schalterstrom I_S bzw. I_S' oder dem Lastwechselstrom I_L bzw. I_L' beobachtet wird. Zu diesem Zweck kann über eine Stromerfassungseinrichtung SIE beispielsweise ein Nulldurchgang eines der erwähnten Ströme zeitlich erfasst werden. Durch Phasenvergleich in dem Phasendetektor 1274 (PD) wird ein lediglich lastabhängiger allgemeiner Phasenwinkel φ ermittelt, welcher ebenfalls auf einen Referenzwert φ_R bezogen werden kann, um einen jeweils dynamisch angepassten Regelparameter zu erzeugen und an den Regler 1290 (FER) zur Erzeugung einer geeigneten Frequenzänderung weiterzugeben.
Darüber hinaus kann durch einen weiteren Hilfsausgang IE (z.B. durch den Strom-Hilfsausgang 1242) der resonanten Transformatoranordnung 1214 bzw. des Lastnetzwerkes LRK ein dem Ausgangsstrom des Lastnetzwerkes proportionaler Strom I₃ erzeugt werden, welcher ebenfalls mit einem Referenzwert I_R verglichen wird (Vergleicher bzw. Kombinierer 1280). Dieser Wert bzw. Referenzwert I_R kann so eingestellt werden, dass dadurch ein maximal zulässiger Laststrom im Überlast- oder Kurzschlussfall beobachtet, so dass eine geeignete Frequenzänderung zur jeweiligen Begrenzung des Laststromes durch den Regler 1290 (FER) erzwungen wird, selbst wenn über die Spannungsregelung des Ausgangs ein Ausregeln der Spannung versucht würde. Damit hat ein Strombegrenzungsregler I_R in einem Überlast- oder Kurzschlussfall Priorität gegenüber dem Spannungsregler U_R. Alternativ oder zusätzlich kann der Phasenregler diese Aufgabe aber ebenfalls übernehmen, indem der kleinste zulässige Phasenwinkel φ_Rmin bezogen auf eine maximal zulässige Last beobachtet wird und durch die Funktion des Reglers 1290 (FER) nicht unterschritten werden darf.
In anderen Worten, wird festgestellt, dass der durch den Phasendetektor 1274 bestimmte Winkel einen minimal zulässigen Wert erreicht, so kann beispielsweise eine weitere Veränderung der Arbeitsfrequenz f zur Erhöhung einer Leistungsübertragung der resonanten Transformatoranordnung 1214 verhindert werden. Die genannte Methode ist (im Vergleich zu einer direkten Überwachung des Ausgangsstroms über den Stromhilfsausgang 1242) gegebenenfalls nicht so genau bezüglich der Strombegrenzung, weil sich der Phasenwinkel φ durch den Einfluss des Eingangsnetzwerkes 1212 (SE) in einem Nulldurchgang um den Wert Δφ_K, bezogen auf den Laststromnulldurchgang, verschieben kann. Die genannte Verschiebung ist jedoch nicht signifikant und beträgt in allen praktisch interessanten Fällen maximal +/– 10 bis 15°, und kann einen Maximalwert von +/– 30° nicht überschreiten.
Es sei hierbei hingewiesen, dass eine erfindungsgemäße Ausführung mit einem parallelen Transformatorausgang bzw. einem parallelen Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung technisch nicht immer möglich ist. Beispielsweise ist eine Ausführung mit einem parallelen Transformatorausgang, bei dem die Ausgangsspannung der Hilfsanzapfung immer proportional zu einer Wechselspannung der Ausgangsspannung ist, technisch nicht möglich, wenn z. B. nur ein sinusförmiges Signal aus einer mechanischen Resonanz erzeugt werden kann. So ist beispielsweise bei Piezo-Transformatoren in vielen Fällen ein Hilfsausgang gemäß 2.1 gegeben, bei welchem das Ausgangssignal und das Hilfssignal seriell aus dem Laststrom (in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung) ausgekoppelt werden. 7A zeigt eine erfindungsgemäße Ausführung dieser Konfiguration. Damit vereinfacht sich einerseits das Ansteuerkonzept nochmals bezüglich der Rückkopplung, indem das Signal bzw. Hilfssignal U₃ eine reine Sinusspannung der Grundfrequenz der Übertragung darstellt. Deshalb kann diese Spannung über einen einzigen Widerstand an einen integrierten Baustein gegeben werden, wo sie auf dem Nullpotential festgehalten werden kann, und wobei der Strom aus dem Widerstand als Sinussignal ausgewertet werden kann. Bei dem Spannungsausgang nach 7 wird hingegen ein größerer Signal-Rausch-Abstand erforderlich, so dass man über einen externen Spannungsteiler (beispielsweise mit Widerständen 784 (R_U1), 750 (R_U2)) das trapezförmige Signal genauer erfassen sollte. Damit geht dem Signal U₃ jedoch eine direkte Phaseninformation verloren, so dass ein anderes Ansteuerkonzept und/oder Regelkonzept erforderlich bzw. zweckmäßig ist als bei der anhand von 9 beschriebenen Schaltungsanordnung 900.
Im Folgenden wird zunächst die grundlegende Funktionsweise der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer seriellen Auskopplung der Hilfsspannung Bezug nehmend auf die 2.1 beschrieben. Anschließend wird Bezug nehmend auf die 13A ein Ersatzschaltbild eines in Verbindung mit dem genannten Ausführungsbeispiel verwendeten Piezotransformators beschrieben, bevor dann Bezug nehmend auf die 13B bis 13F weitere Details der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden anschließend anhand der 14 und 16 erläutert. Ein besonderes Regelkonzept zur Erzeugung einer variablen Referenzspannung wird ferner Bezug nehmend auf die 16A bis 16C beschrieben.
2.1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Verwendung einer seriellen Auskopplung eines Hilfssignals. Die Schaltungsanordnung gemäß der 2.1 ist in ihrer Gesamtheit mit 2100 bezeichnet. Eine Leistungsquelle 2110 liefert eine Energie oder Leistung an ein Eingangsnetzwerk 2120. Das Eingangsnetzwerk 2120 umfasst eine Schaltereinheit sowie gegebenenfalls zusätzliche reaktive Elemente und dient insgesamt einer Erzeugung einer eingangsseitigen Anregung einer resonanten Transformatoranordnung 2130. Die resonante Transformatoranordnung 2130 kann beispielsweise als ein Lastnetzwerk hoher Güte Q mit Q > 5 aufgefasst werden. Die Schaltereinheit 2120 liefert an das Lastnetzwerk hoher Güte beispielsweise einen Lastwechselstrom I_L bzw. regt zumindest einen derartigen Lastwechselstrom I_L in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung an. Ein Eingang 2132 der resonanten Transformatoranordnung 2130 ist zu diesem Zweck mit einem Ausgang des Eingangsnetzwerks bzw. einem Ausgang der Schaltereinheit gekoppelt. Die resonante Transformatoranordnung umfasst ferner einen Ausgang 2134 zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (typischerweise mit U₂ bezeichnet) oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk 2136. Bei dem Lastnetzwerk 2136 kann es sich beispielsweise um eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast handeln, wie dies schon vorher beschrieben wurde.
Die resonante Transformatoranordnung 2130 umfasst ferner einen Hilfsausgang 2138 zum Bereitstellen einer Hilfsspannung bzw. Hilfssignals, das eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung aufweist. Der Ausgang 2134 der resonanten Transformatoranordnung 2130 wird beispielsweise über einen ersten Ausgangsabgriff bzw. eine erste Ausgangsanzapfung der Transformatoranordnung versorgt, während hingegen der Hilfsausgang 2138 über einen zweiten Abgriff bzw. eine zweite Anzapfung der resonanten Transformatoranordnung 2130 versorgt wird. Der erste Abgriff der resonanten Transformatoranordnung ist bevorzugt, aber nicht notwendigerweise, galvanisch getrennt von dem zweiten Abgriff der resonanten Transformatoranordnung. Ferner ist bevorzugt, aber nicht notwendigerweise, dem Ausgang 2134 eine zweite Kapazität 2140 (C2) parallel geschaltet, während hingegen dem Hilfsausgang 2138 der resonanten Transformatoranordnung eine dritte Kapazität 2143 (C3) parallel geschaltet ist. Die Kapazitäten 2140, 2142 sind beispielsweise bevorzugt ausgelegt, um eine Phasenbeziehung zwischen dem Laststrom I_L, der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ an dem Hilfsausgang 2138 einzustellen bzw. zu beeinflussen.
Die Schaltungsanordnung 2100 umfasst ferner eine Ansteuerschaltung bzw. Ansteuereinheit 2150, die das Hilfssignal bzw. die Hilfsspannung U₃ von dem Hilfsausgang 2134 der resonanten Transformatoranordnung 2130 erzeugt und basierend darauf ein Ansteuersignal 2152 für die Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120 erzeugt. Die Ansteuerschaltung bzw. Ansteuereinheit 2150 erzeugt ferner entweder selbst eine Spannungsreferenz und/oder eine Stromreferenz oder empfängt die Spannungsreferenz und/oder Stromreferenz von einer Referenz-Bereitstellungseinrichtung 2154.
Die Ansteuereinheit 2150 umfasst ferner einen Treiber 2160 zum Erzeugen des Ansteuersignals 2152 zum Einschalten und/oder Ausschalten der Schalter der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120. Der Treiber umfasst im erweiterten Sinne einen einstellbaren Oszillator, also beispielsweise einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO oder eine digitale Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Signals mit einer vorgegebenen Frequenz oder Periodendauer. Der Treiber 2160 ist dabei ausgelegt, um eine Frequenzinformation f zu empfangen, die für eine Einstellung einer Periodendauer des Ansteuersignals 2152 verwendet wird. Ferner ist der Treiber 2160 ausgelegt, um eine Einstellung eines Tastverhältnisses bzw. Duty-Cycles zu ermöglichen. Zu diesem Zweck empfängt der Treiber ein Einschaltsignal 2164, das anzeigt, dass zumindest ein Schalter in der Schalter einheit des Eingangsnetzwerks 2120 eingeschaltet werden soll. Ausschaltzeitpunkte, zu denen der Schalter in der Schaltereinheit in dem Eingangsnetzwerk 2120 ausgeschaltet werden soll, werden im Übrigen durch die Information 2162 über die Frequenz festgelegt.
Im Folgenden wird beschrieben, wie die Information 2162 über die Frequenz sowie das Einschaltsignal 2164 erzeugt werden.
Zu diesem Zweck wird einerseits die Hilfsspannung U₃ einem Nulldurchgangsdetektor 2170 zugeführt, der einen Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ detektiert. Der Nulldurchgangsdetektor 2170 ist auch mit ZCD (zero crossing detector) bezeichnet. Ein Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170, das Nulldurchgänge der Hilfsspannung U₃ beschreibt, wird ferner einem Phasenschieber 2172 (auch als Phase Shifter PS bezeichnet) zugeführt. Die Verzögerungseinrichtung 2172 ist ausgelegt, um das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 hinsichtlich einer Phase um etwa 60 bis 90° (bezogen auf eine Periodendauer einer Arbeitsfrequenz des Treibers, mit der der Treiber den Schalter in der Schaltereinheit des Eingangsnetzwerks 2120 einschaltet oder ausschaltet) zu verzögern. Das durch die Verzögerungseinrichtung 2172 verzögerte Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 dient somit als das Einschaltsignal 2164 für den Treiber, das den Treiber anweist, den Schalter in der Schaltereinheit anzuschalten.
Die Ansteuereinheit 2150 umfasst ferner einen Referenzwertvergleicher 2180, der die Hilfsspannung U₃ mit einem vorgegebenen (festen oder variablen) Referenzwert vergleicht und der ein Ausgangssignal liefert, das anzeigt, wenn die Hilfsspannung U₃ den Referenzwert kreuzt. Der Referenzwertvergleicher 2180 ist im Übrigen auch als Reference Crossing Detector RCD bezeichnet.
Ein Phasendetektor 2184 empfängt sowohl das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 2170 als auch des Referenzwertdetektors 2180 und ermittelt eine Phasendifferenz 2188 bzw. Δφ zwischen den beiden Signalen. Die Phasendifferenz 2188 ist damit, in Verbindung mit dem Referenzwert, ein Maß für eine Amplitude der Hilfsspannung U₃.
Ein Funktionsnetzwerk 2190 empfängt daher die Phasendifferenz 2188 von dem Phasendetektor 2184 sowie den Referenzwert 2192 von der Referenzwertbereitstellungseinrichtung 2154. Das Funktionsnetzwerk 2190 berechnet damit aus der Phasendifferenz 2188 und dem Referenzwert 2192 eine Information 2194 über eine Amplitude der Hilfsspannung U₃. Die Information 2194 über die Amplitude ist auch mit U₃ bezeichnet. Eine Amplituden-Sollwert-Bereitstellungseinrichtung 2196 empfängt ferner den Referenzwert 2192 sowie zusätzlich die Phasendifferenz 2188 und erzeugt basierend darauf einen Amplitudenreferenzwert 2198. Ein Differenzbilder empfängt den Amplitudenreferenzwert 2198 sowie die Amplitudeninformation 2194, bildet die Differenz daraus und leitet das Ergebnis an einen Regler 2199 weiter. Der Regler 2199 erzeugt somit basierend auf der Differenz des Amplitudenreferenzwerts 2198 und der Amplitudeninformation 2194 die Frequenzinformation 2162, um die Arbeitsfrequenz des Treibers bzw. des in dem Treiber enthaltenen Oszillators oder Zeitgebers einzustellen. Bevorzugt ist der Regler 2199 ausgelegt, um die Differenz zwischen dem Amplitudenreferenzwert 2198 und der Amplitudeninformation 2194, die eine Regelabweichung bildet, auf Null auszuregeln.
Bei dem Regler 2199 kann es sich beispielsweise um einen Proportionalregler oder einen Proportional-Integral-Regler handeln, aber auch andere mögliche Reglerausführungen, wie z. B. ein reiner Integralregler, sind denkbar.
Die Schaltungsanordnung 2100 ermöglicht somit basierend lediglich auf der Hilfsspannung U₃ eine Einstellung des Einschaltzeitpunkts des Schalters bzw. der Schalter in der Schaltereinheit 2120 sowie ferner eine Amplitudenregelung. Die gezeigte Amplitudenregelung weist den gravierenden Vorteil auf, dass die Ansteuerschaltung 2150 als analoge Komponenten lediglich den Nulldurchgangsdetektor 2170 und den Referenzwertvergleicher 2180 aufweist. Alle weiteren Signale sind durch Phasen und nicht durch Amplituden definiert und können somit beispielsweise durch eine Zeitmessung digitalisiert werden. In anderen Worten, durch die frühest mögliche Umwandlung der Hilfsspannung U₃ in digitale Signale mit Hilfe des Nulldurchgangsdetektors 2170 und des Referenzwertvergleichers 2180 erübrigt sich eine analoge Weiterverarbeitung. Basierend auf der Tatsache, dass die Hilfsausgangsspannung U₃ im Wesentlichen sinusförmig ist, kann ferner aus den Schaltzeitpunkten des Nulldurchgangsdetektors 2170 und des Referenzwertvergleichers 2180 auf die Amplitude der Hilfsspannung U₃ zurückgeschlossen werden, wodurch eine sehr wirksame Regelung der Ausgangsspannung U₂ der resonanten Transformatoranordnung 2130 ermöglicht wird.
Es sei im Übrigen darauf hingewiesen, dass optional auf die Erzeugung des variablen Amplitudenreferenzwerts 2198 verzichtet werden kann, und dass stattdessen ein fester, von dem Referenzwert 2192 abhängiger Amplitudenreferenzwert verwendet werden kann. In diesem Fall entfällt die Einrichtung 2196.
Ferner kann die Amplituden-Referenzwert-Erzeugungseinrichtung 2196 den Amplitudenreferenzwert 2198 in Abhängigkeit von einer beispielsweise von der Leistungsquelle 2110 gelieferten Eingangsspannung anpassen bzw. korrigieren. Auch die Amplitude von U₃, also die Amplitudeninformation 2194, kann optional in die Bildung des Amplitudenreferenzwerts 2198 mit einfließen.
Zum weiteren Verständnis wird nachfolgend anhand der 13A ein Ersatzschaltbild eines Piezotransformators zur Verwendung in Kombination mit einer Schaltungsanordnung gemäß 2.1 beschrieben.
Ausgehend von der Implementierung der Applikation in 7A mit einer seriellen Ausgangsspannungserfassung an einem Lastnetzwerk in Form eines Piezotransformators PT ist in 13A ein typisches elektrisches Ersatzschaltbild eines Piezotransformators mit den Spannungs-Übertragungsverhältnissen k₀ und k_r gezeigt.
Der Piezotransformator gemäß der 13A ist in seiner Gesamtheit mit 1300 bezeichnet. Der Piezotransformator 1300 weist beispielsweise einen Eingang 1302 mit einem ersten Eingangsanschluss 1302a (A) und einem zweiten Eingangsanschluss 1302b (B) auf. Das Ersatzschaltbild 1300 des Piezotransformators zeigt ferner eine eingangsseitige Kapazität 1302c, die parallel zu dem Eingang 1302 geschaltet ist. Das Ersatzschaltbild 1300 umfasst ferner einen Resonanzkreis bestehend aus einer Serienschaltung einer Kapazität 1304a, einer Induktivität 1304b und eines Widerstands 1304c, die von einem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird. Das Ersatzschaltbild 1300 umfasst ferner einen ersten Übertrager 1306a, der eingangsseitig von dem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird, und einen zweiten Übertrager 1306b, der eingangsseitig ebenso von dem Lastwechselstrom I_L durchflossen wird. In anderen Worten, die beiden Übertrager 1306a, 1306b sind eingangsseitig in Serie geschaltet, was für die beschriebene Form eines Piezotransformators charakteristisch ist.
Ein Ausgang des ersten Übertragers 1306a liefert an dem Ausgang 1308a des Piezotransformators eine Ausgangsspannung U₂. Parallel zu dem Ausgang des ersten Übertragers 1306a, der ein Übertragungsverhältnis von k₀ aufweist, ist im Übrigen eine zweite Kapazität 1308b (C₂) geschaltet. Ferner sei darauf hingewiesen, dass der Ausgang 1308 des Piezotransformators 1300 einen ersten Anschluss 1308c (C) und einen zweiten Anschluss 1308d (D) umfasst.
Ein Ausgang des zweiten Übertragers 1306b liefert ferner an einem Hilfsausgang 1309a die Hilfsspannung U₃. Der zweite Übertrager 1306b weist ein Spannungsübertragungsverhältnis k_r auf. Parallel zu dem Ausgang des zweiten Übertragers 1306b ist eine Kapazität 1309b (C₃) geschaltet. Der Hilfsausgang 1309a umfasst im Übrigen einen ersten Anschluss 1309e (E) sowie einen zweiten Anschluss 1309f (F), zwischen denen die Hilfsspannung U₃ bereitsteht.
In anderen Worten, 13A zeigt ein typisches elektrisches Ersatzschaltbild eines Piezotransformators PT mit Spannungs-Übersetzungsverhältnissen k₀ und k_r.
Damit wird an der 1309b (C₃) die Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ erzeugt, wobei die Spannung U₃ dem Laststrom I_L stets proportional ist. Aus dem anhand des Ersatzschaltbildes 1300 beschriebenen Zusammenhang resultiert ferner, dass man die Ausgangsspannung U₀, beispielsweise eine Spannung an einem Ausgang eines Gleichrichternetzwerks, das eingangsseitig mit dem Ausgang 1308 gekoppelt ist, nur noch ungefähr proportional zu einer Spannungserfassung erfassen kann, wenn eine Ausgangslast R, die mit dem Ausgang 1308a gekoppelt ist, klein genug gegenüber der Impedanz 1/ωC₂ ist (vergleiche die Ausgangslast R in 13B). In anderen Worten, ist an dem Ausgang 1308a eine hochohmige ohmsche Last angeschlossen und ferner ebenso an dem Ausgang 1309a eine hochohmige ohmsche Last angeschlossen, so gilt, dass die Hilfsspannung U₃ näherungsweise proportional zu der Ausgangsspannung U₂ ist. Ist hingegen der Widerstand der an dem Ausgang 1308a angeschlossenen resistiven Last nicht wesentlich größer als die Impedanz der Kapazität 1308b, so wird dieser proportionale Zusammenhang gestört.
Um beispielsweise einen Fehler von weniger als 1% der Ausgangsspannung zu erreichen (also dadurch zu erreichen, dass der proportionale Zusammenhang zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ mit hinreichender Genauigkeit gültig ist), muss der Ersatzwiderstand einer gedachten Wechselstromlast (an dem Ausgang 1308) mehr als einen siebenfachen Wert der Impedanz der Kapazität 1308b (C₂) besitzen. Damit wäre der Regelbereich des Piezotransformators, welcher für eine ohmsche Nennlast R in etwa gleicher Größe wie die Ausgangsimpedanz 1/ωC₂ entworfen ist, nicht bis zur vollen Last auf konstante Ausgangsspannung regelbar. Man kann jedoch einen Piezotransformator so entwerfen, dass er nur in diesem Bereich einer erhöhten ohmschen Last betrieben wird, und somit bereits eine Regelung nach 13E bewerkstelligen, wie im Folgenden noch ausgeführt wird.
Von Relevanz ist hier gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung die Überlegung, dass der Resonanzkonverter so ausgelegt werden sollte, dass eine Impedanz einer an dem Ausgang 1308 des Piezotransformators 1300 angeschlossenen Last mindestens genau so groß ist wie eine Impedanz der Kapazität 1308b, bevorzugt aber mindestens zweimal so groß wie die Impedanz der Kapazität 1308b ist. Im Übrigen wird es bevorzugt, sicherzustellen, dass die Impedanz der Last mindestens fünfmal so groß ist wie die Impedanz der Kapazität 1408b.
13B zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters mit einer Regelung basierend auf einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung U₃. Die Schaltungsanordnung gemäß der 13B ist in ihrer Gesamtheit mit 1310 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 1310 wird gespeist aus einer Spannungsquelle 1311, die eine geregelte oder ungeregelte (gegebenenfalls pulsierende) Gleichspannung zur Verfügung stellt. Die Spannungsquelle 1311 liefert eine Energie an ein Eingangsnetzwerk 1312, das auch eine Schaltereinheit mit zumindest einem Schalter umfasst. Bei dem Eingangsnetzwerk kann es sich um ein Netzwerk handeln, wie es bereits oben beschrieben wurde. Verschiedene Optionen des Eingangsnetzwerks sind im Übrigen durch gestrichelte Linien gekennzeichnet. In anderen Worten, das Eingangsnetz werk 1312 ist eingangsseitig mit der Spannungsquelle 1311 gekoppelt. Das Eingangsnetzwerk 1312 ist ferner ausgangsseitig mit einem Eingang einer resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt. Während ein erster Ausgangsanschluss des Eingangsnetzwerks 1312 direkt mit einem ersten Eingangsanschluss der resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt ist, ist ein zweiter Ausgangsanschluss des Eingangsnetzwerks 1312 über eine Pumpschaltung 1314 mit einem zweiten Eingangsanschluss der resonanten Transformatoranordnung 1313 gekoppelt. Die Pumpschaltung entspricht dabei von ihrem Aufbau her im Wesentlichen der anhand der 7 beschriebenen Pumpschaltung und dient einer Bereitstellung einer Versorgungsspannung V_CC für die Ansteuerschaltung.
Die resonante Transformatoranordnung 1313 umfasst ferner bevorzugt einen Piezotransformator, wie er anhand der 13A beschrieben ist. Der Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 ist ferner alternativ (oder gleichzeitig) mit einer Wechselstromlast (beispielsweise einem ohmschen Widerstand R) oder einer Gleichstromlast (beispielsweise einer resistiven Last, die über eine Gleichrichteranordnung versorgt wird) gekoppelt, wie dies in der 13B angedeutet ist.
Im Hinblick auf die Gleichstromlast oder die Wechselstromlast gelten im Übrigen die obigen Ausführungen.
Die Schaltungsanordnung 1310 umfasst ferner eine Ansteuerschaltung 1315, die die Hilfsspannung U₃ empfängt und basierend darauf ein Ansteuersignal 1316 für zumindest einen der Schalter in dem Eingangsnetzwerk 1312 erzeugt. Die Ansteuerschaltung 1315 kann ferner optional eine Information 1317a über die Eingangsspannung U_in de Spannungsquelle 1311 erhalten. Ferner kann die Ansteuerschaltung 1315 optional eine Information 1317b über eine Größe eines Stromflusses durch zumindest einen Schalter des Eingangs netzwerks 1312 (beispielsweise in Form einer über einen Shunt-Widerstand abgegriffenen Spannung) erhalten.
Die Ansteuerschaltung 1315 umfasst im Übrigen einen Treiber 1318, der eine vergleichbare Funktion ausübt wie der Treiber 2160 gemäß 2.1. Der Treiber 1318 empfängt somit eine Frequenzinformation 1319a, die der Frequenzinformation 2162 entspricht, sowie ein Einschaltsignal 1319b, das dem Einschaltsignal 2164 entspricht. Zusätzlich kann der Treiber 1318 optional ein Steuersignal 1319c von einer Schutzschaltung 1319d empfangen, wobei der Treiber 1318 über das Steuersignal 1319c durch die Schutzschaltung 1319d deaktiviert werden kann, falls die Schutzschaltung 1319d beispielsweise aufgrund des Signals 1317a eine Überspannung oder eine Unterspannung feststellt, oder falls die Schutzschaltung 1319d beispielsweise über das Signal 1317b eine andere Fehlerbedingung wie einen Überstrom durch den Schalter feststellt.
Im Folgenden wird somit der weitere Aufbau der Ansteuerschaltung 1315 beschrieben. Ein erster Referenzwertvergleicher 1320a vergleicht die Hilfsspannung U₃ mit einem ersten vorgegebenen Referenzwert, der bei dem gezeigten Beispiel gleich Null ist. Der erste Referenzwertvergleicher 1320a ist im Übrigen auch mit KLZ bezeichnet. An dem Ausgang des ersten Referenzwertvergleichers 1320a liegt somit ein Signal 1320b an, das anzeigt, ob die Hilfsspannung U₃ größer oder kleiner als Null ist. Die Ansteuerschaltung 1315 umfasst ferner einen zweiten Referenzwertsvergleicher 1321a, der das Hilfssignal U₃ mit einem zweiten Referenzwert vergleicht, der durch eine zweite Referenzspannung U_R0 < U_R definiert. Der zweite Referenzwertvergleicher 1321a ist auch mit KR bezeichnet und liefert ein Ausgangssignal 1321b, das eine Aussage darüber trägt, ob die Hilfsspannung U₃ größer oder kleiner als die zweite Referenzspannung U_R0 ist. Ein Phasenschieber 1322 empfängt im Übrigen das Signal 1320b von dem ersten Referenzwertvergleicher 1320a und verzögert das Signal 1320b um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 60° und 90°, bezogen auf die Arbeitsfrequenz des Treibers. In anderen Worten, der Phasenschieber 1322 bewirkt eine Phasenverzögerung zwischen 0° und 90° (bzw. nur zwischen 0 und π/2 rad), und erzeugt das Einschaltsignal 1319b durch die genannte Verzögerung des Signals 1320b. In anderen Worten, das Einschaltsignal 1319b wird mit einer Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen bevorzugt 60° und 90° nach einem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ aktiv.
Ein Phasendetektor 1323 empfängt ferner das Ausgangssignal 1320b des ersten Referenzwertvergleichers 1320a sowie das Ausgangssignal 1321b des zweiten Referenzwertvergleichers 1321a, und bildet basierend auf dem Signal 1320b ein Phasendifferenzsignal 1324a, das eine Phasenverschiebung zwischen den Signalen 1320b und 1321b beschreibt. Hierbei sei im Übrigen angenommen, dass beispielsweise φ1 eine Phasenlage einer steigenden oder einer fallenden Flanke des Signals 1320b kennzeichnet und dass φ2 eine Phasenlage einer steigenden oder fallenden Flanke des Signals 1321b kennzeichnet, wobei als eine Referenz ein beliebiges Signal der Arbeitsfrequenz f dienen kann. Ein Funktionsnetzwerk 1325 empfängt ferner das Phasendifferenzsignal 1324a sowie entweder die zweite Referenzspannung U_R0 oder eine Information über die zweite Referenzspannung U_R0 und berechnet aus den genannten Eingangsgrößen eine Amplitude 1326 des Hilfssignal U₃, wobei die Amplitude 1326 auch mit U_RR bezeichnet ist. Für die Berechnung gilt:
mit Δφ = φ₁ – φ₂.
In anderen Worten, das Funktionsnetzwerk 1325 berechnet die Amplitude 1326 aus der Kenntnis des zweiten Referenzwerts U_R0 sowie der Phasenverschiebung sf zwischen einem ersten Zeitpunkt, an dem die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang aufweist, und einem zweiten Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ den zweiten Referenzwert U_R0 aufweist bzw. kreuzt.
Ein dritter Referenzwertvergleicher 1327 vergleicht ferner eine dritte Referenzspannung U_R mit der Amplitudeninformation 1326 und liefert ein Richtungssignal 1328, das anzeigt, ob der Amplitudenwert 1326 größer oder kleiner als die dritte Referenzspannung U_R ist. Eine Regelverstärkungs-Einstellungseinrichtung 1328 empfängt das Phasendifferenzsignal 1324a und ermittelt ferner eine Regelverstärkung k_RU als eine Funktion der Phasendifferenz Δφ, die von dem Phasendetektor 1323 geliefert wird. Beispielsweise berechnet die Regelverstärkungs-Bestimmungseinrichtung 1328 die Regelverstärkung k_RU gemäß dem linearen Zusammenhang kRU = kR0 – kφΔφ.
k_R0 und k_φ sind dabei beispielsweise konstante Werte, können allerdings auch in Abhängigkeit von Umgebungsbedingungen (beispielsweise von der Eingangsspannung U_in) abhängig gewählt werden.
Ein Regler 1330 (RU) empfängt sowohl die Richtungsinformation 1328 als auch die Regelverstärkung k_RU und erzeugt damit die Frequenzinformation 1319a für den Treiber 1318. Der Regler 1330 vergrößert oder verkleinert die Frequenzinformation 1319a dabei in Abhängigkeit von der Richtungsinformation 1328. Ist beispielsweise die Amplitudeninformation 1326 größer als die dritte Referenzspannung U_R, verändert beispielsweise der Regler 1330 die Frequenzinformation 1319a derart, dass sich die Arbeitsfrequenz des Treibers 1318 weg von einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung 1313 verändert. Andernfalls verändert der Regler 1330 beispielsweise die Frequenzinformation 1319a so, dass sich die Arbeitsfrequenz des Treibers 1318 hin zu der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung 1319 bewegt. Die Regelverstärkung k_RU gibt dabei an, um wie viel der Regler 1330 in einem Schritt (bzw. pro Zeiteinheit) die Frequenzinformation 1319a verändert. Eine derartige Regelung ist sinnvoll, da die Phasendifferenz Δφ eine Information über die Last trägt, wobei bei einer großen Last (niedriger Widerstand der Last an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313) eine schnellere Regelung wünschenswert ist als bei einer kleinen Last, um eine Instabilität zu vermeiden und gleichzeitig eine hinreichend schnelle Regelung zu erreichen.
