ITMI20110546A1 - Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo. - Google Patents

Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo. Download PDF

Info

Publication number
ITMI20110546A1
ITMI20110546A1 IT000546A ITMI20110546A ITMI20110546A1 IT MI20110546 A1 ITMI20110546 A1 IT MI20110546A1 IT 000546 A IT000546 A IT 000546A IT MI20110546 A ITMI20110546 A IT MI20110546A IT MI20110546 A1 ITMI20110546 A1 IT MI20110546A1
Authority
IT
Italy
Prior art keywords
signal
control device
modulation
smod
control
Prior art date
Application number
IT000546A
Other languages
English (en)
Inventor
Claudio Adragna
Simone Silvio De
Original Assignee
St Microelectronics Srl
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by St Microelectronics Srl filed Critical St Microelectronics Srl
Priority to IT000546A priority Critical patent/ITMI20110546A1/it
Priority to US13/433,083 priority patent/US8867237B2/en
Priority to EP12162990A priority patent/EP2509205A1/en
Priority to CN201210100865.6A priority patent/CN102739053B/zh
Priority to CN2012201430145U priority patent/CN202652070U/zh
Publication of ITMI20110546A1 publication Critical patent/ITMI20110546A1/it

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

DESCRIZIONE
della presente invenzione dal titolo:
“Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.â€
La presente invenzione si riferisce a un dispositivo di controllo di una frequenza di commutazione di un convertitore quasi risonante e a un relativo metodo di controllo.
Gli alimentatori a commutazione sono interessati da interferenza elettromagnetica (EMI); il rumore EMI viene generato quando la tensione e la corrente sono modulate mediante il convertitore compreso nell’ alimentazione, e questo rumore elettrico può essere trasferito alla linea di alimentazione AC.
Il rumore EMI influenza il funzionamento di alcuni sistemi elettronici mediante conduzione; inoltre, il rumore indotto dalla EMI su una linea di alimentazione può irradiarsi o fuoriuscire dalla linea di alimentazione e colpire altre apparecchiature elettroniche. Sia il rumore elettrico condotto, sia quello irradiato possono influenzare negativamente il funzionamento dei dispositivi elettronici o interferire con esso.
Per affrontare i problemi correlati alla EMI, vi sono alcune norme che definiscono la massima quantità di EMI che può essere prodotta da varie classi di dispositivi elettronici e, in particolare, dagli alimentatori. Ne consegue che una fase importante nella progettazione di un alimentatore à ̈ contenere le emissioni EMI entro i limiti specificati dalle norme applicabili.
Negli alimentatori, la EMI può essere controllata aggiungendo filtri di ingresso e bloccando le estremità delle forme d’onda di commutazione della corrente e/o della tensione. I componenti aggiuntivi necessari per eseguire questi compiti possono aumentare le dimensioni e il peso dell’alimentatore in modo indesiderabile. Inoltre, solitamente essi complicano il processo di progettazione e aumentano i costi di produzione: i componenti di filtraggio del rumore aumentano i costi e sovente vengono aggiunti per tentativi durante il processo di progettazione finale, dopo aver riscontrato che la EMI supera i limiti di conformità.
La modulazione di frequenza (o come à ̈ talvolta denominata fluttuazione o vibrazione) à ̈ una tecnica che può agevolare la conformità di un alimentatore in modalità di commutazione alle norme di emissione EMI. Infatti, da un lato l’emissione di un convertitore à ̈ concentrata sulla frequenza di commutazione e sulle sue armoniche di ordine superiore. Dall’altro, le norme EMI prevedono limiti per l’energia di picco in corrispondenza di una qualsiasi determinata armonica, non per l’energia totale emessa. Modulando la frequenza di commutazione vengono prodotte numerose bande laterali e lo spettro di emissione viene diffuso intorno a queste bande: ciò riduce l’ampiezza di picco delle armoniche e ne facilita il contenimento al di sotto dei limiti di emissione EMI.
Normalmente, questa tecnica viene applicata ad alimentatori nei quali la frequenza operativa del convertitore viene determinata mediante un oscillatore. La variazione della frequenza dell’oscillatore secondo un determinato profilo temporale modulerà la frequenza operativa del convertitore ed eseguirà l’azione di diffusione dello spettro descritta sopra sulla sua emissione EMI. Ciò à ̈ ampiamente trattato nella letteratura brevettuale, come anche nella letteratura scientifica.
Vi sono altri tipi di convertitori nei quali la frequenza di commutazione non viene determinata mediante un oscillatore. Esempi di tali convertitori sono i convertitori ringing-choke (RRC) di vecchio tipo, gli attuali preregolatori di correzione del fattore di potenza (PFC) boost a modalità di transizione (TM) e i convertitori flyback quasi risonanti (QR). In essi, l’accensione dell’interruttore di alimentazione à ̈ sincronizzata con la smagnetizzazione del loro dispositivo magnetico di accumulo (induttore o trasformatore) e non avviene mediante un segnale di clock fornito da un oscillatore. Ne risulta che la loro frequenza di commutazione dipende dalla tensione in ingresso, dal carico in uscita e dall’induttanza associata al dispositivo magnetico.
La dipendenza della frequenza di commutazione dalla tensione in ingresso fornisce a questi convertitori una naturale modulazione della frequenza di commutazione a due volte la frequenza di linea.
Ciò risulta alquanto ovvio nei preregolatori PFC boost TM, i quali operano direttamente a partire dalla tensione di linea raddrizzata, in modo che la loro tensione in ingresso cambi completamente da zero al picco e in seguito nuovamente dal picco a zero in mezzo ciclo di linea.
Nei convertitori flyback QR, come in gran parte dei convertitori privi di correzione del fattore di potenza azionati con linea di alimentazione spenta, lo stadio di front end à ̈ costituito da un ponte raddrizzatore ad onda intera con un filtro di capacità a valle, che fornisce un bus DC non regolato a partire dalla linea AC. Normalmente, la capacità di filtraggio à ̈ sufficientemente grande da avere un’oscillazione relativamente bassa a due volte la frequenza di linea, sovrapposta al livello DC. Questa oscillazione modula la frequenza di commutazione a due volte la frequenza di linea con ima profondità dipendente dalla sua ampiezza.
Questa modulazione naturale a due volte la frequenza di linea fornisce un vantaggio effettivo in termini di riduzione della EMI, in particolare con il metodo di rilevamento della media (AV). Purtroppo, l’effetto dipende in modo considerevole non soltanto dalla tensione in ingresso ma anche dalla potenza in uscita, che influenza sia la deviazione di frequenza in mezzo ciclo di linea, sia la frequenza centrale. Tendenzialmente, la modulazione di frequenza naturale tende a ridursi man mano che la tensione in ingresso aumenta e/o il carico in uscita diminuisce. Inoltre, questa modulazione a bassa frequenza non à ̈ molto efficace con il metodo di rilevamento di quasi picco (QP).
In questa classe di convertitori, la riduzione della EMI mediante modulazione di frequenza può essere migliorata sovrapponendo una modulazione forzata a frequenza superiore e quella naturale a bassa frequenza; ciò fornisce un notevole vantaggio anche con il rilevamento QP.
Alla luce dello stato della tecnica, lo scopo della presente invenzione à ̈ fornire un dispositivo di controllo per la frequenza di commutazione di un convertitore quasi risonante che sia diverso da quelli noti.
