CN102187560B - Pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

一种PFC变换器，高速且高精度地检测流过电感器的电流，从而能够适当地改善谐波以及功率因数、并且检测正确的动作状态。通过在开关元件的导通期间Ton的中央时刻ts1进行采样从而计算第1电流值ILav1，通过在开关元件的截止期间Toff的中央时刻ts2进行采样从而计算第2电流值ILav2。然后，例如若ILav1＝ILav2则判定为电流连续模式，若ILav1≠ILav2则判定为电流不连续模式。

Description

PFC变换器
技术领域
本发明涉及输入交流电源输出直流电压的AC-DC变换器，尤其涉及改善功率因数的PFC变换器。
背景技术
在日本以及欧州等，根据用途、输入电力等，来进行分级的谐波电流限制。为了应对于此，进行了如下研究：在要限制的一般家电产品的电源中附加称为PFC(功率因数改善电路)变换器的电路，抑制谐波电流。
以商用交流电源为输入电源的一般开关电源装置对商用交流电源进行整流平滑从而变换为直流电压后，利用DC-DC变换器对其进行开关，所以输入电流变得不连续，从正弦波产生较大畸变。这是产生谐波电流的原因。
因此，为了抑制该谐波电流，在全波整流电路的后级并且基于平滑电容器的平滑电路的跟前设置PFC变换器。
该PFC变换器由斩波电路构成，进行工作，使得输入电流波形成为与输入电压波形相似的形状，即成为同相位的正弦波状。因此，谐波电流被抑制在一定等级(level)以下。
这里基于图1来说明专利文献1中示出的PFC变换器的结构例。
在图1所示的功率因数改善电路中，在对交流输入电源Vac的交流电源电压进行整流的二极管桥B1的输出两端连接电感器L1、作为MOSFET的开关元件Q1和电流检测电阻R的串联电路。在开关元件Q1的两端连接二极管D1和平滑电容器C1的串联电路，在平滑电容器C1的两端连接负载RL。开关元件Q1通过控制电路10的PWM控制而进行导通/截止。电流检测电阻R检测流过二极管桥B1的输入电流。
控制电路10具备误差放大器111、乘法器112、误差放大器113、电压控制振荡器(VCO)115以及PWM比较器116。
误差放大器111计算平滑电容器C1的电压与基准电压E1的误差。乘法器112将误差电压信号和二极管桥B1的整流电压相乘。误差放大器113生成乘法器112的乘法结果和流过二极管桥B1的电流信号的误差，并输出给PWM比较器116。
VCO115生成与交流电源电压的整流后的电压值相应的频率的三角波信号。
对PWM比较器116的“-”端子输入来自VCO115的三角波信号，“+”端子输入来自误差放大器113的信号。即，PWM比较器116向开关元件Q1提供与流过二极管桥B1的电流和输出电压相应的占空脉冲。该占空脉冲是以一定周期连续地对交流电源电压以及直流负载电压的变动进行补偿的脉冲幅度控制信号。
通过这样的结构，交流电源电流波形被控制为与交流电源电压波形相似的形状并且同相位，谐波以及功率因数被改善。
另一方面，专利文献2公开了一种数字控制的PFC变换器。
在数字控制的情况下，也检测流过电感器的电流，通过与该电流值相应的PWM控制来开关开关元件。
【专利文献1】日本特开2004-282958号公报
【专利文献2】日本特开平7-177746号公报
但是，为了适当地进行作为PFC变换器的目的的谐波抑制以及功率因数改善，需要高速且高精度地检测流过电感器的电流。此外，即使检测PFC变换器的动作状态，从而进行与其相应的处理，也需要高速且高精度地检测流过电感器的电流。
在如专利文献1的PFC变换器那样通过模拟电路进行开关控制的现有PFC变换器中，未必能够高速地检测流过电感器的电流。此外，在如专利文献2的PFC变换器那样进行数字控制的PFC变换器中，原本需要的运算处理量多，响应速度和精度成为此消彼长(trade-off)关系。因此，在保持精度的情况下提高响应性是有限度的。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种PFC变换器，高速且高精度地检测流过电感器的电流，从而能够适当地进行谐波以及功率因数的改善、以及正确的动作状态的检测。
为了解决上述课题，本发明如下构成。
(1)一种PFC变换器，具备：整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其连接在上述整流电路的次级，包括电感器以及开关元件；整流平滑电路，其与上述开关元件并联连接；和开关控制单元，其对上述开关元件进行导通/截止控制，使得从上述交流输入电源输入的输入电流对于上述交流电压成为相似形状，
其中，上述PFC变换器设有：
电流检测电路，其在上述开关元件的导通期间检测流过上述开关元件或者上述电感器的电流；
第1电流检测单元，其在上述开关元件的导通期间的中央，对流过上述开关元件或者上述电感器的电流的检测信号进行采样从而作为第1电流值进行检测；
第2电流检测单元，其在上述开关元件的截止期间的中央，对流过上述电感器的电流的检测信号进行采样从而作为第2电流值进行检测；和
电流增减状态检测单元，其比较上述第1电流值和上述第2电流值从而检测电流增减状态。
上述第1电流值是在开关元件的导通期间流过开关元件以及电感器的电流的平均值。此外，上述第2电流值是在开关元件的截止期间流过电感器的电流的平均值。因此，通过该实质性的二点采样能够检测流过电感器的电流的增减状态，能够高速地进行与其相应的控制。