Weiterhin ist festzuhalten, dass idealerweise der folgende Zusammenhang zwischen der Hilfsspannung U₃ und dem Lastwechselstrom I_L gilt:
Somit gilt idealerweise, dass die Hilfsspannung U₃ eine Phasenverschiebung von genau 90° gegenüber dem Lastwechselstrom I_L aufweist. Dieser Sachverhalt kann für die Bestimmung des Einschaltzeitpunkts durch das Einschaltsignal 1319b in der gezeigten Weise ausgenutzt werden.
Ferner ist anzumerken, dass für die dritte Referenzspannung U_R bevorzugt der folgende Zusammenhang gilt:
U₀ ist dabei die gewünschte Ausgangsspannung an einer Gleichstromlast (nach dem Gleichrichter),U_F ist eine Flussspannung einer Gleichrichterdiode, C₂ und C₃ beschreiben die zweite Kapazität und die dritte Kapazität der resonanten Transformatoranordnung 1313, und k₀ und k_r beschreiben die Spannungsübertragungsverhältnisse der beiden Übertrager der resonanten Transformatoranordnung 1313. In der genannten Formel sind typischerweise alle Größen auf der rechten Seite entweder Konstanten bzw. bekannt bzw. gegeben, so dass die dritte Referenzspannung U_R mühelos berechnet werden kann.
13C zeigt eine graphische Darstellung eines zeitlichen Verlaufs von Signalen, wie sie in dem Resonanzkonverter gemäß 13B auftreten. Die graphische Darstellung der 13C ist in ihrer Gesamtheit mit 1340 bezeichnet. An einer Abszisse 1341a ist eine Zeit, normiert mit einer Arbeits-Kreisfrequenz, angetragen. Eine Ordinate 1341b beschreibt eine Größe der gezeigten Kurvenverläufe.
Ein erster Kurvenverlauf 1342a beschreibt die Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung, wobei angenommen ist, dass an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung eine Gleichstromlast bestehend aus einer Gleichrichteranordnung (z. B. Brückengleichrichter), einem Ladekondensator und einer resistiven Last angeschlossen ist. In diesem Fall wird angenommen, dass die Ausgangsspannung U₂ einen Verlauf zeigt, der eine Trapezform annähert. Ein Maximalwert der Ausgangsspannung U₂ beträgt näherungsweise U_2,max = U₀ + 2·U_F, wobei U₀ die Ausgangsspannung an der Gleichstromlast (also an der resistiven Last nach der Gleichrichterschaltung) ist, und wobei U_F eine Flussspannung der in der Gleichrichterschaltung eingesetzten Dioden beschreibt.
Ein zweiter Kurvenverlauf 1342b beschreibt die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Spannungs-Hilfsausgang. Die Hilfsspannung U₃ ist näherungsweise sinusförmig, da aufgrund der angenommenen hohen Güte der resonanten Transformatoranordnung der Laststrom I_L durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung näherungsweise sinusförmig ist (während hingegen Oberwellen, die eine nicht-sinusförmige Kurvenform bedingen, stark abgeschwächt sind).
Ein dritter Kurvenverlauf 1342c beschreibt eine Schalterspannung U_S über einem Schalter der Schaltereinheit. Es ist hierbei zu berücksichtigen, dass die Schalterspannung U_S lediglich sehr kleine bzw. vernachlässigbare Werte annimmt, solange ein Reversstrom durch eine zu dem Schalter parallel geschaltete Freilaufdiode fließt oder solange ein Vorwärtsstrom durch den Schalter fließt.
Ferner zeigt ein vierter Kurvenverlauf 1342d den Schalterstrom I_S durch den Schalter (einschließlich des Reversstromes durch die Reversdiode).
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1340 die dritte Referenzspannung U_R, die in dem gezeigten Fall gleich der Amplitude U_RR der Hilfsspannung U₃ ist:
Bei der gezeigten Konstellation gilt ferner zumindest näherungsweise U_R = U_R0, da näherungsweise gilt: Δφ = φ1 – φ2 ≈ π/2 ≈ φ2 + π/2.
Es gilt nämlich: φ2 ~ 0.
13D zeigt, ähnlich wie 13C, eine graphische Darstellung von Signalen, die in der resonanten Transformatoranordnung 1310 gemäß der 13B in einem bestimmten Betriebszustand auftreten können. Die graphische Darstellung der 13D ist in ihrer Gesamtheit mit 1350 bezeichnet. An einer Abszisse 1351a ist wiederum die Zeit, normiert auf die Arbeits-Kreisfrequenz ω, angetragen. Eine Ordinate 1351b beschreibt die Größe der angetragenen Kurvenverläufe.
Ein erster Kurvenverlauf 1352a beschreibt die Ausgangsspannung U₂ an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung. Ein zweiter Kurvenverlauf 1352b beschreibt die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Hilfsausgang. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass in der graphischen Darstellung 1350 eine deutliche Phasenverschiebung zwischen der Ausgangsspannung U₂ und der Hilfsspannung U₃ besteht, während in der graphischen Darstellung 1340 die Ausgangsspannung U₂ und die Hilfsspannung U₃ nahezu phasengleich sind. Bei den Kurvenverläufen 1350 gilt ferner U_R0 < U_R.
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1350 einen dritten Kurvenverlauf 1352c, der die Spannung U_S über dem Schalter der Schaltereinheit beschreibt. Ein vierter Kurvenverlauf 1345d beschreibt ferner den Strom I_S durch den Schalter der Schaltereinheit.
13E zeigt ferner eine graphische Darstellung eines Zusammenhangs zwischen der dritten Referenzspannung U_R und der Ausgangsspannung U₀ an einer Gleichstromlast. Es gilt:
Die graphische Darstellung 1360 der 13E veranschaulicht diesen Zusammenhang, wobei an einer Abszisse 1361a die dritte Referenzspannung U_R angetragen ist und wobei an einer Ordinate 1361b die Spannung U₀ an der Gleichstromlast angetragen ist.
Anhand der 13B–13E wird nun gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beschrieben, wie die Ausgangsspannung U₀ bei dem erfindungsgemäßen Resonanzkonverter 1310 gemäß 13B geregelt wird. Es sei darauf hingewiesen, dass ein Piezotransformator so entworfen sein kann, dass er nur in dem oben genannten Bereich einer erhöhten ohmschen Last betrieben wird, und dass somit bereits eine Regelung gemäß 13E erzielt werden kann. Für eine Regelung wäre es beispielsweise möglich, einen Maximalwert der sinusförmig ausgekoppelten Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ zu beobachten und mit einer Referenz U_R zu vergleichen, wie dies in den 9–11 gezeigt ist.
Alternativ kann aber auch ein Referenzwert U_R verwendet werden, welcher kleiner als der nach der Formelbeziehung gemäß 13E zu regelnde Wert der der Ausgangsspannung ist. In anderen Worten, soll eine Ausgangsspannung von U₀ an der Gleichstromlast erzielt werden, so ist die Amplitude der Hilfsspannung U₃ auf den Wert U_R einzustellen oder zu regeln. Für die erste Referenzspannung U_R0 kann allerdings ein Wert gewählt werden, der kleiner als U_R ist. In diesem Fall ist eine Funktion des zugehörigen Winkels sin(Δφ) nach 13E und den 13C und 13D zu bilden, welche den Maximalwert mathematisch ermittelt und einem Vergleicher FN zuführt, wie er in 13B gezeigt ist. Dieser Wert wird nun nach 13B mit dem Referenzwert U_R verglichen, und es wird über den Regler 1330 (RU) eine entsprechende Frequenzänderung eingestellt, um die Abweichung zwischen der Spannung bzw. Referenzspannung U_R und der Spannung U_RR bzw. der in dem Funktionsnetzwerk 1325 berechneten Amplitude der Hilfsspannung U₃ stets auf Null zu halten bzw. zumindest zu minimieren.
Dies kann durch den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1327 erfolgen, jedoch alternativ auch über einen Vergleicher, welcher die Abweichung (zwischen dem Referenzwert U_R und der berechneten Amplitude U_RR) genauer quantisiert an den Regler 1330 weitergibt, um dadurch die Regelgeschwindigkeit zu erhöhen.
Der erste Referenzwertvergleicher 1320a (KLZ) erfasst ferner einen Nulldurchgang des Spannungssignals bzw. der Hilfsspannung U₃, wobei der Nulldurchgang in den 13C und 13D mit 1345 (Z) bzw. 1355 (Z) bezeichnet ist. Der zweite Referenzwertvergleicher 1321a (KR) erfasst einen Zeitpunkt, an welchem die Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ die Referenzspannung U_R0 ≤ U_R überschreitet. Aus dem Phasenwinkel Δφ zwischen den Schaltzeitpunkten der beiden Referenzwertvergleicher bzw. Komparatoren 1320a (KLZ), 1321b (KR) wird über das Funktionsnetzwerk 1325 die Amplitudeninformation 1326 gebildet, die beispielsweise als zu vergleichende Referenzspannung U_RR dargestellt wird.
Weiterhin kann zur Einstellung eines geeigneten Regelparameters (Reglerverstärkung) der Phasenwinkel Δφ herangezogen werden, um über das Reglerfunktionsnetzwerk 1328 (RF) eine geeignete Reglerverstärkung in Abhängigkeit von der Größe eines dynamischen Lastsprunges k_RU nach der abgebildeten Funktion einzustellen.
Diese Funktion wirkt jedoch nur bei Abweichungen der Ausgangsspannung und damit nicht in einem statischen Fall einer ausgeregelten Abweichung mit konstant eingestelltem Phasenwinkel Δφ. In anderen Worten, ist die Phasendifferenz Δφ näherungsweise konstant und schwankt lediglich eine Amplitude der Hilfsspannung U₃ (und damit auch die Amplitude der Ausgangsspannung U₀) geringfügig um einen Sollwert (definiert beispielsweise durch die dritte Referenzspannung U_R), so ist die Reglerverstärkung k_RU nahezu konstant, und das Ausgangssignal der dritten Referenzwertvergleichers 1327 entscheidet, ob der Regler 1330 die Frequenzinformation 1319a erhöht oder verringert. Die Größe der Erhöhung oder Verringerung der Frequenzinformation 1319a ist jedoch aufgrund der konstanten Reglerverstärkung k_RU konstant.
In 13B ist ferner gezeigt, wie der Einschaltmoment der Schalter (gesteuert durch das Einschaltsignal 1319b) über eine Phasenverschiebung von beispielsweise etwa +90° = π/2 an dem Treiber bzw. der Treibereinrichtung 1318 (TR) erzeugt wird. Über den Einschaltmoment wird ferner gleichzeitig eine relative Einschaltzeit D festgelegt.
Damit ist eine Festlegung der Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f über den Regler 1330 (RU) gegeben, eine Festlegung der relativen Einschaltzeit D jedoch über das Wiedereinschaltsignal 1319b (ON), welches den Einschaltmoment synchronisiert. Die genannte Funktion (der Synchronisation) hat den Vorteil, dass ein Wiedereinschalten beispielsweise des Schalters S1 der Schaltereinheit (oder beispielsweise der beiden Schalter S1 und S2) mit einem Nulldurchgang des Laststromes I_L synchronisiert ist.
Die beschriebene Lösung unterscheidet sich beispielsweise von der Lösung nach US 5,866,968 vorteilhaft dadurch, dass ein Einschaltzeitpunkt immer optimal ist, auch wenn sich gleichzeitig zur Last auch die Eingangsspannung (beispielsweise der Spannungsquelle 1311) in weiten Grenzen ändert. Der Laststrom ist damit etwa phasengleich mit dem Nulldurchgang des Schalterstromes, auch wenn das Eingangsnetzwerk 1312 (SE) den Nulldurchgang geringfügig um maximal +/– 10 bis 15° verschieben kann.
Um ein zu spätes Einschalten zu vermeiden, kann im Übrigen der Phasenwinkel der Phasenschieberschaltung 1322 (PS) auch kleiner eingestellt werden, also beispielsweise zwischen 60° und 90°. Damit wird eine Verzögerung durch die Treiberschaltung 1318 (TR) und die Schalter der Schaltereinheit selbst (also beispielsweise die Schalter S1 und S2) ausgeglichen, so das der Schalter in der Schaltereinheit bzw. die Schalter in der Schaltereinheit stets vor dem Zeitpunkt einschalten, zu dem der Strom in den Schaltern positiv wird. Vor dem genannten Zeitpunkt übernehmen erfindungsgemäß Freilaufdioden D_I den in dem Schalter fließenden Reversstrom, wie dies für den Fall der Klasse E nach 1C beispielsweise in den 7 und 7A gezeigt ist.
Gleiche Dioden sind auch in allen anderen Konfigurationen antiparallel zu den Schaltern nach den 1 und 2 anzuordnen. In anderen Worten, es wird erfindungsgemäß bevorzugt, Transistoren als Schalter zu verwenden und der Last strecke der Transistoren (also beispielsweise einer Drain-Source-Strecke oder einer Kollektor-Emitter-Strecke) Freilaufdioden parallel zu schalten, so dass die Freilaufdioden den Strom in einer Reversrichtung übernehmen.
Damit löst die beschriebene Einschaltmethode, also die Erzeugung eines Einschaltsignals 1319b basierend auf einem Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ und einer entsprechenden Zeitverzögerung, allgemein und topologieunabhängig die Aufgabe, ein Nullspannungsschalten (ZVS) oder ein in anderer Weise optimales Einschalten nahe den Nullspannungsschalten-Bedingungen (ZVS-Bedingungen) zu ermöglichen und gleichzeitig aber einen großen Eingangs- und Lastbereich abzudecken, wie auch eine weitgehende Variabilität des Eingangsnetzwerkes zu erlauben.
Voraussetzung für die Anwendbarkeit des genannten Konzepts ist es, dass in allen Betriebspunkten des Konverters ein Nullspannungsschalten (ZVS) möglich ist, so dass eine reaktive Energie in einem Lastkreis oder in einem Eingangsresonanzkreis des Piezotransformators (PT) stets in der Lage ist, die Spannung an den Schaltern resonant oder quasi-resonant zu Null werden zu lassen.
Von Vorteil ist dabei stets eine Reserve einer Reversstromzeit in den Schaltern, um einen optimalen Einschaltpunkt bei Toleranzschwankungen in allen Betriebsfällen, vor allem bei transienten dynamischen Übergängen, stets zu erreichen, ohne das Nullspannungsschalten (ZVS) zu verlassen.
Mit dem genannten Verfahren zur Bestimmung des richtigen Einschaltmomentes erreicht man, dass das aus der Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ erzeugte Sinussignal im Falle einer hohen Lastkreisgüte (Güte Q > 5) des Lastresonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C bezüglich der Ausgangslast rauscharm bezüglich eventueller überlagerter Harmonischer ist.
Eine Größe der Spannungsamplitude der Hilfsspannung U₃ ist somit im Gegensatz zu US 5,866,968 frei wählbar, ohne gegebenenfalls eine ohmsche Belastung des Signals U₃ bzw. des Spannungs-Hilfsausgangs vorzunehmen, was die Phasenlage des Einschaltmomentes ohne erkennbare Vorteile für die Lösung kleiner machen könnte.
Eine Erfassung eines Revers-Schalterstromes zur Generierung des Einschaltsignals wäre hingegen unzuverlässiger, weil dieses Signal oftmals mit Harmonischen überlagert ist, welche sich aus der Anregung von Oberwellen in einem Eingangskreis des Lastnetzwerkes eines Piezotransformators oder eines anderen Übertragers ergeben. Diese Oberwellen können sowohl durch parasitäre Schwingungen über die Schalterkapazität und parasitäre Leitungsinduktivitäten der elektrischen Verbindungen entstehen, als auch durch Harmonische des Piezotransformators oder eines anderen Lastnetzwerkes selbst verursacht sein.
Weiterhin ist bei fehlendem Nullspannungsschalten (ZVS) durch das über den Phasenschieber 1322 (PS) erzeugte Einschaltsignal immer der optimale Einschaltzeitpunkt gegeben, in welchem die Oszillation des Lastresonanzkreises aufrecht erhalten wird. Somit wird der Einfluss des Eingangsnetzwerkes auf den optimalen und zuverlässigen Betrieb weitgehend unterdrückt, falls nicht eine fehlerhafte Dimensionierung der Anordnung vorliegt, indem z. B. die Eingangskapazität C₁ des Lastnetzwerkes zu groß gewählt wurde. Damit wirkt der Resonanzkreis bestehend aus der Kapazität C und der Induktivität L mit hoher Güte als Filter, welcher nur die Grundfrequenz der gewünschten Resonanz überträgt und somit ein phasenrichtiges Einschalten der Schalter garantiert.
13F zeigt eine weitere graphische Darstellung von zeitlichen Verläufen, die bei einem Betrieb des erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß 13F auftreten. Die graphische Darstellung der 13F ist in ihrer Gesamtheit mit 1370 bezeichnet. An einer Abszisse 1371 ist die Zeit, normiert auf die Arbeits-Winkelfrequenz ω, angetragen. Eine Ordinate 1372 beschreibt eine Größe der angetragenen Kurvenverläufe. Die graphische Darstellung 1370 zeigt ferner einen ersten Kurvenverlauf 1374, der die Hilfsspannung U₃ beschreibt. Ein zweiter Kurvenverlauf 1375 beschreibt eine Schalterspannung U_S an einem Schalter bzw. über einem Schalter der Schaltereinheit. Ein dritter Kurvenverlauf 1376 beschreibt ferner den Schalterstrom I_S durch den entsprechenden Schalter der Schaltereinheit.
Ferner zeigt die graphische Darstellung 1370 Zeitpunkte 1377 (A0), 1378 (A1), 1379 (A2), zu denen der genannte Schalter ausgeschaltet wird, so dass der Stromfluss durch den Schalter auf Null zurückgeht. Die graphische Darstellung 1370 zeigt ferner Zeitpunkte 1380 (Z0), 1381 (Z1), zu denen die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang in steigender Richtung (also beispielsweise von negativen zu positiven Werten hin) aufweist. Ferner zeigt die graphische Darstellung 1370 Zeitpunkte 1382 (E1), 1383 (E2), zu denen der Schalterstrom I_S einen Nulldurchgang aufweist.
In anderen Worten, 13F zeigt gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung das Grundprinzip der Erfindung bezüglich einer Steuerung von Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f und relativer Einschaltzeit D. Ein Moment eines Ausschaltens des Stromes I_S beispielsweise durch den Schalter S1, bezeichnet mit 1377 bzw. A0, wird in der Ansteuerschaltung 1315 detektiert bzw. ist dieser bekannt. Anschließend wird ein durch den ersten Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1320a (KLZ) detektierter Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ ausgewertet und bewirkt mit einer Phasenverschiebung von 90° oder einer anderen, fest eingestellten Phasenverschiebung von minimal 60° und maximal bevorzugt 90° ein Einschalten des Schalters 51. Über einen Zeitgeber bzw. Timer wird eine relative Ausschaltzeit ωt_OFF0 gemessen. Zu einem Zeitpunkt 1378 (A1) schaltet der Schalter S1 wieder aus bzw. wird wieder ausgeschaltet, wobei sich eine gesamte (relative) Periodendauer ωT₀ aus einer aktuell über den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) eingestellten Frequenz ergibt.
In anderen Worten, ist der Zeitpunkt 1377 (A0), zu dem der Schalter das letzte Mal ausgeschaltet wurde, bekannt und ist ferner die Arbeitsfrequenz f bzw. die zugehörige Periodendauer T (zu berechnen als Kehrwert oder Frequenz f) bekannt, so weist ein Zeitintervall zwischen dem vorhergehenden Ausschalten 1377 (A0) und dem nächsten darauffolgenden Ausschalten 1378 (A1) des Schalters die Zeitdauer T auf.
Über den Regler 1330 (RU) wird im Falle einer Frequenzerhöhung ein Zeitintervall Δωt von der bereits gespeicherten vorhergehenden Periodendauer ωT_0-1 abgezogen, um die aktuelle Periodendauer ωT₀ zu erhalten. Bei Frequenzerniedrigung wird ferner das Zeitintervall Δωt zu der bereits gespeicherten vorhergehenden Periodendauer hinzuaddiert. Ein neuer Ausschaltpunkt wird wiederum über den Start eines Zeitgebers bzw. Timers erfasst, und es wird dabei die vorherige, gespeicherte relative Ausschaltzeit ωt_OFF0 verwendet, um aus der vorherigen Periodendauer ωT₀ erneut den Ausschaltpunkt zu bestimmen, indem die Differenz als relative Einschaltzeit ωt_ON0. von dem Zeitpunkt 1382 (E1) an gerechnet, gemäß ωt_ON0 = ωt_OFF0 – ωT₀ ermittelt wird. Dieser Vorgang setzt sich stetig fort, so dass die Berechnung der Einschaltzeit und des richtigen Einschaltzeitpunktes sowie der aktuellen Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz mit diesem stets wiederkehrenden Algorithmus gelöst wird. Das beschriebene integrierende Verfahren von Periode zu Periode der Arbeitsfrequenz des Resonanzkonverters erzeugt somit eine schnellstmögliche Regelung der Ausgangsspannung, der Leistung oder des Ausgangstromes, welche ein periodisch schaltender Wandler bezüglich seiner Regelstrecke zulässt.
Weiterhin kann die jeweils erforderliche Frequenzänderung nach den Erfordernissen der Stabilität, Regelgeschwindigkeit und sonstiger Parameter über den Regler 1330 (RU) eingestellt werden, ohne dass ein optimales Einschalten verlassen wird, und indem die relative Einschaltzeit in allen Fällen einer veränderlichen Last, einer veränderlichen Eingangsspannung und gegebenenfalls eines veränderlichen Eingangsnetzwerkes des Konverters oder Piezotransformators PT in Abhängigkeit von der Frequenz nachgeführt wird.
In anderen Worten, das erfindungsgemäße Konzept zur Festlegung der Einschalt- und Ausschaltzeitpunkte des Schalters in der Schaltereinheit basiert auf einer streng getrennten Einstellung der Ausschaltzeitpunkte 1377, 1378, 1379 (A1, A2, A3) des Schalters und der Einschaltzeitpunkte 1382, 1383 (E1, E2) des Schalters. Ein zeitlicher Abstand zwischen den Ausschaltzeitpunkten wird dabei lediglich durch die von dem Regler 1330 (RU) gelieferte Frequenzinformation 1319a definiert, wobei ein Zeitintervall zwischen zwei aufeinander folgenden Ausschaltzeitpunkten als zu der Arbeitsfrequenz f gehörige Periodendauer T definiert ist. Die Einschaltzeitpunkte, zu denen das Ansteuersignal 1316 für den Schalter erzeugt wird, sind ferner mit (beispielsweise steigenden) Nulldurchgängen der Hilfsspannung U₃, die beispielsweise mit 1380 und 1381 (Z0, Z1) bezeichnet sind, synchronisiert. Das Ansteuersignal 1316 für den Schalter wird somit lediglich basierend auf den genannten Nulldurchgängen der Hilfsspannung U₃ durch eine Phasenverzögerung in dem Phasenschieber 1322 (in Kombination mit einer Phasenverzögerung des Treibers 1318) erzeugt, so dass das Einschaltsignal 1316 zwischen 60° und 90° (bezogen auf die Periodendauer T der Arbeitsfrequenz f) gegenüber den Nulldurchgängen 1382, 1383 der Hilfsspannung U₃ verzögert ist.
Abhängig davon, wie stark eine gesamte Veränderung der Arbeitsfrequenz f bzw. der zugehörigen Periodendauer T ist, kann die Verzögerungseinrichtung 1322 ausgelegt sein, um das Ausgangssignal 1320b des ersten Referenzwertvergleichers 1320a beispielsweise um eine feste vorgegebene Zeit zu verzögern, oder um die Verzögerungszeit beispielsweise dynamisch auf etwa ein Viertel der aktuellen Periodendauer T einzustellen. Allgemein gesprochen wird es somit bevorzugt, dass die Verzögerung der Verzögerungseinrichtung 1322 bzw. des Phasenschiebers 1322 in einem Bereich zwischen einem Sechstel der zu der Arbeitsfrequenz f gehörigen Periodendauer T und einem Viertel der Periodendauer T liegt.
14 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung für einen Resonanzkonverter unter Ausnutzung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung U₃ bzw. V₃. Die Schaltungsanordnung gemäß der 14 ist in ihrer Gesamtheit mit 1400 bezeichnet. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Bezeichnung V₃ hier synonym zu der Bezeichnung U₃ für die seriell ausgekoppelte Hilfsspannung verwendet wird.
Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 wesentliche Ähnlichkeiten mit der Schaltungsanordnung 1300 gemäß 13B aufweist. Aus diesem Grund sind gleiche Einrichtungen hier mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht noch einmal erläutert. Vielmehr wird auf die Ausführungen im Hinblick auf die 13B verwiesen. Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass ein Regler 1430 der Schaltungsanordnung 1400 sich von einem Regler 1330 der Schaltungsanordnung 1300 unterscheidet.
In der Schaltungsanordnung 1400 empfängt ein Pulscoderegler 1432 das Ausgangssignal des dritten Referenzwertvergleichers 1327. Zusammen mit einem Kombinierer 1434 erzeugt der Pulscoderegler 1432 ein Ansteuersignal 1436 für den Regler 1430, wobei das Ansteuersignal 1436 in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Referenzwertvergleichers 1327 zwei Werte annimmt. Beispielsweise kann der Pulscoderegler 1432 in Kombination mit dem Kombinierer 1434 ausgelegt sein, um bei Vorliegen eines ersten Wertes an dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 1327 das Ansteuersignal 1436 auf einen ersten Wert einzustellen, und um bei Vorliegen eines zweiten Wertes an dem Ausgang des Referenzwertvergleichers 1327 das Ansteuersignal 1436 auf einen zweiten Wert einzustellen. Beispielsweise kann der erste Wert des Ansteuersignals 1436 ein Inverses des zweiten Wertes des Ansteuersignals 1436 sein. In andere Worten, das Ansteuersignal 1436 kann beispielsweise, abhängig von dem Ausgangssignal des Referenzwertvergleichers 1327, die beiden Werte +x/T und –x/T annehmen, wobei x beispielsweise eine Konstante in einem Bereich zwischen 0 und 0,5 ist und wobei T die zu der Arbeitsfrequenz f gehörige Periodendauer ist.
Der Regler 1430 empfängt dann das Ansteuersignal 1436 und erniedrigt oder erhöht in Abhängigkeit von dem Wert des Ansteuersignals 1436 die Arbeitsfrequenz. Zu diesem Zweck stellt der Regler 1430 eine Frequenzinformation 1319a beispielsweise in Form eines digital repräsentierten Wertes oder in Form einer Steuerspannung U_f bereit. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass das Ansteuersignal 1436 nicht nur angibt, in welche Richtung die Frequenz durch den Regler 1430 verändert werden soll, sondern auch wie stark die Frequenz (beispielsweise pro Zeitschritt, pro Periode oder pro Zeiteinheit) verändert werden soll.
Die Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 umfasst ferner eine Überwachung einer minimalen Phasenverschiebung Δφ. Zu diesem Zweck wird an dem Ausgang des Phasendetektors 1323 eine Information über die Phasenverschiebung Δφ abgegriffen und gegebenenfalls optional in eine Spannung oder eine andere elektrische Repräsentation gewandelt, wie beispielsweise durch den optionalen Winkel-Spannungs-Umsetzer 1440 angedeutet ist. Ein vierter Referenzwertvergleicher 1442 vergleicht den Winkelwert Δφ mit einer minimalen Phasenverschiebung Δφ_min und liefert somit ein Ausgangssignal 1443, das anzeigt, ob die Phasenverschiebung Δφ kleiner oder größer als die minimale Phasenverschiebung Δφ_min ist. Die minimale Phasenverschiebung Δφ_min ist bevorzugt in einem Bereich zwischen 15° und 40° gewählt, wobei es sich gezeigt hat, dass besonders gute Ergebnisse in einem Bereich zwischen 20° und 30° erzielbar sind. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die minimale Phasenverschiebung Δφ_min beispielsweise auf 26,5° eingestellt.
Eine Frequenzbegrenzungseinrichtung 1444, 1445 erzeugt ferner ein Ansteuersignal 1446, das eine Verringerung der Frequenz durch den Regler 1430 verhindert, wenn die Phasenverschiebung Δφ die minimale Phasenverschiebung Δφ_min erreicht oder unterschreitet.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 1400 einen Treiber 1450. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), der alternativ auch durch eine Einrichtung zur digitalen Frequenzerzeugung ersetzt sein kann, erzeugt basierend auf der Frequenzinformation 1319 ein Ansteuersignal 1454 der Arbeitsfrequenz f und liefert dieses an den Treiber 1450. Das Ansteuersignal 1454 dient dabei im Wesentlichen einer Erzeugung von Ausschaltzeitpunkten für den Schalter (hier symbolisiert durch den IGBT-Transistor S1 mit der antiparallel geschalteten Freilaufdiode D_I). In anderen Worten, ein Schalter-Treiber schaltet ein Ansteuersignal 1456 für den Schalter aus, wenn in dem Ansteuersignal 1454 beispielsweise eine steigende oder fallende Flanke auftritt.
Der Treiber 1450 empfängt ferner ein Einschaltsignal 1458, das durch eine Einschaltsignal-Erzeugungseinrichtung 1460 aus dem durch den Phasenschieber 1322 erzeugten Signal generiert wird. Das Einschaltsignal 1458 entspricht dabei im Wesentlichen dem Ausgangssignal des Phasenschiebers 1322, wobei die Einschaltsignal-Erzeugungseinrichtung 1460 beispielsweise noch eine Pegelumsetzung vornimmt.
Der Treiber 1450 schaltet typischerweise das Ansteuersignal 1456 ansprechend auf den Empfang des Einschaltsignals 1458 an.
Die Schaltungsanordnung 1400 umfasst ferner eine Einrichtung zur Überwachung der durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugten Frequenz. Die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 vergleicht die durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugte Frequenz beispielsweise mit einer Minimalfrequenz f_min und meldet eine Unterschreitung der Minimalfrequenz f_min an den Treiber 1450. Ferner vergleicht die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 alternativ oder zusätzlich die durch den (spannungs-) gesteuerten Oszillator 1452 erzeugte Frequenz mit einer Maximalfrequenz f_max und meldet eine Überschreitung der Maximalfrequenz f_max an den Treiber 1450. Beispielsweise führt die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 basierend auf dem von dem Oszillator 1452 gelieferten Ansteuersignal 1454 eine Frequenz-Spannungs-Wandlung durch, so dass eine Spannungsinformation vorliegt, die die Arbeitsfrequenz f des spannungsgesteuerten Oszillators 1452 beschreibt. Die genannte Spannung kann mit einer Referenzspannung U_fmin, die eine minimal zulässige Frequenz repräsentiert, verglichen werden, und das Ergebnis des Vergleichs liefert eine Information darüber, ob die Arbeitsfrequenz f die minimal zulässige Frequenz f_min unterschreitet. Analog dazu kann die genannte von der Frequenz abhängige Spannung mit einer weiteren Referenzspannung U_fmax, die die maximale Frequenz f_max repräsentiert, verglichen werden, und das Ergebnis des Vergleichs gibt eine Auskunft darüber, ob die Arbeitsfrequenz f die maximal zulässige Frequenz f_max überschreitet.
Im Falle einer Überschreitung der maximal zulässigen Frequenz f_max oder einer Unterschreitung der minimal zulässigen Frequenz f_min kann beispielsweise der Treiber 1450 abgeschaltet werden.