Secondo la presente invenzione, questo scopo à ̈ raggiunto per mezzo di un dispositivo di controllo per un convertitore di potenza quasi risonante, detto convertitore di potenza essendo atto a convertire un segnale in ingresso in un segnale in uscita DC, detto convertitore di potenza comprendendo un interruttore di potenza, collegato a detto segnale in ingresso e atto a regolare detto segnale in uscita DC, e mezzi magnetici di accumulo, detto dispositivo di controllo essendo in grado di determinare la frequenza di commutazione dell’ interruttore di potenza in funzione della smagnetizzazione di detti mezzi magnetici di accumulo, detto dispositivo di controllo essendo alimentato da un segnale di retroazione proveniente da un circuito di retroazione accoppiato al segnale in uscita del convertitore di potenza, detto dispositivo eseguendo un anello di controllo che regola il segnale in uscita DC controllando una variabile di controllo, caratterizzato dal fatto di comprendere mezzi di modulazione atti a modulare detta variabile di controllo in funzione di almeno un segnale di modulazione avente una frequenza superiore all’ ampiezza di banda dell’anello di controllo.
Le caratteristiche e i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di alcune sue forme di realizzazione, illustrate soltanto a titolo esemplificativo non limitativo nei disegni allegati, in cui:
la Figura 1 illustra il principio schematico di un convertitore flyback quasi risonante (QR) controllato in current mode;
la Figura 2 Ã ̈ un diagramma temporale di alcuni segnali implicati nel convertitore della Figura 1 ;
la Figura 3 illustra il principio schematico di un convertitore flyback quasi risonante (QR) controllato in voltage mode;
la Figura 4 Ã ̈ un diagramma temporale di alcuni segnali implicati nel convertitore della Figura 3;
la Figura 5 illustra un convertitore flyback quasi risonante con un dispositivo di controllo secondo la presente invenzione;
la Figura 6 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore secondo una prima forma di realizzazione della presente invenzione insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco nel dispositivo di controllo;
la Figura 7 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore secondo una variante della prima forma di realizzazione della presente invenzione insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco nel dispositivo di controllo;
la Figura 8 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore in conformità con una seconda forma di realizzazione della presente invenzione insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco nel dispositivo di controllo;
la Figura 9 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore secondo una variante di una seconda forma di realizzazione della presente invenzione insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco nel dispositivo di controllo;
la Figura 10 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore secondo una terza forma di realizzazione della presente invenzione insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco nel dispositivo di controllo;
la Figura 11 illustra un’ implementazione del blocco a guadagno variabile del dispositivo di controllo della Figura 10;
la Figura 12 illustra un’altra implementazione del blocco a guadagno variabile del dispositivo di controllo della Figura 10;
la Figura 13 illustra diagrammi temporali di segnali implicati nel blocco a guadagno variabile della Figura 12;
la Figura 14 illustra un’altra implementazione del blocco a guadagno variabile del dispositivo di controllo della Figura 10 insieme al diagramma temporale di alcuni segnali in gioco;
la Figura 15 illustra il nucleo di controllo di un preregolatore boost TM controllato in modalità di coirente secondo la presente invenzione;
la Figura 16 illustra un possibile modo per generare un segnale di modulazione ad onda quadra senza utilizzare un oscillatore dedicato, mediante divisione di frequenza del treno di impulsi PWM;
la Figura 17 illustra un’altra possibile implementazione di un generatore di un segnale di modulazione ad onda quadra;
la Figura 18 illustra diagrammi temporali in gioco nel circuito della Figura 17. La Figura 1 illustra un convertitore flyback quasi risonante (QR) controllato in modalità di corrente secondo la tecnica anteriore. Il convertitore comprende un trasformatore 1 con un avvolgimento primario Lp e un avvolgimento secondario Ls; l’avvolgimento primario Lp à ̈ accoppiato al segnale in ingresso DC istantaneo Vin e all’interruttore di alimentazione Q1 collegato a terra GND per mezzo di una resistenza di rilevamento Rs attraversata da una corrente lp. L’avvolgimento secondario Ls à ̈ collegato a un diodo DI e a una capacità Cout disposti in serie tra i terminali dell’ avvolgimento secondario Ls; la tensione in uscita Vout à ̈ la tensione da un capo all’altro della capacità Cout. In corrispondenza del piedino INV, un dispositivo di controllo integrato 10 dell’ interruttore di potenza Q1 presenta un segnale Vf indicativo dell’uscita Vout attraverso una retroazione isolata 11. Il dispositivo di controllo 10 comprende un amplificatore di errore 14 atto ad amplificare la tensione di errore tra un segnale indicativo della tensione in uscita Vout e una tensione di riferimento Vref; e una rete di compensazione dell’ amplificatore di errore 12 à ̈ accoppiata al piedino INV e all’uscita dell’ amplificatore di errore 14. Il dispositivo di controllo 10 comprende un comparatore PWM 15 atto a confrontare il segnale in uscita dell’ amplificatore di errore e un segnale da un capo all’altro della resistenza di rilevamento Rs. Il segnale in uscita del comparatore PWM à ̈ il segnale di reset R di un circuito flip-flop set-reset 17, il cui segnale di impostazione à ̈ il segnale in uscita di un rilevatore di corrente nulla (ZCD) 18 accoppiato con un avvolgimento ausiliario Laux in corrispondenza del piedino ZCD. Il segnale in uscita Q del circuito bistabile set-reset 17 à ̈ il segnale di controllo dell’interruttore Ql. L’accensione dell’interruttore di alimentazione Q1 avviene in funzione della smagnetizzazione del dispositivo magnetico di accumulo del convertitore, in questo caso il trasformatore 1. In particolare, l’accensione dell’ interruttore di potenza Ql à ̈ sincronizzata con detta smagnetizzazione e non avviene mediante un segnale di clock fornito da un oscillatore.
Nella Figura 1, il periodo di commutazione Tsw del convertitore può essere suddiviso in tre sottointervalli: il tempo di accensione dell’interruttore di alimentazione Ql (Ton), il tempo di ricircolo del raddrizzatore secondario DI (Tfw), vale a dire il tempo necessario affinché il trasformatore 1 si smagnetizzi, e il tempo di ritardo Tv che intercorre tra la smagnetizzazione del trasformatore (vale a dire l’istante in cui la corrente attraverso DI scende a zero) e la successiva accensione dell’interruttore di alimentazione, come illustrato nella Figura 2. Questo tempo viene normalmente fissato in corrispondenza del mezzo periodo della sovraoscillazione di tensione del trasformatore che segue la smagnetizzazione, in modo che l’accensione si verifichi con la minima tensione attraverso l’interruttore Ql (commutazione a valle). È possibile scrivere:
Tsw = Ton Tfw Tv , con: Ton = ^ ; Tfw = ^Ρ[Ρ^·Î¡_ _ ponYÃŒHepertanto:
Vìn Vr Vr
Vin Lplpkp ' Vin
Tsw = Ton 1 7v = 1 7V.
Vr Vin V Vr
In cui Lp à ̈ l’induttanza del primario del trasformatore, Ipkp à ̈ la corrente del picco del primario raggiunta alla fine di Ton, Vin à ̈ la tensione in ingresso DC istantanea (la cui oscillazione à ̈ responsabile della modulazione naturale di Ton, Tfw e, pertanto, Tsw) e Vr à ̈ la tensione in uscita del convertitore riflessa in direzione contraria verso il lato primario durante Tfw. La durata di Ton à ̈ determinata dalla corrente dell’induttore primario che raggiunge il valore Ipkp programmato dall’ anello di controllo esterno che tegola la tensione in uscita. Il valore Ipkp programmato à ̈ tale per cui il convertitore eroghi esattamente la potenza richiesta dal carico. La Figura 2 illustra i diagrammi temporali dei segnali implicati nel convertitore flyback QR della Figura 1, vale a dire i segnali Vin, VDS (la tensione di drain-source del transistore di potenza mosfet Q), VAUX (la tensione da un capo all’altro dell’induttore Laux), I(D1) la corrente che scorre attraverso DI, S, R, Ip, il segnale GD che controlla l’interruttore Q e il segnale ZCDp indicativo del rilevamento di corrente nulla.
