DE102018008604A1

DE102018008604A1 - Hochsetzsteller sowie Verfahren zum Betreiben eines Hochsetzstellers

Info

Publication number: DE102018008604A1
Application number: DE102018008604.7A
Authority: DE
Inventors: Urs Boehme; André Haspel; Jörg Weigold
Original assignee: Daimler AG
Current assignee: Mercedes Benz Group AG
Priority date: 2018-11-02
Filing date: 2018-11-02
Publication date: 2019-05-16

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller (H), der ausgebildet ist, eine gleichgerichtete Wechselspannung (U_G) in eine vorgegebene Gleichspannung zu wandeln und eine Leistungsfaktorkorrektur auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller (H) ein erstes Bezugspotential (HV-) nutzt, wobei der Hochsetzsteller (H) ausgebildet ist, ein von dem ersten Bezugspotential (HV-) unterschiedliches zweites Bezugspotential (HVZ) zu nutzen und das Hochsetzstellen in Abhängigkeit von einem Momentanwert der Wechselspannung (U_G) mit einem jeweiligen der Bezugspotentiale (HV-, HVZ) auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller ausgebildet ist, das erste Bezugspotential über eine erste Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar zu koppeln.

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller, der ausgebildet ist, eine gleichgerichtete Wechselspannung in eine vorgegebene Gleichspannung zu wandeln und eine Leistungsfaktorkorrektur auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller ein erstes Bezugspotential nutzt. Des Weiteren betrifft die Erfindung auch ein Verfahren zum Betreiben eines Hochsetzstellers, der zum Hochsetzstellen ein erstes Bezugspotential nutzt, wobei der Hochsetzsteller mit einer gleichgerichteten Wechselspannung beaufschlagt wird und die gleichgerichtete Wechselspannung in eine vorgegebene Gleichspannung wandelt, und der Hochsetzsteller eine Leistungsfaktorkorrektur ausführt.
Gattungsgemäße Hochsetzsteller finden ihren Einsatz, wenn elektrische Verbraucher, die zum Betrieb mit einer Gleichspannung ausgelegt sind, mit einer Wechselspannung aus einem Wechselspannungsnetzes versorgt werden. Beispielsweise kann ein Bordnetz eines Kraftfahrzeugs, insbesondere eines elektrisch betriebenen Kraftfahrzeugs, einen derartigen Verbraucher darstellen. Vorzugsweise sind gattungsgemäße Hochsetzsteller Teil des Bordnetzes, das insbesondere als Hochvoltbordnetz ausgebildet sein kann. Der Begriff „Hochvolt“ umfasst dabei eine elektrische Gleichspannung, die insbesondere größer als etwa 60 V ist. Vorzugsweise ist der Begriff „Hochvolt“ konform mit der Norm ECE R 100. Das Hochvoltbordnetz kann zum Beispiel eine Batterie aufweisen, die insbesondere zum Antrieb des Kraftfahrzeugs dienen kann und über das Wechselspannungsnetz mit einer in geeigneter Weise gewandelten Energie versorgt werden kann.
Um Anforderungen hinsichtlich des Wechselspannungsnetzes zu erfüllen, führen gattungsgemäße Hochsetzsteller eine Leistungsfaktorkorrektur (englisch: Power Factor Correction, PFC) aus. Dabei wird das Wechselspannungsnetz mit einem Strom im Wesentlichen in Phase zu der bereitgestellten Wechselspannung beaufschlagt. Häufig sind entsprechende PFC-Schaltungen zweistufig aus einem Gleichrichter und einem galvanisch gekoppelten Hochsetzsteller, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist, gebildet. Der Gleichrichter wandelt dabei die vom Wechselspannungsnetz bereitgestellte sinusförmige Wechselspannung in eine gleichgerichtete Wechselspannung um. Eine gleichgerichtete Wechselspannung ist dabei als nicht geglättete, pulsierende Gleichspannung zu verstehen. Wie die sinusförmige Wechselspannung weist die gleichgerichtete Wechselspannung dabei weiterhin Nullstellen auf, jedoch werden die im negativen Spannungsbereich liegenden Halbwellen der sinusförmigen Wechselspannung in Halbwellen in den positiven Spannungsbereich gewandelt. Gleichzeitig entspricht der Effektivwert der gleichgerichteten Wechselspannung etwa dem Effektivwert der Wechselspannung aus dem Wechselspannungsnetz. Nach dem Gleichrichten wird der galvanisch gekoppelte Hochsetzsteller mit der gleichgerichteten Wechselspannung beaufschlagt und wandelt diese in eine Gleichspannung um, wobei der Hochsetzsteller gleichzeitig die PFC ausführt.
PFC-Schaltungen sind dem Grunde nach im Stand der Technik umfänglich bekannt. So offenbart zum Beispiel die US 2017/0294831 A1 ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Filtern einer gleichgerichteten Spannung. Des Weiteren ist auch aus der US 2013/0094255 A1 ein Steuerverfahren für eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung, sowie eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung bekannt, die dazu ausgebildet ist, einen Eingangsstrom zu schätzen.