Wie schon anhand der 13B kurz angedeutet kann weiterhin überwacht werden, ob ein Stromfluss durch den Schalter (z. B. durch S1) einen maximal zulässigen Wert überschreitet. Zu diesem Zweck wird der Stromfluss durch den Schalter S1 unter Verwendung eines Shunt-Widerstands 1470 in eine Spannung umgewandelt, die hier mit U_S bezeichnet ist (und die nicht mit der in den 13C, 13D und 13F gezeigten Spannung U_S über dem Schalter verwechselt werden darf). Überschreitet die Spannung U_S über dem Shunt-Widerstand R_S einen maximal zulässigen Wert (hier: U_imax) was durch einen Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1472 (KIS) detektiert werden kann, so wird eine Überstrombedingung an den Treiber 1450 gemeldet, was beispielsweise zu einer Abschaltung des Treibers 1450 führen kann.
Ferner kann beispielsweise eine Eingangsspannung V_C ausgewertet werden, die beispielsweise von der Spannungsquelle 1311 an die Schaltungsanordnung 1400 geliefert wird. Da die Spannung V_C bei vielen Anwendungen größer als 50 Volt ist, ist es bevorzugt, durch einen resistiven Spannungsteiler bestehend aus zwei Widerständen 1474, 1476 (R_V1, R_V2) eine Spannung V_U zu erzeugen, die eine herunterskalierte Kopie der Spannung V_C ist. Durch einen Vergleich der Spannung V_U mit einer Referenzspannung U_Umax in einem Referenzwertvergleicher 1478 kann ferner ein Signal erzeugt werden, das dem Treiber 1450 eine Überspannungsbedingung anzeigt und das somit zu einer Abschaltung des Treibers führt. Ferner kann die Spannung V_U verwendet werden, um abhängig davon einen Korrekturwinkel φ_K einzustellen.
Der Treiber 1450 kann ferner optional ausgelegt sein, um einen Burst-Mode-Betrieb durchzuführen, also nur einzelne Pakete von Ansteuerimpulsen an den Schalter zu schicken, zwischen denen in der bekannten Weise ausgeprägte Pausen liegen. Der Burst-Mode kann beispielsweise ansprechend darauf, dass eine Überschreitung der Maximalfrequenz f_max festgestellt wird, aktiviert werden. Ferner kann der Burst-Mode aktiviert werden, wenn der Phasenwinkel φ_Z0, wie er beispielsweise anhand der 3D definiert ist, einen minimalen Wert φ_Z0min unterschreitet.
In anderen Worten, in 14 ist eine Ansteuerschaltung gezeigt, welche auf dem in den 13 beschriebenen Prin zip der zur Last seriellen Auskopplung der Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ beruht. Dabei wird zunächst über die Schwellwertvergleicher bzw. Komparatoren 1321a, 1320a (KR, KLZ) die Phasendifferenz Δφ ermittelt. Anschließend wir ein (zu vergleichender) Maximalwert U_RR (der Hilfsspannung U₃) durch das Funktionsnetzwerk 1325 (FN) ermittelt. Liegt ein Nenn-Phasenwinkel Δφ_N nahe bei 90° (beispielsweise in einem Bereich zwischen 75° und 105°), so vereinfacht sich eine Funktionsbildung in dem Funktionsnetzwerk 1325 (FN) dadurch, dass die Sinusfunktion (sinΔφ) (zumindest näherungsweise) gleich Eins wird. In diesem Fall ist die Referenzspannung U_RR (also die Amplitude der Hilfsspannung U₃) gleich der Referenzspannung U_R0.
Durch Vergleich der Referenzspannung U_RR (bzw. der Amplitude von U₃) mit dem Sollwert, repräsentiert durch die Referenzspannung U_R, wird über den Referenzwertvergleicher 1327 (KRR) ein Impuls von Null (0/T) oder ein Impuls von Eins (1/T) als Impuls pro Periodendauer einer Sinusschwingung der Hilfsspannung U₃ ermittelt. Dieser Wert wird mit einem Wert von ½/T verglichen. Somit wird der Regler 1430 (RU) angesteuert, so dass der Regler 1430 eine Frequenzänderung erzeugt. Beispielsweise erzeugt der Regler 1430 eine Frequenzerniedrigung im Falle eines Impulses von Null an dem Puls-Code-Regler 1432 (PCR) und eine Frequenzerhöhung im Fall eines Impulses von Eins an dem Puls-Code-Regler 1432. Der Puls-Code-Regler 1432 gibt damit lediglich eine Regelabweichung, welche mit einem festen Abstandswert von ½ um einen Mittelwert von ½ oder von 0 schwanken kann, an den Regler 1430 (RU) weiter und kann dabei eine frequenzabhängige Vorverstärkung erzeugen, um die Regelgeschwindigkeit einer jeweiligen Applikation bei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen des Lastnetzwerkes der möglichen Reaktionsgeschwindigkeit der Regelstrecke anzupassen. Die Größe der Frequenzänderung kann also von der jeweiligen Frequenz selbst abhängen oder in einem nicht gezeigten Ausführungsbeispiel auch konstant sein.
Weiterhin wird aus dem Ergebnis des Reglers 1430 ein spannungsgesteuerter Oszillator 1452 (VCO) oder eine andere Frequenzstelleinrichtung betrieben, welche eine Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f erzeugt, die an die Steuereinrichtung bzw. an den Treiber 1450 (STE) weitergegeben wird, und die über den Ausgang VG des Treibers 1450 an den Schalter S1 weitergeführt wird, um den jeweiligen Konverter bzw. Resonanzkonverter zu steuern.
Dabei kann der Schalter S1 auch nur einer von mehreren phasenversetzt betriebenen Schaltern S1, S2, S3 und/oder S4 sein. Sind zwei Schalter S1 und S2 vorhanden, so werden diese typischerweise bzw. bevorzugt im Gegentakt betrieben, und es existiert ferner eine Totzeit zwischen den Einschaltintervallen. Diese Totzeit wird berechnet, indem die relative Einschaltzeit des durch den Treiber 1450 bzw. durch die Steuereinrichtung STE gesteuerten Schalters S1 auf die anderen Schalter phasengleich oder um 180° phasenversetzt übertragen wird. Dieses geschieht über den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1320a (KLZ), indem beispielsweise die Phasenverschiebung über das Phasenschiebernetzwerk 1322 (PS) realisiert wird, und indem somit eine relative Einschaltzeit D aus dem Ausschaltzeitpunkt und dem so synchronisierten Einschaltzeitpunkt gebildet wird, wie anhand der 13F beschrieben.
Diese Funktion ist somit auf alle Konverterarten nach den 1 und 2 anwendbar, so dass hiermit ein universelles Schaltungs- und Ansteuerkonzept gegeben ist. Indem der Phasenwinkel Δφ erfasst wird, wobei der Nennphasenwinkels Δφ_N zwischen 45° und 90° liegen sollte, kann dieser auch mit einer Referenz Δφ_min verglichen werden. Da das Lastnetzwerk für alle Konverterarten gemäß den 1 und 2 gleich ausgeführt werden kann, ist der minimale Phasenwinkel Δφ_min ein normiertes Maß für eine maximal mögliche Leistungsübertragung einer erfindungsgemäßen Anordnung, wie beispielsweise eines Piezotransformators, als Lastnetzwerk.
Der minimale bzw. minimal zulässige Phasenwinkel ist jedoch von der Wahl des Nennphasenwinkels abhängig. Wird der minimal erlaubte Phasenwinkel Δφ_min unterschritten, so wird über einen weiteren Regelkreis 1444 (PCφ) ein Signal von Null (0/T) oder Eins (1/T) generiert, welches mit einem (konstanten) Signal 1/T verglichen wird. Somit wird eine Begrenzung der Frequenz vorgenommen, wobei die Frequenz nicht weiter erniedrigt wird, nachdem der minimale bzw. minimal zulässige Phasenwinkel Δφ_min erreicht wurde. Tritt beispielsweise an der Last ein Kurzschluss auf, so würde sich im ersten Moment ein größerer Strom I_L durch den Lastkreis ausbilden, der eine Unterschreitung des minimalen Phasenwinkels Δφ_min zur Folge haben könnte. In diesem Fall könnte der Regler 1430 (RU) versuchen, die Frequenz zu erniedrigen, um eine Anhebung der Ausgangsspannung zu erreichen, um basierend auf einem Vergleich mit dem gemäß 13E vorgegebenen und in der Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 gegebenenfalls um einen Faktor F korrigierten Referenzwert U_R zu erreichen, dass die Hilfsspannung U₃ wieder dem Referenzwert U_R entspricht.
Um zu verhindern, dass ein zu groß eingestellter Referenzwert einer Applikation, gegebenenfalls durch externen Abgleich von U_R dazu führt, dass der Konverter überlastet wird, begrenzt der Regler 1444 (PCφ) die Frequenz nach unten, so dass stets ein überresonanter Betrieb des Resonanzkonverters gewährleistet bleibt. Voraussetzung für diese Begrenzung ist eine richtige Zuordnung des Spannungsteilers R_U1 und R_U2, oder der spannungsproportionalen Stromeinspeisung R_U über den Anschluss V₃ nach 7A und 14. Damit ist eine Begrenzung der minimal erlaubten Frequenz, unabhängig von der Resonanzfrequenz des Resonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C gegeben.
Die interne feste Referenz U_R0 der Ansteuerschaltung oder des Ansteuer-IC nach 13B oder 14 gibt somit zusammen mit dem minimalen Phasenwinkel Δφ_min vor, welcher maximale Laststrom in Abhängigkeit von der Stromeinspeisung über R_U und der Auskopplung über ωC₃ im Lastkreis möglich ist. Da weiterhin angenommen werden kann, dass man einen solchen Lastkreis in der Regelschleife beispielsweise immer überresonant betreibt, was im Falle der Verwendung eines Piezotransformators als Lastkreis meist den Vorteil eines maximalen Wirkungsgrades bietet, wird durch die Begrenzung des minimalen Phasenwinkels auf den Wert Δφ_min stets gewährleistet, dass die Regelung, unabhängig von dem eingestellten Referenzwert für die Ausgangsspannung U_R, und damit für die Ausgangsleistung oder für den Ausgangsstrom, überresonant aufrecht erhalten wird, und nicht außer Tritt fällt, indem der Resonanzpunkt des Resonanzkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C unterschritten würde. Somit unterschreitet der Regler 1430 (RU) eine minimale Ausgangsspannung U_f zur Erzeugung einer minimalen Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f nicht.
Wird der Regelmechanismus gemäß 13F ausgeführt, wird also beispielsweise durch eine digitale Regelung eine schrittweise Veränderung der Periodendauer festgelegt, wodurch sich auch die Arbeitsfrequenz f als Kehrwert der Periodendauer ändert, so erzeugt der Regler 1430 (RU) statt einer Spannung U_f ein Zeitintervall Δωt, welches zu einer gespeicherten vorhergehenden Periodendauer hinzuaddiert wird oder von der gespeicherten vorhergehenden Periodendauer abgezogen wird. In diesem Fall wird typischerweise der spannungsgesteuerte Oszillator 1452 durch eine digitale Einrichtung zur Erzeugung einer Frequenz mit der Periodendauer T ersetzt, und die Frequenzüberwachungseinrichtung 1464 umfasst beispielsweise digitale Referenzwertvergleicher, die die Periodendauer T oder die dazu reziproke Arbeitsfrequenz f auswerten.
Ein Startvorgang der Schaltungsanordnung 1400 erfolgt beispielsweise so, dass über einen Startblock 1490 (START) eine um beispielsweise 15 kHz–50 kHz oberhalb der Resonanzfrequenz des Lastkreises bestehend aus der Induktivität L und der Kapazität C liegende Frequenz eingestellt wird. Ferner wird durch den Startblock 1490 beispielsweise eine feste Einschaltzeit D_Start in einem Bereich zwischen typischerweise 30% und 50% eingestellt.
Die Startfrequenz, auf die der Startblock 1490 die Arbeitsfrequenz f bei dem Start einstellt, kann beispielsweise über einen externen Eingang (z. B. den Eingang VF gemäß 7A) durch eine Kapazität C_F eingestellt werden. Entfällt die genannte Kapazität C_F, so wird die Frequenz beispielsweise ersatzweise über einen entsprechenden Widerstand R_F, zusammen mit der gewünschten Ausgangsspannung U₀, eingestellt. Erfindungsgemäß wird nach Detektieren eines ausreichenden Spannungssignals U₃ bzw. V₃ der oben beschriebene Regelmechanismus in Betrieb gesetzt, so dass Frequenz und Einschaltzeit durch den anhand der 13F (in Kombination mit den 13A–13E) beschriebenen Vorgang oder durch einen ähnlichen Vorgang in der Schaltungsanordnung 1400 gemäß 14 eingestellt werden. Die Einstellung von Frequenz und Einschaltzeit erfolgt dabei beispielsweise mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), wobei typischerweise ein phasenversetztes Einschalten des Schalters unter Verwendung des Phasenschiebers 1322 stattfindet.
Erfindungsgemäß wird weiterhin zur Einsparung zusätzlicher Rückkoppelelemente, wie galvanisch trennender Optokoppler oder weiterer Übertrager, eine Regelung auf einen konstanten Laststrom I_L vorgenommen. Der konstante Laststrom ist so bemessen, dass er nicht mehr als 50%–100% über einem maximalen Nennstrom liegt. Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, dass die Übersetzungsverhältnisse k₀ und k_r des Piezotransformators PT, oder eines anderen Lastresonanzkreises gemäß den 7A oder 13B, so gewählt werden, dass die Übersetzungsverhältnisse zusammen mit den Kapazitäten C₂ und C₃ einen gewünschten Wert ergeben, welcher sich nach der Impedanzanpassung der Ersatzlast R gegenüber der Ausgangskapazität C₂ im Nennlastfall ergibt (bzw. welche sich nach der Impedanzanpassung der Ersatzlast R gegenüber der Ausgangskapazität C₂ in dem Lastfall ergeben).
Da der beschriebene Konverter in den meisten Fällen bei einer Ausgangsspannung von Null (U₀ = 0) startet, ändert sich der Strom bei geeigneter Dimensionierung der vorbeschriebenen Parameter ebenfalls nur wenig, bis er etwa den Nennstrom bei Nennlast erreicht, sofern die Nennlast R_N an dem Ausgang (der resonanten Transformatoranordnung) anliegt. Ist eine kleinere Last als die Nennlast anliegend, so wird über den Abgriff V_U der Eingangsspannung V_C ein eingangsspannungsabhängiger Phasenkorrekturwinkel φ_k erzeugt, welcher mit dem in 13F dargestellten Ausschaltlastwinkel φ_ZOn verrechnet wird, um einen Korrekturfaktor F der Referenzspannung U_R dergestalt zu bilden, dass der aus dieser Verrechnung resultierende Winkel einen Grenzwert nicht überschreitet oder unterschreitet. Dabei wird eine mit der Eingangsspannung V_C linear, exponentiell oder anderweitig stetig abfallende Funktion des Winkels φ_k gebildet, welche von dem Winkel φ_ZO linear abgezogen oder zu dem Winkel φ_Z0 linear addiert wird. Dabei wird eine feste interne Funktion der Ansteuerschaltung verwendet, welche jedoch auch extern eingeprägt bzw. von außen beeinflusst werden kann, wenn weitere Pins einer integrierten Schaltung (IC) oder zusätzliche Trimm-Eingänge verwendet würden.
Über einen Vorwiderstand R_V nach 7A kann zusätzlich eine Anpassung an das Eingangsnetzwerk, im Falle von 7A an den Wert der Induktivität L_f, vorgenommen. Wenn L_f in diesem Falle in der Nähe der Resonanzfrequenz des Lastkreises bestehend aus der Kapazität C und der Induktivität L gewählt wurde, so ist ein kleinerer Wert für R_V zu wählen, um die Referenzspannung an dem Eingang V_U größer zu wählen. Ist ein größerer Wert für L_f gewählt worden, beispielsweise um eine bessere Eingangsstromglättung zum Netz hin zu erreichen, so muss ein größerer Wert für R_V gewählt werden, um eine kleinere Referenzspannung V_U zu erzeugen.
Ferner wird ein Winkel φ_Z0 ermittelt, der eine Aussage darüber trägt, wie lange (bezogen auf eine Periodendauer T) der Schalter eingeschaltet ist bzw. wie lange ein Vorwärtsstrom durch den Schalter fließt. Gemäß 13F beschreibt der Winkel φ_Z0 beispielsweise eine Phasendifferenz zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Hilfsspannung U₃ einen fallenden Nulldurchgang (von positiv zu negativ) aufweist, und einem Zeitpunkt, zu dem der Schalter ausgeschaltet wird. Erreicht der genannte Winkel φ_Z0 einen Winkel φ_ZOmin, welcher typischerweise zwischen –45° und –80° liegt, so kann eine ausreichende Einschaltzeit nicht mehr gewährleistet werden. Beispielsweise würde eine Einschaltzeit von Null erreicht, wenn der Winkel φ_Z0 einen Wert von –90° erreichen würde. In anderen Worten, je größer der Winkel φ_Z0 betragsmäßig wird, desto geringer ist die Einschaltzeit des Schalters. Überschreitet der Winkel φ_Z0 betragsmäßig einen bestimmten vorgegebenen Wert, so ist also eine ausreichende Einschaltzeit nicht mehr gewährleistet. Deshalb wird in diesem Fall eine Burst-Mode-Steuerung (BM) eingeleitet. Die Funktionsweise des Burst-Mode wurde bereits oben kurz erläutert, und es wird daher auf die obigen Ausführungen verwiesen.
Bei kleiner werdender Last (ausgehend von einer relativ größeren Last) wird zunächst die Referenzspannung U_R mit dem kleiner werdenden Ausschaltlastwinkel φ_Z0 tendenziell abgesenkt, so dass die Ausgangsspannung dabei etwa konstant bleibt. Wird eine bestimmte Last unterschritten, so erreicht der resultierende Winkel beispielsweise nach (7) einen Grenzwert, so dass in die Burst-Mode-Steuerung bzw. in den Burst-Mode-Betriebszustand übergegangen wird.
Beim Anschwingen einer Impulsfolge des Burst-Mode wird der reduzierte Wert der Referenzspannung stets auf eine interne Referenz, beispielsweise auf die Referenzspannung U_R0, eingestellt. Durch Ermittlung des beim Anschwingen sich einstellenden Ausschaltlastwinkels φ_Z0, im Vergleich mit der Eingangsspannungsfunktion beispielsweise nach (7), wird entschieden, ob der Burst-Mode wegen zu geringer Last beibehalten werden muss oder ob der Burst-Mode bei größer werdender Last wieder verlassen werden kann. Ein Burst-Mode ist ebenfalls erforderlich, wenn die Startfrequenz oder eine Maximalfrequenz, detektiert über den Komparator bzw. Referenzwertvergleicher KMA, erreicht würde.
Wenn weiterhin die Referenz gemäß 13C im Leerlauf oder bei minimaler Ausgangslast auf einen maximalen Phasenwinkel von 90° = π/2 festgelegt würde, so beträgt der nach 13B minimal mögliche Phasenwinkel Δφ_min gemäß sin (Δφmin) = (2/π)2 Δφmin = 26,5° (6)unter der Annahme, dass die Impedanz 1/ωC₂ der Kapazität gleich der ohmschen Ersatzlast einer Last R an einem Ausgang eines Vollbrückengleichrichters gemäß 13B ist, und wenn man weiter näherungsweise annimmt, dass die Flussspannungen U_F der Gleichrichter D5–D8 gegenüber der Ausgangsspannung U₀ vernachlässigbar sind.
Werden diese Flussspannungen jedoch in üblichen Grenzen berücksichtigt, so ist bei üblichen Kleinspannungen von 1 Volt bis 40 Volt am Ausgang eine Kompensation des Einflusses der Flussspannung gegenüber der Ausgangsspannung durch den geforderten Frequenzabstand vom Resonanzpunkt bei maximaler Last gegeben, indem man den kleinstmöglichen Phasenwinkel Δφ_min nicht zulässt, sondern diesen auf einen etwas größeren Wert begrenzt, um den Konverter nicht unterresonant zu betreiben und damit den Regelkreis außer Tritt zu bringen.
Die Festlegung eines standardisierten minimalen Phasenwinkels (also eines von der Ansteuerschaltung fest vorgegebenen minimalen Phasenwinkels) hat somit die Bedeutung eines frequenz- und schaltungsunabhängigen Betriebes solcher Konverter mit Lastkreisen gemäß 13A. Jedoch kann der minimale Phasenwinkel Δφ_min auch auf einen kleineren oder größeren Wert festgelegt werden. Ein kleinerer Wert ist dann möglich, wenn man den Referenzwert der zu regelnden Ausgangsspannung gemäß 13D kleiner als den in der Beziehung gemäß 13E festgelegt hat. Ein größerer Wert ist dann möglich, wenn man beispielsweise eine kleinere Leistung als die maximal übertragbare Leistung bei Impedanzgleichheit am Ausgang des Piezotransformators zwischen der kapazitiven und ohmschen Belastung zulassen möchte, um damit eine bessere Konstanz der Ausgangsspannung im Unterlastbereich zu gewährleisten.
Weiterhin ist in der 14 gezeigt, dass auch eine minimale und maximale Frequenz durch entsprechende Schwellwertvergleicher KMI, KMA erkannt werden kann, wenn beispielsweise durch einen zusätzlichen Trimm-Eingang einer integrierten Ansteuer-Schaltung (Ansteuer-IC) ein solcher Frequenzbereich festgelegt wird. Dabei kann man die minimale Frequenz etwa mit der Resonanzfrequenz abgleichen, so dass der Treiber 1450 bzw. die Steuereinheit STE über die Funktion START (ausgelöst durch den Startblock 1490) den Startvorgang bei einer Frequenz oberhalb der Minimalfrequenz (innerhalb einer typischen Bandbreite von ca. 15 kHz bis 30 kHz) einleitet. Mit anderen Worten, durch den Startblock 1490 wird erzielt, dass die Arbeitsfrequenz zum Zeitpunkt des Starts ca. 15 kHz bis 30 kHz oberhalb der Minimalfrequenz liegt. Damit ist immer ein überresonanter Betrieb garantiert, wenn ein Frequenzgenerator bei dieser maximalen Frequenz f_max = f_min + Δf_b startet und die Frequenz schrittweise erniedrigt, bis ein Ausgangsstromsignal über die Hilfsspannung U₃ beobachtet wird.
Weiterhin ist eine erfindungsgemäße Überwachungsschaltung SDI des Schalterstromes gegeben, falls dieser einen erlaubten Grenzwert überschreitet. Diese Überschreitung wird über den Komparator bzw. Referenzwertvergleicher 1472 (KIS) festgestellt, wenn ein Maximalwert des Schalterstromes in dem Shunt-Widerstand bzw. Sense-Widerstand R_S überschritten wurde. Mit anderen Worten, der Referenzwertvergleicher 1472 erzeugt ein Signal an dem Eingang SD_I des Treibers 1450, wenn ein zu großer Schalterstrom festgestellt wird. Damit ist eine indirekte Überwachung der Erwärmung des Schalters gegeben, so dass in dem Schalter eine bestimmte thermische Belastung, hervorgerufen durch einen Effektivwert bzw. RMS-Wert des Schalterstromes, nicht überschritten werden kann. Wird der Schalterstrompegel nur kurzzeitig impulsförmig, jedoch periodisch überschritten, so kann erfindungsgemäß auch dies von einer Überwachungsschaltung, beispielweise bei fehlendem Nullspannungsschalten ZVS, erkannt werden. Ein kurzzeitiges, impulsförmiges (gegebenenfalls periodisch auftretendes) Überschreiten eines zulässigen Schalterstrompegels ist beispielsweise bei einem Startvorgang dynamisch über eine kurze Zeit ausblendbar, so dass beispielsweise ein fehlendes Nullspannungsschalten (ZVS) in einem Startfall toleriert würde. Bei dynamisch einsetzenden transienten Übergängen und beispielsweise bei einem Start des Burst-Mode ist eine solche Ausblendschaltung ebenfalls sinnvoll oder erforderlich.
In andere Worten, der Treiber 1450 ist ausgelegt, um den Schalter zu deaktivieren, falls der Schalter entweder länger als eine erste Zeitdauer von einem Strom durchflossen wird, der größer als ein Stromgrenzwert ist, oder falls für eine zweite Zeitdauer der Strom durch den Schalter den Stromgrenzwert nur kurzzeitig aber periodisch wiederkehrend überschreitet. Hingegen deaktiviert der Treiber 1450 den Schalter nicht, wenn der Stromfluss durch den Schalter den Stromgrenzwert nur für eine hinreichend kurze Zeitdauer, die kürzer als die erste Zeitdauer ist, überschreitet.
Weiterhin ist eine Überwachung der Eingangsspannung V_C über den Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1478 (KUS) möglich, so dass bei Überschreiten eines Maximalwertes der Konverter über die Funktion SDU bzw. über ein Steuersignal SD_U abgeschaltet werden kann.
Die genannte Spannungsüberwachung der Eingangsspannung V_C kann jedoch gleichzeitig, wie schon ausgeführt, über die Funktion φ_k genutzt werden, um eine weitere Regelung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes vorzunehmen. Dazu wird die folgende vereinfachte Abhängigkeit Δφ + φZ0 + ku VC = φref (7)zum Ansatz gebracht. Der Faktor k_u beschreibt ein Spannungsteilungsverhältnis durch den Spannungsteiler 1474, 1476 und ist somit durch den Widerstandsteiler 1474, 1476 bzw. die zugehörigen Widerstandswerte R_V1, R_V2 einstellbar. Damit wird der Arbeitsbereich des Konverters bezüglich des erforderlichen Eingangsspannungsbereiches festgelegt.
Bei konstanter Eingangsspannung ist somit gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung nach (7) stets eine etwa konstante Summe aus den beiden in 13C und 13D beschriebenen Phasenwinkeln einzuregeln, um eine konstante Ausgangsspannung im Fall von größeren Lasten zu gewährleisten. Sobald der Phasenwinkel Δφ einen bestimmten Wert unterschreitet, ist die Proportionalität der Beziehung in 13E nicht mehr gegeben. Anhand eines den Genauigkeitsanforderungen entsprechenden Grenzwertes kann man zusätzlich erfindungsgemäß unterhalb eines Grenzwertes Δφ_grenz (also falls Δφ kleiner als Δφ_grenz ist) eine Regelung einstellen, bei welcher die Funktion nach (7) gewährleistet ist. Insbesondere im Kurzschluss- und Überlastfall wird damit ein etwa konstanter Laststrom eingestellt, welcher bei Stromversorgungen oftmals im Überlastfall erwünscht ist.
Weitere Ausführungen der Erfindung sind eine kombinierte Elektrode des Piezotransformators zur Erzeugung des laststromproportionalen Signals und der Stromversorgung zur Ansteuerung des Konverters. In anderen Worten, die Hilfsspannung U₃ an dem seriell ausgekoppelten Hilfsausgang kann gleichzeitig zur Versorgung der Ansteuerschaltung verwendet werden, wodurch beispielsweise die oben beschriebene Pumpschaltung entfallen kann.
Weiterhin kann der Ausgang des Piezotransformators eine Mittenelektrode enthalten, so dass nur zwei Gleichrichterdioden zur Erzeugung der gleichgerichteten DC-Ausgangsspannung (vergleiche 13B) erforderlich sind statt vier Dioden eines Brückengleichrichters.
Ferner kann bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ein Startblock 1490 bzw. eine Startup-Schaltung (START) so modifiziert verwendet werden, dass der Startblock die Frequenz bzw. Arbeitsfrequenz f, beginnend bei einer einstellbaren Maximalfrequenz, solange wiederkehrend schrittweise reduziert, bis ein ausreichend großes Signal an dem Hilfsausgang bzw. an der Hilfselektrode zur Erzeugung des lastromproportionalen Signals erfasst wird, welches die überresonante Übertragung des Piezotransformators anzeigt. Anschließend kann die Frequenz verlangsamt reduziert werden, bis ein Reversstrom in dem Schalter beobachtet wird, welcher auf einen resonanten Betrieb des Piezotransformators mit Nullspannungsschalten-Eigenschaft (ZVS-Eigenschaft) schließen lässt. Die Erkennung eines Reversstroms durch den Schalter kann beispielsweise durch einen Referenzwertvergleicher bzw. Komparator ähnlich dem Komparator 1472 (KIS) erfolgen, wobei die Beschaltung des Referenzwertvergleichers 1472 in diesem Fall angepasst ist, um nicht (wie in 14 gezeigt) einen Überstrom, also einen zu großen Strom in Vorwärtsrichtung, sondern einen Reversstrom (also einen Strom in Rückwärtsrichtung bzw. Reversrichtung) zu erkennen.
Erst nach der Feststellung der Eigenschaft (also des Vorliegens eines Reversstroms durch den Schalter bzw. eines Nullspannungsschaltens) wird der eigentliche Regler in Betrieb gesetzt, welcher entweder lediglich eine Steuerung der Einschaltzeit vornimmt, indem ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) eine bestimmte positive Einschaltzeit nach (4) oder (4a) erzeugt, oder ein anderes Verfahren nach 7 oder 7A entsprechend der Ausbildung der Hilfsanzapfung bzw. des Hilfsausgangs des Lastkreises Verwendung findet.
Die Schaltungsanordnung gemäß den 13 und 14 sowie auch gemäß der 7A ist hierbei besonders robust, da eine Steuerung der gesamten Reglerfunktionalität aus einer mit dem Laststrom proportionalen Sinusschwingung verlustfrei oder verlustarm möglich ist.
Eine gesamte Einschaltzeit (des Schalters) kann größer als die Zeit sein, in welcher der Schalterstrom in positive Richtung fließt, wobei die Zeit, in welcher der Schalterstrom in positive Richtung fließt, als positive Einschaltzeit bezeichnet wird. Die gesamte Einschaltzeit wird beispielsweise entweder durch eine Erfassung eines Reversstromsignals und durch darauffolgendes sofortiges Einschalten des Schalters festgelegt, oder nach einem Verfahren unter Verwendung einer seriellen Hilfsanzapfung mit laststrom-phasenproportionalem Einschalten nach 13F. In andere Worten, der Schalter kann entweder sofort nach dem Erkennen eines Reversstroms eingeschaltet werden oder mit einer bestimmten vorgegebenen Zeit- oder Phasenverzögerung im Anschluss an einen (steigenden oder fallenden) Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃.
Die positive Einschaltzeit entsteht durch Festlegung der Zeitdifferenz zwischen dem Schalterstromnulldurchgang oder dem Einschaltmoment (beispielsweise falls der Einschaltmoment mit dem Schalterstromnulldurchgang zumindest näherungsweise zusammenfällt) und dem Ausschalten des Schalters.
Eine Regelung kann auch alternativ bzw. zusätzlich eingestellt bzw. ausgelegt werden, indem alternativ oder zusätz lich bei Verlust des Reversstromsignals die Frequenz solange erniedrigt wird, bis wieder ein Reversstrom beobachtet wird. In anderen Worten, wird festgestellt, dass während einer Periodendauer T kein Reversstrom fließt, so wird ansprechend darauf die Arbeitsfrequenz erniedrigt bzw. zu der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung hin verändert.
Ferner bestehen mehrere Möglichkeiten, um den Burst-Mode zu aktivieren. Beispielsweise kann auf eine Burst-Mode-Steuerung umgeschaltet werden, wenn ein Verlust des Reversstromsignals erkannt wird, da in diesem Fall typischerweise die Ausgangsspannung zu groß wird (z. B. bei zu kleiner Last und maximaler Eingangsspannung). Eine Einstellung eines Tastverhältnisses der Burst-Mode-Steuerung erfolgt ebenfalls durch Erfassen der Phasendifferenz zwischen Schalterstrom und Laststrom sowie der Eingangsspannung, wenn ein Verfahren bzw. Schaltungskonzept gemäß 7 mit paralleler Auskopplung des Hilfssignals verwendet wird.
