CN103501107B - 功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种用于交流-直流电源变换器的控制方法，该方法包括：所述交流-直流电源变换器的输入电流经滤波电容和功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流；所述功率转换电路接收一反馈信号和三角波信号，根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等，方向相反，从而减小或消除滤波电容对输入电流造成的谐波影响，效果显著。本发明还揭示了一种使用上述方法的功率转换电路以及交流-直流电源变换器。

Description

功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及交流-直流电源变换器技术领域，特别是涉及一种功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法。

背景技术

交流-直流电源变换器是将一交流输入转换成一直流输出的一种电源装置，具有体积小，效率高的优点，因此被广泛应用于手机充电器和笔记本电脑适配器等场合。在所有类型的交流-直流电源变换器中，由于反激式交流-直流电源变换器的电路简单，输出电压易调节，所以反激式交流-直流电源变换器是最通用的。

请参考图1，图1为现有技术中交流-直流电源变换器的电路图。在交流-直流电源变换器中，整流电路102用来对交流输入电源101的交流输入电压执行整流处理。在整流电路102后，具有一滤波电容105，滤波电容105一方面执行滤波处理，另一方面，在交流输入电源101欠压时，提供能量给功率转换电路10。滤波电容105与功率转换电路10并联连接，这样所述电源变换器的输入电流I_in经滤波电容105和功率转换电路10分为第一支路电流I_C和第二支路电流I_F，其中，所述第一支路电流I_C为所述滤波电容105的电流，所述第二支路电流I_F为所述功率转换电路10的电流，并且有：I_in=I_C+I_F。这里，所述功率转换电路10以反激式功率级电路为例，其包括有一变压器120和一功率开关器件125，所述变压器120包括初级绕组L1和次级绕组L2，所述初级绕组L1接入第二支路电流I_F并将信号感应至次级绕组L2，所述次级绕组L2将感应到的电压信号传输给整流滤波电路170，经整流滤波处理后产生直流输出VOUT。直流输出VOUT可经由反馈电路140的信号处理，以产生反馈信号至开关控制电路130，开关控制电路130还接受表征所述直流输出VOUT的期望输出值的基准电压信号V_ref，开关控制电路130输出一控制信号至功率开关器件125，以控制功率开关器件125的通断。

偏置电压产生电路190用来根据辅助绕组L3的感应电流产生偏置电压信号供应至开关控制电路130。

在现有技术中，反激式功率转换电路中的第二支路电流I_F一般为正弦波，如图2所示为现有技术中第二支路电流的波形示意图，其中，纵坐标表示电流(A)，横坐标表示时间t(ms)，图中表示一个工频周期(一般为20ms)内的波形示意图。图3为现有技术中第一支路电流的波形示意图，其中，纵坐标表示电流(A)，横坐标表示时间t(ms)，图中表示一个工频周期(一般为20ms)内的波形示意图。从图3可以看出，由于滤波电容105的充放电影响，第一支路电流I_C的波形会产生一个突变，所以，输入电流I_in的波形为非正弦波，如图4所示。尤其在所述电源变换器的负载较轻时，第一支路电流I_C占到输入电流I_in很大的比例，此时对输入电流I_in的影响更为显著，导致输入电流I_in的谐波大，系统功率因数低。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法，可以减小或消除滤波电容对输入电流造成的谐波影响。

为解决上述技术问题，本发明提供一种用于交流-直流电源变换器的控制方法，所述交流-直流电源变换器包含有并联的滤波电容和功率转换电路，包括：

所述交流-直流变换器接收一交流输入，所述交流输入提供一输入电流；

所述输入电流经所述滤波电容和所述功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流，其中，所述第一支路电流为所述滤波电容的电流；所述第二支路电流为所述功率转换电路的电流；

所述功率转换电路接收一表征所述功率转换电路的输出电信号的反馈信号和一三角波信号，并且，

根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；

所述功率转换电路的导通时间为第一导通时间和第二导通时间之和；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和；

其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，以使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等、方向相反。

