CN103166445A

CN103166445A - 可估测输入电流的功率因数校正电路及其控制方法

Info

Publication number: CN103166445A
Application number: CN2011104097943A
Authority: CN
Inventors: 叶家安; 陈翔逸
Original assignee: Acbel Polytech Inc
Current assignee: Acbel Polytech Inc
Priority date: 2011-10-13
Filing date: 2011-12-09
Publication date: 2013-06-19
Also published as: TWI442681B; US20130094255A1; TW201316660A

Abstract

本发明公开一种可估测输入电流的功率因数校正电路及其控制方法，是由一功率因数控制器根据一交直流转换电路的输入电压与一滤波电容值而产生一补偿电流信号，并加总该补偿电流信号与交直流转换电路的电感电流信号而产生一估测电流信号，再根据估测电流信号产生脉宽调变信号至交直流转换电路，其中该滤波电容值是选自连接于市电电源端、交直流转换电路的输入端的电容值，或两者的总和，故使估测电流信号更接近功率因数校正电路输入端的电流信号，进而提升功率因数校正电路输入端的功率因数以及降低谐波失真。

Description

可估测输入电流的功率因数校正电路及其控制方法

技术领域

本发明是有关一种功率因数校正电路，特别是指可估测输入电流的功率因数校正电路及其控制方法。

背景技术

请参考图9所示，是一个已知的功率因数校正电路，其包含有一整流器50、一功因控制电路60与一直流转换电路80。

该整流器50的输入端接收市电电源(V_AC)并产生一弦波直流电压，其中整流器50的输入端连接一滤波电容C_X。

该功因控制电路60的输入端连接整流器50的输出端，以接收该弦波直流电压，且其输入端连接另一滤波电容C_in；在此该功因控制电路60以一升压式电源电路(Boost converter)举例说明，其具有一主动开关61。

该功因控制电路60的输出端连接该直流转换电路80，该直流转换电路80的输出端连接一负载90，该直流转换电路80将功因控制电路60所输出的直流电压(如380V)转换为不同准位的直流电压(如28V、12V等)之后，输出给负载90使用。

请参考图10所示，该功因控制电路60包含一电压回路控制模块71、一电流回路控制模块72与一驱动器73。该电压回路控制模块71是根据该功因控制电路60的输出电压V_out与一参考电压V_ref1的误差，以及功因控制电路60的输入电压V_in而产生一参考电流信号i_ref；该电流回路控制器72是根据该参考电流信号i_ref与该功因控制电路60电感电流I_L的差值而产生一责任周期控制信号，该驱动器73根据该责任周期控制信号输出一脉宽调变信号至该主动开关61，以控制该主动开关61的导通周期，由此使电感电流I_L的波形追随输入电压V_in的波形，以改善功因控制电路60输入端的功率因数。

上述方法中，仅是控制电感电流I_L的波形追随功因控制电路60输入电压V_in的波形，是改善功因控制电路60的功率因数与总谐波失真，然而市电电源是连接到整流器50的输入端，对于调整整流器50输入端的电压、电流V_AC、I_AC才是可实际改善市电电源的功率因数。功率因数校正电路输入端的电压V_AC、电流I_AC波形可参考图11所示，因电感电流I_L与输入电流I_AC并不相同，因此已知的功率因数校正方法对于输入端的功率因数与总谐波失真的改善有限，故已知技术有待进一步改良。

发明内容

因此本发明的主要目的是提供一种具输入电流估测补偿功能的功率因数校正电路与方法，以估测滤波电容将在功率因数校正电路中产生的影响，并根据估测电流信号进行功率因数校正，以改善对于功率因数校正电路输入端的功率因数与总谐波失真。

为达前述目的，本发明所采用的技术手段是令该种可估测输入电流的功率因数校正电路，其中，包含有：

一交直流转换电路，包含有两输入端与两输出端，且该两输入端之间连接一第一滤波电容，该交直流转换电路包含至少一电感与至少一主动开关，该至少一电感和主动开关电性连接；

一功率因数控制器，电连接该交直流转换电路且包含有一输出控制端电连接该至少一主动开关，该功率因数控制器输出一脉宽调变信号到该至少一主动开关，该脉宽调变信号的责任周期是根据一估测电流信号与一参考电流信号的差值而得，其中：