In allen Fällen ist es vorteilhaft, in den Burst-Mode überzugehen, wenn trotz einer (vorherigen) Frequenzerhöhung die Ausgangsspannung als zu groß erkannt wurde, und eine maximal zulässige Frequenz bzw. Maximalfrequenz f_max bereits erreicht wurde. Beispielsweise im Fall der seriellen Auskopplung nach 7A und nach den 13 und 14 ist eine Burst-Mode-Steuerung sinnvoll, wenn entweder die Maximalfrequenz bzw. maximal zulässige Frequenz f_max erreicht wurde, und die Ausgangsspannung zu groß bleibt, oder wenn ein fehlendes Nullspannungsschalten (ZVS) erkannt wird, das beispielsweise über einen Reversstromkomparator 960 (KS) gemäß 9 erkannt werden kann (wobei die Reversstrom-Erkennung gemäß 9 auch auf die anderen Schaltungsanordnungen übertragbar ist).
Noch effektiver ist eine Burst-Mode-Steuerung im Fall der seriellen Auskopplung, indem ein minimal erlaubter Phasenwinkel φ_Z0min festgelegt wird, welcher nicht unterschritten werden kann bzw. darf, wobei bei einem Unterschreiten des minimal erlaubten Phasenwinkel φ_Z0min in den Burst-Mode übergegangen wird. Somit ist beispielsweise eine Abtastung einer Maximalfrequenz in manchen Fällen nicht mehr erforderlich. Der an dem Treiber 1450 bzw. in der Steuereinheit STE überwachte bzw. beobachtete Minimalwert φ_Z0min beträgt stets mehr als 0°, typischerweise aber (betragsmäßig) 45°, damit eine ausreichende verbleibende Einschaltzeit gewährleistet wird. Bevorzugt liegt φ_Z0min zwischen 35° und 55°.
Um einen den typischen Frequenzen zwischen 25 kHz und 500 kHz angemessenen Wert zu finden, sollte der Wert φ_OFFmin etwa 30° nie unterschreiten, was ungefähr einer Einschaltzeit von 415 ns bei einer Frequenz von 200 kHz entspricht. Diese Standardisierung ist wiederum topologie-unabhängig, und kann somit für alle in 1 und 2 gezeigten Konverterarten angewendet werden.
16 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters unter Ausnutzung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 16 ist in ihrer Gesamtheit mit 1600 bezeichnet. Da die Schaltungsanordnung 1600 der anhand der 13B gezeigten Schaltungsanordnung 1310 sehr ähnlich ist, sind gleiche Einrichtungen in den Schaltungsanordnungen 1310 und 1600 mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal beschrieben.
Die Schaltungsanordnung 1600 umfasst somit ganz allgemein eine Energiequelle 1610, die beispielsweise eine Spannungsquelle 1311 umfassen kann. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 1600 ein Eingangsnetzwerk 1312 bestehend aus einer Schaltereinheit 1612 und einem optionalen Reaktanznetzwerk 1614. Die Schaltereinheit 1612 kann entweder eine Induktivität und lediglich einen Schalter oder zwei Schalter umfassen, wie dies beispielsweise graphisch dargestellt ist. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass im Bereich der Quelle 1610, des Eingangsnetzwerks 1312 und der resonanten Transformatoranordnung 1313 gleiche Buchstaben (A, B, C, D) Schaltungsknoten bezeichnen, die miteinander gekoppelt werden können. Das optionale Reaktanznetzwerk 1614 kann beispielsweise eine serielle Induktivität, einen Serienresonanzkreis, eine parallele Induktivität oder einen Parallelresonanzkreis umfassen, der in Serie oder parallel zwischen die Schaltereinheit 1612 und die resonante Transformatoranordnung 1313 eingeschaltet werden kann. Somit ergeben sich verschiedene Topologien des Eingangsnetzwerks 1312.
Es sei hierbei allerdings angemerkt, dass in dem Eingangsnetzwerk 1312 beispielsweise sämtlich Topologien verwendet werden können, die mit Hinblick auf die 1A, 1B, 1C, 2A, 2B, 2C und 2D beschrieben wurden. Es ist dabei lediglich relevant, dass das Eingangsnetzwerk 1312 durch Schalten mindestens eines Schalters eine eingangsseitige Anregung für die resonante Transformatoranordnung 1313 erzeugt.
Ein Ausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 ist ferner mit einem Ausgangsnetzwerk 1616 gekoppelt, das alternativ oder in Kombination eine Wechselstromlast oder eine Gleichstromlast mit einem Gleichrichter und gegebenenfalls einem Ladekondensator umfasst, wie dies vorher schon beschrieben wurde.
Ein seriell ausgekoppelter Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung 1313 liefert, wie es beispielsweise anhand der 13A bzw. 13B beschrieben wurde, eine Hilfsausgangsspannung U₃, deren Amplitude proportional zu einem Lastwechselstrom I_L in einem Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist.
Ein Auskoppelnetzwerk 1620 empfängt die Hilfsspannung U₃ und führt gegebenenfalls eine Pegelumsetzung durch, um beispielsweise die Hilfsausgangsspannung U₃ in einen Pegelbereich zu verschieben, der in einer integrierten Schaltung verarbeitbar ist. Das Auskoppelnetzwerk 1620 kann beispielsweise eine Spannungsteilung oder eine Spannungsverschiebung bewirken, wie dies später noch mit Bezugnahme auf die 15 erläutert wird. Das Auskoppelnetzwerk 1620 erzeugt somit Ausgangssignale 1622, 1624, die die Hilfsspannung U₃ repräsentieren. Der Referenzwertvergleicher 1320a, auch als Nulldurchgangsdetektor bzw. Zero Crossing Detector ZCD bezeichnet, empfängt das Signal 1622 und erzeugt Informationen 1626, 1628, die anzeigen, wenn die Hilfsspannung U₃ einen Nulldurchgang aufweist. Der Phasenschieber bzw. die Verzögerungseinrichtung 1322 verzögert beispielsweise das Signal bzw. die Information 1626 um etwa 60° und erzeugt somit das Einschaltsignal 1319b, das in der anhand der 13B beschriebenen Weise auf den Treiber 1318 (mit spannungsgesteuertem Oszillator und Treiber) einwirkt.
Ferner erfasst ein Spitzenwertdetektor 1630 (PID) eine Amplitude, einen Effektivwert oder eine amplitudenabhängige Information über die Hilfsspannung U₃. Die von dem Spitzenwertdetektor 1630 erzeugte Information ist mit 1632 bezeichnet. Ein Kombinierer bzw. Vergleicher 1634 kombiniert die Information 1632 von dem Spitzenwertdetektor 1630 mit einem Referenzwert (beispielsweise einem Referenzwert U_REF bzw. einem Referenzwert U_R) von einer Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636. Der Kombinierer bzw. Vergleicher 1634 kann beispielsweise ausgelegt sein, um eine Differenz zwischen der Information 1632 und dem Referenzwert von der Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636 zu bilden. Alternativ kann der Kombinierer oder Vergleicher 1634 aber auch nur die Information 1632 mit dem Referenzwert vergleichen und somit eine Information liefern, die lediglich qualitativ anzeigt, ob die Information 1632 größer oder kleiner als der Referenzwert ist. Der Kombinierer oder Vergleicher 1634 liefert somit eine Differenzinformation oder Vergleichsinformation 1637 an einen Regler 1638 (VR), bei dem es sich beispielsweise um einen Proportionalregler, einen Integral-Regler oder bevorzugt um einen Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) handeln kann. Der Regler 1638 liefert somit, analog dem Regler 1330 gemäß 13B, eine Frequenzinformation 1319a an den Treiber 1318. Die Frequenzinformation 1319a legt in der schon oben beschriebenen Weise beispielsweise die Arbeitsfrequenz f des Treibers 1318 fest.
Ferner liefert der Treiber 1318 ein Ausschaltsignal 1640 an einen Phasendetektor 1642, wobei das Ausschaltsignal 1640 anzeigt, wann der Treiber 1318 den Schalter in dem Eingangsnetzwerk 1312 öffnet bzw. das Ansteuersignal 1318 deaktiviert. Der Phasendetektor 1642 bildet, zumindest betragsmäßig, eine Phasendifferenz zwischen dem Signal 1628, das einen Nulldurchgang der Hilfsspannung U₃ anzeigt, und dem Ausschaltsignal 1640, das ein Ausschalten des Schalters anzeigt. Der Phasendetektor 1642 bestimmt somit den Ausschalt-Phasenwinkel, der beispielsweise in 13F mit φ_Z0 bezeichnet ist, und liefert eine entsprechende Information 1644 an einen Burst-Mode-Regler 1646. Der Burst-Mode-Regler 1646 vergleicht beispielsweise die empfangene Information 1644 über den Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0 mit einem minimal zulässigen Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0min und aktiviert beispielsweise den Burst-Mode, falls der tatsächliche Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0 kleiner als der minimal zulässige Ausschalt-Phasenwinkel φ_Z0min wird.
Ferner kann der Burst-Mode-Regler 1646 beispielsweise erkennen, wenn der Phasenwinkel einen vorgegebenen Wert erreicht. In diesem Fall sendet der Burst-Mode-Regler 1646 ein Steuersignal an den Treiber 1318, das anzeigt, dass eine maximal zulässige Arbeitsfrequenz f erreicht ist, und dass somit die Arbeitsfrequenz f nicht mehr weiter erhöht werden darf. Ist die Ausgangsspannung auch nach einem derart detektierten Erreichen der maximal zulässigen Arbeitsfrequenz f noch zu hoch, so kann der Burst-Mode-Regler 1646 wiederum einen Übergang des Treibers 1318 in den Burst-Mode veranlassen. Es sei hierbei angemerkt, dass die Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636 entweder einen festen oder einen variablen Referenzwert bzw. eine feste oder variable Referenzspannung U_REF, U_R bereitstellen kann, wie dies im Folgenden noch ausgeführt wird.
Anhand der 16A, 16B, 16C und 16D wird im Folgenden ein erfindungsgemäßer Mechanismus zur Einstellung einer variablen Referenzspannung sowie zum Treffen einer Entscheidung, ob der Burst-Mode aktiviert oder deaktiviert werden soll, beschrieben.
16A beschreibt daher ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer variablen Referenzspannung basierend auf einem Vorwärtsstrom-Reversstrom-Verhältnis eines Stromflusses durch den Schalter.
Die Schaltungsanordnung der 16A ist in ihrer Gesamtheit mit 1660 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 1660 umfasst einen Schalter 1662, der beispielsweise Teil eines erfindungsgemäßen Eingangsnetzwerks sein kann. Bei dem Schalter 1662 kann es sich beispielsweise um den mit S1 bezeichneten Schalter oder um den mit S2 bezeichneten Schalter des Eingangsnetzwerks handeln, alternativ aber auch um einen der mit S3 oder S4 bezeichneten Schalter. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 1660 eine Schalterstrom-Bestimmungseinrichtung 1664, die ausgelegt ist, um eine Information 1666 über den Schalterstrom I_S durch den Schalter bereitzustellen. Es ist dabei ausreichend, wenn die Schalterstrom-Bestimmungseinrichtung 1664 eine Information darüber bereitstellt, wann in dem Schalter ein Reversstrom fließt, d. h. ein Strom, der einer Vorwärtsrichtung entgegengesetzt ist. Handelt es sich beispielsweise bei dem Schalter 1662 um einen Halbleiterschalter, so weist dieser typischerweise eine Vorwärtsrichtung auf, in die in einem normalen Betriebszustand ein Strom fließen kann. Ein Reversstrom kann beispielsweise durch ein dazu ausgelegtes zusätzliches Bauelement, wie beispielsweise eine Freilaufdiode (im Rahmen der vorliegenden Anmeldung auch mit D_I bezeichnet) ermöglicht werden. Der Reversstrom kann aller dings typischerweise nicht abgeschaltet werden. In anderen Worten, die Schalterstrom-Bestimmungseinrichtung 1664 ist zumindest ausgelegt, um zu erkennen, in welche Richtung der Strom durch den Schalter 1662 fließt.
Gemäß einem anhand der 16D gezeigten Ausführungsbeispiel kann es sich bei der Schalterstrom-Bestimmungseinrichtung beispielsweise lediglich um einen Shunt-Widerstand bzw. Sense-Widerstand R_S handeln, der von dem Schalterstrom I_S durchflossen wird und über den folglich eine zu dem Schalterstrom I_S proportionale Spannung (hier mit U_rev bezeichnet) abfällt.
Ein Referenzwertvergleicher bzw. Komparator 1668 vergleicht das Signal 1666 bzw. die Spannung U_rev mit einem Referenzwert (z. B. 0 Volt), um ein Ausgangssignal 1670 zu liefern, das anzeigt, ob der Strom durch den Schalter 1662 in eine Vorwärtsrichtung oder in eine Reversrichtung fließt. Eine Vorwärtszeit-Reverszeit-Bestimmungseinrichtung 1672 bestimmt ein Verhältnis zwischen einer ersten Zeitdauer (Reversestrom-Zeitdauer), während der durch den Schalter 1662 ein Strom in der Reversrichtung fließt, sowie zusätzlich einer zweiten Zeitdauer (Vorwärtsstrom-Zeitdauer), während der durch den Schalter 1662 ein Strom in der Vorwärtsrichtung fließt. Beispielsweise kann die Vorwärtszeit-Reverszeit-Bestimmungseinrichtung 1672 ausgelegt sein, um als die erste Zeitdauer die Zeitdauer zwischen einem Beginn eines Reversstromflusses durch den Schalter 1672 (angezeigt durch eine Zustandsänderung des Signals 1670) bis hin zu einem Übergang von einem Reversstromfluss durch den Schalter 1662 zu einem Vorwärtsstromfluss (angezeigt durch einen weiteren Zustandswechsel des Signals 1670) bestimmen.
In anderen Worten, das Signal 1670 trägt eine zuverlässige Information über eine Reversstrom-Zeitdauer bzw. kurz Reverszeit. Die Ermittlung einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer bzw. Vorwärtszeit ist nicht auf so einfache Weise zuverlässig möglich, da die Vorwärtszeit durch einen Übergang zu einem verschwindenden Strom hin und nicht zu einem Reversstrom beendet wird. Die Vorwärtsstrom-Zeitdauer kann damit beispielsweise als die Zeitdauer zwischen einem Zeitpunkt, an dem ein Übergang von einem Reversstrom zu einem Vorwärtsstrom (angezeigt durch das Signal 1670) erfolgt, und einem Zeitpunkt, an dem der Treiber 1674 den Schalter 1662 ausschaltet, ermittelt werden. Die Reverszeit-Vorwärtszeit-Bestimmungseinrichtung ist damit bevorzugt ausgelegt, um von dem Treiber 1674 ein Ausschaltsignal 1676 zu empfangen, das den Treiber anweist, den Schalter 1662 auszuschalten, bzw. das anzeigt, dass der Treiber 1674 den Schalter 1662 ausschaltet.
Die Reverszeit-Vorwärtszeit-Bestimmungseinrichtung ist somit in der Lage, sowohl die Reversstrom-Zeitdauer t_rev (Reverszeit) als auch die Vorwärtsstrom-Zeitdauer t_onf (Vorwärtszeit) zu ermitteln. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel liefert die Reverszeit-Vorwärtszeit-Bestimmungseinrichtung 1672 eine Information 1678, die ein Verhältnis zwischen der Reverszeit und der Vorwärtszeit beschreibt. Es sei hierbei daraufhingewiesen, dass es sich bei der Reverszeit um eine tatsächliche Reverszeit, während der also ein Reversstrom fließt, handelt. Bei der Vorwärtszeit handelt es sich im Übrigen um eine Zeitdauer, während der tatsächlich ein Strom in Vorwärtsrichtung durch den Schalter fließt, nicht lediglich um eine Zeitdauer, während der das Ansteuersignal des Schalters einen eingeschalteten Zustand signalisiert. Eine derartige Unterscheidung ist teilweise notwendig, da bei einigen Ausführungsbeispielen das Ansteuersignal des Schalters aktiviert wird, bevor tatsächlich eine positive Spannung über dem Schalter anliegt, so dass das Ansteuersignal des Schalters länger eingeschaltet ist, als tatsächlich ein Vorwärtsstrom durch den Schalter fließt. Aus diesem Grund ist die Vorwärtsstrom-Zeitdauer bzw. Vorwärtszeit im Folgenden mit t_onf bezeichnet, um eine Abgrenzung zu einer Zeitdauer t_on zu erhalten, während der das Ansteuersignal für den Schalter aktiv ist.
Eine Funktionseinheit 1680 bildet ferner (gegebenenfalls unter Berücksichtigung anderer Parameter wie der Eingangsspannung) die von der Reverszeit-Vorwärtszeit-Bestimmungseinrichtung 1678 gelieferte Information 1678 auf eine variable Referenzspannung 1682 ab, die auch mit U_REF bezeichnet ist, und die beispielsweise an die Stelle der Spannungs- oder Stromreferenz 2154 gemäß 2.1, an die Stelle der Referenzspannungsquelle 922 (U_R) gemäß 9, an die Stelle der Referenzspannungsquelle U_R gemäß 13B an die Stelle der Referenzspannungsquelle U_R gemäß 14 oder an die Stelle der Referenzspannungsquelle 1636 gemäß 16 treten kann. Die Art und Weise, wie aus der Information 1678 (also beispielsweise aus dem Verhältnis
die variable Referenzspannung 1682 erzeugt werden kann, wird nachfolgenden anhand der 16B und 16C beschrieben.
Die 16C zeigt zu diesem Zweck eine graphische Darstellung eines Schalterstroms I_S in verschiedenen Belastungsfällen. Die graphische Darstellung der 16C ist in ihrer Gesamtheit mit 1686 bezeichnet. Eine erste graphische Darstellung 1686a zeigt ein Beispiel für den Schalterstrom I_S für einen Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis von 1. An der Abszisse 1686b ist die Zeit aufgetragen, während eine Ordinate 1686c den Schalterstrom I_S beschreibt. Die Zeitdauer T_rev, während der ein Reversstrom fließt, ist näherungsweise genauso lang, während die Zeitdauer t_on, während der ein tatsächlicher Vorwärtsstrom fließt. Für das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE =
gilt daher: vRE ≈ 1.
Eine zweite graphische Darstellung 1687a zeigt in ähnlicher Weise einen zeitlichen Verlauf des Schalterstroms I_S für ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis nahe bei 0. Wiederum zeigt eine Abszisse 1687b die Zeit, während eine Ordinate 1687c den Schalterstrom zeigt. Die Reverszeit T_rev ist in diesem Fall wesentlich kleiner als die Vorwärtszeit t_on.
Die dritte graphische Darstellung 1688a zeigt ferner einen zeitlichen Verlauf des Schalterstroms I_S für ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis von 0,5, wobei an einer Abszisse 1688b die Zeit t angetragen ist und wobei eine Ordinate 1688c den Schalterstrom I_S beschreibt.
Die 16B zeigt ferner eine graphische Darstellung des Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisses v_RE als auch der variablen Referenzspannung U_rev als Funktion des Lastwiderstands R und der Eingangsspannung U_in.
Die graphische Darstellung der 16B ist in ihrer Gesamtheit mit 1690 bezeichnet. Eine Abszisse 1691a zeigt den Lastwiderstand R in logarithmischer Form, also beispielsweise eine Größe eines ohmschen Wechselstromwiderstands oder einer Gleichstromlast, die über einen Gleichrichter und gegebenenfalls parallel zu einem Ladekondensator mit einem Ausgang der resonanten Transformatoranordnurg gekoppelt ist. In der graphischen Darstellung 1690 ist ferner ein minimal zulässiger Lastwiderstand R_L,min sowie ein maximal zulässiger Lastwiderstand R_L,max gekennzeichnet, wobei in dem Falle, dass ein Lastwiderstand größer als der maximal zulässige Lastwiderstand R_L,max ist, typischerweise ein Burst-Mode-Betrieb aktiviert wird.
Eine Ordinate 1691b beschreibt einerseits das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE und andererseits die Größe der variablen Referenzspannung U_REF. Für einen minimal zulässigen Wert U_in,min der Eingangsspannung U_in nimmt beispielsweise das Verhältnis v_RE bei dem minimal zulässigen Lastwiderstand R_L,min beispielsweise den Wert 0 an und steigt linear mit dem Logarithmus des Lastwiderstands bis auf einen Wert von etwa 0,95 (allgemein: auf einen Wert zwischen etwa 0,9 und 1,0) an, wobei der genannte Wert erreicht wird, wenn der Lastwiderstand den maximal zulässigen Wert R_L,max er reicht. Für die minimal zulässige Eingangsspannung U_in,min ist ein Punkt des minimalen Lastwiderstands R_L,min mit v_RE = 0 mit 1692a (B) bezeichnet, und ein Punkt des maximalen Lastwiderstands R_L,max und v_RE ≈ 0,95 ist mit 1692b (A) bezeichnet.
Für eine maximal zulässige Eingangsspannung R_in,max unterscheidet sich der Verlauf von v_RE von dem für die minimal zulässige Eingangsspannung U_in,min. Für einen sehr kleinen Lastwiderstand R_L << R_Ver erreicht bei Vorliegen der maximal zulässigen Eingangsspannung U_in,max das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis beispielsweise einen Wert von 0,5, wobei der entsprechende Anfangspunkt der v_RE-Kennlinie mit 1692b (C) bezeichnet ist. Erreicht der Lastwiderstand hingegen den maximal zulässigen Wert R_L,max, so steigt das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE näherungsweise auf den gleichen Wert an, den es auch bei der minimal zulässigen Eingangsspannung U_in,min aufweist.
In anderen Worten, der Endpunkt der v_RE-Kennlinie für den maximal zulässigen Lastwiderstand R_L,max ist näherungsweise unabhängig von der Eingangsspannung U_in (mit Endpunkt 1692b). Es sei ferner darauf hingewiesen, dass für die maximal zulässige Eingangsspannung U_in,max und den minimal zulässigen Lastwiderstand R_L,min das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE einen Wert zwischen 0,5 und 0,75 annimmt.
Die graphische Darstellung 1690 zeigt ferner einen gewünschten Verlauf der variablen Referenzspannung U_REF als Funktion des logarithmierten Lastwiderstands. Es zeigt sich, dass die variable Referenzspannung U_REF mit dem Logarithmus des Lastwiderstands linear abfallen sollte. Es ist somit erkennbar, dass das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE durch eine linear abbildende Funktion auf die variable Referenzspannung U_REF abgebildet werden kann. Die lineare Abbildung ist durch zwei zusammengehörige Punkte definierbar. So kann man beispielsweise die genannte Abbildung dadurch definieren, dass das Vorliegen der minimalen Eingangsspannung U_in,min der Kurvenpunkt 1692a auf einen Punkt 1694a abzubilden ist, und dass ferner der Punkt 1692b auf einen Punkt 1694b abzubilden ist. Mit anderen Worten, bei Vorliegen einer minimal zulässigen Eingangsspannung U_in,min ist beispielsweise ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis von v_RE = 0 auf einen ersten Wert U_REF1 abzubilden. Ferner ist für die minimale Eingangsspannung U_in,min ein Wert von v_RE = 0,95 (bzw. ein Wert von v_RE aus einem Bereich zwischen etwa 0,9 und 1,0) auf einen zweiten Wert U_REF2 der variablen Referenzspannung U_REF abzubilden. Durch die genannte Abbildungsvorschrift ist somit eine lineare Abbildung des Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisses v_RE auf die variable Referenzspannung U_REF zumindest für die minimale Eingangsspannung U_in,min definiert.
Für die maximale Eingangsspannung U_in,max gilt eine veränderte Abbildungsvorschrift des Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisses v_RE auf die variable Referenzspannung U_REF. So ist beispielsweise für die maximale Eingangsspannung U_in,max ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis von v_RE = 0,6 (oder ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE aus einem Bereich zwischen 0,5 und 0,75) auf den ersten Wert U_REF1 der variablen Referenzspannung U_REF abzubilden. Andererseits ist für die maximale Eingangsspannung U_in,max das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE von etwa 0,95 (oder aus einem Bereich zwischen 0,9 und 1,0) auf den zweiten Wert U_REF2 der variablen Referenzspannung U_REF abzubilden. Durch die genannten zwei Zuordnungen ist wiederum eine lineare Abbildung zwischen dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE und der variablen Referenzspannung U_REF gewährleistet.
In anderen Worten, es wird bevorzugt, das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE durch eine lineare Abbildung auf eine variable Referenzspannung U_REF abzubilden, wobei die variable Referenzspannung U_REF mit steigendem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE abnimmt. Bei einem bevor zugten Ausführungsbeispiel können Parameter der Abbildung in Abhängigkeit von der Eingangsspannung U_in beeinflusst werden, um sicherzustellen, dass ein Einfluss der Eingangsspannung U_in auf die variable Referenzspannung U_REF minimiert ist.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel kann auch das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE ausgewertet werden, um zu entscheiden, ob der Resonanzkonverter in einen Burst-Mode-Betrieb geschaltet wird. Wird beispielsweise durch das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE ein Schwellwert in einem Bereich zwischen 0,8 und 1,0 erreicht, so kann ansprechend darauf der Burst-Mode aktiviert werden. Somit kann dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE eine doppelte Bedeutung einerseits zur Einstellung der variablen Referenzspannung U_REF und andererseits zur Aktivierung des Burst-Mode zukommen.
17 zeigt eine graphische Darstellung von Messergebnissen bei einer Schaltungsanordnung mit einer Hilfsanzapfung ZA gemäß 16 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwert-Detektor (Peak-Detektor) PED (1630) und eine Vergleichseinrichtung (1634) bei Verwendung einer konstanten Referenz U_R in Block RW (1636) zur Regelung einer näherungsweise konstanten Ausgangsspannung. Die graphische Darstellung der 17 ist in ihrer Gesamtheit mit 1700 bezeichnet.
Eine Abszisse 1710 zeigt einen Strom (z.B. einen Ausgangsstrom an einem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung bzw. einen Strom durch eine mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelten Last) in einem Bereich zwischen 0 und 500 mA. Eine Ordinate 1712 beschreibt eine Spannung (z.B. eine Ausgangsspannung U0) in einem Bereich zwischen 0 und 10 Volt. Eine erste Kurve 1720 beschreibt die Spannung in Abhängigkeit von dem Strom bei einer Eingangsspannung Vin von 230 Volt Wechselspannung. Eine zweite Kurve 1722 beschreibt die Spannung in Abhängig keit von dem Strom bei einer Eingangsspannung Vin von 120 Volt Wechselspannung. Für verschiedene Punkte auf den Kurven 1720, 1722 sind ferner zugehörige Widerstandswerte der Ausgangslast R_L (12 Ohm, 22 Ohm, 100 Ohm, 1.2 kOhm, 10 kOhm) angetragen, die ein Verhältnis zwischen Strom und Spannung beschreiben.
18 zeigt eine graphische Darstellung von Messergebnissen bei einer Schaltungsanordnung mit einer Hilfsanzapfung ZA gemäß 16 zur Synchronisation des Einschaltzeitpunktes und zur Regelung über einen Spitzenwert-Detektor (Peak-Detektor) PED (1630) und einen Vergleicher (1634) bei Erzeugung einer variablen Referenz U_R in Block RW (1636) gemäß 16 und 19, durch einen Opto-Koppler OK zur Rückkoppelung der Ausgangsspannung an eine weitere externe Vergleichseinrichtung VEX zur Erzeugung der genannten variablen Referenz UR zur Regelung einer konstanten Ausgangsspannung U0 bei leichter Last bis zur Volllast, und zur Regelung eines etwa konstanten Ausgangsstromes durch die Last RL bei Überlast und Kurzschluss durch Begrenzung der Referenz UR dann auf einen maximalen konstanten Wert.
In anderen Worten, 18 zeigt Messergebnisse an einer Schaltungsanordnung gemäß den 16 bzw. 19, wobei ein Signal der Hilfsanzapfung verwendet wird, um die Einschaltzeitpunkte des Schalters zu bestimmen. Ferner wird in dem Spitzenwertdetektor 1630 ein Spitzenwert des Signals von der Hilfsanzapfung bestimmt, und in dem Vergleicher 1634 mit einer in dem Block RW erzeugten variablen Referenz bzw. Referenzspannung U_R verglichen. Die variable Referenzspannung wird durch Rückkoppelung hier der Ausgangsspannung (bzw. alternativ des Ausgangsstromes) über einen Opto-Koppler an die Einrichtung RW zur Erzeugung der varaiblen Referenzspannung abgeleitet.
Die graphische Darstellung der 18 ist in ihrer Gesamtheit mit 1800 bezeichnet. Eine Abszisse 1810 beschreibt einen Strom bzw. Ausgangsstrom (z.B. einen Ausgangsstrom an einem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung bzw. einen Strom durch eine mit dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelten Last) in einem Bereich zwischen 0 und 1000 mA. Eine Ordinate 1812 beschreibt eine Spannung bzw. Ausgangsspannung (z.B. eine Ausgangsspannung U0) in einem Bereich zwischen 0 und 7 Volt.
Eine erste Kurve 1820 beschreibt die Spannung in Abhängigkeit von dem Strom für eine Eingangsspannung Vin von 120 Volt Wechselspannung, eine zweite Kurve 1822 beschreibt die Spannung in Abhängigkeit von dem Strom für eine Eingangsspannung Vin von 180 Volt Wechselspannung, und eine dritte Kurve 1824 beschreibt die Spannung in Abhängigkeit von dem Strom für eine Eingangsspannung Vin von 250 Volt oder 230 V Wechselspannung.
19 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Einstellung einer variablen Referenz U_R, zum Einsatz beispielsweise in Verbindung mit den Schaltungsanordnungen gemäß den 2.0, 2.1, 3g, 3h, 5, 6, 7, 7a, 8, 9, 10, 12, 13b, 14 und 16.
Die Schaltungsanordnung der 19 ist in ihrer Gesamtheit mit 1900 bezeichnet.
Eine Ausgangsspannung U0, die an einer Last 1616 anliegt (wobei die Last 1616 stellvertretend für eine beliebige Gleichstromlast oder Wechselstromlast, bevorzugt aber für eine Gleichstromlast steht), wird einem Eingang eines Opto-Kopplers 1910 direkt oder über eine Opto-Koppler-Ansteuerschaltung zugeführt. Der Ausgang des Opto-Kopplers ist mit einem ersten Eingang einer Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1920 gekoppelt. Ein zweiter Eingang der Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1920 empfängt eine bevorzugt (aber nicht notwendigerweise) feste Referenzspannung U_R0. Die Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1920 ist ferner ausgelegt, um durch Kombination des von dem Ausgang des Opto-Kopplers 1910 empfangenen Signals und der festen Referenzspannung UR0 eine variable Referenzspannung UR (bzw. allgemein einen variablen Referenzwert oder ein variables Referenzsignal) abzuleiten. Die Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung entspricht somit, abgesehen von der Bereitstellung einer variablen Referenzspannung, der Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1636.
Die variable Referenzspannung UR kann beispielsweise direkt durch eine Kombination des Ausgangssignals des Optokopplers und der Referenzspannung UR0 erzeugt werden. Alternativ bzw. optional kann aber auch ein weiterer Regler 1930 (z.B. ein Proportional-Regler, ein Integral-Regler, ein Proportional-Integral-Regler oder ein anderer Regler) die variable Referenzspannung UR aus einer Kombination des Ausgangssignals des Optokopplers und der festen Referenzspannung UR0 erzeugen.