Zur Leistungsfaktorkorrektur umfasst der Hochsetzsteller einer PFC-Schaltung, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist, insbesondere eine elektrische Wandlerinduktivität, die der Energiewandlung dient, sowie ein Schaltelement, das in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Wechselspannung in einem Taktbetrieb betrieben wird. Im Taktbetrieb wird sich das Schaltelement abwechselnd, in einem zyklischen Verlauf jeweils in einen eingeschalteten oder in einen ausgeschalteten Schaltzustand versetzt. Das heißt, das Schaltelement wird abwechselnd mit einer Schaltfrequenz, die abhängig von der Wechselspannung variiert wird, derart geschaltet, dass ein Stromfluss durch das Schaltelement ermöglicht wird, oder der Stromfluss durch das Schaltelement unterbrochen wird. Befindet sich das Schaltelement im eingeschalteten Schaltzustand, wird also ein Betriebspotential des Hochsetzstellers über die elektrische Wandlerinduktivität mittels des Schaltelements mit einem ersten Bezugspotential gekoppelt. Als Folge steigt der Strom in der Induktivität an. Befindet sich das Schaltelement hingegen im ausgeschalteten Schaltzustand, fließt der durch die Wandlerinduktivität bestimmte Strom über eine elektrische Kapazität, die als Energiespeicher dient, zu einem daran angeschlossenen Verbraucher. Ein einzelner Schaltvorgang, das heißt, das Ein- und das Ausschalten des Schaltelements, erzeugt so einen im Wesentlichen dreieckförmigen Stromverlauf durch die Wandlerinduktivität. Durch das Variieren einer Schaltfrequenz, also der Schaltvorgänge pro Zeiteinheit, kann so abhängig von der gleichgerichteten Wechselspannung ein Strom in Phase zu der sinusförmigen Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes bereitgestellt werden.
Ein Nachteil einer zweistufigen PFC-Schaltung, wie sie aus dem Stand der Technik bekannt ist, besteht darin, dass durch das Schaltelement lediglich zwei Schaltzustände, nämlich der eingeschaltete Schaltzustand, auch „Kurzschluss“ und der ausgeschaltete Schaltzustand, auch „Leerlauf“, realisiert werden können. Entsprechend wird die Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms in der Wandlerinduktivität durch die an der Wandlerinduktivität anliegende Spannung während des Schaltens des Schaltelements sowie den Induktivitätswert der Wandlerinduktivität bestimmt. Damit der Strom in Phase zu der Wechselspannung bereitgestellt wird, muss deshalb einerseits der Induktivitätswert möglichst klein gewählt sein, damit insbesondere im Bereich des Nulldurchgangs der Wechselspannung, also bei geringen Spannungswerten eine erforderliche Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms durch die Wandlerinduktivität erreicht werden kann. Andererseits muss dann aufgrund des geringen Induktivitätswerts, insbesondere im Bereich eines Scheitelwerts der Wechselspannung, also bei erhöhten Spannungswerten das Schaltelement sehr oft geschaltet werden. Da das Schaltelement bei einer konventionellen PFC-Schaltung folglich mit einer sehr hohen Schaltfrequenz betrieben wird, entstehen so hohe Schaltverluste.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Funktion des Hochsetzstellers, der insbesondere für eine PFC genutzt wird, zu verbessern und gleichzeitig Schaltverluste bei dem Scheitelwert der Wechselspannung zu reduzieren.
Die Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich durch Merkmale der abhängigen Patentansprüche.
Bezüglich eines gattungsgemäßen Hochsetzstellers mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass der Hochsetzsteller ausgebildet ist, ein von dem ersten Bezugspotential unterschiedliches zweites Bezugspotential zu nutzen und das Hochsetzstellen in Abhängigkeit von einem Momentanwert der Wechselspannung mit einem jeweiligen der Bezugspotentiale auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller ausgebildet ist, das erste Bezugspotential über eine erste Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar zu koppeln.
Weiterhin wird in Bezug auf einen gattungsgemäßes Verfahren mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass ein von dem ersten Bezugspotential unterschiedliches zweites Bezugspotential bereitgestellt wird, wobei in Abhängigkeit von einem Momentanwert der Wechselspannung für das Hochsetzstellen ein jeweiliges der Bezugspotentiale genutzt wird, wobei der Hochsetzsteller das erste Bezugspotential über eine Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar koppelt.
Der Gedanke der Erfindung basiert darauf, neben dem ersten Bezugspotential auch das zweite Bezugspotential für das Hochsetzstellen und die PFC zu nutzen. Abhängig von dem Momentanwert der Wechselspannung kann also jeweils auf eines der Bezugspotentiale geschaltet werden. Aufgrund der wenigstens zwei Bezugspotentiale kann der Induktivitätswert der elektrischen Wandlerinduktivität bei gleichbleibenden Schaltverlusten kleiner gewählt werden, als der Induktivitätswert der Wandlerinduktivität eines Hochsetzstellers aus dem Stand der Technik. Insbesondere im Bereich des Nulldurchgangs der Wechselspannung kann durch den geringeren Induktivitätswert der Strom im Wesentlichen in Phase zu der Wechselspannung bereitgestellt werden. Gleichzeitig kann auch die Anzahl der Schaltvorgänge für das Schalten des Schaltelements und damit die Schaltfrequenz im Bereich des Scheitelwerts der Wechselspannung reduziert werden.
Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass die Funktion der PFC-Schaltung mit einem entsprechend ausgebildeten Hochsetzsteller verbessert wird. Gleichzeitig können so im Gegensatz zur konventionellen PFC-Schaltung auch die hohen Schaltverluste bei großen Spannungswerten der Wechselspannung deutlich verringert werden und der Wirkungsgrad der PFC-Schaltung kann erhöht werden. Weiterhin werden durch Verkleinern des Induktivitätswerts auch der Bauraum und die Kosten für den Hochsetzsteller und damit die PFC-Schaltung reduziert. Schließlich kann sich durch Reduktion der Taktrate auch ein Vorteil für die Elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) ergeben. Ein Störspektrum, das durch den Hochsetzsteller erzeugt wird, kann in einen niedrigeren Frequenzbereich verschoben sein. Dadurch dass nicht das erste sondern das zweite Bezugspotential unmittelbar und das erste Bezugspotential über eine Diode an die PFC-Schaltung angeschlossen ist, brauchen die Schaltelemente nur für etwa die halbe Betriebsspannung ausgelegt zu sein.