该估测电流信号是根据加总一补偿电流信号与该交直流转换电路的电感电流信号而得，该补偿电流信号是根据该交直流转换电路的输入电压与该第一滤波电容值而得；

该参考电流信号是根据该交直流转换电路的输出电压与一参考电压信号的差值而得。

所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该功率因数控制器，其中，包含有：一电压回路控制模块，包含有一电压回路补偿器，用于产生所述的参考电流信号；一电感电流估测模块，用于产生所述的估测电流信号，其中该电感电流估测模块包含有一电感电流补偿器，用于产生所述的补偿电流信号；一电流回路控制模块，是根据该参考电流信号与该估测电流信号而产生一责任周期控制信号；及一驱动器，是根据该责任周期控制信号而产生所述的脉宽调变信号。

所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，其中该电感电流估测模块，其中，包含有：

一微分单元，对该交直流转换电路的输入电压微分；

一比例放大单元，提供一比例参数。

所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该电感电流估测模块，其中，包含有：

一积分单元，对该交直流转换电路的输入电压积分；

一位移单元，对积分的结果进行位移；

一比例放大单元，提供一预设的比例参数。

所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该交直流转换电路，其中，包含有：

一整流器，其输入端作为该交直流转换电路的输入端；

一交换式电路，是一升压式电路，包含有所述的电感与主动开关，以及一二极管、一电容与一电阻，该主动开关具有一控制端，该电感、二极管、电容与电阻串接，该主动开关电连接于该二极管的阳极端与该电阻之间，该电容的端电压作为交直流转换电路的输出电压，该电感与该电阻的一端作为交换式电路的两输入端以电连接该整流器的输出端。

一整流器，其输入端作为该交直流转换电路的输入端；

一交换式电路，是一降压式电路，包含有所述的电感与主动开关，以及一二极管一电容与一电阻，该主动开关具有一控制端，该主动开关、该电感、该电容与电阻串接，该二极管的阳极端连接该电阻，阴极端连接于主动开关与电感之间，该电容的端电压作为交直流转换电路的输出电压，该主动开关的一端与二极管的阳极端作为交换式电路的两输入端以连接该整流器的输出端。

两个二极管；

两个主动开关，电连接该两个二极管而构成一无桥式整流器，该无桥式整流器的输出电压作为交直流转换电路的输出电压；

两个电感，分别连接于该无桥式整流器的两输入端以作为该交直流转换电路的两输入端。

本发明还提供一种估测输入电流的控制方法，包含有以下步骤：

根据一交直流转换电路的输入电压与一滤波电容值而产生一补偿电流信号；

加总该补偿电流信号与该交直流转换电路的电感电流信号而产生一估测电流信号；

根据交直流转换电路的输出电压与一参考电压的差值而产生一参考电流信号；

根据该估测电流信号与该参考电流信号的差值产生一责任周期控制信号；

根据该责任周期控制信号输出一脉宽调变信号至该交直流转换电路。

本发明公开一种估测输入电流的控制方法，其中，包含以下步骤：

所述的估测输入电流的控制方法，在产生补偿电流信号的步骤中，其中，是对该输入电压微分并经比例放大后，以产生该补偿电流信号。

所述的估测输入电流的控制方法，在产生补偿电流信号的步骤中，其中，是先对交直流转换电路的输入电压积分后进行位移，最后经比例放大以产生该补偿电流信号。

因本发明的有益效果是：提供一种具输入电流估测补偿功能的功率因数校正电路和方法，可估测滤波电容在交直流转换电路产生的电流信号，并根据所估测的电流信号控制该脉宽调变信号的责任周期，因为该脉宽调变信号并非仅依据该交直流转换电路的输入电压、电流信号进行功率因数校正，而是进一步依据估测的电流信号而得，故可直接改善交直流转换电路的输入端，即市电电源端的功率因数并降低总谐波失真。

附图说明

图1是本发明功率因数校正电路的电路示意图；

图2是升压式电路(Boost)示意图；

图3是降压式电路(Buck)示意图；

图4是功率因数校正电路使用无桥式整流器示意图；

图5是本发明功率因数校正电路的控制方块示意图；

图6是电感电流估测模块的方块示意图；

图7是图1中整流器的输入电压、电流波形示意图；

图8是另一电感电流估测模块的方块示意图；

图9是已知的功率因数校正电路示意图；

图10是图9的控制方块示意图；

图11是图9中整流器的输入电压、电流波形示意图。

附图标记说明：100-交直流转换电路；10-整流器；20-交换式电路；21-主动开关；30-功率因数控制器；31-电压回路控制模块310-电压回路补偿器；32-电感电流估测模块；320-电感电流补偿器；321-微分单元；322-低通滤波单元；323-比例放大单元；324-积分单元；325-位移单元；326-比例放大单元；33-电流回路控制模块；330-电流回路补偿器；34-驱动器；400-直流转换电路；50-整流器；60-功率因数校正电路；61-主动开关；71-电压回路控制模块；72-电流回路控制模块；73-驱动器；80-直流转换电路；90-负载。