(2)上述电流增减状态检测单元，在上述第1电流值和上述第2电流值相等时视作电流连续模式，在上述第2电流值比上述第1电流值小时视作电流不连续模式。
根据该结构，能够以非常少的运算处理量高速地进行电流连续模式和电流不连续模式的判定，能够高速地进行与模式相应的控制。
(3)上述电流增减状态检测单元根据在不同的周期的上述第1电流值彼此的变化量或者上述第2电流值彼此的变化量，进行稳定状态和过渡状态的判定。
根据该结构，能够以非常少的运算处理量高速地进行稳定状态和过渡状态的判定，能够高速地进行与状态相应的控制。
(发明效果)
根据本发明，能够根据上述第1电流值和上述第2电流值，检测流过电感器的电流的增减状态，并能够高速地进行与其相应的控制。
此外，通过根据上述第1电流值和上述第2电流值，进行电流连续模式和电流不连续模式的判定，从而能够以非常少的运算处理量高速地进行电流连续模式和电流不连续模式的判定，能够高速地进行与模式相应的控制。
此外，通过根据上述第1电流值和上述第2电流值，进行稳定状态和过渡状态的判定，从而能够以非常少的运算处理量高速地进行稳定状态和过渡状态的判定，能够高速地进行与模式相应的控制。
附图说明
图1是专利文献1中示出的PFC变换器的电路图。
图2是本发明的实施方式的PFC变换器的电路图。
图3是表示数字信号处理电路13的PFC变换器101的各种控制方式的图。
图4是以在电流连续模式进行控制的状态中的开关周期的单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。
图5是表示为了以电流连续模式进行平均电流控制而计算流过电感器L1的电流的平均值的方法的图。
图6(A)是在电流连续模式的电感器电流的波形图、图6(B)是在电流不连续模式的电感器电流的波形图。
图7(A)是在电流连续模式且稳定状态的电感器电流的波形图、图7(B)是在电流连续模式且过渡状态的电感器电流的波形图。
图8(A)是在电流不连续模式且稳定状态的电感器电流的波形图、图8(B)是在电流连续模式且过渡状态的电感器电流的波形图。
101…PFC变换器
11…输入电压检测电路
12…输出电压检测电路
13…数字信号处理电路
20…负载电路
B1…二极管桥
C1…平滑电容器
D1…二极管
Q1…开关元件
R1…电流检测用电阻
Toff…截止期间
Ton…导通期间
ts1，ts2…中央时刻
Vac…交流输入电源
具体实施方式
参照图2～图8来说明本发明的实施方式的PFC变换器。
图2是本发明的实施方式的PFC变换器101的电路图。在图2中，符号P11、P12是PFC变换器101的输入端口，符号P21、P22是PFC变换器101的输出端口。在输入端口P11-P12中输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端口P21-P22连接负载电路20。
负载电路20例如是DC-DC变换器以及通过该DC-DC变换器接受电源供给的电子设备的电路。
在PFC变换器101的输入级设置对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流的作为整流电路的二极管桥B1。在该二极管桥B1的输出侧连接电感器L1以及开关元件Q1、还有电流检测用电阻R1的串联电路。在开关元件Q1的两端并联连接由二极管D1以及平滑电容器C1构成的整流平滑电路。通过该电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及平滑电容器C1构成所谓的升压斩波电路。
在二极管桥B1的输出侧的两端间设置输入电压检测电路11。此外在输出端口P21-P22间设置输出电压检测电路12。数字信号处理电路13由DSP构成，通过数字信号处理来控制该PFC变换器101。即，对数字信号处理电路13输入输入电压检测电路11的输出信号，通过后述的方法来检测交流输入电源的电压的相位。此外对数字信号处理电路13输入输出电压检测电路12的输出信号来检测输出电压。而且以规定的开关频率对开关元件Q1进行导通/截止。
上述数字信号处理电路13的与针对开关元件Q1的开关控制信号相关的处理部相当于本发明的「开关控制单元」。此外，上述电流检测用电阻R1相当于本发明的「电流检测电路」。而且，上述数字信号处理电路13的与电流检测相关的处理部相当于本发明的「第1电流检测单元」以及「第2电流检测单元」。
数字信号处理电路13具备用于在与负载电路20之间进行通信的端口，例如进行数据的通信或者信号的输入输出，对负载电路(电子设备)总是发送变换器的状态等，或者发送输入电压、输出电压、输出电流等，或者从负载电路侧接收负载状态等从而反映于开关控制。
图3是表示数字信号处理电路13的PFC变换器101的各种控制方式的图。图3的(A)(B)(C)分别是交流输入电源的1周期中的电流波形。这里，波形IL是流过图2所示的PFC变换器101中的电感器L1的电流的波形。Ip是其峰值(峰电流)的包络线、Ia是平均值(平均电流)的包络线。但是，为了图示方便，表示使PFC变换器101的开关频率极端低的情况，即，用能够将流过电感器L1的电流波形看做三角波状的频率来表示。