Die von der Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1920 gelieferte variable Referenzspannung kann beispielsweise an die Stelle der im Rahmen der vorliegenden Beschreibung beschriebene Referenzspannung U_R treten, oder alternativ oder zusätzlich eine der anderen beschriebenen Referenzspannungen oder Referenzwerte ersetzen. Die von der Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung 1920 gelieferte variable Referenzspannung UR wird ferner einem Kombinierer bzw. Vergleicher 1634 zugeführt, der die variable Referenzspannung UR mit einem Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors 1630 vergleicht bzw. eine Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors 1630 und dem variablen Referenzwert UR bildet. Das Ausgangssignal 1637 des Kombinierers bzw. Vergleichers 1634 wird ferner dem Regler 1638 zugeführt.
Die Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1920 ist somit ausgelegt, um von dem Opto-Koppler 1910 (direkt oder über eine Signalverarbeitung bzw. Pegelumsetzung) ein Signal zu erhalten, das den Stromfluss durch den Verbraucher bzw. Lastwiderstand RL oder die Spannung an dem Verbraucher bzw. Lastwiderstand RL beschreibt bzw. das von dem Stromfluss durch den Verbraucher oder der Spannung über dem Verbraucher abgeleitet ist. Die Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung 1920 ist somit insgesamt ausgelegt, um die von ihr gelieferte variable Referenzgröße (Referenzspannung UR, Referenzstrom IR oder Referenzsignal) in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung U0 oder dem Strom durch die Last einzustellen. Eine galvanische Trennung zwischen dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung und dem Eingang der Referenzwert-Bereitstellungseinrichtung wird dabei durch den zwischengeschalteten Opto-Koppler erreicht.
Ganz allgemein ist es zur Verbesserung der Regelgenauigkeit vorteilhaft, eine an der Ausgangslast gleichgerichtete, der Ausgangsspannung proportionale Spannung oder einen gleichgerichteten, dem Ausgangsstrom proportionalen Strom über eine Gleichstrom-Rückkopplung (beispielsweise, aber nicht notwendigerweise, unter Verwendung eines galvanisch trennenden Opto-Kopplers) zurückzuführen. Das entsprechende rückgeführte Signal wird dabei bevorzugt verwendet, um einen variablen Referenzwert für eine der Vergleichseinrichtungen bzw. Kombinierer bzw. Differenzwertbilder bereitzustellen. Somit kann durch Verwendung des variablen Referenzwertes, der auf dem rückgeführten Signal basiert, die Ausgangsspannung oder der Ausgangsstrom an der ausgangsseitigen ohmschen Last auf einen konstanten Wert geregelt werden.
20 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführung gemäß 19 und 16, sowie gemäß Anspruch 52. Die Schaltungsanordnung gemäß der 20 ist in Ihrer Gesamtheit mit 2500 bezeichnet. Da die Schaltungsanordnung 2500 der Schaltungsanordnung 1600 gemäß 16 sehr ähnlich ist, sind gleiche Merkmale und Signale mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Die Spannungsquelle bzw. Energiequelle 1600 wird bei der Schaltungsanordnung 2500 durch eine Brückengleichrichterschaltung mit nachgeschalteter Siebkapazität Cin gebildet. Das Eingangsnetzwerk 1312 wird ferner durch Induktivität Lf und eine Schalter S1 gebildet, die in der gezeigten Weise verschaltet sind. Ferner umfasst das Eingangsnetzwerk 1312 bei der Schaltungsanordnung 2500 eine Freilaufdiode 2510, die parallel zu dem Schalter S1 geschaltet ist. Die Schaltungsanordnung 2500 umfasst ferner einen Piezotransformator 1313, der eingangsseitig mit dem Eingangsnetzwerk 1312 gekoppelt ist, und der ferner eine neben einem Transformatorausgang eine Hilfsanzapfung (auxiliary tap) aufweist. Der Transformatorausgang des Piezotransformators 1313 ist mit einem Eingang eines Brückengleichrichters 2520 gekoppelt. Ein Ausgang des Brückengleichrichters 2520 ist ferner mit einer Parallelschaltung aus einer Siebkapazität Cout und einem Lastwiderstand RL gekoppelt. Parallel zu dem Lastwiderstand RL ist ferner ein Eingang eines Opto-Kopplers 2530 (OK) geschaltet.
Parallel zu dem Lastwiderstand RL ist eine Serienschaltung aus einer Zener-Diode 2540 und einem Widerstand 2550 geschaltet, so dass über der Zener-Diode näherungsweise eine zugehörige Zener-Spannung abfällt, wenn die Ausgangsspannung Uout über dem Lastwiderstand RL größer als die Zener-Spannung ist.
Eine eingangsseitige lichtemittierende Diode des Optokopplers ist ferner parallel zu dem Widerstand 2550 geschaltet, so dass eine Größe eines Stromflusses durch die lichtemittierende Diode des Optokopplers von der Ausgangsspannung Uout abhängt. Der Ausgang des Optokopplers ist ferner mit einem Vergleicher bzw. Differenzbilder 2560 gekoppelt, der ein Ausgangssignal des Optokopplers 2530 mit einem Referenzwert 2570 vergleicht bzw. eine Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Optokopplers und dem Referenzwert 2570 bildet. Ein Ausgangssignal des Vergleichers bzw. Differenzbilders 2560 wird einer PI-Steuerung bzw. PI-Regelung (PI Control) 2580 zugeführt, die aus dem Ausgangs signal des Vergleichers bzw. Differenzbilders 2560 einen dynamischen Referenzwert 2590 bildet. Der dynamische Referenzwert 2590 tritt dabei an die Stelle des in der Referenzwert-Bereistellungseinrichtung 1636 bereitgestellten Referenzwerts U_R.
Eine Ansteuerschaltung empfängt ferner eine Hilfsspannung U3 von dem Hilfsausgang bzw. der Hilfsanzapfung des Piezotransformators 1313. Die Hilfsspannung U3 dient unter anderem einer Synchronisation der Einschaltzeitpunkte des Schalters S1 bzw. einer Einstellung eines Tastverhältnisses des Schalters. Ferner wird ein Spitzenwert der Hilfsspannung (bzw. des Hilfssignals) U3 bestimmt, und fliesst in eine Regelung der Arbeitsfrequenz ein, wie dies schon anhand der 16 erläutert wurde.
In anderen Worten, die 20 zeigt eine Anordnung einer erfindungsgemäßen Ausführung gemäß den 19 und 16.
Folgende Blöcke aus 20 sind in 16 wie folgt zuzuordnen: PWM 1318 entspricht GO 1318; „Synchronisation" 1620 entspricht RKN 1620 und ZCD 1320a; ADC-Konverter 2591 entspricht PED 1630; PI-Control 1638 entspricht VR 1638; Einstellung Tastverhältnis (Adjust Duty Cycle) 1322 entspricht PS 1322.
Folgende Blöcke aus 20 sind in 19 wie folgt zuzuordnen: Referenzwert (Reference Value) 2570 entspricht U_R0; Dynamischer Referenzwert (Dynamic Reference Value) 2590 entspricht U_R in Block RW 1920 (bzw. 1636).
21 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführung gemäß 22, sowie gemäß Anspruch 53 bzw. 54. Der Resonanzkonverter gemäß der 21 ist in seiner Gesamtheit mit 2600 bezeichnet.
Das Eingangsnetzwerk bestehend aus Spannungsquelle bzw. Energiequelle 1610 ist gleichartig aufgebaut wie bei dem Resonanzkonverter 2500 gemäß 20. Ferner umfasst der Resonanzkonverter 2600 einen Piezotransformator, der bevorzugt eine Hilfsanzapfung bzw. einen Hilfsausgang aufweist, einen solchen aber nicht notwendigerweise aufweisen muss. Ein Eingang eines Brückengleichrichters 2610 mit einem Ausgang des Piezotransformators gekoppelt. Der Ausgang des Brückengleichrichters 2610 ist über ein LC-Filter bzw. π-Filter, das als Tiefpassfilter ausgelegt ist, mit einer externen Referenzspannungs-Bereitstellungsschaltung 2620 (VREX) gekoppelt. Die externe Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung umfasst einen Optokoppler 2622, dessen eingangsseitige lichtemittierende Diode in Abhängigkeit von dem Ausgangsspannung Uout an dem Ausgang des Brückengleichrichters bzw. an dem Ausgang des dem Brückengleichrichter nachgeschalteten LC-Filters angesteuert wird.
Die externe Referenzspannungs-Bereitstellungseinrichtung umfasst ferner eine PI-Regelschaltung bzw. PI-Steuerschaltung 2628, die auf den durch die lichtemittierende Diode des Optokopplers fließenden Strom einwirkt. Die PI-Regelschaltung umfasst zwei Kapazitäten 2630 (Cd1) und 2632 (Cd2) sowie drei Widerstände 2634 (R4), 2636 (R6) und 2638 (R5), die in der gezeigten Weise verschaltet sind. Die PI-Regelschaltung bzw. PI-Steuerschaltung 2638 wirkt ferner auf die Zener-Referenz 2540, um eine Zener-Spannung der Zener-Referenz (z.B. eines Standard-Schaltkreises vom Typ TL431, erhältlich beispielsweise von Texas Instruments) einzustellen. Zu diesem Zweck ist die PI-Regelschaltung bzw. PI-Steuerschaltung mit einem Steueranschluss der Zener-Referenz 2540 gekoppelt. Die eingestellte Spannung bewirkt einen Stromfluss durch den Eingang des Optokopplers, gesteuert von T1 nach 21a.
Ein Ausgangssignal des Optokopplers wird im übrigen einem linearen spannungsgesteuerten Oszillator 2650 als Steuersignal zugeführt. Der Ausgangs des Optokopplers 2622 ist beispielsweise über einen Widerstand R3 gegen eine feste Spannungsreferenz U_ref,1 bzw. U_ref geschaltet, und zur Rauschunterdrückung ist eine Kapazität C3 gegen Masse geschaltet, so dass der lineare VCO ein rauscharmes Signal von dem Knoten 2680 gegen Masse empfangen kann.
In anderen Worten eine gleichgerichtete, der Ausgangsspannung (Uout bzw. U0) an der Ausgangslast proportionale Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom (I₀, I_R) proportionaler Strom, wird über eine Gleichstrom-Rückkopplung, wie beispielsweise über einen galvanisch trennenden Opto-Koppler 2622, ausgekoppelt.
Das Eingangssignal der Gleichstrom-Rückkopplung bzw. des Optokopplers wird erzeugt, indem ein der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom proportionales Signal zunächst mit einem Referenzwert (U_R0) verglichen wird (IC1, PI-control, R5, R6). Danach wird das Vergleichsergebnis (U_R) der Gleichstromrückkopplung (z.B. dem Opto-Koppler 2622, einschließlich seiner ausgangsseitigen Beschaltung) und danach vom Ausgang der Gleichstromrückkopplung einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) (beispielsweise direkt, oder über eine Regler) zugeführt, um die Ausgangsspannung auf einen konstanten Wert zu regeln (beispielsweise, indem das rückgekoppelte Signal auf eine Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators einwirkt). Ein Tastverhältnis der Schaltereinheit wird ferner, so eingestellt, dass der Duty-Cycle vorzugsweise in einer linearen Beziehung zur Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators steht.
Ferner sei darauf hingewiesen, dass folgende Blöcke aus 22 in 21 wie folgt zuzuordnen sind: Linearer Spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 2650 entspricht GO 1318; RKN, ZCD und PS gemäß 22 sind in 21 nicht gezeigt. Bei der Schaltungsanordnung 2600 gemäß 21 wird somit keine Synchronisation verwendet.
21a zeigt ein elektrisches Ersatzschaltbild der Referenz 2540 (auch als IC 1 bezeichnet).
Die Anode der Referenz 2540 ist mit einem Bezugspunkt gekoppelt. Die Kathode der Referenz 2540 ist mit einem eingangsseitigen Anschluss des Optokopplers gekoppelt. Somit liegen die Referenz 2540 und der Eingang des Optokopplers 2622 in Serie zwischen die Ausgangsanschlüssen zur Bereitstellung der gleichgerichteten Ausgangsspannung Uout. Ein Referenzeingang der Referenz 2540 empfängt ferner eine konstante Referenzspannung, beispielsweise die Referenzspannung V_R0 bzw. U_R0.
Der Emitter des Optokopplers 2622 sowie ein Anschluss der Kapazität C3 sind mit dem gleichen Bezugspotential verbunden wie der mit der Anode der Freilaufdiode 2510 verbundene Anschluss des Schalters S1.
22 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einer Einrichtung zur Rückführung einer Ausgangsspannung über einen Opto-Koppler.
Die Schaltungsanordnung der 22 ist in ihrer Gesamtheit mit 2700 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 2700 basiert auf den Schaltungsanordnungen 1600 gemäß 16 und 1900 gemäß 19, so dass gleiche Merkmale bzw. Signale mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Es wird daher diesbezüglich auf die obigen Ausführungen verwiesen.
Die Schaltungsanordnungen 2700 und 2600 unterscheiden sich von der Schaltungsanordnung 1900 gemäß 19 im Wesentlichen dadurch, dass bei der Schaltungsanordnung 2700 ein Vergleich bzw. eine Differenzbildung zwischen der Ausgangsgröße (Ausgangsspannung bzw. Ausgangsstrom) an der Last und einem Referenzwert (Referenzspannung oder Referenzstrom) auf der Eingangsseite des Optokopplers erfolgt. In anderen Worten, bei der Schaltungsanordnung 2700 empfängt der Opto-Koppler beispielsweise eine Eingangsspannung, die gleich einer Differenz zwischen der Ausgangsspannung U₀ an der Last und einer vorgegebenen Referenzspannung U_R0 ist. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass eine Zener-Diode in Serie mit der lichtemittierenden Diode des Optokopplers parallel zu der Last R_L geschaltet wird, so dass über der lichtemittierenden Diode näherungsweise eine Spannung abfällt, die der Differenz zwischen der Ausgangsspannung U0 und der Zener-Spannung der Zener-Diode entspricht.
7A zeigt ferner ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Resonanzkonverters gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung unter Verwendung einer seriell ausgekoppelten Hilfsspannung U₃. Die Schaltungsanordnung der 7A ist in ihrer Gesamtheit mit 770 bezeichnet. Da die Schaltungsanordnung 770 der Schaltungsanordnung 700 gemäß 7 sehr ähnlich ist, sind gleiche Einrichtungen bzw. Signale mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und werden hier nicht noch einmal beschrieben. Die Schaltungsanordnung 770 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung 700 beispielsweise darin, dass die Eingangsspannung V_C, die von der Energiequelle 710 geliefert wird, über einen Widerstand 772 (R_V) an einen Eingangsspannungsanschluss V_U 774 der integrierten Ansteuerschaltung 744 geliefert wird. Somit kann die integrierte Ansteuerschaltung 744 die Information über die Eingangsspannung auswerten, wie dies beispielsweise im Rahmen der Einstellung einer variablen Referenzspannung U_REF oder im Rahmen von Schutzschaltungen vorteilhaft ist.
Ferner weist die Schaltungsanordnung 770 einen Widerstand 776 auf, der die Kapazität 752 ersetzt oder zu der Kapazität 752 parallel geschaltet ist, und der für eine Einstellung zumindest eines Betriebsparameters der integrierten Ansteuerschaltung 744 genutzt werden kann. Ferner entfällt in der Schaltungsanordnung 770 der Widerstand 736. Auch eine Abtastung der Pumpspannung an dem zweiten eingangsseitigen Anschluss der resonanten Transformatoranordnung (unter Verwendung des Spannungsteilers 754, 756) entfällt bei der Schaltungsanordnung 770. Der gravierendste Unterschied zwischen der Schaltungsanordnung 700 und der Schal tungsanordnung 770 besteht allerdings darin, dass bei der Schaltungsanordnung 770 eine resonante Transformatoranordnung 780 mit einer seriellen Auskopplung der Hilfsspannung U₃, wie dies beispielsweise anhand der 13A und 13B beschrieben wurde, verwendet wird.
Mit anderen Worten, die Ausgangsspannung U₃ ist im Wesentlichen proportional zu dem Lastwechselstrom I_L durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung 780. Ein erster Anschluss 782 des Hilfsausgangs ist dabei mit dem Bezugspotential gekoppelt, während hingegen ein zweiter Anschluss 784 des Hilfsausgangs über einen Vorwiderstand 786 (R_U) an einen Anschluss 788 (V₃) der integrierten Ansteuerschaltung 744 gekoppelt ist.
15 zeigt ferner eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung bzw. Pegelwandlung eines Signals von einen Hilfsausgang einer resonanten Transformatoranordnung. Die Schaltungsanordnung gemäß der 15 ist in ihrer Gesamtheit mit 1500 bezeichnet. Sie ist besonders vorteilhaft dann einsetzbar, wenn der Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung auf ein beliebiges Potential gelegt werden kann. Insbesondere ist die Verwendung der Schaltungsanordnung 1500 gemäß 15 vorteilhaft, wenn der Hilfsausgang auf das Bezugspotential GND der Schaltungsanordnung gelegt werden kann, wie dies im Rahmen der vorliegenden Erfindung möglich ist. Ein Signal 1510 an einem Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung wird dabei über einen Vorwiderstand 1512 (R_U) einer integrierten Schaltung 1520 zugeführt. Die integrierte Schaltung 1520 umfasst beispielsweise eine invertierte Operationsverstärkerschaltung mit Widerständen 1522, 1524, an deren Eingang 1530 (V₃) das Eingangssignal 1510 über den Vorwiderstand 1512 (R_U) angelegt wird. Der invertierende Operationsverstärker leitet das invertierend verstärkte Signal 1510 anschließend an den Referenzwertvergleicher zur weiteren Verarbeitung weiter, wie dies beispielsweise anhand der 9, 13B, 14 oder 16 beschrieben wurde. Es sei hierbei darauf hingewiesen, dass die Schaltungsanordnung 1500 beispielsweise das Eingangsnetzwerk 1620 gemäß 16 ersetzen kann.
Im Folgenden werden wesentliche Gedanken gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung noch einmal zusammengefasst, um ein verbessertes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erreichen.
Das Grundprinzip gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass zunächst ein Konverter verwendet wird, welcher bevorzugt eine Struktur gemäß einem der in den 1A, 1B, 1C und 2A, 2B, 2C und 2D gezeigten Schaltbilder aufweist, und der in Resonanz bzw. in einer Umgebung von +/– 50% der Resonanzfrequenz betrieben wird. Damit wird eine aus einer Quelle bzw. Energiequelle gespeiste Schaltereinrichtung zur Ansteuerung eines „Wandlers" (z. B. Piezotransformators PT) verwendet, der wiederum eine veränderliche Last treibt. Bisher wurde, wie beispielsweise in 1 der WO 2004/055962 A1 gezeigt, lediglich ein Laststrom selbst, gegebenenfalls über ein galvanisch trennendes Rückkoppelelement RK, bezüglich seines Phasennulldurchgangs oder eines Referenzwertes, der auch ein Maximalwert sein kann, erfasst und bezüglich seiner Phasenlage mit dem Schalterstrom verglichen. Die Phasenvorregelung wurde ergänzt und überlagert durch eine Eingangsspannungserfassung und eine Lastspannungserfassung, ebenfalls über das Rückkoppelelement RK, welche beide auf den Regelkreis aufgeschaltet wurden, um Dynamik (durch Eingangsspannungserfassung) und Genauigkeit der Regelung (durch Lastspannungserfassung) weiter zu verbessern. Ohne eine Lastspannungserfassung kann eine Regelung jedoch nicht vergleichbar genau wie eine Primärstromregelung bei einem konventionellen Sperrwandler erreicht werden (vgl. DE 100 60 344 A1 und DE 101 43 016 A1 ). In anderen Worten, gemäß dem Stand der Technik ist eine ausreichend genaue Regelung nicht möglich, ohne die Lastspannung zurückzuführen und somit einen kos tenintensiven Optokoppler oder eine magnetischen Übertrager einzusetzen.
1.0 zeigt den bisherigen Stand der Technik, bei welchem eine Spannungs- oder Stromerfassung (UE oder IE) am Lastnetzwerk erforderlich ist, um eine genaue Ausgangsspannung oder einen genauen Ausgangsstrom zu erhalten. In Fällen, bei welchen eine galvanische Isolierung zum Ausgang nicht gefordert ist, ist diese Rückkopplung weniger aufwendig, erfordert aber meist mehrere Signale, wenn man die Regelung entsprechend dynamisch schnell auslegen will, ohne die Stabilität des Regelkreises zu gefährden. Somit sind auch bei kostengünstigen Verfahren der Rückkopplung bei nicht geforderter galvanischer Isolierung mehrere Signale erforderlich, um eine unterlagerte Phasenregelung zu realisieren. Wie aus der 1.0 hervorgeht, kann eine unterlagerte Phasenregelung realisiert werden, indem durch eine Schaltung PD bzw. durch einen Phasendetektor 1040 noch ein weiteres Signal, das den Laststrom des Lastresonanznetzwerkes erfasst, neben der Ausgangsspannung oder dem Ausgangsstrom zurückgeführt wird.
Dieser Nachteil kann zunächst teilweise beseitigt werden, indem gemäß 2.0 einerseits eine Elektrode mit einem laststromproportionalen Ausgang des Wandlers (PT) bzw. Lastnetzwerks oder resonanten Transformatoranordnung 2030 verwendet wird, um das Signal des Laststromes galvanisch getrennt vom Ausgang an den Eingang zurückzuführen. Ferner wird gemäß 2.1 andererseits nur eine Schalterstromerfassung und gegebenenfalls noch eine Eingangsspannungserfassung ausgewertet. Eine Phasendifferenz zwischen Laststrom und Schalterstrom wird nunmehr aus dem laststromproportionalen Signal und dem Schalterstrom primärseitig nach 2.0 gewonnen. Weiterhin wird beispielsweise zur Realisierung einer Steuerung jeweils ein Anteil der Einschaltzeit aus einer Funktion der Eingangsspannung und einer Funktion des Phasenwinkels zwischen Schalterstrom und Laststrom nach (4) oder (4a) gewonnen bzw. generiert (siehe 2.1). Ferner wird gegebenenfalls noch eine Ausschaltzeit nach (2) oder (2a) bestimmt (vergleiche 2.2).
Es gilt also: φD = φ0(Uin) – φLS(RL) (4)(Phasenbeschreibung) ton = t0(Uin) – tLS(RL) (4a)(Zeitbeschreibung) φ1-D = φ1-0(Uin) (5)(Phasenbeschreibung) toff = φ1-0(Uin) (5a)(Zeitbeschreibung)
Dabei wird eine geringe Regelgenauigkeit erzielt, welche aber einer Primärstromregelung bei Sperrwandlern entspricht. Da die Phasendifferenz zwischen Schalter- und Laststrom aus dem Ersatzschaltbild des Lastkreises gewissermaßen der Phasenverschiebung zwischen der Ausgangskapazität des Lastnetzwerks bzw. Piezotransformators und der Last selbst entspricht bzw. im Fall des Klasse-E-Konverters nach 1C sowie bei allen Konvertern der 2A, 2B, 2C und 2D mit einem Korrekturfaktor des überlagerten Eingangsstromes im Schalter so gewählt werden kann, dass der überlagerte Eingangsstrom den Nulldurchgang des Stromes in dem Schalter gegenüber dem vom Lastnetzwerk herrührenden Strom unwesentlich verschiebt, wobei der Korrekturfaktor konstant und etwa gleich Eins ist, wird der Lastwiderstand wegen der Impedanzanpassung des Lastnetzwerks bzw. Piezotransformators bei voller Last relativ genau aus der Phasendifferenz bestimmt.
Weiterhin kann beispielsweise eine Eigenschaft des Klasse-E-Konverters nach 1C genutzt werden, dass bei angepasster Dimensionierung des Lastnetzwerks bzw. Piezotrans formators und der Eingangsdrossel die Einschaltzeit aus einem mit steigendem Lastwiderstand sinkendem Anteil und einem mit steigender Eingangsspannung ebenfalls sinkendem Anteil gebildet wird. Mit anderen Worten, die Einschaltzeit sinkt mit steigenden Lastwiderstand und sinkt ebenfalls mit steigender Eingangsspannung.
Die Funktionen von Phasendifferenzwinkel zwischen Laststrom und Schalterstrom bzw. von der Eingangsspannung sind jeweils lineare Funktionen zur Bildung der Einschaltzeit, welche auf einfache Weise in einer Ansteuerschaltung integriert werden können.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist ein Klasse-E-Konverter wie folgt dimensioniert: Die maximale Einschaltzeit wird zwischen D = 0,4 und D = 0,7 festgelegt, so dass bei minimaler Eingangsspannung und maximaler Last (minimalem Lastwiderstand) der geforderte Wert der Ausgangsspannung noch erreicht wird. Basierend darauf wird die Eingangskapazität des Lastnetzwerks bzw. Piezotransformators PT ausreichend klein eingestellt, so dass an dem genannten Punkt (bei minimaler Eingangsspannung und maximaler Last) ein Nullspannungsschalten (ZVS) erreicht wird. Diese Dimensionierung ergibt sich durch Lösung des Differentialgleichungssystems des Klasse-E-Konverters bei einem jeweiligen Wert der Eingangsdrossel bzw. Eingangsinduktivität.
Der Wert der Eingangsdrossel ist so zu wählen, dass sich eine Resonanzfrequenz mit der Eingangskapazität des Lastnetzwerks bzw. Piezotransformators zwischen 100% und bis zu 10% der Resonanzfrequenz des mechanischen Lastkreises des Piezotransformators einstellt, um eine Phasenverschiebung zwischen Laststrom und Schalterstrom ausreichend klein zu halten und die genannten Eigenschaften der Gleichungen (4) und (5) zu gewährleisten.
Wegen der ungefähren Proportionalität der Einschaltzeit mit der Frequenz wird somit in diesem Fall eine Steuerung der Ausgangsspannung erreicht, welche ausreichend genau ist. Zur Steuerung eines konstanten Ausgangsstromes, z. B. bei Überlast (Begrenzung der maximalen Leistung), wird nur der Phasenwinkel zwischen Laststrom und Schalterstrom konstant auf einen Wert nahe 45° geregelt bzw. fest eingestellt.
Die oben beschriebene Implementierung ist jedoch bezüglich einer Genauigkeit der Ausgangsspannung nicht optimal, wenn der Lastkreis bzw. Piezotransformator in einem großen Eingangs- und Lastbereich arbeiten soll, und wenn Prozesstoleranzen des Lastkreises bzw. Piezotransformators und der Eingangsdrossel, einschließlich von Toleranzen einer nichtabgeglichenen Ansteuerschaltung, bestimmte Grenzwerte überschreiten. Beispielweise wären Toleranzen von mehr als 10% bei allen Komponenten bzw. bei der Treiberschaltung nicht geeignet, um eine Genauigkeit bzw. Toleranz der Ausgangsspannung von weniger als insgesamt +/– 10% zu gewährleisten.
Da die Ausgangsspannung selbst, oder der Ausgangsstrom bei der beschriebenen ersten Implementierung bezüglich ihrer Größen nicht erfasst werden, sondern da lediglich eine Phasenlage ausgewertet wird, ist eine direkte Regelung nicht möglich und wird daher durch eine parameterabhängige Steuerung ersetzt.
In anderen Worten, basierend auf einer Erfassung des Phasenwinkels bzw. der Phasendifferenz zwischen Laststrom und Schalterstrom (als Maß für die Größe der Last) und gegebenenfalls zusätzlich basierend auf der Eingangsspannung wird die Einschaltzeit (beispielsweise durch Beeinflussung der Arbeitsfrequenz f) eingestellt, so dass sich eine Steuerung des Resonanzkonverters ergibt.
Um die oben beschriebene erste Implementierung einer erfindungsgemäßen Ausführung zu verbessern, können die im Folgenden ausgeführten Überlegungen herangezogen werden. So kann man zunächst einen der Lastresonanzkonverter nach 3A vereinfachen, indem man nur das Lastnetzwerk als Serienresonanzkreis betrachtet, welches den Strom auf eine kapazitive Last C₂ und eine ohmsche Last R aufteilt. Da das Lastnetzwerk eines Piezotransformators PT zur Erzielung maximaler Effizienz des Piezotransformators PT bevorzugt so entworfen wird, dass die Impedanzen der maximal zulässigen Last R und der dieser parallelen, konstanten Ausgangskapazität C₂ in der Nähe der Resonanzfrequenz des Piezotransformators PT etwa gleich groß sind, ist sichergestellt, dass sich der Phasenwinkel zwischen den Strömen durch die Last R und die kapazitive Last C₂ zwischen 90° und ca. 45° verändert, wenn der Lastbereich von Leerlauf zu Volllast überstrichen wird. Die Resonanzfrequenz (f_res) ergibt sich dabei aus den Werten der Induktivität L und der Kapazität C. Somit ist der Phasenwinkel (zwischen den Strömen in dem Lastwiderstand R und der Kapazität C₂) eine ausreichend veränderliche Variable, welche in Systemen mit einem Piezotransformator, aber auch in anderen gleichartigen Entwürfen (mit einer anderen Art einer resonanten Transformatoranordnung) zweckmäßig ausgewertet werden kann.
In 13B ist weiter veranschaulicht, wie durch transformatorische Auskopplung der Ausgangsspannung U₂ auf eine Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ ein der Wechselausgangsspannung einer Wechselstromlast R proportionales Signal erzeugt werden kann, welches galvanisch getrennt zurückgekoppelt werden kann, um den Konverter zu steuern bzw. um eine Regelung des Konverters zu ermöglichen.
3C veranschaulicht den Fall, dass eine Gleichstromlast R über eine Gleichrichterbrücke bestehend aus vier Dioden D1, D2, D3, D4 mit einem Ladekondensator C₀ betrieben wird, wobei über die Hilfswicklung mit dem Übertragungsverhältnis k_r ebenfalls eine der Wechselausgangsspannung U₂ proportionale Spannung bzw. Hilfsspannung U₃ ausgekoppelt werden kann. Diese Implementierung (wie sie beispielsweise anhand der 3B bzw. 3C gezeigt wurde) ist bei Piezotransformatoren PT nicht immer technologisch erreichbar, kann aber für konventionelle Resonanzkonverter oder durch Hinzufügen eines konventionellen Transformators am Ausgang eines Piezotransformators erreicht werden.
Wird, wie oben beschrieben, eine solche der Wechselausgangsspannung (z. B. U₂) eines Lastresonanznetzwerkes proportionale Spannung bzw. Hilfsspannung (z. B. U₃) ausgekoppelt, so entstehen gemäß 3D zwei Spannungen U₂, U₃, welche gegenüber dem Laststrom um einen bestimmten Betrag lastabhängig phasenverschoben sind.
Trägt man die Phasenverschiebungen φ_LO = φ_LZ + φ_ZO über einem Logarithmus des Ausgangsgleichstromes I₀ auf, so erhält man (gemäß 3E) eine von der Eingangsspannung (z. B. U_in) unabhängige Funktion, welche weitgehend linear ist, und welche nur im Leerlauffall, d. h. bei sehr kleinen Strömen, eine leichte Krümmung aufweist.