具体实施方式

以下结合附图，对本发明上述的和另外的技术特征和优点作更详细的说明。

请参考图1所示，是本发明的第一较佳实施例电路示意图，第一较佳实施例包含有一交直流转换电路100与一功率因数控制器30。

该交直流转换电路100包含有两输入端与两输出端，且该两输入端之间连接一第一滤波电容Cx，该交直流转换电路包含至少一电感L、至少一电容C与至少一主动开关。该交直流转换电路100的输入端接收一交流电源，其输出端可连接一直流转换电路400，由该直流转换电路400对该交直流转换电路100所输出的电压进行降压，以产生可供应负载的低压直流电源。

于第一较佳实施例中，该交直流转换电路100包含有一整流器10与一交换式电路20。

该整流器10包含两输入端与两输出端，该两输入端作为交直流转换电路100的输入端且供连接市电电源(Vac)，且两输入端之间连接该第一滤波电容C_x，该第一滤波电容C_X作为滤波用途以降低电磁干扰，本实施例中，该整流器10为全桥整流器。

该交换式电路20具有两输入端以电连接该整流器10的两输出端，并于其两输入端之间连接一第二滤波电容C_in，该第二滤波电容C_in作为滤波用途；该交换式电路20用于将整流器10所输出的直流弦波电压转换为直流电压。

请参考图2所示，该交换式电路20可为升压式(Boost)电路，包含有所述的电感L与主动开关21，及一二极管D、一电容C与一电阻R，该主动开关21具有一控制端，其中该电感L、二极管D、电容C与电阻R串接，该主动开关21电连接于该二极管D的阳极端与该电阻R之间，该电容C的端电压作为交直流转换电路100的输出电压V_out，该电感L与该电阻R的一端作为交换式电路20的两输入端以电连接该整流器的输出端。

请参考图3所示，该交换式电路20可为降压式(Buck)电路，包含有所述的电感L、电容C、主动开关21，及二极管D、电阻R与，该主动开关21具有一控制端，该主动开关21、该电感L、该电容C与电阻R串接，该二极管D的阳极端连接该电阻R，阴极端连接于主动开关21与电感L之间，该电容C的端电压作为交直流转换电路100的输出电压V_out，该主动开关21的一端与二极管D的阳极端作为交换式电路20的两输入端以电连接整流器的输出端。

请参考图4所示，该交直流转换电路100包含有两个二极管D、两个主动开关Q与两个电感L，该两主动开关Q电连接该两个二极管D而构成一无桥式整流器，该两电感L分别连接该无桥式整流器的两输入端以作为该交直流转换电路100的两输入端，该无桥式整流器的输出电压作为交直流转换电路100的输出电压V_out。

请再参考图1所示，该功率因数控制器30电连接该交直流转换电路100且包含有一输出控制端电连接该交直流转换电路100的主动开关，该功率因数控制器30用于输出一脉宽调变信号，以控制该主动开关21的导通周期。

请参考图5所示，本较佳实施例中，该功率因数控制器30包含有一电压回路控制模块31、一电感电流估测模块32、一电流回路控制模块33与一驱动器34。

该电压回路控制模块31接收一参考电压V_ref与该交换式电路20的输入电压V_in、输出电压V_out，该电压回路控制模块31包含一电压回路补偿器310，是根据该输出电压V_out与参考电压V_ref的差值，以及该差值与该输入电压V_in运算后而产生一参考电流信号i_ref。

该电感电流估测模块32电连接该交换式电路20的输入端，其包含有一电感电流补偿器320，是根据该交换式电路20的输入电压V_in与一滤波电容值而产生一补偿电流信号I_C，COM，其中该滤波电容值是选自该第一滤波电容C_X、该第二滤波电容C_in的电容值，或两者总和的电容值(C_X+C_in)；该电感电流估测模块32加总该补偿电流信号I_C，COM与该交换式电路20的电感电流信号I_L而产生一估测电流信号I_L，COM。

该电流回路控制模块33的输入端电连接该电压回路控制模块31与该电感电流估测模块32的输出端；该电流回路控制模块33包含有一电流回路补偿器330，是根据该参考电流信号i_ref与该估测电流信号I_L，COM而输出一责任周期控制信号。