图3(A)是电流连续模式的波形图、图3(B)是电流不连续模式的波形图、图3(C)是电流临界模式的波形图。如此在图3(A)所示的电流连续模式下流过PFC变换器101的电感器L1的电流除了交流输入电源的过零附近之外均不为0。此外在图3(B)所示的电流不连续模式下每当在PFC变换器101的电感器L1中积蓄/放出励磁能量时产生电流值为0的期间。此外在图3(C)所示的临界模式下每当向电感器L1的励磁能量的积蓄/放出时电流值成为0，并且没有电流值0的状态连续的情况。
图4是以在电流连续模式进行控制的状态中的开关周期的单位的PFC变换器101的电压/电流的波形图。
数字信号处理电路13进行开关控制，使得对PFC变换器101的输入电流、即流过电感器L1的电流的平均值成为与全波整流波形相似的形状。如此通过流过与输入电压相似形状的输入电流，能够抑制谐波、改善功率因数。
在图4中，(A)是以商用电源频率的半周期单位的、流过电感器L1的电流的平均值Ii的电流波形，(B)是将其一部分时间轴扩大来表示的以开关周期的单位的流过电感器L1的电流IL的波形图，(C)是开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds的波形图。
在开关元件Q1的导通期间Ton，在电感器L1中流过电流IL，电流IL以与电感器L1的两端间电压以及电感器L1的电感相应地决定的斜率上升。之后，在开关元件Q1的截止期间Toff，电流IL以由电感器L1的两端电压和其电感而决定的斜率下降。如此在电流纹波ΔIL的幅度，流过电感器L1的电流IL以开关周期变动。
图5是表示为了以电流连续模式进行平均电流控制而计算流过电感器L1的电流的平均值的方法的图。
若用ILp表示在开关元件Q1的断开时刻流过电感器L1的电流值(峰值)、用ILb表示在开关元件Q1的接通时刻流过电感器L1的电流值(最低值)，则在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均值(平均电流)用下面的关系表示。
ILav＝(ILp+ILb)/2…(1)
另一方面，在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流直线性地减小，所以开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻的电感器L1的电流值与上述平均电流值ILav相等。
因此，对在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻的电阻R1的下降电压进行采样。该采样值是与在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流值ILav成比例的值。此外，对在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻的电阻R1的下降电压进行采样。该采样值是与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流值ILav成比例的值。
对上述开关元件Q1的栅极给予的开关控制信号是数字信号处理电路13生成的信号，所以上述导通期间Ton的中央时刻ts1以及上述截止期间Toff的中央时刻ts2也是都由数字信号处理电路13掌握(在管理下)。因此，例如能够在不从外部输入时刻信号的情况下，在上述时刻对电流检测用电阻R1的下降电压进行采样。
下面，参照图6来说明图2所示的数字信号处理电路13的「电流增减状态检测单元」的第1处理内容。
图6(A)是在电流连续模式的电感器电流的波形图、图6(B)是在电流不连续模式的电感器电流的波形图。
若是电流连续模式，则如已经叙述的那样，如图6(A)所示，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流值ILav1与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流值ILav2相等。因此，首先，通过在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻ts1进行采样来计算第1电流值ILav1，通过在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻进行ts2进行采样来计算第2电流值ILav2，在ILav1＝ILav2时，判定为是电流连续模式。
另外，电流临界模式是电流连续模式的特殊状态，上述第1/第2电流值的关系与电流连续模式的情况相同。在以后的记述中，「电流连续模式」包含「电流临界模式」。
另一方面，若是电流不连续模式，则如图6(B)所示，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流值ILav1与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流值ILav2不同。因此，首先，通过在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻ts1进行采样来计算第1电流值ILav1，通过在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻ts2进行采样来计算第2电流值ILav2，在ILav1≠ILav2时，判定为是电流不连续模式。
下面，参照图7来说明图2所示的数字信号处理电路13的「电流增减状态检测单元」的第2处理内容。