Das Wechselspannungsnetz, das die Wechselspannung für die PFC-Schaltung bereitstellt, kann dazu insbesondere als Energieversorgungsnetz, besonders bevorzugt als ein öffentliches Energieversorgungssetz ausgebildet sein kann. Die Wechselspannung kann bevorzugt mit einer Frequenz von etwa 50 bis 60 Hz an die PFC-Schaltung bereitgestellt werden und vorzugsweise einen Effektivwert von 230 V aufweisen. Der Momentanwert der gleichgerichteten Wechselspannung kann zum Beispiel als aktueller Spannungswert, beziehungsweise als aktuelle Amplitude der gleichgerichteten Wechselspannung dienen. Die elektrische Wandlerinduktivität kann beispielsweise als Spule oder Drossel ausgebildet sein. Das erste Bezugspotential kann gleichspannungsseitig zum Beispiel als Minuspotential realisiert sein, während das zweite Bezugspotential als von dem Minuspotential unterschiedliches Zwischenpotential realisiert sein kann. Somit kann durch den Hochsetzsteller eine Einzelspannung bereitgestellt werden, die sich aus einer Differenz des ersten und zweiten Bezugspotentials ergibt.
Besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn das erste Bezugspotential kleiner als das wenigstens eine zweite Bezugspotential ist, wobei in Abhängigkeit von dem wenigstens einen zweiten Bezugspotential wenigstens ein zugeordneter Vergleichswert vorgegeben wird, und für das Hochsetzstellen das erste Bezugspotential genutzt wird, wenn der Momentanwert der Wechselspannung kleiner als der Vergleichswert ist, und das wenigstens eine zweite Bezugspotential genutzt wird, wenn der Momentanwert der Wechselspannung mindestens so groß wie der Vergleichswert ist.
Das heißt, der Momentanwert der Wechselspannung, also der jeweils aktuelle Spannungswert kann überwacht werden. Für den Fall, dass der Momentanwert den Vergleichswert unter- beziehungsweise überschreitet, kann auf das erstes Bezugspotential anstelle des zweiten Bezugspotentials, beziehungsweise auf das zweites Bezugspotential anstelle des ersten Bezugspotentials, geschaltet werden. Besonders bevorzugt kann der Vergleichswert dem aktuellen Wert der Einzelspannung entsprechen, die aus der Differenz des ersten und zweiten Bezugspotentials gebildet wird.
Besonders vorteilhaft wird das Hochsetzstellen unter Nutzung der jeweiligen Bezugspotentiale mittels eines Schaltelementzweigs realisiert, wobei der Schaltelementzweig wenigstens zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente nach Art von im Schaltbetrieb betriebenen Wandlertransistoren aufweist, die an die zwei Bezugspotentiale und ein Betriebspotential beziehungsweise ein Plus-Potential angeschlossen sind.
Folglich kann der Hochsetzsteller im Gegensatz zum Stand der Technik anstatt eines Schaltelements zum Nutzen der wenigstens zwei Bezugspotentiale wenigstens zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente, die im Taktbetrieb betrieben werden können, aufweisen, um die Hochsetzstellfunktion zu realisieren. Die wenigstens zwei Schaltelemente können also den Schaltelementzweig bilden, wobei der Schaltelementzweig über zwei Anschlüsse verfügen kann und das Betriebspotential mit dem ersten Bezugspotential elektrisch koppeln kann. Gleichzeitig kann der Schaltelementzweig zwischen den wenigstens zwei Schaltelementen auch einen Mittelabgriff aufweisen, sodass das Betriebspotential auch mit dem zweiten Bezugspotential gekoppelt werden kann.
Dazu kann das Betriebspotential beispielsweise als Plus-Potential des Hochsetzstellers ausgebildet sein. Der Hochsetzsteller kann also eine Schaltelementspannung bereitstellen, die sich aus der Differenz des Betriebspotentials und des ersten Bezugspotentials ergibt. Die wenigstens zwei Schaltelemente können zum Beispiel als Halbleiterschalter, vorzugsweise nach Art von Transistoren, ausgebildet sein. Vorzugsweise können die Transistoren in einem Schaltbetrieb betrieben werden, das heißt, in einem eingeschalteten Schaltzustand sind sie elektrisch leitfähig und in einem ausgeschalteten Schaltzustand sind die Halbleiterschalter nicht elektrisch leitfähig. Für das Hochsetzstellen können die Halbleiterschalter mithilfe einer Steuereinrichtung mit einem Steuersignal in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Wechselspannung angesteuert werden, damit sie entweder in den eingeschalteten oder in den ausgeschalteten Schaltzustand versetzt werden. Die wenigstens zwei Halbleiterschalter können dabei beispielsweise als Feldeffekttransistoren, bipolare Transistoren, Thyristoren oder dergleichen ausgebildet sein.
Dadurch, dass das erste Bezugspotential über eine erste Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar gekoppelt ist, brauchen die in Reihe geschalteten Wandlertransistoren beziehungsweise Schaltelemente hinsichtlich ihrer Spannungsfestigkeit nur für die jeweilige Potentialdifferenz bemessen zu sein. Dadurch können Kosten und gegebenenfalls auch Verluste reduziert werden.
Besonders vorteilhaft wird ein erstes der Schaltelemente in einem Taktbetrieb betrieben und das zweite der Schaltelemente ist in einem eingeschalteten Schaltzustand, wenn der Momentanwert der Wechselspannung kleiner als der Vergleichswert ist, oder das erste der Schaltelemente wird im Taktbetrieb betrieben, und das zweite der Schaltelemente ist in einem ausgeschalteten Schaltzustand, wenn der Momentanwert der Wechselspannung mindestens so groß wie der Vergleichswert ist.