Il convertitore flyback QR può essere controllato in voltage modalità, come illustrato nella Figura 3. In questo caso, il dispositivo di controllo 10 comprende un generatore di rampa 16 per generare il segnale di rampa RAMP atto ad essere confrontato con il segnale in uscita dall’amplificatore di errore per mezzo del comparatore PWM 15; anche il tempo Ton viene regolato direttamente mediante il sistema di controllo ad anello chiuso che regola la tensione in uscita. Il comportamento dinamico che ne risulta à ̈ differente, tuttavia le equazioni di stato stazionario che governano il funzionamento sono identiche a quelle del current mode, pertanto le equazioni di cui sopra sono anche applicabili ai convertitori flyback QR controllati in modalità di tensione. La Figura 4 illustra i diagrammi temporali di alcuni segnali implicati nel convertitore flyback QR della Figura 3, vale a dire i segnali Vin, VDS (la tensione di drain-source del transistore di potenza mosfet Q), VAUX (la tensione da un capo all’altro dell’induttore Laux), I(D1) la corrente che scorre attraverso DI, S, R, la tensione di rampa RAMP, il segnale GD che controlla l’interruttore Q e il segnale ZCDp indicativo del rilevamento del punto di attraversamento dello zero.
In conformità con la presente invenzione, il dispositivo di controllo 20 di un convertitore QR comprende mezzi 100 atti a modulare la variabile di controllo Ton o Ipkp dell’anello di controllo del segnale in uscita Vout in funzione di almeno un segnale di modulazione Smod avente una frequenza fmod superiore all’ampiezza di banda dell’anello di controllo fb, come illustrato nella Figura 5. Per esempio, l’ampiezza di banda dell’anello di controllo fb varia da 0,1 kHz to 5 kHz; ancora per esempio, se l’ampiezza di banda dell’anello di controllo fb à ̈ di 1 kHz, la frequenza del segnale di modulazione à ̈ pari a 10 kHz.
Il convertitore QR della Figura 5, preferibilmente un convertitore flyback QR, comprende un trasformatore 1 con un avvolgimento primario Lp e un avvolgimento secondario Ls; Γ avvolgimento primario Lp à ̈ accoppiato al segnale in ingresso DC istantaneo Vin e all’ interruttore di alimentazione Q1 collegato a terra GND per mezzo di una resistenza di rilevamento Rs attraversata da una corrente lp. L’avvolgimento secondario Ls à ̈ collegato a un diodo DI e a una capacità Cout disposti in serie tra i terminali dell’ avvolgimento secondario Ls; la tensione in uscita Vout à ̈ la tensione da un capo all’altro della capacità Cout. Il dispositivo di controllo 20 dell’interruttore di potenza Ql, preferibilmente un dispositivo di controllo integrato, presenta in ingresso un segnale Vf indicativo dell’uscita Vout attraverso una retroazione isolata 11. Il dispositivo di controllo 20 comprende mezzi 14 atti ad emettere una tensione di errore Se tra una tensione Vf, indicativa della tensione in uscita Vout, e una tensione di riferimento Vref, preferibilmente un amplificatore di errore 14 avente la tensione Vf in corrispondenza dell’ingresso invertente e la tensione Vref in corrispondenza dell’ingresso non invertente, e mezzi 100 atti a ricevere la tensione Se, la tensione CS da un capo all’altro della resistenza di rilevamento Rs nel caso di un convertitore flyback QR controllato in modalità di corrente o con un segnale di rampa RAMP generato da un generatore di rampa 16 nel caso di un convertitore flyback QR controllato in modalità di tensione; i mezzi 100 presentano in ingresso il segnale di modulazione Smod ed emettono i segnali in corrispondenza dell’ingresso invertente e di quello non invertente di un comparatore PWM 15. Il segnale in uscita del comparatore PWM 15 à ̈ il segnale di azzeramento R di un circuito bistabile set-reset 17, il cui segnale di impostazione S à ̈ il segnale in uscita di un rilevatore di corrente nulla (ZCD) 18 accoppiato con un avvolgimento ausiliario Laux in corrispondenza del piedino ZCD. Il segnale in uscita Q del circuito bistabile set-reset 17 à ̈ il segnale di controllo dell’ interruttore Ql. La frequenza di commutazione dell’interruttore di potenza Ql à ̈ fissata dalla smagnetizzazione del dispositivo magnetico di accumulo del convertitore, in questo caso il trasformatore 1, e dall’anello di retroazione. In particolare, l’accensione dell’interruttore di potenza Ql à ̈ sincronizzata con detta smagnetizzazione e non avviene mediante un segnale di clock fornito da un oscillatore.
Il periodo di commutazione Tsw del convertitore à ̈ suddiviso in tre sottointei valli: il tempo di accensione dell’ interruttore di alimentazione Q1 (Ton), il tempo di ricircolo del raddrizzatore secondario D1 (Tfw), vale a dire il tempo necessario affinché il trasformatore si smagnetizzi, e il tempo di ritardo Tv che intercorre tra la smagnetizzazione del trasformatore (vale a dire l’istante in cui la corrente attraverso DI scende a zero) e la successiva accensione dell’ interruttore di alimentazione.
Nella Figura 5, in particolare, i mezzi 100 modulano uno dei segnali in ingresso del comparatore PWM 15 del convertitore QR, preferibilmente un convertitore flyback QR, che può essere controllato in modalità di corrente o di tensione.
Per esempio, nel caso di un convertitore flyback QR controllato in modalità di tensione, i mezzi 100 modulano direttamente il periodo di tempo Ton cambiando periodicamente la pendenza della rampa di tensione PWM oppure aggiungendo un segnale variabile nel tempo alla tensione di controllo.
Per esempio, nel caso di un convertitore flyback QR controllato in modalità di corrente, i mezzi 100 modulano direttamente la corrente Ipkp aggiungendo un segnale variabile nel tempo al valore di programmazione della corrente di picco dato dall’anello di controllo della tensione, oppure aggiungendo il segnale variabile nel tempo all’ingresso di rilevamento della corrente, o cambiando periodicamente il guadagno dell’ingresso di rilevamento della corrente.
La Figura 6 illustra uno schema circuitale dei mezzi 100 atti ad effettuare ima modulazione diretta del periodo di tempo Ton cambiando la pendenza della rampa PWM secondo una prima forma di realizzazione della presente invenzione.
La parte esterna al riquadro punteggiato 101 rappresenta un generatore di rampa della tecnica anteriore eseguito caricando una capacità a temporizzazione Ct con il generatore di corrente It. Questo generatore à ̈ attivo soltanto quando l’uscita Q del circuito bistabile 17 à ̈ elevata, vale a dire quando l’interruttore di alimentazione Q1 à ̈ acceso. Durante questo periodo, l’intenuttore SW2 à ̈ aperto; l’interruttore SW2 à ̈ controllato da un segnale Q negato (il segnale in uscita di una porta NOT avente in ingresso il segnale Q). La tensione Vct sviluppatasi da un capo all’altro della capacità Ct à ̈ alimentata all’ingresso non invertente del comparatore PWM 15, il quale riceve la tensione in uscita dell’amplificatore di errore 14 in corrispondenza del proprio ingresso invertente.