进一步的，在所述的控制方法中，还包括：

计算所述反馈信号与一第一基准电压信号的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号，其中，所述第一基准电压信号为表征所述功率转换电路的输出电信号的期望输出值；

将所述第一补偿信号与所述三角波信号相叠加，以产生一第二补偿信号；

根据所述第二补偿信号产生一控制信号，所述控制信号用以控制所述功率转换电路中功率开关器件的开关动作。

进一步的，在所述的控制方法中，还包括：

根据所述第一支路电流的大小和所述第一转换电流的计算公式获得所述第二导通时间的函数；

对所述第二导通时间的函数进行拟合以获得表征所述三角波信号的期望信号；

根据所述期望信号产生所述三角波信号。

依据本发明的一种功率转换电路，用于交流-直流电源变换器中，所述交流-直流电源变换器还包含有与所述功率转换电路并联的滤波电容，所述交流-直流电源变换器的输入电流经所述滤波电容和所述功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流，其中，所述第一支路电流为所述滤波电容的电流；所述第二支路电流为所述功率转换电路的电流，所述功率转换电路包括：

补偿电路，对接收的表征所述功率转换电路的输出电信号的反馈信号和第一基准电压信号进行误差计算，并对误差结果进行补偿以产生一第一补偿信号，其中，所述第一基准电压信号为表征所述功率转换电路的输出电信号的期望输出值；

三角波信号产生电路，用于输出一三角波信号；

叠加电路，用以将所述第一补偿信号和所述三角波信号进行叠加，以产生一第二补偿信号；

驱动控制电路，接收所述第二补偿信号以产生一控制信号，所述控制信号控制所述功率转换电路中功率开关器件的开关动作；

在每一开关周期内，根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；

所述功率转换电路的导通时间为第一导通时间和第二导通时间之和；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和；

其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，以使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等、方向相反。

进一步的，所述三角波信号产生电路包括充放电电路和第一比较器，

所述充放电电路包括直流电源、第一电容和第一开关，所述第一电容和第一开关并联连接后，与所述直流电源串联连接，所述直流电源对所述第一电容进行充电，所述第一比较器的输出端输出的信号控制所述第一开关的开关动作以控制所述第一电容的放电动作；

所述第一比较器的第一输入端接收所述第一电容的两端电压，第二输入端接收一第二基准电压信号，其输出端输出一比较信号；

所述第一电容的两端电压作为所述三角波信号；

其中，所述直流电源、第一电容和第二基准电压信号的值根据所述期望信号来确定。

进一步的，所述叠加电路包括一加法器。

依据本发明的一种交流-直流电源变换器，用于将交流输入转换为直流输出，所述电源变换器包括一功率转换电路和一滤波电容，所述功率转换电路和滤波电容并联连接，所述功率转换电路为上述的功率转换电路。

进一步的，所述电源变换器还包括一整流电路，所述整流电路对所述交流输入进行整流处理以产生直流输入。

与现有技术相比，本发明提供的功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法具有以下优点：

在本发明提供的控制方法中，接收一根据第一支路电流产生的三角波信号，并据此控制使所述功率开关器件产生一第二导通时间，从而使得所述功率转换电路增加一第二转换电流，所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等，方向相反，这样，其在输入电流的计算公式中可相互抵消，使得所述输入电流的波形与所述第一转换电流的波形相同，呈正弦变化，从而减小或消除滤波电容对输入电流造成的谐波影响。

附图说明

图1为现有技术中交流-直流电源变换器的电路图；

图2为现有技术中第二支路电流的波形示意图；

图3为现有技术中第一支路电流的波形示意图；

图4为现有技术中输入电流的波形示意图；

图5为本发明一实施例中所述第二导通时间的函数示意图；

图6为本发明一实施例中表征所述三角波信号的期望信号示意图；

图7为本发明一实施例中交流-直流电源变换器的电路图；

图8为本发明一实施例中三角波信号产生电路的电路结构图；

具体实施方式

正如背景技术中所述，现有技术的交流-直流电源变换器中，所述滤波电容会对输入电流造成一定的谐波影响。本领域技术人员知道：

在交流-直流电源变换器中，以反激式功率级电路为例，一般地，为得到较好的功率因数和减小损耗，常采用准谐振控制模式，在这种控制模式下，所述第二支路电流I_F即所述功率转换电路的电流，在时间t下的表达式为：