Die Schaltfrequenz, mit der das jeweilige Schaltelement dabei im Taktbetrieb betrieben wird, kann zum Beispiel mittels der Steuereinrichtung festgelegt werden. Dazu kann ein Strom durch die Wandlerinduktivität erfasst werden und überprüft werden, ob der Strom in einem vorgegebenen Sollstrombereich ist. Der Sollstrombereich kann dabei durch den Verlauf der gleichgerichtet Wechselspannung festgelegt werden. Befindet sich der Strom zum Beispiel oberhalb des Sollstrombereichs kann das jeweilige der Schaltelemente durch die Steuereinheit in den ausgeschalteten Schaltzustand versetzt werden. Liegt hingegen der Strom unterhalb des Sollstrombereichs, kann das entsprechende Schaltelement durch die Steuereinrichtung in den eingeschalteten Schaltzustand versetzt werden. Die Steuereinrichtung kann außerdem dazu ausgebildet sein, auch das jeweils andere der Schaltelemente in Abhängigkeit von dem Momentanwert der Wechselspannung in den ein- beziehungsweise ausgeschalteten Schaltzustand zu versetzen.
Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass die Spannungsfestigkeit des ersten der Schaltelemente auf eine Summe einer ersten Einzelspannung, die aufgrund des Betriebspotentials und des zweiten Bezugspotentials am Verbraucher anliegt, und einer zweiten Einzelspannung, die aufgrund des zweiten Bezugspotentials und des ersten Bezugspotentials am Verbraucher anliegt, ausgelegt werden kann. Dadurch kann die Schaltfrequenz mit der das zumindest eine zweite Schaltelement im Taktbetrieb betrieben wird, auf eine Frequenz reduziert werden, die einer doppelten Eingangsfrequenz, mit der die sinusförmige Wechselspannung schwingt, entspricht. Das heißt, das zweite der Schaltelemente braucht je Halbwelle der Wechselspannung nur einmal geschaltet werden. Gleichzeitig kann die Spannungsfestigkeit des zumindest einen zweiten Schaltelements auf die zweite Einzelspannung ausgelegt werden. Als Spannungsfestigkeit ist dabei die Bemessungsspannung zu verstehen, für die das elektrische Bauteil, also zum Beispiel das Schaltelement, für den bestimmungsgemäßen Betrieb ausgelegt ist. Zusätzlich kann als zweites der Schaltelemente auch ein Schaltelement gewählt werden, welches geringe Durchlassverluste aufweist. Als Durchlassverluste ist dabei jene Verlustleistung zu verstehen, die im eingeschalteten Schaltzustand des Schaltelements aufgrund eines Stromflusses durch das Schaltelement auftritt. Insgesamt können so die Kosten je Schaltelement verringert werden und die elektrischen Verluste während des Betriebs des Hochsetzstellers reduziert werden.
Besonders vorteilhaft ist in einer weiteren Ausführungsform das erste der Schaltelemente in einem eingeschalteten Schaltzustand und das zweite der Schaltelemente wird im Taktbetrieb betrieben, wenn der Momentanwert der Wechselspannung kleiner als der Vergleichswert ist, oder das erste der Schaltelemente wird im Taktbetrieb betrieben und das zweite der Schaltelemente ist im ausgeschalteten Schaltzustand, wenn der Momentanwert der Wechselspannung mindestens so groß wie der Vergleichswert ist.
Hierdurch ergibt sich der Vorteil, dass die Spannungsfestigkeit jedes der Schaltelemente nur auf die jeweils zugehörige Einzelspannung ausgelegt zu sein braucht. Die Spannungsfestigkeit des ersten der Schaltelemente kann somit auf die erste Einzelspannung ausgelegt sein und die Spannungsfestigkeit des zweiten der Schaltelemente kann somit auf die zweite Einzelspannung ausgelegt sein. Folglich können so ebenfalls die elektrischen Verluste der Schaltelemente reduziert werden und es fallen geringere Kosten je Schaltelement an.
Die Erfindung umfasst auch die Kombinationen der Merkmale der beschriebenen Ausführungsformen. Die für das Verfahren beschriebenen Ausführungsformen und Vorteile gelten analog auch für den Hochsetzsteller und umgekehrt.
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele sowie anhand der Zeichnungen. Die vorstehend in der Beschreibung genannten Merkmale und Merkmalskombinationen sowie die nachfolgend in der Figurenbeschreibung genannten und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
Dabei zeigen:

1 ein schematisches Prinzipschaltbild für eine PFC-Schaltung, die wechselspannungsnetzseitig an ein Wechselspannungsnetz und verbraucherseitig an eine Batterie angeschlossen ist;
2 ein schematisches Strom-Zeit-Diagramm des Stroms durch die Induktivität für die PFC-Schaltung gemäß 1;
3 ein schematisches Prinzipschaltbild für eine PFC-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, die wechselspannungsnetzseitig an ein Wechselspannungsnetz und verbraucherseitig an einen Batteriezweig mit zwei in Reihe geschalteten Batterien angeschlossen ist;
4 ein schematisches Strom-Zeit-Diagramm des Stroms durch die Induktivität für die PFC-Schaltung gemäß 3;
5 ein schematisches Diagramm eines normierten Steuersignals abhängig von Zeit, mit dem ein erstes Schaltelement der PFC-Schaltung gemäß 3 angesteuert wird;
6 ein schematisches Diagramm eines normierten Steuersignals abhängig von Zeit, mit dem ein zweites Schaltelement der PFC-Schaltung gemäß 3 angesteuert wird;
7 ein schematisches Diagramm eines normierten Steuersignals abhängig von Zeit, mit dem das Schaltelement der PFC-Schaltung gemäß 1, angesteuert wird.