Man mano che la tensione da un capo all’altro della capacità Ct raggiunge il livello dell’uscita Se dell’ amplificatore di errore 14, l’uscita del comparatore PWM 15 va al livello alto e azzera il latch PWM o circuito bistabile 17. Il suo segnale in uscita Q va al livello basso e l’interruttore di potenza Q1 viene spento, determinando pertanto la durata del periodo di tempo Ton. Anche la sorgente di corrente It viene spenta e l’interruttore SW2 viene chiuso, azzerando pertanto la capacità Ct.
Il generatore di corrente a tensione controllata Im viene aggiunto alla corrente It per caricare la capacità Ct. Anche questo generatore viene abilitato soltanto durante il periodo di tempo Ton, durante il quale viene collegato mediante Γ interruttore SW1 al segnale di modulazione Smod, dando origine pertanto a una corrente proporzionale ad esso.
L’aggiunta della corrente Im modifica la velocità di cambiamento della tensione da un capo all’altro di Ct, in modo che anche il tempo necessario per raggiungere il livello di uscita dell’ amplificatore di errore 14 (vale a dire Ton) sia modificato. Ne risulta che il periodo di tempo Toff sarà cambiato di conseguenza, come pure il periodo di tempo di commutazione Tsw. I diagrammi temporali della Figura 6 illustrano questa operazione attraverso alcune forme d’onda del segnale It, Im e Vct (la tensione da un capo all’altro della capacità Ct) nel caso esemplificativo di un segnale di modulazione ad onda quadra Smod. Ovviamente, nulla impedisce l’utilizzo di forme differenti.
In alternativa, come variante della prima forma di realizzazione della presente invenzione, il periodo di tempo Ton può essere direttamente modulato aggiungendo un segnale variabile nel tempo alla tensione di controllo, come illustrato nella Figura 7.
Il medesimo generatore di rampa considerato nel caso precedente viene collegato all’ingresso non invertente del comparatore PWM 15. Il suo ingresso invertente viene collegato al segnale PWM_Ref emesso dal sommatore analogico ∑. Gli ingressi al sommatore ∑ corrispondono al segnale Se in uscita dall’ amplificatore di errore 14 e al segnale di modulazione Smod. Di conseguenza, il confronto tra la rampa Vct (che, in questo caso, ha una pendenza fissa) e una tensione di riferimento variabile nel tempo PWM Ref cambierà la durata della rampa, vale a dire Ton. Ciò à ̈ illustrato nei diagrammi temporali della Figura 7 per il caso esemplificativo nel quale il segnale Smod à ̈ un segnale di modulazione ad onda quadra.
Nel presente caso, la rampa Vct utilizzata nelle Figure 6 e 7 determina soltanto la durata del periodo di tempo di accensione Ton dell’ interruttore di alimentazione ed esiste soltanto durante questo tempo. La frequenza di commutazione viene determinata mediante altri meccanismi, in questo caso mediante il tempo necessario affinché il trasformatore scarichi l’energia accumulata durante il tempo di accensione. Pertanto, il generatore di rampa deve essere considerato non come un oscillatore, ma come un convertitore tempo-tensione.
Il medesimo concetto utilizzato nel circuito della Figura 7 può essere utilizzato per implementare una modulazione di frequenza nel convertitore quasi risonante controllato in modalità di corrente, come illustrato nella Figura 8, in conformità con una seconda forma di realizzazione della presente invenzione.
Il comparatore PWM 15 riceve il segnale CS, immagine della corrente Ip come calo di tensione da un capo all’altro del resistore di rilevamento Rs, in corrispondenza del proprio ingresso non invertente. Durante il tempo di accensione dell’interruttore di alimentazione Ql, la corrente primaria aumenta in modo lineare con una pendenza pari a Vin/Lp e in questo modo si comporta la tensione CS da un capo all’altro di Rs. L’ingresso invertente del comparatore PWM à ̈ collegato al segnale PWM_Ref, il segnale in uscita del sommatore analogico ∑. Gli ingressi al sommatore ∑ sono il segnale Se in uscita dall’amplificatore di errore 14 e il segnale di modulazione Smod.
Man mano che la tensione CS diventa uguale a PWM Ref, il segnale in uscita R del comparatore PWM va al livello alto e azzera il latch PWM. La sua uscita va al livello basso, l’interruttore di alimentazione Ql viene spento e il segnale CS va a zero. Ciò determina la corrente dell’induttore di picco Ipkp = PWM Ref / Rs e la durata del Lplpkp
periodo di tempo Ton espressa mediante Ton =
Vin
Gli ingressi al sommatore ∑ sono la tensione in uscita dell’ amplificatore di errore E/A e il segnale di modulazione Smod, in questo modo PWM Ref sarà una tensione variabile nel tempo. Di conseguenza, il confronto tra la rampa CS e la tensione di riferimento variabile nel tempo PWM_Ref cambierà la durata della rampa, vale a dire per esempio, il periodo di tempo Ton. Anche i periodi di tempo Tfw e il tempo di commutazione Tsw cambieranno, come espresso in:
Lplpkp
e Tsw = Ton 1 1 — Tv
Vr Vin Vr
Ciò à ̈ illustrato nei diagrammi temporali della Figura 8 per il caso esemplificativo in cui Smod à ̈ un segnale di modulazione ad onda quadra.
In alternativa, come variante della seconda foima di realizzazione della presente invenzione, il segnale di modulazione Smod viene aggiunto al segnale CS anziché al segnale Se, come illustrato nella Figura 9. Il sommatore analogico ∑ riceve il segnale CS e il segnale di modulazione Se sui suoi ingressi e trasmette l’uscita CSm all’ingresso non invertente del comparatore PWM 15. L’ingresso invertente à ̈ collegato al segnale Se.
Come illustrato nei diagrammi temporali dei segnali Smod, CS, CSm e Q nella Figura 9, pei il caso esemplificativo in cui Smod à ̈ un segnale di modulazione ad onda quadra, il segnale CS à ̈ disallineato dal segnale di modulazione in modo che il tempo necessario affinché il segnale CSm raggiunga il segnale Se (vale a dire affinché la corrente di picco raggiunga il valore programmato Ipkp) cambi di conseguenza.
Preferibilmente, in tutti i dispositivi secondo la prima e la seconda forma di realizzazione dell’invenzione, l’ampiezza del segnale di modulazione Smod dovrà essere regolata proporzionalmente al livello del segnale Se. In questo modo, la quantità di modulazione può essere più elevata con un carico pesante (quando il livello del segnale Se à ̈ elevato) e minore con un carico leggero (quando il livello del segnale Se à ̈ basso).
La Figura 10 illustra un dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un convertitore secondo la terza forma di realizzazione dell’invenzione, in cui questa regolazione non à ̈ necessaria. Infatti, i mezzi 100 comprendono un blocco a guadagno variabile 103 che presenta in ingresso il segnale di modulazione Smod e il segnale CS; il segnale Smod à ̈ alimentato all’ingresso di controllo del blocco 103. Questo blocco 103 fornisce il segnale CSp in corrispondenza della propria uscita (alimentato all’ingresso non invertente del comparatore PWM 15) che à ̈ proporzionale al CS. La costante di proporzionalità viene cambiata mediante l’ingresso di controllo e, successivamente, mediante il segnale di modulazione Smod. La Figura 10 illustra i diagrammi temporali dei segnali Smod, CS, CSp, Q e il guadagno G del blocco 103 per il caso esemplificativo di un segnale di modulazione ad onda quadra.