$I_F=\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)\×t_{\mathrm{on}}\×d\left(t\right)}{L_m}---\left(1\right)$

所述第一支路电流I_C即所述滤波电容的电流，在时间t下的表达式为：

$I_C=\sqrt{2}\×2\mathrm{\π}\×f\×C\×\sin [2\mathrm{\π}\×f\×(t+5)]---\left(2\right)$

其中，V_in(t)为所述交流输入在时间t时的电压，t_on为所述功率开关器件的导通时间，d(t)为占空比，L_m为所述变压器的激磁电感，f为所述交流输入的交流电频率，C为所述滤波电容的容值。

发明人经过对现有技术交流-直流电源变换器的深入研究发现，如果使功率转换电路中产生一个与所述第一支路电流大小相等，方向相反的电流，设为第二转换电流I_F2，则可抵消滤波电容的第一支路电流给输入电流带来的谐波影响。根据反激式功率转换电路的工作原理，有第二转换电流I_F2的计算公式为：

$I_{F2}=\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)\×{t^{,}}_{\mathrm{on}}\×d\left(t\right)}{L_m}---\left(3\right)$

其中，t’_on为第二导通时间，令I_F2=-I_C，将式(2)代入到式(3)中，可得到：

$\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)\×{t^{,}}_{\mathrm{on}}\×d\left(t\right)}{L_m}=-\sqrt{2}\×2\mathrm{\π}\×f\×C\×\sin [2\mathrm{\π}\×f\×(t+5)]---\left(4\right)$

由公式(4)得到：

${t^{,}}_{\mathrm{on}}=-\frac{2A\×L_m\×\sin [2\mathrm{\π}\×f\×(t+5)]}{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)\×d\left(t\right)}$

对时间t的函数进行求导，可得：

${t^{,}}_{\mathrm{on}}=-\frac{2B\×L_m\×\cos [2\mathrm{\π}\×f\×(t+5)]}{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}---\left(5\right)$

其中，A、B为系数。

由公式(5)可以看出，所述第二导通时间t’_on为一余切函数，如图5所示为所述第二导通时间t’_on的函数示意图；其中，纵坐标表示电流(A)，横坐标表示时间t(ms)，图中表示一个工频周期(一般为20ms)内的波形示意图。但是由于余切函数实现比较复杂，为方便实现，将所述第二导通时间t’_on的函数进行拟合，可以得到一个线性的表达式，所述线性表达式即是表征三角波信号的期望信号，如图6所示，其中，纵坐标表示电流(A)，横坐标表示时间t(ms)，图中表示一个工频周期(一般为20ms)内的波形示意图。

发明人基于上述研究，获得本发明的核心思想：根据所述期望信号产生一对应的三角波信号，根据所述三角波信号控制所述功率开关器件的导通时间，以使所述功率开关器件产生一第二导通时间，所述第二导通时间使得所述功率转换电路具有一第二转换电流，并且，所述的三角波信号刚好可以使所述第二转换电流与所述滤波电容的第一支路电流I_C大小相等、方向相反，从而抵消掉所述第一支路电流I_C的影响，改善了输入电流I_in的谐波，提高了整个电路的功率因数。

有鉴于上述的研究，本发明提出一种交流-直流电源转换的方法，包括以下步骤：

所述交流-直流电源变换器接收一交流输入，所述交流输入提供一输入电流；所述输入电流经所述滤波电容和所述功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流，其中，所述第一支路电流为所述滤波电容的电流；所述第二支路电流为所述功率转换电路的电流；

所述功率转换电路接收一表征所述功率转换电路的输出电信号的反馈信号和一三角波信号，并且，

根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；

所述功率转换电路的导通时间为第一导通时间和第二导通时间之和；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和；

其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，以使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等、方向相反。