In 3F ist gezeigt, wie man diesen Umstand erfindungsgemäß nutzt, um einen konstanten Strom I₀ am Ausgang einzustellen. In einer Ansteuerschaltung (z. B. der Schaltung 378c) wird der Logarithmus des erfassten Ausgangsstromes gebildet, und (beispielsweise in der Schaltung 378e) in eine lineare Funktion LIN = φ_O – k_φx überführt. Die lineare Funktion LIN wird mit einer durch den Phasendetektor 376f gelieferten Phasendifferenz 376g verglichen, um den Laststrom zu beeinflussen. Die durch den Phasendetektor 376f gelieferte Phasendifferenz 376g ergibt sich im Vergleich einer Phasenlage zwischen dem Nulldurchgang des Laststromes am Komparator 376e (KL) und einer Phasenlage der Hilfsausgangsspannung U₃ im Vergleich mit einer Referenz U_R an dem Komparator 376c (KR).
In anderen Worten, der Phasendetektor 376f liefert eine Phasendifferenz zwischen einem ersten Zeitpunkt, an dem der Laststrom I_L (detektiert durch den Schalterstrom I_S) einen steigenden Nulldurchgang (von einem negativen zu einem positiven Wert hin) aufweist, und einem zweiten Zeitpunkt, zu dem die Hilfsausgangsspannung U₃ einen durch die Referenzspannungsquelle U_R repräsentierten Referenzwert kreuzt. Mit anderen Worten, der Phasendetektor 376f liefert beispielsweise die Phasendifferenz φ_L0 gemäß 3D.
In 3G ist gezeigt, wie erfindungsgemäß eine bei kleinen Lasten konstante Ausgangsspannung eingestellt wird und gleichzeitig eine bei höheren Lasten mit dem Logarithmus des Ausgangsstromes abfallende Kennlinie erzeugt wird. Dabei wird die Hilfsausgangsspannung U₃ über einen Spitzenwertdetektor 382b (SDT) ausgewertet, welcher auch nur ein Komparator sein kann. Über einen ersten Regler 382c (Re1) wird eine Phasenreferenz Δφ₀ erzeugt, die wiederum mit dem Ergebnis des Phasendetektors 376f (PD) bzw. mit einer beobachteten Phasendifferenz Δφ_L verglichen wird. Über einen Vergleicher bzw. Kombinierer 382d V_φ wird das Ergebnis auf einen zweiten Regler 382e (Re2) gegeben, welcher den Laststrom beeinflusst. Damit sind über den Phasenwinkel und das ausgangsspannungsproportionale Signal verschiedene weitere Ausgangsspannungskennlinien erfindungsgemäß einstellbar und variierbar.
In 3H ist eine Regelung einer konstanten Ausgangsspannung gezeigt. Dabei wird lediglich das der Ausgangsspannung proportionale Spannungssignal U₃ der Hilfswicklung mit einem Referenzwert U_R durch einen Komparator verglichen und über einen Zweipunktregler 392b (RE), der durch einen Spitzenwertdetektor 392a (SDT) gespeist wird, der Laststrom I_L nachgestellt, so dass stets der Spitzenwertdetektor 392a zwischen dem Zustand des Durchschaltens des Referenzwertvergleichers bzw. Komparators 376c (KR) (Spannung am Ausgang zu groß) und des Nichtschaltens des Spitzenwertdetektors 376c bzw. des Komparators KR (Spannung am Ausgang zu klein) hin- und herpendelt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Erfassung einer der Piezotransformator-Ausgangsspannung (PT-Ausgangsspannung) proportionalen Größe vorgezogen, weil diese Größe gleichzeitig erlaubt, die Spannung an der Last direkt zu erfassen und mit einem Referenzwert zu vergleichen. Die Abweichung der Spannungsdifferenz kann dann auf einen Regler und ferner an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) zur Steuerung der Schaltereinheit des Konverters bzw. Resonanzkonverters zurückgeführt werden. Zusätzlich bietet diese Spannung (also die zu der Ausgangsspannung der resonanten Transformatoranordnung proportionale Hilfsspannung) die Möglichkeit, deren Phasennulldurchgang mit dem des Laststroms, der in einem geschlossenen Schalter der Schaltereinheit erfasst wird, zu vergleichen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung kann man die Phasenlage zwischen kapazitiver Lastspannung und gesamtem Laststrom als Maß für die Größe der Last oder die Größe der dynamischen Nachladung eines DC-Pufferkondensators parallel zur Last direkt erfassen, unabhängig von der Eingangsspannung (U_in), wenn gleichzeitig die Größe der Kapazität am Piezotransformator-Ausgang (PT-Ausgang) bekannt ist. Aus der Phasenlage und der Piezotransformator-Ausgangskapazität (PT-Ausgangskapazität) C₂ lässt sich somit der Lastwiderstand unabhängig von der Eingangsspannung ermitteln. Damit kann man schnellen Laständerungen dynamisch sofort entgegenwirken, auch wenn es sich um das Nachladen eines Pufferkondensators parallel zur Last handelt. Zum anderen kann man auch ohne eine solche Phasenregelung, nur durch Erfassung eines zur Piezotransformator-Ausgangsspannung proportionalen Signals, eine Regelung der Ausgangsspannung an der Last realisieren, indem der Maximalwert dieses Signals mit einem Referenzsignal verglichen wird, und wobei die Spannungsabweichung zur Regelung einer Frequenz über einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) an die Schaltereinheit zurückgeführt wird.
Das zurückgeführte Signal muss nicht unbedingt gleichgerichtet werden, sondern es ist beispielsweise ausreichend, lediglich zu beobachten, ob das Signal einen (vorgegebenen) Referenzwert übersteigt, so dass eine zu große Ausgangs spannung erkannt wird und über einen Regler (z. B. Integrator) eine Frequenzänderung (z. B. überresonante Erhöhung der Frequenz) zum Ansteuern der Schaltereinheit durchgeführt wird. Sobald das Referenzsignal nicht mehr überschritten wird, wird in der Art einer Zweipunktregelung beispielsweise die Frequenz wieder in die Gegenrichtung verändert (z. B. überresonant erniedrigt).
Als effektive Implementierung der zuletzt genannten Lösung wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Hilfselektrode des Lastnetzwerks zur Anpassung an einen gewünschten Referenzwert der Ausgangsspannung vorgeschlagen. Die Hilfselektrode kann als eine galvanisch isolierende Hilfselektrode des Piezotransformators ausgebildet sein, um ein dem Wechsel-Ausgangsspannungssignal proportionales Signal an dem Piezotransformator bereitzustellen. Die galvanische Isolierung ist nur erforderlich, wenn die Lastseite von der Quellenseite galvanisch getrennt werden muss, wie es beispielsweise bei Off-line-Stromversorgungen (z. B. Ladegeräten oder Adaptern für mobile Elektronik wie Laptops etc.) gefordert ist.
Weiterhin wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung auch die Stromversorgung zur Ansteuerung des Konverters bzw. die Stromversorgung der Ansteuerschaltung aus einer Eingangs-Elektrode des Piezotransformators PT realisiert, so dass die genannte Lösung bezüglich Einfachheit und Bauelementezahl mit einer konventionellen Sperrwandlerlösung konkurrieren kann. Gleichzeitig bietet die erfindungsgemäßen Lösung allerdings die genannten Vorteile hinsichtlich Bauhöhe und Wirkungsgrad.
Zur Implementierung der Stromversorgung einer primärseitigen Ansteuerschaltung des Konverters wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Elektrode des Piezotransformators, welche die Niederspannungsseite bildet, über eine Pumpschaltung geführt. Die Pumpschaltung versorgt über eine schnelle Diode eine Betriebsspannung bzw. stellt über die schnelle Diode eine Betriebsspannung für die integrierte Ansteuerschaltung zur Verfügung (indem beispielsweise eine Ladekapazität über die schnelle Diode geladen wird). Ferner wird über eine Reversdiode ein Stromfluss in Gegenrichtung realisiert. In anderen Worten, ein zweiter eingangsseitiger Anschluss der resonanten Transformatoranordnung ist mit der Pumpschaltung gekoppelt und bildet somit definitionsgemäß einen Pumpknoten. Das Potential des genannten Knotens bzw. Pumpknotens (der über eine Parallelschaltung aus einer ersten Diode und einer Kapazität einerseits und einer Reversdiode andererseits mit einem Bezugspotential gekoppelt ist) wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dazu genutzt, eine Eingangsfrequenz beim Startvorgang zu ermitteln, wobei die Eingangsfrequenz bei einer Klasse-E-Schaltung zwischen der Eingangsdrossel und der primärseitigen Kapazität C₁ des Piezotransformators (bzw. durch ein Zusammenwirken der Eingangsdrossel und der primärseitigen Kapazität C₁) entsteht.
Nachdem diese Frequenz während des Anschwingens bestimmt wurde, oder nachdem im Falle einer induktivitätsfreien Halbbrückenschaltung keine Eingangsfrequenz festgestellt wurde, kann die Ansteuerschaltung im Falle einer Klasse-E-Schaltung eine Phasenkorrekturfunktion erzeugen, welche durch eine Überlagerung des Laststromes mit dem Eingangsstrom der Drossel erforderlich ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird durch diese Korrektur nicht nur eine eingangsspannungsunabhängige Abbildung des Lastwiderstands möglich, sondern es wird auch eine Beobachtung der Eingangsspannung selbst möglich, indem auch das Signal des Pumpknotens mit einem der Versorgungsspannung proportionalen Referenzsignal verglichen wird. Somit wird eine Zeitdifferenz zwischen einem Verlassen des Referenzwertes und einem Erreichen des Nulldurchgangs als einem der Eingangsspannung proportionalen Wert ermittelt. Mit anderen Worten, eine Zeitdifferenz zwischen einem Nulldurchgang des Signals an dem Pumpknoten und einem Erreichen eines Referenzwerts durch das Signal des Pumpknotens ist ein Maß für die Eingangsspannung.
Die vorliegende Erfindung löst somit gemäß ihrer verschiedenen Aspekte eine Mehrzahl von Aufgaben, wie im Folgenden ausgeführt wird. Die vorliegende Erfindung verwendet einen Konverter bzw. Resonanzkonverter mit hoher Lastkreisgüte (Q > 5) und wertet den gesamten Lastkreisstrom indirekt über die Erfassung eines Schalterstromes aus, welcher diesen Lastkreisstrom (oder einen mit dem Lastkreisstrom in einer festen Phasen- und/oder Amplitudenbeziehung stehenden Strom) führt. Sollte diesem Strom im Moment des Nulldurchgangs ein Eingangstrom im Schalter überlagert sein, so wird eine Phasenkorrektur aus der Beobachtung der Eingangsfrequenz beim Anschwingen des Konverters vorgenommen. Nach diesem Verfahren kann die Ansteuerschaltung auch erkennen, ob eine Klasse-E-Schaltung oder eine induktivitätsfreie Halbbrückenschaltung verwendet wurde, und beide gleichermaßen ansteuern.
Weiterhin wird der Lastkreis hoher Güte vorzugsweise durch einen Piezotransformator (PT) ausgeführt, welcher die Möglichkeit bietet, eine galvanisch zur Sekundärseite isolierte Hilfselektrode auszubilden, welche ein der Ausgangsspannung des Piezotransformators PT proportionales Signal führt. Damit ist eine Regelung bei galvanischer Isolierung möglich, ohne dass ein zusätzliches Bauelement, wie beispielsweise ein Optokoppler oder ein magnetischer Übertrager, verwendet werden muss. Gleichzeitig bildet dieses Signal der Hilfselektrode eine Rückführung der Phaseninformation der kapazitiven Spannung an dem Ausgang des Piezotransformators PT und der Amplitude dieser Spannung in einem Signal, so dass sowohl eine schnelle Phasenregelung, durch Vergleich mit dem genannten Nulldurchgang des Laststromes über den Schalterstrom, zum Ausgleich dynamischer Lastschwankungen, als auch eine Regelung der Ausgangsspannung selbst implementierbar ist.
Die vorliegende Erfindung ist deshalb bevorzugt für galvanisch trennende Stromversorgungen kleiner Bauhöhe mit hohem Wirkungsgrad geeignet, bei welchen der Aufwand zusätzlicher Komponenten gering gehalten werden soll. Die vorliegende Erfindung ist ferner für Wechselstromlasten ebenso anwendbar wie für Gleichstromlasten, die durch ausgangsseitige Gleichrichter gespeist werden.
Die vorliegende Erfindung löst gemäß einem weiteren Aspekt die Aufgabe, eine Steuerung oder Regelung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes über ein einziges aus einer Hilfsanzapfung eines Lastresonanzkonverters zurückgekoppeltes galvanisch von der Ausgangslast isoliertes Signal vollständig zu bewerkstelligen. Dabei ist es nicht einmal zwingend erforderlich, den Strom in zugänglichen eingangsseitigen Komponenten auszuwerten, um geeignete Informationen über eine Phasenlage und die Ausgangsgrößen selbst zu erhalten. Durch eine Konstruktion einer geeigneten Hilfsanzapfung eines Lastresonanzkonverters mit hoher Lastkreisgüte, und bedingt auch eines solchen mit geringerer Lastkreisgüte (Q < 5), kann man aus einem einzigen Signal alle erforderlichen Informationen gewinnen, die zu einer vollständigen Steuerung oder Regelung auf einen konstanten Wert der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes erforderlich sind. Weiterhin werden Signale, welche eingangsseitig verrauscht sein können (wie z. B. Schalterströme oder Eingangsströme des Lastresonanznetzwerkes) nicht einmal mehr benötigt, um eine korrekte Regelung zu erzeugen. Hingegen werden solche Schalterströme bezüglich ihrer Phasenlage aus der Phasenlage des Laststromes selbst über eine Hilfsanzapfung indirekt erfasst, sofern sie für eine Regelung erforderlich sind. Wenn die Phasenlage von Schalterströmen dennoch (z. B. direkt) erfasst wird, so kann man über diese das Eingangsnetzwerk bestimmen, indem man eine Phasenverschiebung zwischen dem über die Hilfsanzapfung erfassten Laststrom und einem Schalterstrom nutzt, um sowohl die Größe der aktuellen Eingangsspannung zu erfassen, als auch die Resonanzfrequenz des Eingangsnetzwerkes zu bestimmen, falls ein solches resonantes Eingangsnetzwerk existiert.
Die vorliegende Erfindung vereinfacht somit gemäß einem Aspekt ein Steuern und Regeln eines Lastresonanzkonverters durch eine Hilfsanzapfung, welche alle erforderlichen Signale hierfür liefert, in bedeutendem Maße gegenüber den zur Zeit existierenden Lösungen, indem vor allem aufwendige galvanisch trennenden Rückkopplungselemente vermieden werden. Eine erfindungsgemäße Hilfsanzapfung kann kostengünstig in den Lastkreis, beispielweise durch Verwendung eines Piezotransformators mit Hilfsanzapfung, integriert werden.
Ferner löst die vorliegende Erfindung gemäß einem weiteren Aspekt die Aufgabe, oben beschriebene Nachteile von Resonanzkonvertern mit einem Piezotransformator als Lastnetzwerk im Hinblick auf eine herkömmlicherweise verwendete aufwendige Rückkopplung zu überwinden, aber gleichzeitig die Vorteile der Resonanzkonverter gegenüber konventionellen Sperrwandlern bezüglich Wirkungsgrad und reduzierter Bauhöhe zu nutzen. Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich von herkömmlichen Schaltungsanordnungen beispielsweise dadurch dass bei einer Vielzahl von herkömmlichen Ausführungen lediglich ein Strom oder eine Spannung des Lastnetzwerks mit einer an der Schaltereinheit beobachteten Spannungsgröße oder Einschalt- bzw. Ausschaltgröße der Schaltereinheit verglichen wird, nicht jedoch ein Strom des Lastnetzwerks oder einer davon proportional abgeleiteten Größe nach Phase und/oder Amplitude mit einer am Ausgang des Lastnetzwerks anstehenden Spannungs- oder Stromgröße verglichen wird, welche ihrerseits entweder nur den kapazitiven Blindstrom über eine Kapazität parallel zu einer Last und den ohmschen Wirkstrom der Last selbst, oder den Strom einer dynamischen Nachladung einer Gleichstrompufferkapazität, parallel zur Last, dient.
In anderen Worten, gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Strom oder eine Spannung des Lastnetzwerks bzw. eine proportional davon abgeleitete Größe nach Phase und/oder Amplitude mit einer an der Schaltereinheit beobachtbaren Spannungsgröße oder Einschalt- bzw. Ausschaltgröße der Schaltereinheit oder mit einer am Ausgang des Lastnetzwerks entstehenden Spannungs- oder Stromgröße verglichen, nicht jedoch ein Strom des Lastnetzwerks, oder einer davon proportional abgeleiteten Größe nach Phase und/oder Amplitude, mit einer am Ausgang des Lastnetzwerkes entstehenden Spannungs- oder Stromgröße wird, welche ihrerseits entweder nur den kapazitiven Blindstrom über eine Kapazität parallel zu einer Last, und den ohmschen Wirkstrom der Last selbst, oder den Strom einer dynamischen Nachladung einer Gleichstrom-Pufferkapazität, parallel zur Last, dient.
Durch bisherige Lösungen wurde zwar eine Phasenverschiebung zwischen einer Größe der Schaltereinheit und einer Größe des Laststroms in dem Lastnetzwerk als Basis einer Regelung der Last verwendet, jedoch wurde nicht eine Größe des Laststroms, welcher beispielsweise als Schalterstrom bei geschlossenem Schalter ermittelt werden kann, mit einer Größe des kapazitiven oder ohmschen Anteils des sich aufteilenden Laststroms auf ohmsche und kapazitive Last verwendet. Mit anderen Worten, es ist gemäß dem Stand der Technik nicht bekannt, einen gesamten Lastwechselstrom I_L beispielsweise mit einem Stromfluss lediglich durch eine ohmsche Last oder lediglich durch eine Ausgangskapazität am Ausgang der resonanten Transformatoranordnung zu verknüpfen, um auf eine unbekannte Last an dem Ausgang der resonanten Transformatoranordnung zu schließen und die Regelung in Abhängigkeit von der Bestimmung der unbekannten Last durchzuführen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Ausgangsspannung dynamisch besonders gut regelbar, wenn man sowohl eine Information über die Größe der Ausgangsspannung als auch eine Information über den Wirk-Ausgangsstrom bezüglich seiner Phasenlage zu einem gesamten im Lastkreis fließenden Strom, welcher sich in Wirkstrom und Blindstrom am Ausgang des Übertragungsnetzwerkes aufteilt, besitzt. Durch eine solche Unterscheidung zwischen Wirkstrom und Blindstrom am Ausgang des übertragenden Lastnetzwerkes kann das dynamische und statische Verhalten der Schaltung insgesamt besser erfasst werden, sobald z. B. ein Speicherelement am Ausgang zur Pufferung der Energie verwendet wird.
Ferner ist es entsprechend einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung aus dem Stand der Technik nicht bekannt, ein Signal aus dem Lastnetzwerk, das einen nur kapazitiven oder alternativ nur ohmschen Anteil des Laststromes repräsentiert, galvanisch trennend so auszukoppeln, dass eine Beobachtung der Phasendifferenz zu einem dem gesamten Lastkreisstrom entsprechenden Strom oder einer daraus abgeleiteten Spannung in der Schaltereinheit ausgewertet werden kann.
Bei herkömmlichen Lösungen ist es ferner nachteilig, dass man den Laststrom aus einem zusätzlich transformatorisch wirkenden Bauelement, das nicht im Lastkreis bereits erhalten ist, erzeugen muss. Deshalb ist es wünschenswert, den Laststrom aus der Schaltereinheit, ähnlich wie beispielsweise in der US 6,002,214 beschrieben, zu ermitteln, um zusätzliche Übertrager im Lastkreis einzusparen, und um nicht, beispielsweise im Falle einer galvanisch getrennten Last, den Strom bezüglich seiner Phasenlage direkt an der Last erfassen und zur primären Ansteuerschaltung zurückkoppeln zu müssen. Gleichzeitig, und im Gegensatz zur US 6,002,214 , ist eine direkte Erfassung der Ausgangsspannung beispielsweise bei geregelten Gleichstromlasten sinnvoll, welche sich aus dem Lastkreis auf einer galvanisch zum Ausgang getrennten Seite des Lastkreises ableiten lässt. Die erfasste Spannung sollte aber im Gegensatz zur US 5,872,419 galvanisch nicht mit dem Ausgang, auch nicht mit nur einer Ausgangselektrode, verbunden sein, wobei aber dennoch ein der Ausgangsspannung zeitproportionales Signal oder ein dem Ausgangsstrom zeitproportionales Signal galvanisch getrennt an die eingangsseitige Steuerschaltung zurückgeführt wird. Im Gegensatz zur US 5,866,968 ist es ferner wünschenswert, eine galvanisch vom Ausgang getrennte Elektrode zur Erfassung eines Phasensignals und gleichzeitig zur Erfassung des Ausgangsspannungssignals selbst zu verwenden.
Ferner wurde gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung erkannt, dass die relative Einschaltzeit nicht mehr konstant gehalten werden kann und nachgeführt werden muss, wenn die Eingangsspannung in weiten Grenzen geändert wird. Dies wird beispielsweise durch die erfindungsgemäße Einstellung des Einschaltzeitpunktes über die Generierung eines Einschaltsignals für den Treiber der Schaltereinheit erreicht.
Ferner ermöglicht es die vorliegende Erfindung, verschiedene Topologien eines Lastresonanzkonverters mit ein und demselben Steuerprinzip zu betreiben, indem eine Phasendifferenz zwischen dem gesamten Laststrom und einer an dem reaktiven (kapazitiven) Teil der Last anliegenden Spannung oder einem durch die Last fließenden Strom erfasst wird. Basierend auf der genannten Erfassung kann der Lastresonanzkonverter gesteuert werden, wobei gleichzeitig eine Erfassung der Lastspannung selbst möglich ist.
Die vorliegende Erfindung überwindet somit die nachfolgend genannten Nachteile bekannter Schaltungsanordnungen gemäß dem Stand der Technik:

– Hilfsanzapfungen zur galvanisch getrennten Auswertung eines resonanten Lastkreises in einem Lastresonanzkonverter, beispielsweise gebildet durch einen Piezotransformator, sind bisher nicht zugleich ausgangsspannungsproportional und ausgangsphasenproportional, so dass bisher eine getrennte Rückkopplung der Ausgangsspannung und/oder der Ausgangsphase erforderlich ist, um einen Resonanzkonverter auf eine konstante Ausgangsspannung oder Ausgangsleistung in allen erforderlichen Betriebsfällen (Kurzschluss, Leerlauf, veränderliche Last, veränderliche Eingangsspannung) zu regeln.
– Hilfsanzapfungen sind bisher nicht vollständig galvanisch getrennt von den Eingangs- und Ausgangselektroden eines Piezotransformators ausgeführt, so dass eine vollständige galvanische Trennung zur Vereinfachung der Ansteuerung ohne aufwendige Rückkopplungselemente wie Optokoppler bisher nicht möglich ist. Ferner ist bisher eine Potentialverschiebung solcher Hilfsanzapfungen gegenüber den Eingangselektroden durch eingangsseitige Stromversorgungsschaltungen wie Pumpschaltungen nicht möglich, wenn beispielsweise ein gemeinsames Massepotential zwischen mindestens einer Eingangselektrode und/oder einer Ausgangselektrode sowie einer Hilfselektrode bzw. Hilfsanzapfung erforderlich ist.
– Eine von der Eingangsspannung unabhängige Lasterfassung aufgrund eines Phasenwinkels zwischen einem Schalterstrom der Schaltereinheit eines Resonanzkonverters und einer Ausgangsspannung und/oder einem Ausgangsstrom des Resonanzkonverters ist technisch bisher nicht zugleich mit einer Auswertung der Größe der Ausgangsspannung selbst aus einem dieser beiden Phasensignale gelöst.
– Eine Korrektur des aus der Phasenlage eines Schalterstroms eines Resonanzkonverters und eines der Ausgangsspannung und/oder dem Ausgangsstrom proportionalen Signals einer galvanisch getrennten Hilfsanzapfung ist bisher nicht generell für verschiedene in Frage kommende Topologien eines Lastresonanzkonverters bestimmt worden.
– Eine Erfassung der Größe der Eingangsspannung, nicht aus einem ohmschen oder anderen Eingangsteiler, sondern aus Phasensignalen einer zugleich der Stromversorgung der zur Ansteuerung dienenden Schaltung im Rahmen einer Steuerung eines Lastkonverters ist bisher nicht realisierbar gewesen.
– Eine Regelung und/oder Steuerung eines Lastresonanzkonverters nur aus einem einzigen aus einer Hilfsanzapfung galvanisch zum Ausgang isoliert zurückgekoppelten Signal, welches sowohl einerseits die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom regelbar macht, als auch andererseits eine Phasenlage auswertet, die es zulässt, die Schaltereinheit unter optimalen Bedingungen zu betreiben, ist bisher nicht bekannt.
– Eine Erkennung der Resonanzfrequenz aus dem System eines solchen Lastresonanzkonverters bzw. aus Phasensignalen oder Amplitudensignalen einer galvanisch isoliert vom Ausgang zurückgekoppelten Hilfsanzapfung ist bisher nicht bekannt.

Im Folgenden wird ferner die vorliegende Erfindung noch einmal allgemein zusammengefasst. Die vorliegende Erfindung schafft einen geregelten Resonanzkonverter, bestehend aus einer Quelle QU, einem Eingangsnetzwerk EN mit Schaltereinheit SE, einem Lastnetzwerk hoher Güte LN, einem Ausgangsnetzwerk mit Last AN und einem Rückkopplungskreis RK mit Reglereinheit RE, wobei das Lastnetzwerk eine Lastwechselstromquelle LWQ, einen Lastwechselstrom IL führend, zur Last bildet, welche diesen Lastwechselstrom IL auf eine kapazitive Festlast C2, parallel zu einer variablen ohmschen Last RL einspeist, und gleichzeitig einen zur Spannung an der kapazitiven Festlast C2 proportionalen oder zum Lastwechselstrom IL proportionalen zweiten übertragenden Ausgang ZA einer weiteren kapazitiven Festlast C3 besitzt, der bezüglich der Phase des Erreichens seines Spannungs- oder Stromnulldurchgangs ND, und/oder eines definierten Referenzwertes RW, und/oder seines Maximalwertes MW zeitlich als Hilfssignal HSL erfasst wird, so dass entweder nur die Amplitude MW oder eines zeitlichen Referenzwertes RW, und/oder auch/nur die Phase des Hilfssignals ND, oder zusätzlich im Fall der Phasenerfassung auch eine Phasenverschiebung zum Nulldurchgang eines Schalters NDS der Schaltereinheit SE, oder zum Ausschaltmoment eines Schalters der Schaltereinheit NSA erfasst wird, und Phasensignal und/oder Amplitudensignal mit einem zugehörigen Referenzwert verglichen, und über einen Verstärker/Regler VR zu einem Fehlersignal SF geformt wird, welches einen gesteuerten Oszillator GO treibt, der eine Frequenz zur Steuerung der Schaltereinheit erzeugt, und/oder den Einschaltmoment EM des die Schaltereinheit SE treibenden gesteuerten Oszillators GO unabhängig oder abhängig von der Steuerfrequenz erzeugt, so dass entweder der Nulldurchgang des Schalters NDS zum Nulldurchgang des Hilfssignals HSL eines zweiten Übertragerausgangs ZA eine stets konstante Phasendifferenz PD < 30° bezüglich Strom-Strom oder bezüglich Spannung-Spannung durch Regelung von Ausgangs- Spannung, -Strom oder -Leistung aufweist, indem der Schalter ungefähr im Nulldurchgang des Schalterstromes oder der Schalterspannung NDS eingeschaltet wird, oder dass auf eine variable lastabhängige Phasendifferenz PDL zwischen Schalterstrom- oder Schalterspannungsnulldurchgang NDS und dem Nulldurchgang ND des Hilfssignal HSL geregelt wird, indem eine Phasendifferenz zwischen den Hilfssignal HSL und dem Ausgangssignal ASL linear oder nichtlinear auf die variable lastabhängige Phasendifferenz PDL abgebildet wird, und gleichzeitig die Frequenz des gesteuerten Oszillators GO aus dem Vergleich eines zeitlichen Referenzwertes RW oder des Maximalwertes MW mit einer variablen oder festen Frequenz RW über den Regler VR so eingestellt wird, dass sich stets eine variable relative Einschaltzeit der Schaltereinheit bezüglich des Einschaltmomentes EM aus einem Phasenvergleich, und stets eine Frequenz des die Schaltereinheit SE treibenden gesteuerten Oszillators GO aus einem Referenzwertvergleich ergibt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist bei dem beschriebenen Resonanzkonverter der zweite übertragende Ausgang ZA ein Spannungstransformator parallel zum Ausgang des ersten übertragenden Ausgangs AS.