Bei dem im Folgenden erläuterten Ausführungsbeispiel handelt es sich um eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung. Bei dem Ausführungsbeispiel stellen die beschriebenen Komponenten Ausführungsformen jeweils einzelne, unabhängig voneinander zu betrachtende Merkmale der Erfindung dar, welche die Erfindung jeweils auch unabhängig voneinander weiterbilden und damit auch einzeln oder in einer anderen als der gezeigten Kombination als Bestandteil der Erfindung anzusehen sind. Des Weiteren ist die beschriebene Ausführungsform auch durch weitere der bereits beschriebenen Merkmale der Erfindung ergänzbar. In den Fig. bezeichnen gleiche Bezugszeichen jeweils funktionsgleiche Elemente.
1 zeigt eine PFC-Schaltung P umfassend einen Gleichrichter G und einen Hochsetzsteller H. Der Gleichrichter G dient dabei zum Wandeln einer Wechselspannung U_N in eine gleichgerichtete Wechselspannung U_G . Dazu ist der Gleichrichter G mit einem Anschluss 1 an ein Wechselspannungsnetz V_N mit einem positiven und negativen Potential, das die Wechselspannung U_N bereitstellt, angeschlossen und wird entsprechend mit der Wechselspannung U_N beaufschlagt. Mit einem zweiten Anschluss 2 ist der Gleichrichter G an einem Betriebspotential HV+ und einem ersten Bezugspotential HV- des Hochsetzstellers H elektrisch angeschlossen und stellt die gleichgerichtete Wechselspannung U_G an den Hochsetzsteller H bereit. Das Betriebspotential HV+ ist dabei über den Gleichrichter G mit dem positiven Potential des Wechselspannungsnetzes V_N gekoppelt. Analog ist das erste Bezugspotential HV- über den Gleichrichter G mit dem negativen Potential des Wechselspannungsnetzes V_N gekoppelt. In 1 ist der Gleichrichter G als Brückengleichrichterschaltung ausgebildet. Alternativ kann der Gleichrichter G auch als Einweggleichrichterschaltung oder als Zweiweggleichrichterschaltung ausgebildet sein. Die gleichgerichtete Wechselspannung U_G wird dann von der PFC-Schaltung P, insbesondere von dem Hochsetzsteller H, für die Leistungsfaktorkorrektur und das Hochsetzstellen genutzt. Über einen Anschluss 3 ist der Hochsetzsteller H schließlich an einen elektrischen Verbraucher, der zum Betreiben mit Gleichstrom ausgelegt ist, angeschlossen. In 1 ist der Verbraucher als Batterie B in einem Batteriezweig BZ ausgebildet.
Funktion der PFC-Schaltung P ist es, einen Wechselstrom i_N , der in geeigneter Weise gewandelt zur Energieversorgung der Batterie B genutzt wird, im Wesentlichen in Phase zu der sinusförmigen Wechselspannung U_N aus dem Wechselspannungsnetz V_N bereitzustellen. Diese Funktion wird insbesondere durch den Hochsetzsteller H erfüllt, der neben einer Leistungsfaktorkorrektur auch ein Hochsetzstellen ausführt, sodass eine Ausgangsspannung der Hochsetzstellers H, also eine an der Batterie B anliegende Batteriespannung U_B immer größer als eine Eingangsspannung des Hochsetzstellers H, also die gleichgerichtete Wechselspannung U_G ist. Dazu weist der Hochsetzsteller H gleichrichterseitig in dem Betriebspotential HV+ eine elektrische Induktivität, nämlich die Spule L auf, die einerseits mit dem Anschluss 2 und andererseits über einen ersten Knoten 4 mit einem Schaltelementzweig SZ verbunden ist. Durch die Spule L fließt während des Betriebs der PFC-Schaltung P ein Spulenstrom i_L .
Der Schaltelementzweig SZ weist ein Schaltelement S auf und verbindet das Potential am Knoten 4 mit dem ersten Bezugspotential HV-. In 1 ist das Schaltelement S als Halbleiterschalter, nämlich als Feldeffekttransistor (FET), insbesondere als Metaloxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor (MOSFET), der im Schaltbetrieb betrieben wird, ausgebildet. Über eine Steuereinrichtung, die in 1 nicht dargestellt ist, kann das Schaltelement S in Abhängigkeit von der gleichgerichteten Wechselspannung U_G in einem Taktbetrieb betrieben werden. Das heißt, das Schaltelement S kann in einem zyklischen Verlauf, abwechselnd von einem eingeschalteten Schaltzustand in einen ausgeschalteten Schaltzustand versetzt werden und umgekehrt. Die Steuereinrichtung steuert also mittels eines Steuersignals in geeigneter Weise das Schaltelement S.
Neben dem Schaltelementzweig SZ weist der Hochsetzsteller in 1 auch eine Diode D auf, die mit ihrer Anode an den ersten Knoten 4 und mit ihrer Kathode an einen zweiten Knoten 5 angeschlossen ist. An den zweiten Knoten 5 ist außerdem ein Kondensatorzweig CZ mit einer elektrischen Kapazität, nämlich dem Kondensator C angeschlossen, der die Kathode der Diode D mit dem ersten Bezugspotential HVkoppelt. Schließlich ist der Hochsetzsteller H verbraucherseitig mit dem Anschluss 3 an den Batteriezweig BZ angeschlossen. An der Batterie B des Batteriezweigs BZ liegt dabei die Batteriespannung U_B an.
Für die PFC-Schaltung P in 1 können beispielsweise folgende Schaltungsparameter festgelegt werden: die Wechselspannung U_N wird mit einer Amplitude von etwa 325 V mit einer Frequenz von etwa 50 Hz, was etwa einem Effektivwert von 230 V entspricht, von dem Wechselspannungsnetz V_N bereitgestellt. In dieser Ausgestaltung betragen der Induktivitätswert der Spule L 10 mH und der der Kapazitätswert des Kondensators C 10 uF. An der Batterie B liegt eine maximale Batteriespannung U_B von etwa 500 V an, wobei sich die Batteriespannung U_B in Abhängigkeit von der Spannung, die sich aus der Differenz des Betriebspotential HV+ und des ersten Bezugspotentials HV- ergibt, bildet. Schließlich ist für den Spulenstrom i_L noch ein maximaler Sollstrom von 10 A mit einer Abweichung von +/-0,3 A festgelegt.