进一步的，所述控制方法还包括计算所述反馈信号与一第一基准电压信号的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号，其中，所述第一基准电压信号为表征所述功率转换电路的输出电信号的期望输出值；

将所述第一补偿信号与所述三角波信号相叠加，以产生一第二补偿信号；

根据所述第二补偿信号产生一控制信号，所述控制信号用以控制所述功率转换电路中功率开关器件的开关动作。

通过上述的控制方法可知，本发明只需要增加一个三角波信号来调节功率开关器件的导通时间，从而抵消掉所述第一支路电流对输入电流的影响，本发明从原理上消除了滤波电容对输入电流造成的谐波影响，效果显著。

进一步，结合上述用于交流-直流电源变换器的控制方法，本发明还提供了一种功率转换电路，该功率转换电路包括补偿电路、三角波信号产生电路、叠加电路和驱动控制电路，各电路的工作原理在下文中阐述。

进一步，结合上述用于交流-直流电源转换的控制方法，本发明还提供了一种交流-直流电源变换器，该交流-直流电源变换器包括并联的滤波电容和所述功率转换电路。

下面将结合示意图对本发明的功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法进行更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以修改在此描述的本发明，而仍然实现本发明的有利效果。因此，下列描述应当被理解为对于本领域技术人员的广泛知道，而并不作为对本发明的限制。

为了清楚，不描述实际实施例的全部特征。在下列描述中，不详细描述公知的功能和结构，因为它们会使本发明由于不必要的细节而混乱。应当认为在任何实际实施例的开发中，必须做出大量实施细节以实现开发者的特定目标，例如按照有关系统或有关商业的限制，由一个实施例改变为另一个实施例。另外，应当认为这种开发工作可能是复杂和耗费时间的，但是对于本领域技术人员来说仅仅是常规工作。

在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

以下具体说明本发明的详细工作过程，请参考图7，其为本发明一实施例中交流-直流电源变换器的电路图。在图7中，相同的参考标号表示等同于图1中标号。如图7所示，交流-直流电源变换器用于将交流输入转换为直流输出VOUT，所述交流-直流电源变换器包括一功率转换电路20和一滤波电容105，所述功率转换电路20和滤波电容105并联连接。较佳的，所述交流-直流电源变换器还包括一整流电路102，所述整流电路102对交流输入进行整流处理，所述交流输入电源101用于产生所述交流输入。所述电源变换器的输入电流I_in经所述滤波电容105和所述功率转换电路20分为第一支路电流I_C和第二支路电流I_F，其中，所述第一支路电流I_C为所述滤波电容105的电流，所述第二支路电流I_F为所述功率转换电路20的电流，并且，I_in=I_C+I_F。

如图7所示，在本实施例中，所述功率转换电路20包括补偿电路231、三角波信号产生电路280、叠加电路232和驱动控制电路233。

其中，所述补偿电路231对接收的表征所述功率转换电路20的输出电信号的反馈信号V3和第一基准电压信号V_ref1进行误差计算，并对误差结果进行补偿以产生一第一补偿信号V5，所述第一补偿信号V5基本恒定。本实施例中所述反馈信号V3通过对输出电压信号进行采样获得，本领域技术人员可知，其同样可以通过对输出电流信号进行采样获得，这里不作具体分析。并且，所述第一基准电压信号V_ref1为表征所述功率转换电路20的输出电信号的期望电压值。

所述三角波信号产生电路280用于输出一三角波信号V2。较佳的，所述三角波信号产生电路280包括充放电电路281和第一比较器282，如图8所示。所述充放电电路281包括一直流电源283、第一电容285和第一开关286，所述第一电容285和第一开关286并联连接后，与所述直流电源283串联连接，所述直流电源283对所述第一电容285进行充电，在本实施例中，可以在所述直流电源283与所述第一电容285之间接入一第一电阻284，用于调节充电电流的大小，从而控制所述第一电容285的两端电压，所述第一比较器282的输出端输出的信号控制所述第一开关286的开关动作以控制所述第一电容285的放电动作。所述第一比较器282的第一输入端接收所述第一电容285的两端电压，所述第一比较器282的第二输入端接收一第二基准电压信号V_ref2，所述第一比较器282的输出端输出一比较信号。所述第一电容285的两端电压作为所述三角波信号V2。但所述三角波信号产生电路280并不限于上述结构，只要三角波信号产生电路能产生满足要求的所述三角波信号V2，亦在本发明的思想范围之内。需要说明的是，根据上述的表征所述三角波信号V2的期望信号的产生过程，所述期望信号的幅度值为固定的，所述直流电源238、第一电容285和第二基准电压信号V_ref的值为根据所述期望信号的幅度值来确定，其可以根据需要设定不同的组合方式。