Il blocco a guadagno variabile 103 può essere eseguito in numerosi modi. Sono accettabili guadagni inferiori a un’unità; pertanto, à ̈ possibile ottenere implementazioni molto semplici.
La Figura 11 illustra una delle possibili implementazioni del blocco 103. Il segnale CSp può essere uguale a CS o attenuato di un fattore R2 / (RI R2) a seconda del fatto che l’interruttore SW sia aperto o chiuso per formare un divisore di resistenza. Questo interruttore à ̈ controllato mediante il segnale di modulazione ad onda quadra Smod. Questa funzionalità genera le forme d’onda illustrate nella Figura 10 e può essere più opportunamente denominata “salto di frequenza†anziché “modulazione di frequenza†.
La corrente primaria di picco Ipkp viene cambiata periodicamente tra due valori differenti il cui rapporto à ̈ costante e uguale al guadagno CSp / CS = R2 / (RI R2). Man mano che il carico in uscita del convertitore viene ridotto, in modo che il valore medio di Ipkp diventi sempre più piccolo, anche la differenza tra i due valori sarà ridotta in modo proporzionale e tenderà a zero man mano che il carico tende a zero.
La funzionalità del circuito della Figura 1 può essere generalizzata come illustrato nel circuito della Figura 12. In questo circuito, vi à ̈ una resistenza di passaggio RI che collega CS a CSp ed n diramazioni composte da una resistenza R21..R2ne una serie di interruttori SW1...SWn. Ciascun interruttore viene pilotato dal proprio segnale di modulazione Smodl ...Smodn, in questo caso un segnale ad onda quadra. In questo modo, il divisore di resistenza può avere 2<n>possibili configurazioni e il guadagno può assumere 2<n>possibili valori. Il modo in cui questi valori si alternano nel tempo dipende dalla frequenza e dal ciclo di lavoro utile dei segnali di modulazione ad onda quadra.
La Figura 13 illustra due esempi, indicati con a) e b), di diagrammi temporali riguardanti il circuito della Figura 12 con n = 2, in modo che il guadagno G possa assumere quattro possibili valori.
Nel diagramma temporale a), le due onde quadre Smodi e Smod2 sono correlate: il segnale di modulazione Smod2 à ̈ ricavato dal segnale di modulazione Smodi mediante divisione di frequenza (per esempio con un circuito bistabile di tipo T). La configurazione risultante per il guadagno à ̈ una scala che somiglia a un dente di sega alla frequenza del segnale di modulazione Smod2.
Nel diagramma temporale b) le due onde quadre Smodi e Smod2 non sono correlate: sebbene abbiano il medesimo ciclo di lavoro utile, esse hanno frequenze differenti in modo che la loro fase reciproca si sposti nel tempo in modo continuo. Ne risulta che la configurazione risultante per il guadagno G ha un aspetto casuale.
Si osservi che nei casi considerati in precedenza à ̈ stata ipotizzata per semplicità una tensione di modulazione ad onda quadra, ma in linea di principio può essere utilizzata una qualsiasi forma d’onda di modulazione. Per contro, nei circuiti delle Figure 11 e 12, una tensione di modulazione ad onda quadra à ̈ obbligatoria. Il ciclo di lavoro utile di questa onda quadra non deve essere il 50% e può essere oggetto di ottimizzazione.
Tuttavia, sono possibili altre implementazioni del blocco a guadagno variabile 103 laddove una tensione ad onda quadra non à ̈ obbligatoria.
Un altro tipo di implementazione del blocco 103 à ̈ illustrato nella Figura 14, insieme ai suoi segnali di forma d’onda. Il segnale di modulazione Smod à ̈ una tensione di modulazione triangolare ma à ̈ anche possibile utilizzare una qualsiasi altra forma. Il blocco 103 comprende un amplificatore operazionale 111 avente l’ingresso non invertente collegato al segnale Smod e l’ingresso invertente collegato al terminale emettitore di un transistore bipolare pnp Q avente il terminale di base collegato al terminale di uscita dell’amplificatore operazionale 111 e il terminale collettore collegato a terra GND. Il terminale emettitore à ̈ collegato al segnale CS per mezzo delle resistenze RI e R2 disposte in serie, e in corrispondenza del terminale comune della serie à ̈ fornito il segnale CSp.
Ipotizzando che il segnale di modulazione Smod sia tale per cui Q operi nella regione di cut-off o nella regione attiva, il circuito presenta la seguente funzione di trasferimento ingresso-uscita:
CS(t) se CS(t ) < S mod(i) CSp(t) = < R2 Rì
CS(t) - Smoditi se CS(t) > S mod(t)<'>RI R2<W>RÌ R2<w>
Sebbene non vi sia un rapporto di proporzionalità ingresso-uscita come nei circuiti delle Figure 11 e 12, anche con questo circuito la modulazione scompare e il guadagno à ̈ 1 (CSp = CS) man mano che il carico in uscita del convertitore tende a zero (vale a dire che il picco di CS(t) tende a zero).
Come già menzionato, i dispositivi di controllo illustrati finora sono anche applicabili a preregolatori PFC boost TM. La specificità di questi convertitori può dare origine a forme di realizzazione che differiscono lievemente da quelle considerate nei convertitori flyback QR. Come esempio, à ̈ possibile considerare il caso di un preregolatore PFC boost TM (modalità di transizione) controllato in modalità di corrente.
La Figura 15 illustra il nucleo di controllo di tale tipo di convertitore. La struttura di base à ̈ simile a quella illustrata nella Figura 5 per un convertitore flyback QR: la differenza risiede nella tensione di riferimento per la corrente di picco fornita all’ingresso invertente del comparatore PWM 15. Anziché l’uscita Se dell’amplificatore di errore, in questo caso à ̈ presente l’uscita di un multiplatore analogico 20 che, in corrispondenza dei propri ingressi, riceve una porzione della tensione in ingresso istantanea Kp-Vin (Kp à ̈ un fattore di rappresentazione in scala), l’uscita Se dell’amplificatore di errore 14 e, facoltativamente, l’ingresso in avanti di alimentazione della tensione Vff quando à ̈ necessario che il guadagno dell’anello sia indipendente dalla tensione in ingresso. Vff à ̈ una tensione DC generata dalla tensione Vin tramite un filtro passabasso 21 e un blocco quadratore-divisore a cascata 22, la cui uscita à ̈ il reciproco dell’ingresso al quadrato.
Con questo nucleo di controllo, la corrente dell’induttore di picco in un ciclo di commutazione à ̈:
KpVìnSe
Ipkp = — Km , in cui Km à ̈ il guadagno del multiplatore. Il segnale di Rs Vff<2>
modulazione può agire su uno qualsiasi dei termini dell’equazione precedente.
Come nelle forme di realizzazione precedenti e nelle loro varianti, il segnale di modulazione Smod, Smodi... Smodn può essere aggiunto al segnale Se, al segnale CS oppure può trovarsi all’ingresso del blocco a guadagno variabile 103. In alternativa, il guadagno del multiplatore 20 può essere modulato mediante il segnale Smod. Ancora in alternativa, il segnale Smod può essere aggiunto al segnale KpVin o al segnale Vff o al segnale in uscita del multiplatore 20.
Il segnale di modulazione Smod, Smodi... Smodn che compare in una qualsiasi delle forme di realizzazione considerate precedentemente à ̈ realizzato tipicamente con un oscillatore. Ciò può essere realizzato con una qualsiasi configurazione della tecnica anteriore riguardante la forma d’onda desiderata.