该驱动器34电连接于该电流回路控制模块33的输出端与该交换式电路的主动开关21之间，是根据该责任周期控制信号而输出脉宽调变信号至该主动开关21。

以下进一步说明该补偿电流信号I_C，COM的产生方式。配合参考图2所示，该交直流转换电路100输入端的电压V_AC及该交换式电路20的输入电压V_in的关系：

V_AC＝V_in＝V_inpeaksinwt

上式中，是在不考虑整流器10中二极管的压降，以及0＜ωt＜π的前提下而得。

该第一滤波电容C_X的电流信号I_CX以及第二滤波电容C_in的电流信号I_C可用电容电流的连续表示式：

因此可推得取样的电容电流离散表示式如下

I_{CX} = \frac{C_{X}}{T_{S}} (V_{in} [n] - V_{in} [n - 1])

I_{C} = \frac{C_{in}}{T_{S}} (V_{in} [n] - V_{in} [n - 1])

其中V_in[n]是指一次电压V_in的取样值，V_in[n-1]是指前一次电压V_in的取样值。又

I_L＝I_in-I_C，其中I_in＝I_ACIN＝(I_AC-I_CX)；故

I_L＝(I_AC-I_CX)-I_C，移项后如下式：

I_AC＝I_L+I_CX+I_C

故

I_{L, COM} = I_{AC} = I_{L} + (I_{CX} + I_{C}) = I_{L} + C_{in} \frac{V_{in} [n] - V_{in} [n - 1]}{T_{S}} + C_{X} \frac{V_{in} [n] - V_{in} [n - 1]}{T_{S}}

= I_{L} + (C_{in} + C_{X}) \frac{V_{in} [n] - V_{in} [n - 1]}{T_{S}} . . . (1)

其中，

I_L，COM：估测电流。

I_AC：市电电源电流。

I_CX：电容电流。

I_ACIN：市电电源电流的分流。

I_in：同I_ACIN。

I_C：电容电流。

I_L：电感电流。

V_in[n]：取样的输入电压。

第一滤波电容C_X的电流I_CX及第二滤波电容C_in的电流I_C无法从交换式电路20量测出，而根据(1)式，本发明提供的估测电流I_L，COM是交换式电路20的电感电流I_L与两个电容电流I_CX、I_C的总和，使估测电流信号I_L，COM更接近于交直流转换电路100输入端的电流I_AC。

根据估测电流信号I_L，COM所得结果，请参考图6所示，可令该输入电流补偿单元320包含有一微分单元321与一比例放大单元323，或进一步在该微分单元321与该比例放大单元323之间连接一低通滤波单元322；该微分单元321是对该交换式电路20的输入电压V_in微分，假设交换式电路的输入电压V_in(t)＝V_inpeaksinwt，则：

M_{in} (t) = \frac{{dV}_{inpeak} \sin wt}{dt} = {wV}_{inpeak} \cos wt . . . (2)

上式可以离散表示式改写如下

M_{in} [t] = \frac{V_{in} [n] - V_{in} [n - 1]}{T_{S}}

该比例放大单元323提供一滤波电容值，该滤波电容值选自该第一滤波电容C_X、该第二滤波电容C_in的电容值，或两者总和C_in+C_X，于本较佳实施例中，该滤波电容值为C_in+C_X，因此可得出一补偿电流信号I_C，COM，其连续表示式如下

I_C，COM(t)＝(C_in+C_X)M_in(t)＝(C_in+C_X)wV_inpeak coswt..................(3)

而(3)式的离散表示式如下

I_{C, COM} [n] = (C_{in} + C_{X}) \frac{V_{in} [n] - V_{in} [n - 1]}{T_{S}}

故(1)式可改写如下式

I_L，COM＝I_L+I_C，COM

又，该低通滤波单元322是用于滤除该输入电压V_in微分后所产生的杂讯，其可提供一滤波参数LPF，而令估测电流信号I_L，COM改写为下式：

I_L，COM＝I_L+I_C，COM·LPF

其中滤波参数LPF是一滤波参数。

请参考表1与表2所示，可以比较出在进行功率校正时，于交直流转换电路100输入端中，加上估测电流信号I_L，COM与未加上估测电流信号I_L，COM进行功率校正的实验数据；当加上估测电流信号I_L，COM后，交直流转换电路100输入端的功率因数PF提升，且谐波失真明显下降。又如图7(相较于先前技术的图11)所示，交直流转换电路100输入端的电流I_AC波形更接近电压V_AC波形。

表1：进行功率因数校正时，加入估测电流信号之前、后状态。

表2：进行功率因数校正时，加入估测电流之前、后状态。

请进一步参考图8所示，是本发明的第二较佳实施例，该电流补偿器320包含有一积分单元324、一位移单元325与一比例放大单元326。该积分单元324是对该交换式电路20的输入电压V_in积分，积分后其连续表示式如下