所述叠加电路232用以将所述第一补偿信号V5和所述三角波信号V2进行叠加，以产生一第二补偿信号V6，较佳的，所述叠加电路232可以为一加法器。

所述驱动控制电路233接收所述第二补偿信号V6，以产生一控制信号V4，所述控制信号V4控制所述功率转换电路20中功率开关器件125的开关动作。

在所述功率开关器件125的每一开关周期内，根据所述反馈信号V3产生一第一导通时间t_on1，以使所述功率转换电路20具有一第一转换电流I_F1；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间t’_on，以使所述功率转换电路20具有一第二转换电流I_F2；所述第二转换电流I_F2用于抵消所述第一支路电流I_C。

所以有，所述功率转换电路20的导通时间t_on为第一导通时间t_on1和第二导通时间t’_on之和，即t_on=t_on1+t’_on；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和即I_F=I_F1+I_F2。

通过上述的电路实现方式，所述第一转换电流I_F1的计算公式为：

$I_{F1}=\frac{1}{2}\×\frac{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)\×t_{\mathrm{on}1}\×d\left(t\right)}{L_m}$

由于所述三角波信号V2为根据所述第二导通时间t’_on的函数拟合而得，所以有所述三角波信号V2控制所述功率开关器件125产生的所述第二导通时间t’_on为：

${t^{,}}_{\mathrm{on}}=-\frac{2B\×L_m\×\cos [2\mathrm{\π}\×f\×(t+5)]}{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}$

其中，B为系数，L_m为所述变压器的激磁电感，f为所述交流输入的交流电频率，V_in(t)为所述交流输入在时间t时的电压。

这样，当所述第二导通时间t’_on满足上述要求时，可得所述第二转换电流I_F2满足：

I_F2=-I_C，

又因为I_F=I_F1+I_F2，且I_in=I_C+I_F，

则I_in=I_C+I_F1+I_F2=I_F1

所以，所述第二导通时间t’_on使得所述第二转换电流I_F2与所述第一支路电流I_C相抵消，所述输入电流I_in与所述第一转换电流I_F1的波形相同，为正弦波，从而减小或消除滤波电容对输入电流造成的谐波影响。

在本实施例中，所述交流-直流电源变换器20并不限于上述结构，例如，如图7所示，所述变压器120的次级绕组L2和所述直流输出VOUT之间，还可以连接一整流滤波电路170，所述次级绕组L2将感应到的电压信号传输给整流滤波电路170，经整流滤波处理后产生直流输出VOUT。直流输出VOUT可经由反馈电路140的信号处理，以产生反馈信号传输至补偿电路231。偏置电压产生电路190为控制芯片提供偏置电压信号。

综上所述，本发明提供的功率转换电路、交流-直流电源变换器及其控制方法与现有技术相比，本发明具有以下优点：

在本发明提供的交流-直流电源转换的方法中，接收一根据第一支路电流产生的三角波信号，并据此控制使所述功率开关器件产生一第二导通时间，从而使得所述功率转换电路增加一第二转换电流，与现有技术相比，根据所述三角波信号产生所述第二导通时间，所述第二导通时间控制所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等，方向相反，这样，在输入电流的计算公式中可相互抵消，使得所述输入电流的波形与所述第一转换电流的波形相同，呈正弦变化，从而减小或消除滤波电容对输入电流造成的谐波影响。