2 zeigt den Verlauf des Spulenstroms i_L in A abhängig von der Zeit t in ms. Wie in 2 gezeigt, kann sich durch Schalten des Schaltelements S mit einer geeigneten Schaltfrequenz durch das Laden und Entladen der Spule L ein im Wesentlichen dreieckförmiger Stromverlauf pro Schaltvorgang einstellen. Für die Schaltungstopologie der PFC-Schaltung P in 1 ist es wünschenswert, den Induktivitätswert der Spule L möglichst klein zu wählen, damit im Nulldurchgang der Wechselspannung U_N der Spulenstrom i_L schnell genug ansteigt, um das Wechselspannungsnetz V_N mit dem Wechselstrom i_N etwa in Phase zu der Wechselspannung zu beaufschlagen. Aus der Wahl einer Spule L mit möglichst geringem Induktivitätswert folgt, wie in 2 zu sehen ist, dass insbesondere um den Scheitelpunkt der Wechselspannung U_N , also bei hohen Spannungswerten der Wechselspannung U_N der Spulenstrom i_L sehr schnell ansteigt und sinkt. Dadurch muss das Schaltelement S sehr oft geschaltet werden, damit sich der Spulenstrom i_L und damit der Wechselstrom i_N in Phase zu der gleichgerichteten Wechselspannung U_G beziehungsweise der Wechselspannung U_N einstellt. Durch die hohe Schaltfrequenz ergeben sich somit hohe Schaltverluste für das Schaltelement S.
Um nun die Schaltverluste zu minimieren und damit den Wirkungsgrad der PFC-Schaltung P zu erhöhen ist in 3 ein Prinzipschaltbild für die PFC-Schaltung P gemäß einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Im Gegensatz zu der PFC-Schaltung P in 1 ist in 3 der Hochsetzsteller H derart ausgebildet, dass das Betriebspotential HV+ auf ein Zwischenpotential, nämlich das zweite Bezugspotential HVZ geschaltet werden kann. Hierzu weist der Schaltelementzweig SZ anstelle von nur einem Schaltelement S zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente S1 und S2 auf. Zwischen den beiden Schaltelementen S1 und S2 ist ein Schaltelementmittelabgriff SM vorgesehen, durch den das zweite Bezugspotential HVZ bereitgestellt ist. Mittels der Steuereinrichtung, die in 3 nicht dargestellt ist, kann durch Betreiben der Schaltelemente S1 und S2 im Taktbetrieb, also das zyklische Ein- und Ausschalten der Schaltelemente, das Betriebspotential HV+ entweder auf das erste Bezugspotential HV-, oder das zweite Bezugspotential HVZ geschaltet werden. Vorzugsweise ist dabei das erste Bezugspotential HV- kleiner als das zweite Bezugspotential HVZ. Die Steuereinrichtung steuert also mittels eines Steuersignals in geeigneter Weise die Schaltelemente S1 und S2.
Neben den zwei Schaltelementen S1 und S2 weist der Hochsetzsteller in 3 auch zwei Dioden D1 und D2 auf, wobei die erste Diode D1 wie die Diode D in 1 mit der Anode über den ersten Knoten 4 an die Spule L angeschlossen ist und mit der Kathode an den zweiten Knoten 5 angeschlossen ist. Analog zu dem Hochsetzsteller in 1 ist an den zweiten Knoten 5 außerdem der Kondensatorzweig CZ angeschlossen, der die Kathode der Diode D mit dem ersten Bezugspotential HV- koppelt. Jedoch weist der Kondensatorzweig CZ in 3 zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren C1 und C2 auf. Zwischen den Kondensatoren C1 und C2 ist ein Kondensatormittelabgriff CM vorgesehen, der unmittelbar an den Schaltelementmittelabgriff SM angeschlossen ist. Eine Diode D2 ist mit der Anode an das erste Bezugspotential HV- und mit ihrer Kathode an den Schaltelementzweig SZ, und zwar an das Schaltelement S2 angeschlossen.
Schließlich ist der Hochsetzsteller H in 3 verbraucherseitig an den elektrischen Verbraucher angeschlossen, der hier als Batteriezweig BZ mit zwei in Reihe geschalteten Batterien B1 und B2 mit jeweiligen Batteriespannungen U1 und U2 ausgebildet ist. Analog zu dem Schaltelementzweig SZ und dem Kondensatorzweig CZ weist auch der Batteriezweig BZ zwischen den Batterien B1 und B2 einen Batteriemittelabgriff BM auf, der mit dem Kondensatormittelabgriff CM verbunden ist. Alternativ könnten in dem Batteriezweigs BZ auch beliebige andere Verbraucher, die mit Gleichspannung versorgt werden, anstelle oder ergänzend für die beiden Batterien B1 und B2 bereitgestellt sein, wie beispielsweise Widerstände oder Kondensatoren. Die Batteriespannungen U₁ und U₂ haben vorzugsweise etwa den gleichen Wert. Sie können aber auch voneinander abweichende Werte aufweisen.