Occorre sottolineare il fatto che, nel caso di un segnale di modulazione ad onda quadra Smod, Smodi... Smodn, non à ̈ necessario un oscillatore dedicato: à ̈ possibile ricavare il segnale di modulazione dal treno di impulsi PWM generato mediante il nucleo di controllo stesso. Ciò può essere effettuato con un controllo sia in modalità di tensione, sia in modalità di corrente.
Un esempio semplice di questa realizzazione à ̈ illustrato nella Figura 16. Il segnale in uscita Q del latch PWM 17 viene alimentato all’ingresso di un contatore mod-n 30; pertanto, la sua uscita Smod sarà un’onda quadra con una frequenza pari a 1/n della frequenza di commutazione. Ovviamente, in qualità di ingresso per il contatore, à ̈ possibile utilizzare un qualsiasi altro segnale a impulsi nel nucleo di controllo (per esempio i segnali di impostazione e azzeramento per il latch PWM, eccetera). Il contatore può essere fornito di un ingresso di controllo aggiuntivo Ch che cambia la fine del conteggio (n). Questa caratteristica può essere utilizzata, per esempio, per adattare la frequenza di modulazione risultante alla frequenza di commutazione o per avere una frequenza di modulazione variabile nel tempo.
La Figura 17 illustra un possibile circuito 40 che genera un segnale di modulazione ad onda quadra Smod avente una durata minima dei livelli HIGH e LOW (THIGH e TLOW) pari a un tempo predefinito. Ne risulta che il numero di cicli di commutazione a una determinata frequenza non à ̈ fisso ma dipende dalla frequenza operativa del convertitore. Rispetto a quello nella Figura 16, questo circuito fornisce un ciclo di lavoro utile della corrente modulata più prossimo al 50%. Il segnale di modulazione ottenuto mediante questo circuito può essere utilizzato in ciascuno dei circuiti delle Figure da 5 a 10, ed à ̈ applicabile ai convertitori flyback delle Figure 1 e 3, come anche al nucleo di controllo del preregolatore PFC boost TM della Figura 15.
Quando la rampa di tensione VRampda un capo all’altro della capacità a temporizzazione Ct supera la soglia VIh, un comparatore 41 imposta il segnale in uscita FLAG sul livello alto e azzera il flip-flop SR 42 avente il segnale in uscita Q del circuito bistabile 17 in corrispondenza dell’ingresso di impostazione S. L’uscita Q* del flip-flop 42 à ̈ impostata su un valore alto in corrispondenza del primo fronte di salita dell’uscita Q del latch PWM 17 che si verifica dopo il summenzionato azzeramento. ;Il segnale Q*, a sua volta, genera un impulso di 100ns Vp per mezzo del dispositivo monostabile 43; il segnale a impulsi Vp scarica la capacità Ct attraverso un transistore mosfet M e aziona l’uscita del circuito bistabile JK 44, ottenendo in questo modo il segnale di modulazione Smod.
La Figura 18 illustra i diagrammi temporali del segnale FLAG (che à ̈ nullo per il tempo Tose), del segnale VRamp, del segnale It con il picco IpkHe IpkL, del segnale Q con frequenza 1/fLe 1/fH, del segnale Smod e del segnale VP.

Claims (20)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di controllo per un convertitore di potenza quasi risonante, detto convertitore di potenza essendo atto a convertire un segnale in ingresso (Vin) in un segnale in uscita DC (Vout), detto convertitore di potenza comprendendo un interruttore di potenza (Q1) collegato a detto segnale in ingresso e atto a regolare detto segnale in uscita DC e mezzi magnetici di accumulo (1), detto dispositivo di controllo essendo in grado di determinare la frequenza di commutazione dell’interruttore di potenza (Q1), detto dispositivo di controllo essendo alimentato da un segnale di retroazione (Vf) proveniente da un circuito di retroazione (12, 11) accoppiato al segnale in uscita (Vout) del convertitore di potenza, detto dispositivo di controllo eseguendo un anello di controllo che regola il segnale in uscita DC (Vout) controllando una variabile di controllo (Ton, Ipkp), caratterizzato dal fatto di comprendere mezzi di modulazione (100) atti a modulare detta variabile di controllo (Ton, Ipkp) in funzione di almeno un segnale di modulazione (Smod; Smodi... Smodn) avente una frequenza superiore all’ampiezza di banda dell’anello di controllo.
  2. 2. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detta variabile di controllo à ̈ il periodo di tempo di accensione (Ton) dell’ interruttore di potenza (Ql).
  3. 3. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto dispositivo di controllo comprende ulteriori mezzi (14) atti a fornire un segnale di errore (Se) indicativo della differenza tra il segnale di retroazione (Vf) e un segnale di riferimento (Vref) e un comparatore (15) atto a confrontare detto segnale di errore (Se) con un segnale di rampa (RAMP), detti mezzi di modulazione (100) essendo atti a cambiare periodicamente la pendenza di detto segnale di rampa.
  4. 4. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detto dispositivo di controllo comprende ulteriori mezzi (14) per fornire un segnale di errore (Se) indicativo della differenza tra il segnale di retroazione (Vf) e un segnale di riferimento (Vref), e un comparatore PWM (15) atto a confrontare detto segnale di errore (Se) con un segnale di rampa, detti mezzi di modulazione (100) essendo atti ad aggiungere un segnale variabile nel tempo (Smod) a detto segnale di errore.
  5. 5. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detta variabile di controllo à ̈ il valore di corrente di picco (Ipkp) della corrente che passa attraverso l’interruttore di potenza (Q1).
  6. 6. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto che il dispositivo di controllo comprende un comparatore PWM (15) atto a confrontare un primo segnale (Se), che controlla il picco (Ipkp) della corrente (Ip) che scorre attraverso l’interruttore di potenza, con un segnale di rilevamento (CS) della corrente (Ip) che scorre attraverso l’interruttore di alimentazione, detti mezzi di modulazione (100) essendo atti ad aggiungere un segnale variabile nel tempo (Smod) a detto primo segnale (Se) o a detto segnale di rilevamento della corrente (CS).
  7. 7. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto che il dispositivo di controllo comprende un comparatore PWM (15) atto a confrontare un primo segnale (Se), che controlla il picco (Ipkp) della corrente (Ip) che scorre attraverso l’interruttore di potenza (Ql), con un segnale di rilevamento (CS) della corrente che scorre attraverso l’interruttore di alimentazione, detti mezzi di modulazione (100) comprendendo un circuito a guadagno variabile (103) al quale à ̈ alimentato il segnale di rilevamento della corrente (CS) e detto almeno un segnale di modulazione (Smod) essendo atto a cambiare periodicamente il guadagno del circuito a guadagno variabile (103).
  8. 8. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto di comprendere una pluralità di segnali di modulazione (Smodl...Smodn) atti a cambiare periodicamente il guadagno del circuito a guadagno variabile (103).
  9. 9. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 7 o 8, caratterizzato dal fatto che il circuito a guadagno variabile (103) comprende un divisore di resistenza (R1, R2; R1, R21....R2n) di una prima resistenza (R1) e una pluralità di seconde resistenze (R2, R21....R2n) e una pluralità di interruttori (SW, SW1..SWn) collegata rispettivamente alla pluralità di seconde resistenze (R2, R21..R ), detta prima resistenza essendo collegata al segnale di rilevamento della corrente (CS) e detta pluralità di segnali di modulazione (Smod1 ...Smodn) controllando la pluralità di interruttori (SW1...SWn).