M_{in} (t) = {&Integral;}_{0}^{t} V_{inpeak} \sin wτdτ = \frac{V_{inpeak}}{w} (1 - \cos wt)

该位移单元325提供一预设的位移参数因此

M_{out} (t) = M_{in} (t) - \frac{V_{inpeak}}{w} = - \frac{V_{inpeak}}{w} \cos wt

该比例放大单元326提供一预设的比例参数-(C_Iin+C_X)ω²，因此

I_C，COM(t)＝M_out(t)·[-(C_in+C_X)ω²]＝(C_in+C_X)wV_inpeakcoswt..................(4)

其中(4)式的离散表示式可改写如下

I_C，COM[n]＝(C_in+C_X)(V_in[n]-V_in[n-1])

是以，第二较佳实施例的(4)式与第一较佳实施例的(3)式可获得相同的结果。

总结以上所述，该功率因数校正电路执行以下步骤。

根据一交直流转换电路100的输入电压V_in与一滤波电容值而产生一补偿电流信号I_C，COM(101)。

加总该补偿电流信号I_C，COM与该交直流转换电路100的电感电流信号I_L而产生一估测电流信号I_L，COM(102)。

根据交直流转换电路100的输出电压V_out与一参考电压V_ref的差值而产生一参考电流信号i_ref(103)。

根据该估测电流信号I_L，COM与该参考电流信号i_ref的差值产生一责任周期控制信号(104)。

根据该责任周期控制信号输出一脉宽调变信号(105)至该交直流转换电路100。

其中在第一较佳实施例中执行产生补偿电流信号I_C，COM(101)时，是对输入电压V_in微分并经比例放大后，以产生该补偿电流信号I_C，COM；或对输入电压Vin微分后通过一低通滤波器，再进行比例放大而产生该补偿电流信号I_C，COM。

在第二较佳实施例中执行产生补偿电流信号I_C，COM(101)时，是对输入电压V_in积分后进行位移，最后经比例放大后，以产生该补偿电流信号I_C，COM。

综合以上所述，该电感电流估测模块是根据该交直流转换电路100的输入电压V_in以及滤波电容值产生估测电流信号I_L，COM，使估测电流信号I_L，COM接近于市电电源输入到本发明电路的电流I_AC，又该功率因数校正电路根据该估测电流信号I_L，COM输出脉宽调变信号，从而控制使交直流转换电路100输入端的电流I_AC波形更接近电压波形V_AC，以提升输入端的的功率因数以及降低谐波失真。

以上说明对本发明而言只是说明性的，而非限制性的，本领域普通技术人员理解，在不脱离以下所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，可做出许多修改，变化，或等效，但都将落入本发明的保护范围内。

Claims

1.一种可估测输入电流的功率因数校正电路，其特征在于，包含有：

2.如权利要求1所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该功率因数控制器，其特征在于，包含有：

一电压回路控制模块，包含有一电压回路补偿器，用于产生所述的参考电流信号；

一电感电流估测模块，用于产生所述的估测电流信号，其中该电感电流估测模块包含有一电感电流补偿器，用于产生所述的补偿电流信号；

一电流回路控制模块，是根据该参考电流信号与该估测电流信号而产生一责任周期控制信号；及

一驱动器，是根据该责任周期控制信号而产生所述的脉宽调变信号。

3.如权利要求2所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，其中该电感电流估测模块，其特征在于，包含有：

一微分单元，对该交直流转换电路的输入电压微分；

一比例放大单元，提供一比例参数。

4.如权利要求2所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该电感电流估测模块，其特征在于，包含有：

一积分单元，对该交直流转换电路的输入电压积分；

一位移单元，对积分的结果进行位移；

一比例放大单元，提供一预设的比例参数。

5.如权利要求1所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该交直流转换电路，其特征在于，包含有：

一整流器，其输入端作为该交直流转换电路的输入端；

6.如权利要求1所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该交直流转换电路，其特征在于，包含有：

一整流器，其输入端作为该交直流转换电路的输入端；

7.如权利要求1所述的可估测输入电流的功率因数校正电路，该交直流转换电路，其特征在于，包含有：

两个二极管；

8.一种估测输入电流的控制方法，其特征在于，包含以下步骤：

9.如权利要求8所述的估测输入电流的控制方法，在产生补偿电流信号的步骤中，其特征在于，是对该输入电压微分并经比例放大后，以产生该补偿电流信号。

10.如权利要求8所述的估测输入电流的控制方法，在产生补偿电流信号的步骤中，其特征在于，是先对交直流转换电路的输入电压积分后进行位移，最后经比例放大以产生该补偿电流信号。