Wie in 3 gezeigt stellen die Batterien B1 und B2 jeweils eine Einzelspannung U1 und U2 bereit. Dabei kann sich die erste Einzelspannung U1 abhängig von der Spannung, die aus der Differenz aus dem Betriebspotential HV+ und dem zweiten Bezugspotential HVZ gebildet ist, ergeben, und die zweite Einzelspannung U2 kann sich abhängig von der Spannung, die aus der Differenz aus dem zweiten und ersten Bezugspotential HVZ, HVgebildet ist, ergeben. Die Einzelspannungen U1 und U2 können dann von dem Hochsetzsteller H genutzt werden, sodass die Leistungsfaktorkorrektur mit einer geringeren Anzahl an Schaltvorgängen der Schaltelemente S1 und S2 erfolgen kann. Bei gleichbleibender Schaltfrequenz könnte alternativ auch der Induktivitätswert der Spule L verringert werden, wodurch der Bauraumbedarf der PFC-Schaltung P reduziert und die Kosten gesenkt werden können.
Für die PFC-Schaltung P in 3 können beispielsweise dieselben Schaltungsparameter, wie für die PFC-Schaltung P in 1 festgelegt werden: die Wechselspannung U_N wird mit einer Amplitude von etwa 325 V mit einer Frequenz von etwa 50 Hz, was etwa einem Effektivwert von 230 V entspricht, von dem Wechselspannungsnetz V_N bereitgestellt. Der Induktivitätswert der Spule L beträgt 10 mH und die der Kondensator C weist einen Kapazitätswert von 10 uF auf. An dem Batteriezweig liegt eine maximale Spannung von etwa 500 V an, die sich aus den jeweiligen Einzelspannungen U1 und U2 der Batterien B1 und B2 von je etwa 250 V ergibt. Schließlich ist für den Spulenstrom i_L noch ein maximaler Sollstrom von 10 A mit einer Abweichung von +/-0,3 A festgelegt.
In 4 ist der Verlauf des Spulenstroms i_L in A abhängig von Zeit t in ms gemäß des Prinzipschaltbilds in 3 dargestellt. Im Vergleich zu dem Strom-Zeit-Diagramm des Spulenstroms i_L in 2 ist in 4 zu erkennen, dass die Anstiegsgeschwindigkeit des Spulenstroms i_L , insbesondere im Bereich des Scheitelwerts der Wechselspannung U_N , reduziert ist. Folglich ist auch die Schaltfrequenz, mit der die Schaltelemente S1 und S2 geschaltet werden, deutlich verringert, wodurch die Schaltverluste minimiert werden.
Dem schematischen Prinzipschaltbild in 3 kann folgende Situation beispielhaft zugrundeliegen. Ein elektrisch betriebenes Kraftfahrzeug weist zum Ermöglichen eines Fahrbetriebs ein Bordnetz umfassend den Batteriezweig BZ mit den Batterien B1 und B2 auf. Nun sollen die Batterien B1 und B2 für den Fahrbetrieb über eine Ladestation, also das Wechselspannungsnetz V_N , das die Wechselspannung U_N bereitstellt, geladen werden. Um Störungen in dem Wechselspannungsnetz V_N zu vermeiden, weist das Bordnetz auch die PFC-Schaltung P, wie sie in 3 gezeigt ist, auf. Das Wechselspannungsnetz V_N ist dann über die PFC-Schaltung P mit den Batterien B1 und B2 gekoppelt, um die Batterien B1 und B2 mit Energie zu versorgen. Aufgrund der PFC-Schaltung P wird dann das Wechselspannungsnetz V_N mit dem Wechselstrom i_N im Wesentlichen in Phase zu der Wechselspannung U_N beaufschlagt.
Für die PFC-Schaltung P, die Batterien B1 und B2 sowie das Wechselspannungsnetz V_N gelten zum Beispiel die zuvor beschriebenen Schaltungsparameter.
Um nun einen Spulenstrom i_L bereitzustellen, sind zwei Betriebsmodi für die Schaltelemente S1 und S2 vorgesehen. Im ersten Betriebsmodus befindet sich das erste Schaltelement S1 in einem eingeschalteten Schaltzustand, während das zweite Schaltelement S2 im Taktbetrieb betrieben wird, solange der aktuelle Wert der gleichgerichteten Wechselspannung U_G kleiner als der aktuelle Wert der zweiten Einzelspannung U2, also der zweite Einzelspannungswert, ist. Der zweite Einzelspannungswert dient hier also als Vergleichswert und beträgt zum Beispiel 250 V. Vorzugsweise entspricht dabei die erste Einzelspannung U1 der zweiten Einzelspannung U2. Anders formuliert, befindet sich das erste Schaltelement S1 also im „Kurzschluss“, während durch den Taktbetrieb des zweiten Schaltelements S2 das Betriebspotential HV+ auf das erste Zwischenpotential HV- getaktet wird.
Ist im Gegensatz dazu der aktuelle Wert der gleichgerichtete Wechselspannung U_G größer oder gleich dem zweiten Einzelspannungswert wird der zweite Betriebsmodus der Schaltelemente genutzt. Dazu wird das erste Schaltelement S1 im Taktbetrieb betrieben werden, während das zweite Schaltelement S2 im ausgeschalteten Schaltzustand ist. Folglich befindet sich das zweite Schaltelement S2 in diesem Fall im „Leerlauf“ und durch den Taktbetrieb des ersten Schaltelements S1 wird das Betriebspotential HV+ auf das Zwischenpotential HVZ getaktet.
Die Schaltfrequenz mit der die Schaltelemente S1 und S2 im Taktbetrieb betrieben werden, kann dazu abhängig von dem aktuellen Wert des Spulenstroms i_L im Vergleich zu einem vorgegebenen Sollstromwert festgelegt werden. Durch den Wechsel der beiden Betriebsmodi kann nun insbesondere verhindert werden, dass die Batterien B1 und B2 unterschiedlich aufgeladen werden.