Gemäß einem weitere Aspekt der vorliegenden Erfindung ist bei dem geregelten Resonanzkonverter der zweite übertragende Ausgang ZA ein Stromtransformator in Serie zum Ausgang des ersten übertragenden Ausgangs AS.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der zweite übertragende Ausgang ZA von einem im Lastnetzwerk LN befindlichen zweiten Transformator N3 versorgt wird, der zu einem ersten im Lastnetzwerk befindlichen, den Ausgang AS versorgenden Transformator N2 in Serie geschaltet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass parallel zum zweiten übertragenden Ausgang ZA und einem im Lastnetzwerk LN befindlichen zweiten Transformator N3, eine Kapazität C3 geschaltet ist, und dass gleichzeitig zu einem ersten im Lastnetzwerk befindlichen, den Ausgang AS versorgenden Transformator N2, eine Kapazität C2 parallel geschaltet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Lastnetzwerk LN ein Piezoelektrischer Transformator ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Schaltereinheit SE eine Halbbrückenschaltung mit zwei seriellen Leistungsschaltern ist, welche an die Leistungsquelle QU durch die Knoten A und B angeschlossen sind, und an deren Mittelknoten C und einen der Anschlüsse A oder B der Leistungsquelle QU das Lastnetzwerk LN mit den Knoten B und C/D angeschlossen ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Schaltereinheit SE eine Halbbrückenschaltung mit zwei seriellen Leistungsschaltern ist, welche an die Leistungsquelle QU angeschlossen sind, und an deren Mittelknoten C und einen der Anschlüsse A oder B der Leistungsquelle QU das Lastnetzwerk LN zusätzlich seriell über eine Induktivität oder/und eine Kapazität mit den jeweiligen Anschlüssen C und D angeschlossen ist, indem die Kapazität oder Induktivität entweder zwischen den Knoten C der Halbbrückenschaltung und dem Knoten C/D des Lastnetzwerkes oder/und einem der Knoten A oder B der Leistungsquelle QU und dem Knoten B des Lastnetzwerkes LN angeordnet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Schaltereinheit SE eine Halbbrückenschaltung mit zwei seriellen Leistungsschaltern ist, welche an die Leistungsquelle QU angeschlossen sind, und an deren Mittelknoten und einen der Anschlüsse der Leistungsquelle QU das Lastnetzwerk LN angeschlossen ist, parallel zu einer Induktivität oder/und einer weiteren parallelen Kapazität, welche mit ihrem jeweiligen Knoten C und D zwischen die Knoten B und C/D des Lastnetzwerkes LN geschaltet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Schaltereinheit SE eine Serienschaltung aus einer Induktivität und einem seriellen Leistungsschalter S ist, welche an die Leistungsquelle QU durch die Knoten A und B so angeschlossen sind, dass sich die Serienschaltung der Induktivität und des Leistungsschalters S zwischen den Knoten A und B der Leistungsquelle QU befindet, und dass deren Mittelknoten C mit einem der Anschlüsse C/D oder B des Lastnetzwerk LN verbunden ist, und dass der andere Knoten B des Lastnetzwerks LN mit dem Knoten der Leistungsquelle QU verbunden ist, an welchem der Leistungsschalter S direkt angeschlossen ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Eingangsquelle QU, die Schaltereinheit SE des Eingangsnetzwerks EN, das Lastnetzwerk LN, und die Last AN eine Schaltung der Klasse E nach N.O. Sokal (1975) bildet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Leistungsquelle QU eine Spannungsquelle mit vorwiegend kleinem Innenwiderstand ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Ausgangsnetzwerk AN aus einem ohmschen Widerstand besteht, welcher direkt mit den Knoten E und F das Ausgangs AS des Lastnetzwerkes LN verbunden ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Ausgangsnetzwerk AN aus einer Gleichrichterbrücke BR und einem am Ausgang der Gleichrichterbrücke BR geschalteten ohmschen Widerstand RL besteht, wobei die Gleichrichterbrücke BR mit ihren Eingangsknoten E und F direkt mit den Knoten E und F des Lastnetzwerkes LN verbunden ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass parallel zum ohmschen Widerstand RL eine Glättungskapazität CO geschaltet ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass am Ausgang ZA des Lastnetzwerkes LN eine Rückerkennungsschaltung RKN geschaltet ist, welche eine hochohmige, konstante Impedanz für das Lastnetzwerk LN darstellt, so dass nur eine geringe Leistung, vergleichsweise zum Ausgang AS entnommen wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Hilfssignal HSL des Hilfsausgangs ZA bezüglich seines Nulldurchganges abgetastet wird, und dass der gesteuerte Oszillator GO mit dem Oszillatorteil VCO mit einer konstanten Phasenverzögerung PS eingeschaltet wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung PS zwischen 50° und 80° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung PS zwischen 60° und 70° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung des Treibers TR einschließlich der Schalterverzögerung der Schaltereinheit des Schalters S oder der Schalter S1 und S2 zusammen zwischen 10° und 40° betragen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung des Treibers TR einschließlich der Schalterverzögerung der Schaltereinheit des Schalters S oder der Schalter S1 und S2 zusammen zwischen 20° und 30° betragen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung PS und die Phasenverzögerung des Treibers TR einschließlich der Schalterverzögerung der Schaltereinheit des Schalters S oder der Schalter S1 und S2 zusammen zwischen 80° und 100° betragen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung PS und die Phasenverzögerung des Treibers TR einschließlich der Schalterverzögerung der Schaltereinheit des Schalters S oder der Schalter S1 und S2 zusammen zwischen 85° und 95° betragen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Phasenverzögerung PS und die Phasenverzögerung des Treibers TR einschließlich der Schalterverzögerung der Schaltereinheit des Schalters S oder der Schalter S1 und S2 zusammen kleiner oder gleich einem Winkel von 90° beträgt, zuzüglich der Phasenverzögerung, welche durch die Verschiebung des Nulldurchgangs des Schalterstromes IS gegenüber dem Laststrom IL zustande kommt, so dass der Einschaltmoment etwa zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs des Schalterstromes IS, oder maximal mit einer Phasenverzögerung von 30° zuvor, entsprechend Anspruch 1, zustande kommt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Hilfssignal HSL bezüglich seines Maximalwertes durch einen Peak-Detektor PED abgetastet wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass das Hilfssignal HSL eine Spannung ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Abtastwert des Hilfssignals HSL mit einem konstanten Referenzwert RW verglichen wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Referenzwert RW eine Spannung UREF ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Abtastwert des Hilfssignals HSL mit einem variablen Referenzwert RW verglichen wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW größer wird, wenn ein großer ohmscher Lastwiderstand RL des Ausgangsnetzwerks AN anliegt, und dass RW kleiner wird, wenn ein kleiner ohmscher Lastwiderstand RL des Ausgangsnetzwerks AN anliegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW etwa mit dem Kehrwert des Logarithmus des fallenden ohmschen Lastwiderstands RL des Ausgangsnetzwerks AN ansteigt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW ansteigt, wenn die Zeitdauer TREV des in negative Richtung fließenden Stromes IS des Schalters S, oder einer der Schalter S1 oder S2 der Schaltereinheit SE kleiner als die Zeitdauer TONF des in positive Richtung fließenden Stromes IS des Schalters S, oder einer der Schalter S1 oder S2 der Schaltereinheit SE während der Einschaltzeit wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW auf einen konstanten Endwert EW absinkt, wenn die Zeitdauer TREV des in negative Richtung fließenden Stromes IS des Schalters S, oder einer der Schalter S1 oder S2 der Schaltereinheit SE, gleich oder nur geringfügig kleiner als die Zeitdauer TONF des in positive Richtung fließenden Stromes IS des Schalters S, oder einer der Schalter S1 oder S2 der Schaltereinheit SE, während der Einschaltzeit wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW aus einer linearen fallenden oder ansteigenden Funktion FKT gebildet wird, bei welcher als Eingangswert das Verhältnis VRE der Zeitdauern TREV und TONF durch eine Zeitvergleichseinheit RTM gebildet wurde, indem der Nulldurchgang des Schalterstromes IS durch einen Reversstromkomparator KR zweifach erfasst wird, und das Zeitintervall TREV die Zeitdauer zwischen den beiden Nulldurchgängen des Schalterstromes IS darstellt, sowie das Zeitintervall TONF die Zeitdauer zwischen dem zweiten Nulldurchgang des Schalterstromes IS, durch Schalten des Reversstromkomparators KR, und dem Ausschaltimpuls des Signals PWM des VCO darstellt (siehe 16A).
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW als Funktion UREF derartig gebildet wird, dass bei maximalem Ausgangslastwiderstand RL ein minimaler Wert UREFMIN durch die Funktion FKT entsteht, welcher linear mit dem Logarithmus des Ausgangslastwiderstands RL ansteigt, und unabhängig von der Eingangsspannungsquelle QUSP sich etwa gleiche Ausgangsspannung UO ergibt, wobei die Spannung UREF gebildet wird, indem bei maximalem Lastwiderstand RLMAX ein eingangsspannungskorrigierter Wert UREF entsteht, und indem bei minimalem Lastwiderstand RLMIN und minimaler Eingangsspannung UMIN der Eingangsquelle QUSP ein Verhältnis VRE von ungefähr null zum maximalen Wert UREFMAX des Referenzwertes UREF führt, und indem bei minimalem Lastwiderstand RLMIN und maximaler Eingangsspannung UMAX der Eingangsquelle QUSP ein Verhältnis VRE von ungefähr gleich ½ zum gleichen maximalen Wert UREFMAX des Referenzwertes UREF führt (siehe 16B und 16C).
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW als Funktion UREF ein Verhältnis VRE des maximalen Wertes UREFMAX zum minimalen Wert UREFMIN zwischen 2,0 und 2,3 aufweist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW als Funktion UREF ein Verhältnis VRE des maximalen Wertes UREFMAX zum minimalen Wert UREFMIN zwischen 2,1 und 2,2 aufweist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW als Funktion UREF ein Verhältnis VRE des maximalen Wertes UREFMAX zum minimalen Wert UREFMIN zwischen 2,13 und 2,15 aufweist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der variable Referenzwert RW als Funktion UREF ein Verhältnis VRE des maximalen Wertes UREFMAX zum minimalen Wert UREFMIN von etwa 2,14 aufweist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Peak-Detektors PED und dem Referenzsignal UREF des Referenzwertes RW auf den Eingang eines Reglers VR geschaltet ist, welcher an seinem Ausgang das Steuersignal f zum Treiben des Oszillatorteils VCO des gesteuerten Oszillators GO erzeugt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Regler VR ein PI-Regler ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass bei einer Phasendifferenz PD von mehr als einem Maximalwert PDMAX zwischen dem Ausschaltsignal PWM des gesteuerten Oszillators GO und dem Nulldurchgang des Hilfssignals HSL ein Burst-Mode des Oszillators eingeschaltet wird, und dass bei einem wiederum während des Burst-Mode erreichten kleineren Wert PDRET der Phasendifferenz PD der Burst-Mode ausgeschaltet wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Maximalwert PDMAX der Phasendifferenz PD zwischen 80° und 50° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Maximalwert PDMAX der Phasendifferenz PD zwischen 70° und 60° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der kleinere Wert PDMAX der Phasendifferenz PD zwischen 75° und 45° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der kleinere Wert PDMAX der Phasendifferenz PD zwischen 65° und 55° beträgt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Induktivität LSE der Schaltereinheit mit der Eingangskapazität C1 des Lastnetzwerks LN eine Resonanzfrequenz bildet, welche nahe an der Resonanzfrequenz der Wechselstromquelle LWQ liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Induktivität LSE der Schaltereinheit mit der Eingangskapazität C1 des Lastnetzwerks LN eine Resonanzfrequenz bildet, welche in einem Verhältnis zwischen 0,9 und 1,1 zur Resonanzfrequenz der Wechselstromquelle LWQ liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Induktivität LSE der Schaltereinheit mit der Eingangskapazität C1 des Lastnetzwerks LN eine Resonanzfrequenz bildet, welche in einem Verhältnis zwischen 0,75 und 1,25 zur Resonanzfrequenz der Wechselstromquelle LWQ liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Induktivität LSE der Schaltereinheit mit der Eingangskapazität C1 des Lastnetzwerks LN eine Resonanzfrequenz bildet, welche in einem Verhältnis zwischen 0,1 und 0,9 zur Resonanzfrequenz der Wechselstromquelle LWQ liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass die Induktivität LSE der Schaltereinheit mit der Eingangskapazität C1 des Lastnetzwerks LN eine Resonanzfrequenz bildet, welche in einem Verhältnis zwischen 0,1 und 1,0 zur Resonanzfrequenz der Wechselstromquelle LWQ liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Schalter S oder die Schalter S1 und S2 der Schaltereinheit SE ein IGBT ist/sind.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass der Schalter S oder die Schalter S1 und S2 der Schaltereinheit SE ein Fieldstop-IGBT mit niedrigem Tailstrom und kurzer Tailzeit ist/sind.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass ein Phasenvergleich zwischen transformatorisch an den Eingang zurück gekoppelter Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom mit dem Schalterstrom zu einer Phasendifferenz PD erfolgt, und dass aus einer der Größen Ausgangsspannung oder Ausgangsstrom die Amplitude erfasst wird, welche mit einem Referenzwert zur Erzeugung eines Fehlersignals FS verglichen wird, und ein gesteuerter Oszillator GO derartig getrieben wird, welcher die Schaltereinheit SE ansteuert, dass der Duty-Cycle in einer gesteuerten linearen oder nichtlinearen Funktion mit der Frequenz mitgeführt wird, und dass aus dem Vergleich des Fehlersignals FS mit der Phasendifferenz PD ein Eingangsignal zur Steuerung des gesteuerten Oszillators GO erzeugt wird (vgl. 5 und 7). Die genannte Ausführung wird teilweise auch als „Ausführung A" bezeichnet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der geregelte Resonanzkonverter derart ausgelegt, dass ein Phasenvergleich zwischen transformatorisch an den Eingang zurück gekoppelter Hilfsanzapfung UE des Lastnetzwerks LRK mit dem Schalterstrom zu einer Phasendifferenz PD erfolgt, und dass aus einer der Größen der Hilfsanzapfung UE des Lastnetzwerkes LRK (Hilfsspannung UE) oder des transformatorisch an den Eingang zurückgekoppelten Ausgangstromes des Lastnetzwerkes LRK die Amplitude erfasst wird, welche mit einem Referenzwert zur Erzeugung eines Fehlersignals FS verglichen wird, und ein gesteuerter Oszillator GO derartig getrieben wird, welcher die Schaltereinheit SE ansteuert, dass der Duty-Cycle in einer gesteuerten linearen oder nichtlinearen Funktion mit der Frequenz mitgeführt wird, und dass aus dem Vergleich des Fehlersignals FS mit der Phasendifferenz PD ein Eingangsignal zur Steuerung des gesteuerten Oszillators GO erzeugt wird. (vgl. 9, 11 und 12). Die genannte Ausführung wird teilweise auch als „Ausführung B" bezeichnet.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wurde somit erkannt, dass ein resonanzdrosselfreier Halbbrückenkonverter oder ein Klasse-E-Konverter, unter Verwendung eines PT als Lastnetzwerk, so dimensioniert werden können, dass allein die Phasendifferenz zwischen einem Schalterstrom einerseits und dem lastseitigen Wechselstrom des Lastnetzwerks oder der lastseitigen Wechselspannung des Lastnetzwerks andererseits die Größe des Lastwiderstands bestimmbar macht. Wenn weiterhin die Größe der Eingangsspannung bekannt ist, kann somit eine Regelung oder Steuerung der Ausgangsspannung einer nach einer Gleichrichterschaltung befindlichen ohmschen Last erreicht werden, welche diese Möglichkeiten nutzt und den Einsatz eines Optokopplers oder eines anderen galvanisch trennenden Bauelements vermeidet.
Gemäß einem weiteren Aspekt umfasst die vorliegende Erfindung einen Resonanzkonverter, bei dem eine an der Ausgangslast gleichgerichtete, der Ausgangsspannung proportionale (z.B. über einen Regler erzeugte) Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom proportionaler (z.B. über einen Regler erzeugter) Strom, über eine Gleichstromrückkopplung, wie beispielsweise einen galvanisch trennenden Optokoppler, verwendet wird, um zunächst mit einem Referenzwert U_R0 verglichen zu werden, und danach das Vergleichsergebnis der Gleichstromrückkopplung zugeführt wird, um aus dessen Rückkopplungsausgang ein Signal bereitzustellen, das einem Spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) direkt zugeführt wird, um die Ausgangsspannung auf einen konstanten Wert zu regeln, und dass zusätzlich entweder

a) ein aus der resonanten Transformatoranordnung gewonnenes Hilfssignal verwendet wird, um eine Synchronisationseinrichtung zu betreiben, die ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren, oder
b) dass kein Hilfssignal verwendet wird, sondern das Tastverhältnis (der Duty-Cycle) der Schaltereinheit in einer festen, vorzugsweise linearen Beziehung zur Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) steht.

Gemäß einem weiteren Aspekt umfasst die vorliegende Erfindung einen Resonanzkonverter, bei dem das Tastverhältnis (der Duty Cycle) bei minimaler Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) (und damit der treibenden Schaltereinheit) einen Wert zwischen 0,4 und 0,5 (oder, alternativ, zwischen 0,3 und 0,6) annimmt, und bei dem das Tastverhältnis (der Duty Cycle) bei maximaler Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) einen Wert zwischen 0,1 und 0,2 (oder, alternativ, zwischen 0,05 und 0,25) annimmt.
Gemäß einem weiteren Aspekt umfasst die vorliegende Erfindung einen Resonanzkonverter bei dem eine an der Ausgangslast gleichgerichtete, der Ausgangsspannung (über der Last) proportionale Spannung oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom (durch die Last) proportionaler Strom zunächst mit einem Referenzwert UR0 verglichen wird, das Ergebnis des Vergleichs einem Regler (z.B. einem Proportional-Regler, einem Integral-Regler oder einem Proportional-Integral-Regler) zugeführt wird, und bei dem das Ausgangssignal des Reglers über ein galvanisch trennendes Rückkopplungselement (z.B. einen Opto-Koppler) zurückgeführt wird, um einen VCO zu betreiben (bzw. die Frequenz des VCOs zu steuern). Beispielsweise ist der Resonanzkonverter ausgelegt, um bei größer werdender Ausgangsspannung (oder größer werdendem Ausgangsstrom) am Lastwiderstand eine größere Frequenz zu erzeugen, und umgekehrt.
Es sei darauf hingewiesen, dass die obigen Aspekte im Wesentlichen beliebig kombinierbar sind, wobei sich freilich aus manchen Kombinationen besondere Vorteile ergeben, wie dies im Rahmen der vorhergehenden Ausführungen ausführlich erläutert wurde.
Weiterhin sei darauf hingewiesen, dass 2.0 eine Stromphasenregelung in Anlehnung an WO 2004/055962 A2 zeigt. In 2.1 ist eine Erweiterung der Phasensteuerung und Phasenregelung durch eine Hilfselektrode des Piezotransformators (Wandlers) gezeigt, wobei eine galvanische Trennung zwischen Ausgang und Eingang erreicht wird, ohne dass die Lastseite über ein galvanisch trennendes Element zurückgekoppelt werden muss. Weiterhin ist eine Eingangsspannungserfassung gezeigt, welche zusammen mit einer Referenzquelle eine geeignete lineare Funktion erzeugt (φ_Z0min), die mit einer linearen Funktion der aus Schalterstrom und Laststrom erzeugten Phasendifferenz aufsubtrahiert wird, und eine relative oder absolute Einschaltzeit Don und somit eine zugeordnete Frequenz erzeugt.
10 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Klasse-E-Konverters mit einem Ansteuer-IC, einem IGBT mit Reversdiode, einem Piezotransformator PT mit Hilfselektrode zur Erzeugung einer Stromversorgung zum Treiben der integrierten Schaltung (IC) und zur Erkennung des Laststromnulldurchgangs, sowie einigen Eingangselementen.
15 zeigt eine Ausführung der Eingangsbeschaltung der Anschlüsse bzw. Pins VU oder V3 gemäß 7A. Durch eine solche Vereinfachung werden, als Stand der Technik bereits bekannt, je ein Spannungsteilerwiderstand eingespart. Ferner werden die in der vorgestellten Erfindung negativen Spannungswerte an dem Pin V3 vermieden, indem die Spannung auf Null geregelt wird und indem dafür ein kleiner Strom eingespeist wird. Zusätzlich ist diese Schaltung jedoch verlustarm, da der eingespeiste Strom nur einen Bruchteil des Laststromes I_L beträgt.
Zusammenfassend lässt sich ferner festhalten, dass die vorgestellte Erfindungsmeldung drei grundsätzlich neue Ausführungen und Verfahren zum geregelten oder gesteuerten Betreiben schmalbandiger Lastresonanzkonverter, vorzugsweise aber nicht notwendigerweise solcher mit hoher Lastkreisgüte, betrifft.
Eine erste Ausführung, auch als „Ausführung A" bezeichnet, ist in den 5 und 7 schaltungstechnisch veranschaulicht. Die erste Ausführung nutzt eine parallele, breitbandige Anzapfung oder Auskopplung der Wechselausgangsspannung des Wandlers bzw. Piezotransformators PT oder des Wechselausgangsstromes des Wandlers bzw. Piezotransformators PT, um ein Phasensignal zwischen dem Schalterstromnulldurchgang, und dem Laststromnulldurchgang oder der Lastspannung bezüglich des Erreichens einer Referenz bzw. eines Referenzwerts zu erzeugen, welches zusammen mit einem aus der Eingangsspannung des Konverters abgeleiteten Signal nach den Gleichungen (4) und (5) zu einer gesteuerten Einschaltzeit des Konverters führt, die eine konstante Ausgangsspannung, einen konstanten Ausgangsstrom oder eine konstante Ausgangsleistung erzeugt.
Hauptvorteile dieser Ausführung, vergleichsweise zum Stand der Technik, sind eine Einsparung einer galvanisch trennenden Rückkopplung von der Last zum Eingang, eine schnelle Reaktion auf Last- und Eingangsspannungssprünge durch die Beobachtung der Phasenlage und damit des Ausgangsstromes, sowie eine Anwendbarkeit in weiten Grenzen von Last und Eingangsspannung. Nachteilig ist hingegen, dass nur eine Steuerung angewendet wird, welche toleranzbedingt eine nur angenäherte Genauigkeit der zu erreichenden Ausgangscharakteristik erzeugt. Weiterhin nachteilig ist eine gegebenenfalls erforderliche Rauschunterdrückung des Schalterstromes, welcher parasitäre Oberwellen zusätzlich zu einer Grundwelle enthalten kann, wodurch eine Verlangsamung der Steuerung eintreten kann und ferner ein Mehraufwand bezüglich einer Filterung entstehen kann.
Eine zweite Ausführung, auch als „Ausführung B" bezeichnet, definiert sich ebenfalls nach den Schaltungen gemäß 5 und 7, wobei aber zusätzlich eine ausgekoppelte Hilfsspannung aus dem Wandler bzw. Piezotransformator PT bezüglich ihres Spannungsmaximalwertes ausgewertet wird, so dass dieser Wert konstant geregelt werden kann, um eine konstan te Ausgangsspannung zu erreichen. Das zugehörige Steuerkonzept ist in 9 und 11 sowie 12 erläutert, und bezüglich integrierter Schaltungsausführungen in den 7 und 10 dargestellt.
Zusätzlich zu den Vorteilen der „Ausführung A" gegenüber dem Stand der Technik besitzt die „Ausführung B" den Vorteil einer Regelung und somit einer erhöhten Genauigkeit der Ausgangsgrößen, beispielsweise also der Ausgangsspannung. Von Nachteil ist jedoch weiterhin eine gegebenenfalls erforderliche Rauchunterdrückung des bezüglich seiner Phase auszuwertenden Schalterstromes sowie die Tatsache, dass derartige Resonanzwandler mit hoher Lastkreisgüte eine breitbandige Auskopplung der Ausgangswechselspannung oder des Ausgangswechselstromes nicht immer auf einfache Weise ermöglichen, wenn nicht ein sinusförmiger Laststrom und eine sinusförmige Lastspannung gegeben sind. Im Falle einer ausgangsseitigen Gleichrichtung ist hingegen ein zusätzlicher Wandler erforderlich, falls der verwendete Wandler die breitbandige Charakteristik nicht zulässt. Hingegen ist die genannte Ausführung gut anwendbar, wenn eine genaue Ausgangsspannung erzielt werden soll und wenn ein breitbandiges Auskoppeln der Ausgangsspannung des Wandlers nicht einfach möglich ist, wie beispielsweise in konventionellen Resonanzübertragen. Für die „Ausführung B" gilt im Übrigen das Prinzipschaltbild gemäß der 2.0. Beide Ausführungen (Ausführung A und Ausführung B) sind ferner bezüglich der in den 1A, 1B, 1C sowie 2A, 2B, 2C und 2D gezeigten Schaltungen bzw. Eingangsschaltungen topologieunabhängig.
Eine dritte Ausführung, auch als „Ausführung C" bezeichnet, ist in dem Prinzipschaltbild gemäß 2.1 sowie ferner in 16 veranschaulicht. Die dritte Ausführung verwendet eine serielle, schmalbandige Auskopplung des Laststromes eines Resonanzwandlers, üblicherweise in Form einer separaten Anzapfung eines Piezotransformators. Die dritte Ausführung weist gegenüber dem Stand der Technik die anhand der Ausführungen A und B beschriebenen Vorteile auf und löst ferner eine Reihe weiterer Aufgaben bzw. bringt eine Reihe weiterer Vorteile mit sich. Es wird über den Laststromnulldurchgang oder einen anderen aus der Anzapfung gewonnenen Phasenwinkel bezüglich einer Referenz bzw. bezüglich eines Referenzwerts ein topologieunabhängiges Einschalten in einem optimalen Punkt durch eine Phasenankopplung (PLL) der Schaltfrequenz an die Lastresonanzfrequenz erreicht. Da die ausgekoppelte Hilfsspannung bei hoher Lastkreisgüte stets sinusförmig ist, kann ein Rauschen durch den Lastkreis selbst (Piezotransformator PT) herausgefiltert werden, und die Regelung wird nur noch bezüglich ihrer Geschwindigkeit von der Periodendauer des Konverters bestimmt, in welcher die Schalter reagieren können.
Weiterhin werden die Phase und Amplitude des ausgekoppelten Hilfssignals verwendet, um eine Regelung auf einen konstanten Strom, eine konstante Spannung oder eine konstante Leistung dadurch zu bewerkstelligen, dass entweder auf eine konstante Amplitude des Hilfssignals geregelt wird (etwa konstanter Ausgangsstrom bei hoher Last oder konstante Ausgangsspannung bei kleiner Last), oder es wird ein Phasenversatz zwischen dem Hilfssignal und dem Ausschaltzeitpunkt des Schalters verwendet, um zusammen mit der Auswertung der Eingangsspannung des Konverters eine Nachführung (Steuerung) des Referenzsignals zur Auswertung der Amplitude des Hilfssignals zu erzeugen, welche wiederum im Bereich zwischen kleiner und großer Last eine gewünschte Regelcharakteristik (konstante Ausgangsspannung, konstanter Ausgangsstrom oder konstante Ausgangsleistung) erzeugt.
Eine schaltungstechnische Realisierung ist in der 7A bezüglich eines integrierten Konzepts, in den 13A–13F bezüglich der Signalverläufe und elektrischer Funktionsschaltbilder sowie in den 14 und 15 bezüglich der Blockschaltbilder und einer schaltungstechnischen Umsetzung der Steuerung und Regelung einer erfindungsgemäßen Anordnung gezeigt.
Gemäß der vereinfachten Ausführung gemäß den 16, 16A, 16B, 16C und 16D erfolgt eine Referenzabtastung nur auf einem Maximalwert (Peak), und es wird keine Phasenabtastung aus einem konstanten Referenzwert zur Regelung der Frequenz vorgenommen. Eine Phasensynchronisation wird durch eine geeignete Phasenverschiebungen PS erreicht. Der Burst-Mode-Regler bzw. die Burst-Mode-Steuerung ist gemäß 16 auf die Phasenverschiebung PD bezogen, welche gemäß 14 über den Winkel φ_Z0min als Burst-Mode-Steuerung erkannt wird. Optional kann gemäß 16 der Wert der Referenzspannung U_REF der variablen Referenz RW über eine Korrekturfunktion eingestellt werden. Bei der Bestimmung der Korrekturfunktion wird der Wert U_REF der variablen Referenz RW beispielsweise über einen Vergleich der Reverszeit t_rev des Schalterstromes I_S und der positiven Einschaltzeit t_onf des Schalterstromes I_S erreicht. Die Reverszeit T_rev bzw. ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis v_RE ist eingangsspannungsabhängig, wie anhand der 16B und 16C erläutert wurde.
Die vorliegende Erfindung befasst sich somit mit der Ansteuerung von elektrischen Lasten durch einen geregelten Resonanzkonverter. Ein solcher Resonanzkonverter überträgt eine Leistung von der Quelle zur Last lediglich durch Wechselgrößen (Wechselstrom bzw. Wechselspannung) und besitzt in der erfindungsgemäßen Ausführung bevorzugt eine kapazitive und eine ohmsche Last in Parallelschaltung. Die ohmsche Last kann durch eine Gleichrichterschaltung ausgebildet sein, mit welcher eine durch den Konverter übertragene sinusähnliche Wechselgröße gleichgerichtet und auf eine Gleichspannungs-Ladekapazität weitergeleitet wird, wobei eine wechselnde bzw. variable ohmsche Last parallel zu der Gleichspannungs-Ladekapazität angekoppelt ist. Dabei wird eine Rückkopplung der Ausgangsgrößen an der ohmschen Last selbst (Strom oder Spannung) über galvanisch trennende (oder galvanisch nicht trennende) Elemente (wie z. B. Optokoppler oder elektromagnetische Übertrager) vermeidbar, indem entweder nur über eine Erfassung der Eingangsspannung und/oder eines Stroms in der Schaltereinheit des Konverters, oder zusätzlich zu Letzterem, über eine Erfassung eines dem Ausgangsstrom phasengleichen Stromes des Lastnetzwerks, oder eine der Wechselausgangsspannung des Lastnetzwerks proportionale Größe eine komplette Regelung der Ausgangsspannung (oder des Ausgangsstroms, oder einer Ausgangsleistung) erreicht wird. Dabei werden alle benötigten Signale aus dem Lastnetzwerk, galvanisch getrennt von der Last, erfasst, und auf die Ansteuerschaltung der primärseitig angeordneten Schaltereinheit zurückgekoppelt. Somit löst die Erfindung unter anderem das technische Problem, ein durch Einsatz eines Resonanzkonverters gebildetes galvanisch trennendes Netzteil aufzubauen, welches ähnlich der bei Einsatz eines Sperrwandlers möglichen Primärstromregelung keine galvanisch trennende Rückkopplung der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstromes benötigt.