  10. 10. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto che detto circuito a guadagno variabile (103) comprende un divisore di resistenza (R1, R2) di una prima resistenza (R1) e una seconda resistenza (R2), la prima resistenza essendo collegata al segnale di rilevamento della corrente (CS) e la seconda resistenza essendo collegata al terminale di un interruttore (Q10) avente l’altro terminale collegato a terra, detto interruttore essendo controllato mediante un segnale di modulazione (Smod) in corrispondenza dell’ingresso non invertente di un amplificatore operazionale avente l’ingresso invertente collegato al terminale comune dell’ interruttore e della seconda resistenza.
  11. 11. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 3 o 6, caratterizzato dal fatto di comprendere un flip-flop set-reset (17) alimentato dal segnale in uscita del comparatore PWM e atto a fornire un segnale a onda quadra (Q) in uscita, detti mezzi di modulazione (100) comprendono altri mezzi (30, 40) configurati per ricavare il segnale di modulazione (Smod) da detto segnale a onda quadra (Q) all’uscita del circuito Instabile set-reset.
  12. 12. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 11, caratterizzato dal fatto che detti altri mezzi (40) sono configurati per generare un segnale di modulazione a onda quadra (Smod) avente una durata prestabilita del livello alto e del livello basso.
  13. 13. Dispositivo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto almeno un segnale di modulazione (Smod) Ã ̈ un segnale esterno.
  14. 14. Convertitore di potenza quasi risonante atto a convertire un segnale in ingresso (Vin) in un segnale in uscita DC (Vout), detto convertitore di potenza comprendendo un interruttore di potenza (Ql) collegato a detto segnale in ingresso e atto a regolare detto segnale in uscita DC, mezzi magnetici di accumulo (1), i mezzi magnetici di accumulo (1) e un circuito di retroazione (12, 11) essendo accoppiati al segnale in uscita (Vout) del convertitore di potenza, detto convertitore di potenza comprendendo un dispositivo di controllo come definito in una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
  15. 15. Metodo di controllo di un convertitore di potenza quasi risonante, detto convertitore di potenza essendo atto a convertire un segnale in ingresso (Vin) in un segnale in uscita DC (Vout), detto convertitore di potenza comprendendo un interruttore di potenza (Ql) collegato a detto segnale in ingresso e atto a regolare detto segnale in uscita DC, e mezzi magnetici di accumulo (1), detto metodo di controllo comprendendo la determinazione della frequenza di commutazione dell’ interruttore di potenza (Q1) e la regolazione del segnale in uscita (Vout), controllando una variabile di controllo (Ton, Ipkp), caratterizzato dal fatto di comprendere la modulazione (100) di detta varabile di controllo (Ton, Ipkp) in funzione di almeno un segnale di modulazione (Smod; Smod1...Smodn) avente una frequenza superiore all’ampiezza di banda dell’anello di controllo.
  16. 16. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 15, caratterizzato dal fatto che detta variabile di controllo à ̈ il periodo di tempo di accensione (Ton) dell’ interruttore di potenza (Q).
  17. 17. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 16, caratterizzato dal fatto di comprendere il confronto di un segnale di errore (Se) indicativo della differenza tra il segnale di retroazione (Vf) e un segnale di riferimento (Vref) con un segnale di rampa (RAMP, CS), detta modulazione comprendendo il cambiamento periodico della pendenza di detto segnale di rampa.
  18. 18. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 16, caratterizzato dal fatto di comprendere il confronto di un segnale di errore (Se) indicativo della differenza tra il segnale di retroazione (Vf) e un segnale di riferimento (Vref) con un segnale di rampa (RAMP), detta modulazione comprendendo l’aggiunta di un segnale variabile nel tempo (Smod) a detto segnale di errore (Se).
  19. 19. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 16, caratterizzato dal fatto che detta variabile di controllo à ̈ il valore di corrente di picco (Ipkp) della corrente che passa attraverso l’interruttore di potenza (Q).
  20. 20. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 20, caratterizzato dal fatto di comprendere il confronto di un primo segnale (Se), che controlla il picco (Ipkp) della corrente (Ip) che scorre attraverso l’interruttore di alimentazione, con un segnale di rilevamento (CS) della corrente (Ip) che scorre attraverso l’interruttore di potenza, detta modulazione comprendendo l aggiunta di un segnale variabile nel tempo (Smod) a detto primo segnale (Se) o a detto segnale di rilevamento della corrente (CS).
IT000546A 2011-04-04 2011-04-04 Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo. ITMI20110546A1 (it)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT000546A ITMI20110546A1 (it) 2011-04-04 2011-04-04 Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.
US13/433,083 US8867237B2 (en) 2011-04-04 2012-03-28 Control device of the switching frequency of a quasi-resonant switching converter and related control method
EP12162990A EP2509205A1 (en) 2011-04-04 2012-04-03 Control device of the switching frequency of a quasi-resonant switching converter and related control method.
CN201210100865.6A CN102739053B (zh) 2011-04-04 2012-04-05 准谐振开关转换器的开关频率的控制设备和相关控制方法
CN2012201430145U CN202652070U (zh) 2011-04-04 2012-04-05 一种控制设备和准谐振开关功率转换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT000546A ITMI20110546A1 (it) 2011-04-04 2011-04-04 Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ITMI20110546A1 true ITMI20110546A1 (it) 2012-10-05

Family

ID=44554037

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
IT000546A ITMI20110546A1 (it) 2011-04-04 2011-04-04 Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8867237B2 (it)
EP (1) EP2509205A1 (it)
CN (2) CN102739053B (it)
IT (1) ITMI20110546A1 (it)

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ITMI20110546A1 (it) * 2011-04-04 2012-10-05 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.