最后，本发明中采用模拟电路实现的方法实现本发明的核心思想，在本发明方法的指导下，还可以采用数字调节的方法实现上述信号的调节，以达到相同的技术效果。此外，本发明中的反激式功率级电路采用准谐振控制模式，其也可以适用于电流控制模式或电压控制模式的电路。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (7)

1.一种用于交流-直流电源变换器的控制方法，所述交流-直流电源变换器包含有并联的滤波电容和功率转换电路，其特征在于，包括：

所述交流-直流电源变换器接收一交流输入，所述交流输入提供一输入电流；

所述输入电流经所述滤波电容和所述功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流，其中，所述第一支路电流为所述滤波电容的电流；所述第二支路电流为所述功率转换电路的电流；

所述功率转换电路接收一表征所述功率转换电路的输出电信号的反馈信号和一三角波信号，并且，

根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；

所述功率转换电路的导通时间为所述第一导通时间和所述第二导通时间之和；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和；

其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，以使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等、方向相反。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，包括：

计算所述反馈信号与一第一基准电压信号的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号，其中，所述第一基准电压信号为表征所述功率转换电路的输出电信号的期望输出值；

将所述第一补偿信号与所述三角波信号相叠加，以产生一第二补偿信号；

根据所述第二补偿信号产生一控制信号，所述控制信号用以控制所述功率转换电路中功率开关器件的开关动作。

3.一种功率转换电路，用于交流-直流电源变换器中，所述交流-直流电源变换器还包含有与所述功率转换电路并联的滤波电容，所述交流-直流电源变换器的输入电流经所述滤波电容和所述功率转换电路分为第一支路电流和第二支路电流，其中，所述第一支路电流为所述滤波电容的电流；所述第二支路电流为所述功率转换电路的电流，其特征在于，所述功率转换电路包括：

补偿电路，对接收的表征所述功率转换电路的输出电信号的反馈信号和一第一基准电压信号进行误差计算，并对误差结果进行补偿以产生一第一补偿信号，其中，所述第一基准电压信号为表征所述功率转换电路的输出电信号的期望输出值；

三角波信号产生电路，用于输出一三角波信号；

叠加电路，用以将所述第一补偿信号和所述三角波信号进行叠加，以产生一第二补偿信号；

驱动控制电路，接收所述第二补偿信号以产生一控制信号，所述控制信号控制所述功率转换电路中功率开关器件的开关动作；

在每一开关周期内，根据所述反馈信号产生一第一导通时间，以使所述功率转换电路具有一第一转换电流；

根据所述三角波信号产生一第二导通时间，以使所述功率转换电路具有一第二转换电流；

所述功率转换电路的导通时间为第一导通时间和第二导通时间之和；所述第二支路电流为所述第一转换电流和所述第二转换电流之和；

其中，所述三角波信号为根据所述第一支路电流来确定，以使得所述第二转换电流与所述第一支路电流大小相等、方向相反。

4.如权利要求3所述的功率转换电路，其特征在于，所述三角波信号产生电路包括一充放电电路和一第一比较器，

所述充放电电路包括直流电源、第一电容和第一开关，所述第一电容和第一开关并联连接后，与所述直流电源串联连接，所述直流电源对所述第一电容进行充电，所述第一比较器的输出端输出的信号控制所述第一开关的开关动作以控制所述第一电容的放电动作；

所述第一比较器的第一输入端接收所述第一电容的两端电压，第二输入端接收一第二基准电压信号，其输出端输出一比较信号；

所述第一电容的两端电压作为所述三角波信号；

其中，所述直流电源、第一电容和第二基准电压信号的值为根据所述期望输出值来确定。

5.如权利要求3所述的功率转换电路，其特征在于，所述叠加电路包括一加法器。

6.一种交流-直流电源变换器，用于将交流输入转换为直流输出，所述电源变换器包括一功率转换电路和一滤波电容，所述功率转换电路和所述滤波电容并联连接，其特征在于，所述功率转换电路为如权利要求3-5中任意一项所述的功率转换电路。

7.如权利要求6所述的交流-直流电源变换器，其特征在于，所述电源变换器还包括一整流电路，所述整流电路对所述交流输入进行整流处理以产生直流输入。