Die normierten Steuersignale ZS1 und ZS2 abhängig von der Zeit t in ms der Schaltelemente S1 und S2 sind in 5 und 6 dargestellt. Als normiertes Steuersignal ist dabei die Spannung zu verstehen, mit der die als Halbleiterschalter ausgebildeten Schaltelemente S1 und S2 von der Steuereinrichtung angesteuert werden, wenn sie sich in dem eingeschalteten Schaltzustand oder in dem ausgeschalteten Schaltzustand befindet. Über das normierte Steuersignal kann also auf die Schaltfrequenz und den Schaltzustand der Schaltelemente zurückgeschlossen werden. Das normierte Schaltsignal eins entspricht dabei dem eingeschalteten Schaltzustand, also dem „Kurzschluss“. Das normierte Schaltsignal null entspricht hingegen dem ausgeschalteten Schaltzustand, also dem „Leerlauf“. Der Scheitelwert der Schaltelementspannung U_S entspricht etwa 500 V und liegt somit deutlich über dem Scheitelwert der Wechselspannung U_N von etwa 325 V.
7 zeigt das normierte Steuersignal Z_K abhängig von der Zeit t in ms Zeit einer PFC-Schaltung P mit gleichen Schaltungsparametern, wie sie in 1 dargestellt ist. Aus 7 ist deutlich erkennbar, dass die Anzahl der Schaltvorgänge der Schaltelemente S1 und S2 im Gegensatz zu der Anzahl der Schaltvorgängen des Schaltelements S deutlich reduziert werden kann.
Insgesamt zeigen die Ausführungsbeispiele, wie durch die Erfindung eine zweistufige PFC-Schaltung mit Zuschalten von Einzelspannungen realisiert werden kann. Dabei dienen die Ausführungsbeispiele ausschließlich der Erläuterung der Erfindung und sollen diese nicht beschränken.
Bezugszeichenliste

1: Anschluss
2: Anschluss
3: Anschluss
4: Erster Knoten
5: Zweiter Knoten
B: Batterie
B1: Batterie
B2: Batterie
BM: Batteriemittelabgriff
BZ: Batteriezweig
C: Kondensator
C1: Kondensator
C2: Kondensator
CM: Kondensatormittelabgriff
CZ: Kondensatorzweig
D: Diode
D1: Diode
D2: Diode
G: Gleichrichter
H: Hochsetzsteller
HV+: Betriebspotential
HV-: erstes Bezugspotential
HVZ: zweites Bezugspotential
I: Strom
i_L: Spulenstrom
i_N: Wechselstrom
L: Spule
P: PFC-Schaltung
S: Schaltelement
S1: Schaltelement
S2: Schaltelement
SM: Schaltelementmittelabgriff
SZ: Schaltelementzweig
t: Zeit
U: Spannung
U_B: Batteriespannung
U1: Einzelspannung
U2: Einzelspannung
U_G: gleichgerichtete Wechselspannung
U_N: Wechselspannung
U_s: Schaltelementspannung
V_N: Wechselspannungsnetz
Z_K: normiertes Schaltsignal
Z_S1: normiertes Schaltsignal
Z_S2: normiertes Schaltsignal

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 2017/0294831 A1 [0004]
US 2013/0094255 A1 [0004]

Claims

Hochsetzsteller (H), der ausgebildet ist, eine gleichgerichtete Wechselspannung (U_G) in eine vorgegebene Gleichspannung zu wandeln und eine Leistungsfaktorkorrektur auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller (H) ein erstes Bezugspotential (HV-) nutzt, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochsetzsteller (H) ausgebildet ist, ein von dem ersten Bezugspotential (HV-) unterschiedliches zweites Bezugspotential (HVZ) zu nutzen und das Hochsetzstellen in Abhängigkeit von einem Momentanwert der Wechselspannung (U_G) mit einem jeweiligen der Bezugspotentiale (HV-, HVZ) auszuführen, zu welchem Zweck der Hochsetzsteller ausgebildet ist, das erste Bezugspotential über eine erste Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar zu koppeln.
Hochsetzsteller nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode durch einen in einem Schaltbetrieb betriebenen Transistor ersetzt ist, wobei der Hochsetzsteller ausgebildet ist, den Transistor entsprechend der Funktion der ersten Diode zu betreiben.
Hochsetzsteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch zwei in Reihe geschaltete Wandlertransistoren, wobei der Hochsetzsteller ausgebildet ist, einen Mittelabgriff der hierdurch gebildeten Reihenschaltung unmittelbar an das zweite Bezugspotential anzuschließen.
Hochsetzsteller nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus den in Reihe geschalteten Wandlertransistoren zu einer Wandlerinduktivität in Reihe geschaltet ist.
Hochsetzsteller nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass an einem Verbindungsanschluss der Reihenschaltung mit der Wandlerinduktivität eine zweite Diode angeschlossen ist, um ein Plus-Potential der vorgegebenen Gleichspannung bereitzustellen, wobei zweite Diode hinsichtlich ihrer Polarität invertiert zur ersten Diode angeordnet ist.
Verfahren zum Betreiben eines Hochsetzstellers (H), der zum Hochsetzstellen ein erstes Bezugspotential (HV-) nutzt, wobei der Hochsetzsteller (H) mit einer gleichgerichteten Wechselspannung (U_G) beaufschlagt wird und die gleichgerichtete Wechselspannung (U_G) in eine vorgegebene Gleichspannung wandelt, und der Hochsetzsteller eine Leistungsfaktorkorrektur ausführt, dadurch gekennzeichnet, dass ein von dem ersten Bezugspotential (HV-) unterschiedliches zweites Bezugspotential (HVZ) bereitgestellt wird, wobei in Abhängigkeit von einem Momentanwert der Wechselspannung (U_G) für das Hochsetzstellen ein jeweiliges der Bezugspotentiale (HV-, HVZ) genutzt wird, wobei der Hochsetzsteller das erste Bezugspotential über eine Diode und das zweite Bezugspotential unmittelbar koppelt.