US10368410B2 (en) * 2012-10-19 2019-07-30 Linear Technology Corporation PWM control for LEDs with reduced flicker when using spread spectrum switching frequencies
CN103151925B (zh) * 2013-03-11 2015-08-19 成都芯源系统有限公司 一种开关转换器及其控制方法
DE102013205199A1 (de) * 2013-03-25 2014-09-25 Tridonic Gmbh & Co. Kg LED-Konverter mit verbessertem EMI-Verhalten
US8947894B2 (en) * 2013-04-05 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply including a flyback converter with primary side control
US9204505B2 (en) * 2013-04-29 2015-12-01 Stmicroelectronics, Inc. Power converter for interfacing a fluorescent lighting ballast to a light emitting diode lamp
TWI493848B (zh) * 2013-05-20 2015-07-21 Richtek Technology Corp Power converter and power factor correction device
JP2015023722A (ja) * 2013-07-22 2015-02-02 サンケン電気株式会社 力率改善回路
CN103501107B (zh) * 2013-09-25 2016-03-30 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法
JP6272679B2 (ja) * 2013-11-22 2018-01-31 ローム株式会社 電源制御回路、電源装置および電子機器
TWI499183B (zh) * 2013-12-05 2015-09-01 Richtek Technology Corp 電源轉換器的功率因數校正電路
TW201526508A (zh) * 2013-12-31 2015-07-01 Advanced Analog Technology Inc 準諧振反馳轉換器之零電流偵測裝置
TWI568159B (zh) * 2014-04-24 2017-01-21 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應器及其控制電路與控制方法
FR3020523B1 (fr) * 2014-04-29 2016-05-06 Valeo Systemes De Controle Moteur Alimentation electrique et procede de commande d'une alimentation electrique
US9998013B2 (en) * 2014-05-07 2018-06-12 Dialog Semiconductor Inc. MOSFET driver with reduced power consumption
US9455636B2 (en) * 2014-12-16 2016-09-27 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device employing primary side regulation in a quasi-resonant AC/DC flyback converter
DE102015202245A1 (de) * 2015-02-09 2016-08-11 Tridonic Gmbh & Co Kg Abwärtswandler mit frequenzmodulierter Schaltersteuerung
US9520796B2 (en) 2015-03-06 2016-12-13 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for quasi-resonant high-power-factor flyback converter
US9621029B2 (en) 2015-03-18 2017-04-11 Stmicroelectronics S.R.L. Method and device for high-power-factor flyback converter
ITUB20150319A1 (it) * 2015-05-13 2016-11-13 St Microelectronics Srl Convertitore di corrente con controllo della corrente sul lato dell'avvolgimento primario e compensazione del ritardo di propagazione
CN105655985B (zh) 2016-03-29 2018-10-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明的过电压保护的系统和方法
CN105792422B (zh) * 2016-04-11 2017-06-30 电子科技大学 一种用于led的开关切换电路
ITUA20164780A1 (it) 2016-06-30 2017-12-30 St Microelectronics Srl Dispositivo e metodo di controllo in tensione in modalita' quasi-risonante di un convertitore in commutazione
CN107154743B (zh) * 2017-03-31 2019-06-21 深圳晶福源科技股份有限公司 一种可控制两档电压切换输出的开关电源
EP3399635A1 (en) * 2017-05-03 2018-11-07 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Quasiresonant flyback converter
US10840806B2 (en) * 2017-05-25 2020-11-17 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Preventing sub-harmonic oscillation with clock delay compensation, in a DC-DC switching converter
US10511231B2 (en) 2017-08-21 2019-12-17 Flex Ltd. Reconstructive line modulated resonant converter
US10917001B2 (en) * 2017-08-21 2021-02-09 Flex Ltd. Adaptive resonant frequency converter
US10594209B2 (en) * 2018-01-25 2020-03-17 Richtek Technology Corporation Switching power converter circuit and control circuit thereof
TWI678059B (zh) * 2018-05-14 2019-11-21 通嘉科技股份有限公司 可抖動開關頻率之電源供應器以及電源控制器
US10686375B1 (en) * 2019-01-31 2020-06-16 Texas Instruments Incorporated Power conversion with modulated switching
TWI703825B (zh) * 2020-01-16 2020-09-01 瑞昱半導體股份有限公司 脈衝頻率控制電路、控制系統及其控制方法
CN113394972A (zh) * 2020-03-12 2021-09-14 Oppo广东移动通信有限公司 一种电源变换电路
TWI711248B (zh) * 2020-04-17 2020-11-21 通嘉科技股份有限公司 應用於電源轉換器的一次側的初級控制器及其操作方法
US11522463B2 (en) * 2021-02-23 2022-12-06 Harman Professional, Inc. System and method to extend low line operation of flyback converters
US11507128B1 (en) * 2021-08-31 2022-11-22 Texas Instruments Incorporated Low on-time control for switching power supply
CN117491724B (zh) * 2024-01-02 2024-04-05 江苏展芯半导体技术股份有限公司 一种电感电流过零检测方法及电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100289466A1 (en) * 2009-05-15 2010-11-18 Flextronics Ap, Llc Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain
US20100315838A1 (en) * 2009-06-10 2010-12-16 Ming Ping Mao System and Method for Emissions Suppression in a Switch-Mode Power Supply

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4672518A (en) * 1986-07-30 1987-06-09 American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs Current mode control arrangement with load dependent ramp signal added to sensed current waveform
US6138042A (en) * 1997-12-31 2000-10-24 Motorola, Inc. Method, device, phone, and base station for providing an efficient tracking power converter for variable signals
US6411531B1 (en) * 2000-11-21 2002-06-25 Linear Technology Corporation Charge pump DC/DC converters with reduced input noise
DE102006022845B4 (de) * 2005-05-23 2016-01-07 Infineon Technologies Ag Ansteuerschaltung für eine Schaltereinheit einer getakteten Leistungsversorgungsschaltung und Resonanzkonverter
US7233504B2 (en) * 2005-08-26 2007-06-19 Power Integration, Inc. Method and apparatus for digital control of a switching regulator
US7616454B2 (en) * 2005-12-16 2009-11-10 System General Corporation Control circuit having programmable waveform for limiting output power of power converter
US7502236B2 (en) * 2006-10-04 2009-03-10 Power Integrations, Inc. Power supply controller responsive to a feedforward signal
US7898825B2 (en) * 2008-03-24 2011-03-01 Akros Silicon, Inc. Adaptive ramp compensation for current mode-DC-DC converters
US8081041B2 (en) * 2010-02-19 2011-12-20 Exar Corporation Glue-logic based method and system for minimizing losses in oversampled digitally controlled DC-DC converters
ITMI20110546A1 (it) * 2011-04-04 2012-10-05 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100289466A1 (en) * 2009-05-15 2010-11-18 Flextronics Ap, Llc Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain
US20100315838A1 (en) * 2009-06-10 2010-12-16 Ming Ping Mao System and Method for Emissions Suppression in a Switch-Mode Power Supply

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
YUAN-CHIH CHANG ET AL: "On randomized harmonic spectrum control for a flyback switch-mode rectifier", POWER ELECTRONICS AND DRIVE SYSTEMS, 2009. PEDS 2009. INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 2 November 2009 (2009-11-02), pages 28 - 33, XP031614604, ISBN: 978-1-4244-4166-2 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN202652070U (zh) 2013-01-02
CN102739053B (zh) 2016-02-24
US20120250367A1 (en) 2012-10-04
EP2509205A1 (en) 2012-10-10
US8867237B2 (en) 2014-10-21
CN102739053A (zh) 2012-10-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ITMI20110546A1 (it) Dispositivo di controllo della frequenza di commutazione di un converter quasi risonante e relativo metodo di controllo.
US10468991B2 (en) Control method and device employing primary side regulation in a quasi-resonant AC/DC flyback converter
TWI573380B (zh) A system controller and method for adjusting the output current of a power conversion system
US10862387B2 (en) Fractional valley switching controller
TWI501524B (zh) A system and method for reducing electromagnetic interference using switching frequency jitter
US11005361B2 (en) Control circuit and method of a switching power supply
US10892679B2 (en) Introducing jitter to a switching frequency by way of modulating current limit
US8040117B2 (en) Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain
US8194419B2 (en) Switching mode power supply for reducing standby power
US10241322B2 (en) Device and method for quasi-resonant-mode voltage control of a switching converter
US8472214B2 (en) Control circuit and method for efficient flyback power converter under light load
US20170187292A1 (en) System and Method for a Switching Circuit
US20160156259A1 (en) Controller and controlling method of switching power supply
JP5627607B2 (ja) 高圧電源及び画像形成装置
TW201703415A (zh) 用於調節電源變換系統的系統控制器和方法
TW201308852A (zh) 用於串聯諧振轉換器的混合控制技術
JP2009055712A (ja) 多出力スイッチング電源装置
JP2011087394A (ja) スイッチング素子駆動用制御回路およびスイッチング電源装置
TWI651921B (zh) 改善返馳式開關電源的ｅｍｉ的系統
KR100982169B1 (ko) 1차측 제어 파워 변환기들을 위한 스위칭 제어 회로
US9270171B2 (en) Methods and apparatus for DC-DC converter having dithered slope compensation
US20120014142A1 (en) Power conversion apparatus for correcting power factor
TWI831765B (zh) 功率轉換器控制器及功率轉換器
KR102372772B1 (ko) 제어 회로 및 이를 이용한 전원 변환 장치
JP6074397B2 (ja) 電源並びに画像形成装置