Claims

Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) für eine Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung (2100; 1310; 1400; 1600), wobei die Schaltereinheit ausgelegt ist, um eine eingangsseitige Anregung einer resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) zu bewirken, mit folgenden Merkmalen: einem Eingang zum Empfangen eines Hilfssignals (U₃) von der resonanten Transformatoranordnung, wobei das Hilfssignal eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu einem Lastwechselstrom (I_L) durch einen Resonanzkreis der Transformatoranordnung aufweist; einem Phasendetektor (1270; 1320a), der ausgelegt ist, um Referenzkreuzungszeitpunkte zu erkennen, an denen das Hilfssignal einen vorgegebenen Referenzwert kreuzt; einen Treiber (2160, 1318), der steuerbar ist, um die Schaltereinheit zu schalten; einer Synchronisationseinrichtung (1272; 1322), die ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren, um ein Einschalten der Schaltereinheit innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls um einen Nulldurchgang einer Spannung (U_S) über die Schaltereinheit oder eines Stromes (I_S) durch die Schaltereinheit herum zu erreichen, wobei die Synchronisationseinrichtung ausgelegt ist, um von dem Phasendetektor eine Information über die Referenzkreuzungszeitpunkte zu empfangen, und um mit einer festen Phasenverzögerung zu den Referenzkreuzungszeitpunkten ein Einschaltsignal (2164; 1319b) an den Treiber zu liefern, um Einschaltzeitpunkte zu definieren, zu denen der Treiber die Schaltereinheit einschalten soll; einem Detektor (2170, 2180, 2184, 2190; 1321a; 1323; 1325; 1630), der ausgelegt ist, um eine Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632), die von einer Amplitude oder einem Mittelwert des Hilfssignals abhängt, zu bestimmen; und einem Regler (2199; 1330; 1430; 1638), der ausgelegt ist, um eine Arbeitsfrequenz (f) abhängig von der von dem Detektor gelieferten Amplitudeninformation zu verändern, und eine Periodendauer (T) zwischen Ausschaltzeitpunkten, an denen der Treiber die Schaltereinheit ausschalten soll, als Kehrwert der Arbeitsfrequenz zu bestimmen.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 1, bei der Synchronisationseinrichtung (1272; 1322) ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (2164; 1319b) so bereitzustellen, dass der Treiber (2160, 1318) die Schaltereinheit mit einer Phasenverzögerung zwischen 60° und 90° zu den Referenzkreuzungszeitpunkten einschaltet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der das vorbestimmte Zeitintervall ein Zwölftel einer Periodendauer (T) der Arbeitsfrequenz (f) vor dem Nulldurchgang der Spannung (U_S) über der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) oder des Stroms (I_S) durch die Schaltereinheit beginnt, mit dem Nulldurchgang der Spannung über die Schaltereinheit oder des Stroms durch die Schaltereinheit endet und zugehörige Intervallgrenzen mit umfasst.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Synchronisationsein richtung (1272; 1322) eine Verzögerungseinrichtung umfasst, die ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (2164; 1319b) um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 50° und 80°, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), gegenüber den Referenzkreuzungszeitpunkten zu verzögern.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Synchronisationseinrichtung (1272; 1322) eine Verzögerungseinrichtung umfasst, die ausgelegt ist, um das Einschaltsignal (2164; 1319b) um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 60° und 70°, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), gegenüber den Referenzkreuzungszeitpunkten zu verzögern.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der Treiber (2160, 1318) so ausgelegt ist, dass eine Summe von Phasenverzögerungen der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) und des Treibers, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), zwischen 10° und 40° beträgt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der der Treiber (2160, 1318) so ausgelegt ist, dass eine Summe von Phasenverzögerungen der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) und des Treibers, bezogen auf eine Periode der Arbeitsfrequenz (f), zwischen 20° und 30° beträgt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der Detektor (2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um einen ersten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal einen vorgegebenen ersten Detektor-Referenzwert kreuzt, und um einen zweiten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal einen vorgegebenen zweiten Detektor-Referenzwert kreuzt, um eine Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) zwischen dem ersten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt und dem zweiten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt zu bestimmen, und um aus der Detektor-Phasenverschiebung einen Näherungswert für eine Amplitude des Hilfssignals zu ermitteln, der die Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) bildet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 8, bei der der Detektor (2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um den ersten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt von dem Phasendetektor (1270; 1320a) zu empfangen, und um den zweiten Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkt von einem Detektor-Referenzwertvergleicher (2180; 1321a) zu empfangen, der ausgelegt ist, um das Hilfssignal (U₃) mit einem Detektor-Referenzspannungswert (U_R0; 2192) oder einem Detektor-Referenzstromwert zu vergleichen, wobei die Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkte als Zeitpunkte definiert sind, zu denen sich das Vergleichsergebnis des Phasendetektors oder des Detektor-Referenzwertvergleichers ändert.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 9, bei der der Detektor ausgelegt ist, um erste Detektor-Referenzwertkreuzungszeitpunkte zu erkennen, wenn das Hilfssignal einen Nulldurchgang aufweist, und um den Näherungswert (U_RR) für die Amplitude des Hilfssignals (U₃) durch Auswertung des Zusammenhangs
zu bestimmen, wobei UI_R0 den Detektor-Referenzspannungswert (U_R0) oder den Detektor- Referenzstromwert bezeichnet, wobei sin eine Sinus-Funktion bezeichnet, und wobei Δφ die Detektor-Phasenverschiebung bezeichnet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um die Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) mit einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) zu vergleichen, um ein Amplitudenvergleichsergebnis (1328; 1637) zu erhalten, und um die Arbeitsfrequenz (f) um einen Veränderungsschritt zu einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) hin zu verändern, wenn die Amplitudeninformation kleiner als der Amplitudenreferenzwert ist, und um die Arbeitsfrequenz um einen Veränderungsschritt von der Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung weg zu verändern, wenn die Amplitudeninformation größer als der Amplitudenreferenzwert ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 11 oder 12, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um den Veränderungsschritt abhängig von der Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) derart festzulegen, dass der Veränderungsschritt um so kleiner ist, je größer die Detektor-Phasenverschiebung ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 11 oder 12, bei der Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) ein fester vorgegebener Wert ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 12, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um einen variablen Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) basierend auf einer lastabhängigen Korrektur eines festen Amplitudenreferenzwerts (2192; U₀) unter Verwendung der Detektor- Phasenverschiebung (Δφ) zu ermitteln, und um die Arbeitsfrequenz (f) zu regeln, um eine Abweichung der Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) von dem variablen Amplitudenreferenzwert zu minimieren.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) abhängig von einer Relation zwischen der Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) und einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) oder einer Differenz zwischen der Amplitudeninformation und dem Amplitudenreferenzwert zu regeln, und um den Amplitudenreferenzwert derart einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert mit steigendem Lastwiderstand (R) an einem Ausgang (2134) der Transformatoranordnung (2130; 1513) abnimmt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 15, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) in Abhängigkeit von einem Ausschaltwinkel zwischen einem Nulldurchgang des Hilfssignals (U₃) und einem Zeitpunkt, an dem die Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) ausgeschaltet wird, einzustellen.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16, bei der der Detektor (2170, 2180, 2184, 2190; 1320a, 1321a, 1323, 1325) ausgelegt ist, um einen ersten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal (U₃) einen vorgegebenen ersten Detektor-Referenzwert kreuzt, um einen zweiten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt zu erhalten, an dem das Hilfssignal einen vorgegebenen zweiten Detektor-Referenzwert (U_R0) kreuzt, um eine Detektor-Phasenverschiebung (Δφ) zwischen dem ersten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkt und dem zweiten Detektor-Referenzkreuzungszeitpunkten zu bestimmen, und um die Detektor-Phasenverschiebung mit einem minimal zulässi gen Detektor-Phasenverschiebungs-Grenzwert (Δφ_min) zu vergleichen, und um eine Veränderung der Arbeitsfrequenz (f) hin zu einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) zu begrenzen, wenn die Detektor-Phasenverschiebung den Detektor-Phasenverschiebungs-Grenzwert erreicht oder unterschreitet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 17, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um eine aktualisierte Arbeitsfrequenz (f) durch Festlegung einer zugehörigen aktualisierten Periodendauer (T) zu bestimmen, wobei der Regler ferner ausgelegt ist, um die aktualisierte Periodendauer durch Inkrementieren oder Dekrementieren einer zu einer vorherigen Arbeitsfrequenz gehörigen vorherigen Periodendauer zu ermitteln.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 18, bei der der Regler (2199; 1330; 1430; 1638) ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) abhängig von einer Relation zwischen der Amplitudeninformation (2194; 1326; 1632) und einem Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) zu regeln, wobei der Regler ferner ausgelegt ist, um ein Maß für einen an einem Ausgang (2134) der resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) angeschlossenen Lastwiderstand (R) bereitzustellen, und um den Amplitudenreferenzwert basierend auf dem Maß für den Lastwiderstand so einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert gemäß dem linearen Zusammenhang von einem Logarithmus eines Werts des Lastwiderstands abhängig ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 19, die ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) in Abhängigkeit von einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer (t_on), während der ein Strom (I_S) in eine Vorwärtsrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) fließt, und einer Reversstrom-Zeitdauer (T_rev), während der ein Strom in einer Reversrichtung durch den Schalter der Schaltereinheit fließt, so einzustellen, dass der Amplitudenreferenzwert mit wachsendem Verhältnis (v_RE) zwischen Reversstrom-Zeitdauer und Vorwärtsstrom-Zeitdauer abnimmt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 20, die ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) auf einen von der Vorwärtsstrom-Zeitdauer und der Reversstrom-Zeitdauer unabhängigen Endwert einzustellen, wenn die Reversstrom-Zeitdauer größer oder gleich der Vorwärtsstrom-Zeitdauer ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 19, 20 oder 21, die ferner ausgelegt ist, um ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) zwischen einer Reversstrom-Zeitdauer, während der ein Strom in einer Reversrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) fließt, und einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer (t_on), während der ein Strom in Vorwärtsrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit fließt, zu ermitteln, und um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) basierend auf dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis so einzustellen, dass einem kleinen Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis ein großer Amplitudenreferenzwert zugeordnet ist, und dass einem größeren Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis ein kleinerer Amplitudenreferenzwert zugeordnet ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 22, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) als eine lineare Funktion des Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnisses (v_RE) zu ermitteln, falls das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 23, wobei die Ansteuerschaltung ferner ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) unabhängig von dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) festzulegen, falls das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis größer als der vorgegebene Wert ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 22, 23 oder 24, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, um eine Quellenspannung der Energiequelle (2110; 1610) zu ermitteln und um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) in Abhängigkeit von der Quellenspannung (V_in) und dem Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) einzustellen.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 25, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, um das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) durch einen linearen funktionalen Zusammenhang auf den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) abzubilden, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, um Parameter des linearen funktionalen Zusammenhangs von der Quellenspannung abhängig einzustellen, so dass für einen maximalen zulässigen Wert (U_in,max) der Quellenspannung ein vorgegebenes Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) in einem Bereich zwischen 0,4 und 0,7 auf einen vorgegebenen Amplitudenreferenzwert (U_REF,1) abgebildet wird, dass für einen minimal zulässigen Wert (U_in,min) der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis in einem Bereich zwischen 0,0 und 0,2 auf den vorgegebenen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird, dass bei einem maximal zulässigen Wert der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis aus einem Bereich zwischen 0,9 und 1,0 auf einen minimalen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird, und dass bei einem minimal zulässigen Wert der Quellenspannung ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis aus einem Bereich zwischen 0,9 und 1,0 auf den minimalen Amplitudenreferenzwert abgebildet wird.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 26, wobei die Ansteuerschaltung ausgelegt ist, um den Amplitudenreferenzwert (2198; U_R; U_REF) so einzustellen, dass ein Verhältnis zwischen einem maximalen Amplitudenreferenzwert und dem minimalen Amplitudenreferenzwert in einem Bereich zwischen 2,0 und 2,3 liegt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 27, die ferner ausgelegt ist, um ein Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis (v_RE) zwischen einer Reverszeit, während der ein Strom (I_S) in einer Reversrichtung durch einen Schalter (S1) der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) fließt, und einer Vorwärtsstrom-Zeitdauer (t_on), während der ein Strom (I_S) in eine Vorwärtsrichtung durch den Schalter (S1) der Schaltereinheit fließt, zu ermitteln, und um einen Burst-Mode, währenddessen die Ansteuerschaltung die Schaltereinheit ansteuert, um separate Pakete von Schaltfolgen zu erzeugen, zu aktivieren, wenn das Reverszeit-Vorwärtszeit-Verhältnis größer als 0,9 ist.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 28, die ferner ausgelegt ist, um eine Ausschalt-Phasendifferenz zwischen einem Ausschalten des Treibers (2160, 1318) und einem Nulldurchgang des Hilfssignals (U₃) zu ermitteln, und um einen Burst-Mode, während dessen die Ansteuerschaltung die Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) ansteuert, um separate Pakete von Schaltfolgen zu erzeugen, zu aktivieren, wenn die Ausschalt-Phasendifferenz einen ersten Aus schalt-Phasendifferenz-Grenzwert überschreitet oder unterschreitet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 29, bei der der erste Ausschalt-Phasendifferenz-Grenzwert in einem Bereich zwischen 50° und 80° liegt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 29, bei der der erste Ausschalt-Phasendifferenz-Grenzwert in einem Bereich zwischen 60° und 70° liegt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 29, 30 oder 31, die ferner ausgelegt ist, um in dem Burst-Mode die Ausschalt-Phasendifferenz zu bestimmen, und um aus dem Burst-Mode in einen kontinuierlichen Betrieb, in dem die Ansteuerschaltung die Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) ansteuert, um eine kontinuierliche Schaltfolge zu erzeugen, zurückzukehren, wenn die Ausschalt-Phasendifferenz einen zweiten Ausschalt-Phasendifferenz-Grenzwert unterschreitet oder überschreitet.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 32, bei der der zweite Ausschalt-Phasendifferenz-Grenzwert in einem Bereich zwischen 45° und 75° liegt.
Ansteuerschaltung (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 32, bei der der zweite Ausschalt-Phasendifferenz-Grenzwert in einem Bereich zwischen 55° und 65° liegt.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (U₂) oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk (2136; 1616) basierend auf einer Energie, die von einer Energiequelle (2110; 1610) geliefert wird, mit folgenden Merkmalen: einer resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) mit einem Eingang (2132) zum Empfangen einer eingangs seitigen Anregung, einem Ausgang (2134) zum Bereitstellen der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms für das Lastnetzwerk und einem Hilfsausgang (2138) zum transformatorischen Bereitstellen eines Hilfssignals, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom (I_L) durch einen Resonanzkreis (xx) der resonanten Transformatoranordnung ist, und das eine im Wesentlichen feste Phasenbeziehung zu dem Lastwechselstrom durch den Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung aufweist; einer Schaltereinheit (2120; 1612), die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus der Energie der Energiequelle zu erzeugen; und einer Ansteuerschaltung (2150; 1618) gemäß Anspruch 1, wobei der Eingang der Ansteuerschaltung mit dem Hilfsausgang der resonanten Transformatoranordnung gekoppelt ist, und wobei der Treiber (2160, 1318) ausgelegt ist, um ein Steuersignal (2152; 1316) zu erzeugen, um die Schaltereinheit zu schalten.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) gemäß Anspruch 35, bei dem die resonante Transformatoranordnung (2130; 1513) einen ersten Transformator (1306a) und einen zweiten Transformator (1306b) umfasst, wobei der erste Transformator und der zweite Transformator eingangsseitig in Serie geschaltet sind, wobei ein Ausgang (1308a) des ersten Transformators mit dem Ausgang (2134) der Transformatoranordnung elektrisch leitend gekoppelt ist, und wobei ein Ausgang (1309a) des zweiten Transformators mit dem Hilfsausgang der Transformatoranordnung elektrisch leitend gekoppelt ist.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) gemäß Anspruch 36, bei dem dem Ausgang (1309a) des zweiten Transformators eine Kapazität (C₃) parallel geschaltet ist, die ausgelegt ist, um zu erreichen, dass die Hilfsspannung (U₃) gegenüber einem eingangsseitigen Strom (I_L) eine Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen 80° und 100° aufweist.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) gemäß Anspruch 37, bei dem der erste Transformator (1306a) und der zweite Transformator (1306b) zwei piezoelektrische Transformatoren oder Teil eines einzigen piezoelektrischen Transformators sind.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) gemäß einem der Ansprüche 35 bis 38, bei dem die Schaltereinheit (2120; 1612), der Treiber (2160, 1318) und die Synchronisationseinrichtung (1272; 1322) derart ausgelegt sind, dass eine Summe von Phasenverzögerung der Synchronisationseinrichtung, des Treibers und der Schaltereinheit in einem Bereich zwischen 80° und 100° liegt, wobei die Phasenverzögerung des Treibers eine Zeitverzögerung zwischen einem Einschaltsignal (2164; 1319b) und einer Erzeugung eines Steuersignals (2152; 1316) zum Einschalten des Schalters (S1) der Schaltereinheit beschreibt, und wobei die Phasenverzögerung des Schalters eine Zeitverzögerung zwischen der Erzeugung des Steuersignals zum Einschalten des Schalters und einem tatsächlichen Einschalten des Schalters beschreibt.
Resonanzkonverter (2100; 1310; 1400; 1600) gemäß einem der Ansprüche 35 bis 38, bei dem die Schaltereinheit (2120; 1612), der Treiber (2160, 1318) und die Synchronisationseinrichtung (1272; 1322) derart ausgelegt sind, dass eine Summe von Phasenverzögerung der Synchronisationseinrichtung, des Treibers und der Schaltereinheit in einem Bereich zwischen 85° und 95° liegt, wobei die Phasenverzögerung des Treibers eine Zeitverzögerung zwischen einem Einschaltsignal (2164; 1319b) und einer Erzeugung eines Steuersignals (2152; 1316) zum Einschalten des Schalters (S1) der Schaltereinheit beschreibt, und wobei die Phasenverzögerung des Schalters eine Zeitverzögerung zwischen der Erzeugung des Steuersignals zum Einschalten des Schalters und einem tatsächlichen Einschalten des Schalters beschreibt.
Resonanzkonverter (2000; 370; 380; 1200; 520; 600; 700; 1000) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (U₂) oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk (2040; 374b; 374c; 374d; 1250; 1252; 1254; 330), basierend auf einer Energie, die von einer Energiequelle (2010; 1210; 310; 610; 712) geliefert wird, mit folgenden Merkmalen: einer resonanten Transformatoranordnung (2030; 1214; 520; 620; 730) mit einem Eingang zum Empfangen einer eingangsseitigen Anregung, einem Ausgang (2032) zum Bereitstellen der Ausgangsspannung (U₂) oder des Ausgangsstroms für das Lastnetzwerk und einem Hilfsausgang (2060; 2062; 1240; 1242; 528, 746) zum transformatorischen Bereitstellen eines Signals (U₃; I₃), das im Wesentlichen proportional zu der von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsspannung (U₂) oder zu dem von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsstrom ist; einer Schaltereinheit (2020; 51; 1212; 512; 612; 720), die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus der Energie der Energiequelle zu erzeugen, wobei die Schaltereinheit einen Schalter (51; 53) aufweist; und eine Ansteuerschaltung (2050, 2070, 2080, 2086; 376c, 376e, 376f, 378c, 378e, 378g; 382b, 382c, 382d, 382e; 1270, 1290; 534; 900) die ausgelegt ist, um abhängig von einer Phasenverschiebung zwischen einem Strom (I_S) durch den Schalter oder einem Strom von der Schaltereinheit zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung einerseits und dem an dem Hilfsausgang anliegenden Signal (U₃) andererseits eine Arbeitsfrequenz (f), mit der die Schaltereinheit geschaltet wird, einzustellen oder zu regeln.
Resonanzkonverter (2000; 370) gemäß Anspruch 41, bei dem der Hilfsausgang (2060) ausgelegt ist, um ein Hilfssignal (U₃) bereitzustellen, das im Wesentlichen proportional zu der Ausgangsspannung (U₂) ist, der ferner eine Ausgangsstrom-Erfassungseinrichtung (378a, 378b) zum Bestimmen einer Laststrominformation über den Ausgangsstrom (I₀) oder einen Strom in dem Lastnetzwerk, eine Logarithmiereinrichtung (378c) zum Bestimmen einer logarithmierten Laststrominformation (378d) durch Bilden eines Logarithmus der Laststrominformation, eine Phasenreferenzwert-Bereitstellungseinrichtung (378e) zum Ableiten eines Phasenreferenzwerts aus der logarithmierten Laststrominformation durch Anwenden einer linearen Funktion auf die logarithmierte Laststrominformation, und einen Regler (378g) umfasst, wobei der Regler ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) zu regeln, um eine Differenz zwischen der Phasenverschiebung und dem Phasenreferenzwert zu minimieren.
Resonanzkonverter (2000; 370) gemäß Anspruch 42, bei dem die Logarithmiereinrichtung (378c) und die Phasenreferenzwert-Bereitstellungseinrichtung (378e) ausge legt sind, um bei einem höheren Ausgangsstrom (I₀) oder Strom in dem Lastnetzwerk einen kleineren Phasenreferenzwert bereitzustellen als bei einem kleineren Ausgangsstrom oder Strom in dem Lastnetzwerk.
Resonanzkonverter (2000; 380) gemäß Anspruch 41, bei dem der Hilfsausgang (2060) ausgelegt ist, um ein Hilfssignal (U₃) bereitzustellen, das im Wesentlichen proportional zu der Ausgangsspannung (U₂) ist, der einen Referenzwertvergleicher (376c), der ausgelegt ist, um das Hilfssignal mit einem vorgegebenen Referenzwert (U_R) zu vergleichen und um Referenzkreuzungszeitpunkte zu erkennen, zu denen das Hilfssignal den vorgegebenen Referenzwert kreuzt, und einen Nulldurchgangsdetektor (376e), der ausgelegt ist, um Nulldurchgangszeitpunkte zu erkennen, an denen der Strom (I_S) durch den Schalter (S1) oder der Strom von der Schaltereinheit (2020; 51; 1212; 512; 612; 720) zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung (2030; 1214; 520; 620; 730) Nulldurchgänge aufweist, umfasst, und bei dem die Ansteuerschaltung (376c, 376e, 376f, 382b, 382c, 382d, 382e) ausgelegt ist, um eine Phasenverschiebung zwischen den Referenzkreuzungszeitpunkten und den Nulldurchgangszeitpunkten zu ermitteln, um zu erkennen, ob innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls zumindest ein Referenzkreuzungszeitpunkt liegt, um eine Phasenreferenz (Δφ₀) abhängig davon, ob in dem vorgegebenen Zeitintervall zumindest ein Referenzkreuzungszeitpunkt liegt, einzustellen, und um die Arbeitsfrequenz (f) abhängig von einer Differenz zwischen der Phasenverschiebung (Δφ_L) und der Phasenreferenz (Δφ₀) zu regeln.
Resonanzkonverter (2000; 380) gemäß Anspruch 44, bei dem die Ansteuerschaltung (376c, 376e, 376f, 382b, 382c, 382d, 382e) ausgelegt ist, um die Arbeitsfrequenz (f) zu regeln, um die Differenz der Phasenverschiebung (Δφ_L) und der Phasenreferenz (Δφ₀) zu minimieren.
Resonanzkonverter (2000; 500) gemäß Anspruch 41, bei dem der Hilfsausgang (2060) ausgelegt ist, um ein Hilfssignal (U₃) bereitzustellen, das im Wesentlichen proportional zu der Ausgangsspannung (U₂) ist, der einen ersten Referenzwertvergleicher (540), der ausgelegt ist, um Nulldurchgangszeitpunkte des Hilfssignals (U₃) zu erkennen, einen zweiten Referenzwertvergleicher (550), der ausgelegt ist, um das Hilfssignal (U₃) mit einem vorgegebenen, von Null verschiedenen Referenzwert zu vergleichen, und um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das anzeigt, ob das Hilfssignal kleiner oder größer als der Referenzwert ist, und einen Nulldurchgangsdetektor (542), der ausgelegt ist, um Nulldurchgangszeitpunkte zu erkennen, an denen der Strom (I_S) durch den Schalter oder der Strom von der Schaltereinheit (2020; 51; 1212; 512; 612; 720) zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung (2030; 1214; 520; 620; 730) Nulldurchgänge aufweist, umfasst, und wobei die Ansteuerschaltung (540, 542, 544, 550, 560, 570, 572) ausgelegt ist, um eine Phasenverschiebung zwischen den Nulldurchgangszeitpunkten des Hilfssignals und den Nulldurchgangszeitpunkten des Stroms zu bestimmen, um einen Phasenreferenzwert in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des zweiten Referenzwertvergleichers (550) zu erzeugen, und um die Arbeitsfrequenz (f) basierend auf der Phasenverschiebung und dem Phasenreferenzwert zu regeln.
Resonanzkonverter (2000; 500) gemäß Anspruch 46, bei dem die Ansteuerschaltung (540, 542, 544, 550, 560, 570, 572) ausgelegt ist, um die Richtung einer Veränderung der Arbeitsfrequenz (f) in Abhängigkeit von dem Phasenreferenzwert festzulegen, und um einen Betrag einer Veränderung der Arbeitsfrequenz in Abhängigkeit von der Phasenverschiebung festzulegen.
Resonanzkonverter (2000; 370; 380; 1200; 520; 600; 700; 1000) gemäß einem der Ansprüche 41 bis 47, der ferner eine Pumpschaltung (732, 734, 738) umfasst, die in Serie zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung (2030; 1214; 520; 620; 730) geschaltet ist, und bei dem die Ansteuerschaltung (2050, 2070, 2080, 2086; 376c, 376e, 376f, 378c, 378e, 378g; 382b, 382c, 382d, 382e; 1270, 1290; 534; 900) ausgelegt ist, um einen Spannungsverlauf über der Pumpschaltung abzutasten, um eine Information über eine von der Energiequelle (2010; 1210; 310; 610; 712) gelieferte Quellenspannung (V_in) oder eine Resonanzfrequenz der Schaltereinheit zu ermitteln, und um basierend darauf eine Korrekturgröße zu ermitteln und der Phasenverschiebung linear zu überlagern.
Resonanzkonverter (2000; 370; 380; 1200; 520; 600; 700; 1000) gemäß einem der Ansprüche 41 bis 48, der ferner eine Pumpschaltung (732, 734, 738) umfasst, die in Serie zu dem Eingang der resonanten Transformatoranordnung (2030; 1214; 520; 620; 730) geschaltet ist, der einen Treiber umfasst, der steuerbar ist, um die Steuereinheit zu schalten, und bei dem die Ansteuerschaltung (900) ferner ausgelegt ist, um ein Reverserkennungssignal (V_R) zu erzeugen, wenn ein Strom (I_S) durch einen Schalter (S1; 912) der Schaltereinheit (2020; 510; 1212; 512; 612; 720) einen vorgegebenen Stromwert unterschreitet oder in eine Reversrichtung fließt, um ein Einschaltsignal (952) an den Treiber (950) zu liefern, um Einschaltzeitpunkte zu definieren, zu denen der Treiber die Schaltereinheit einschalten soll, um die Spannung (V_P) über der Pumpschaltung mit einem vorgegebenen Pumpspannungsreferenzwert zu vergleichen, um ein Pumpspannungsreferenzvergleichssignal (V_Z) zu erzeugen, das anzeigt, ob die Spannung über der Pumpschaltung größer oder kleiner als der Pumpspannungsreferenzwert ist, um das Pumpspannungsreferenzvergleichssignal zu verzögern, um ein verzögertes Pumpspannungsreferenzvergleichssignal zu erhalten, und um das Einschaltsignal durch eine ODER-Verknüpfung des Reverserkennungssignals und des verzögerten Pumpspannungsreferenzvergleichssignals zu erzeugen.
Resonanzkonverter (2000; 370; 380; 1200; 520; 600; 700; 1000) gemäß Anspruch 49, bei dem die Ansteuerschaltung (900) ausgelegt ist, um das Pumpspannungsreferenzvergleichssignal (V_Z) um eine Phasenverzögerung in einem Bereich zwischen 80° und 100°, bezogen auf eine Arbeitsfrequenz (f), zu verzögern.
Resonanzkonverter (390) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (U₂) oder eines Ausgangsstroms für ein Lastnetzwerk (374b, 374c, 374d) basierend auf einer Energie, die von einer Energiequelle geliefert wird, mit folgenden Merkmalen: einer resonanten Transformatoranordnung (372, 374a, 376a, C₂, C₃) mit einem Eingang zum Empfangen einer eingangsseitigen Anregung, einem Ausgang zum Bereitstellen der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms und einem Hilfsausgang zum transformatorischen Bereitstellen eines Hilfssignals (U₃), dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu der von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsspannung ist, dessen Amplitude im Wesentlichen proportional zu dem von der resonanten Transformatoranordnung bereitgestellten Ausgangsstrom ist, oder dessen Amplitude im wesentlichen proportional zu einem Lastwechselstrom (I_L) durch einen Resonanzkreis der resonanten Transformatoranordnung ist; einer Schaltereinheit (S₁), die ausgelegt ist, um die eingangsseitige Anregung der resonanten Transformatoranordnung aus der Energie der Energiequelle zu erzeugen; und einer Regelschaltung (376c, 392a, 392b), wobei die Regelschaltung einen Komparator (376c) umfasst, der ausgelegt ist, um das Hilfssignal zu empfangen, mit einem vorgegebenen Referenzwert (U_L) zu vergleichen und eine Vergleichsinformation bereitzustellen, die anzeigt, ob das Hilfssignal größer oder kleiner als der Referenzwert ist, wobei die Regeschaltung ferner eine Schalt-Erfassungseinrichtung (392a) umfasst, die ausgelegt ist, um zu erkennen, ob die Vergleichsinformation in nerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand verändert, und wobei die Regelschaltung (392a) ausgelegt ist, um eine Arbeitsfrequenz (f), deren Periodendauer (T) Zeitintervalle zwischen Einschaltzeitpunkten oder Ausschaltzeitpunkten der Schaltereinheit bestimmt, von einer Resonanzfrequenz der resonanten Transformatoranordnung weg zu verändern, wenn die Erfassungseinrichtung erkennt, dass die Vergleichsinformation innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand verändert hat, und um die Arbeitsfrequenz zu der Resonanzfrequenz hin zu verändern, wenn die Erfassungseinrichtung erkennt, dass die Vergleichsinformation innerhalb des vorgegebenen Zeitintervalls ihren Zustand nicht verändert hat.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 51, bei dem eine an der Ausgangslast gleichgerichtete, der Ausgangsspannung proportionale Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom proportionaler Strom über eine Gleichstromrückkopplung, wie beispielsweise einen galvanisch trennenden Optokoppler, verwendet wird, um einen Referenzwert für eine der Vergleichseinrichtungen gemäß der Ansprüche 1 bis 51 bereitzustellen und so die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom an der ausgangsseitigen ohmschen Last auf einen konstanten Wert zu regeln.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 52, bei dem eine an der Ausgangslast (2040; 2136; R; LN; 1254; 1616) gleichgerichtete, der Ausgangsspannung (U0) proportionale Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom (I₀, I_R) proportionaler Strom über eine Gleichstromrückkopplung, wie beispielsweise einen galvanisch trennenden Optokoppler, verwendet wird, um zunächst mit einem Referenzwert (U_R0) verglichen zu werden, und danach das Vergleichsergebnis (U_R) der Gleichstromrückkopplung zugeführt wird, um aus dessen Rückkopplungsausgang ein Signal bereitzustellen, das einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) direkt zugeführt wird, um die Ausgangsspannung auf einen konstanten Wert zu regeln, und dass zusätzlich ein aus der resonanten Transformatoranordnung (2130; 1513) gewonnenes Hilfssignal (U3) verwendet wird, um eine Synchronisationseinrichtung (1272; 1322) zu betreiben, die ausgelegt ist, um ein Einschalten der Schaltereinheit (2120; 1312; 1612) durch den Treiber hinsichtlich einer Phasenlage mit dem Hilfssignal zu synchronisieren.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 53, bei dem eine an der Ausgangslast (2040; 2136; R; LN; 1254; 1616) gleichgerichtete, der Ausgangsspannung (U0) proportionale Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom (I₀, I_R) proportionaler Strom über eine Gleichstromrückkopplung, wie beispielsweise einen galvanisch trennenden Optokoppler, verwendet wird, um zunächst mit einem Referenzwert (U_R0) verglichen zu werden, und danach das Vergleichsergebnis (U_R) der Gleichstromrückkopplung zugeführt wird, um aus dessen Rückkopplungsausgang ein Signal bereitzustellen, das einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) direkt zugeführt wird, um die Ausgangsspannung auf einen konstanten Wert zu regeln, und bei dem zusätzlich der Duty Cycle der Schaltereinheit in einer festen Beziehung zur Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators so eingestellt wird, dass der Duty Cycle vorzugsweise in einer linearen Beziehung zur Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators steht.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 54, bei dem der Duty-Cycle bei minimaler Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators einen Wert zwischen 0,3 und 0,6 annimmt, und bei dem der Duty-Cycle bei maximaler Frequenz des Spannungsgesteuerten Oszillators einen Wert zwischen 0,05 und 0,25 annimmt.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 51, der so ausgelegt ist, dass eine an der Ausgangslast gleichgerichtete, der Ausgangsspannung proportionale Spannung, oder ein gleichgerichteter, dem Ausgangsstrom proportionaler Strom zunächst mit einer Referenzgröße (U_R0) verglichen wird, ein Ergebnis des Vergleichs einem Regler zugeführt wird, ein Ausgangssignal des Reglers über ein galvanisch trennendes Rückkopplungselement zurückgeführt wird, um einen spannungsgesteuerten Oszillator anzusteuern.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 56, bei dem das Rückkopplungselement ein Optokoppler ist.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß Anspruch 56 oder 57, der ausgelegt ist, um den spannungsgesteuerten Oszillator derart anzusteuern, dass eine größere Ausgangsspannung oder ein größerer Ausgangsstrom eine größere Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zur Folge hat, und dass eine kleinere Ausgangsspannung oder ein kleinerer Ausgangsstrom eine kleinere Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zur Folge hat.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 58, wobei der Resonanzkonverter derart ausgelegt ist, dass eine Induktivität (LSE) der Schaltereinheit mit einer Eingangskapazität (C1) eines Lastnetzwerks (LN) eine Resonanzfrequenz bildet, die in einem Verhältnis zwischen 0,75 und 1,25 zu einer Resonanzfrequenz einer Wechselstromquelle (LWQ) liegt.
Resonanzkonverter (2150; 1400; 1618) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 58, wobei der Resonanzkonverter derart ausgelegt ist, dass eine Induktivität (LSE) der Schaltereinheit mit einer Eingangskapazität (C1) eines Lastnetzwerks (LN) eine Resonanzfrequenz bildet, die in einem Verhältnis zwischen 0.1 und 1.0 zu einer Resonanzfrequenz einer Wechselstromquelle (LWQ) liegt.