图7(A)是在电流连续模式且稳定状态的电感器电流的波形图、图7(B)是在电流连续模式且过渡状态的电感器电流的波形图。
在稳定状态下，如图7(A)所示，在哪个开关周期，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流都与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流相等。因此，通过在开关元件Q1的不同的周期中的导通期间Ton的中央时刻(ts11，ts12，…)进行采样从而多次计算第1电流值ILav1，在开关元件Q1的不同的周期中的截止期间Toff的中央时刻(ts21，ts22，…)进行采样从而计算第2电流值ILav2，在多个时刻的第1电流值与第2电流值相等时，判定为是电流不连续模式且稳定状态。
另一方面，例如在开始接通输入电源电压时等，在过渡状态下，如图7(B)所示，在不同的开关周期，比较在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流彼此时，发生变化。即使比较在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流彼此，也发生变化。
如图7(B)所示的例那样，在相邻的开关周期进行比较时，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流增加了ΔIL1。此外，在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流增加了ΔIL2。
因此，通过在开关元件Q1的不同的周期中的导通期间Ton的中央时刻(ts11，ts12，…)进行采样来多次计算第1电流值，并比较这些第1电流值彼此，若发生变化则判定为是过渡状态。或者，通过在开关元件Q1的不同的周期中的截止期间Toff的中央时刻(ts21，ts22，…)进行采样来多次计算第2电流值，并比较这些第2电流值彼此，若发生变化则判定为是过渡状态。
下面，参照图8来说明图2所示的数字信号处理电路13的「电流增减状态检测单元」的第3处理内容。
图8(A)是在电流不连续模式且稳定状态的电感器电流的波形图、图8(B)是在电流连续模式且过渡状态的电感器电流的波形图。
若是电流不连续模式，则如图8(A)所示，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流值ILav1与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流值ILav2不同。此外，若是稳定状态，则在不同的开关周期中，在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流值ILav1恒定。同样地，在不同的开关周期中，在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流值ILav2恒定。
因此，首先，通过在开关元件Q1的不同的周期中的导通期间Ton的中央时刻(ts11，ts12，…)进行采样从而多次计算第1电流值，或者在开关元件Q1的不同的周期中的截止期间Toff的中央时刻(ts21，ts22，…)进行采样从而多次计算第2电流值，比较第1电流值彼此或者第2电流值彼此，若不发生变化则判定为是稳定状态。而且，在通过在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻(ts11，ts12，…)进行采样而计算出的第1电流值ILav1、和通过在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻(ts21，ts22，…)进行采样而计算出的第2电流值ILav2是不同的值时，判定为是电流不连续模式。
另一方面，若是电流连续模式且电流減少方向的过渡状态，则如图8(B)所示，与在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流相比，在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流降低。该1周期中的平均电流的变化与图8(A)所示的情况同样地出现。但是，在不同的开关周期，比较在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流彼此时，如ΔIL1所示那样发生变化。即使比较在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流彼此，也如ΔIL2所示那样同样发生变化。
因此，通过进行前面所述的电流连续模式和电流不连续模式的判定，并且进行有无过渡状态的判定，从而判别是电流不连续模式且稳定状态，还是电流连续模式且过渡状态。

Claims (2)

1.一种PFC变换器，具备：
整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；
串联电路，其连接在上述整流电路的次级，包括电感器以及开关元件；
整流平滑电路，其与上述开关元件并联连接；和
开关控制单元，其对上述开关元件进行导通/截止控制，使得从上述交流输入电源输入的输入电流相对于上述交流电压成为相似形状，
其中，上述PFC变换器设有：
电流检测电路，其在上述开关元件的导通期间检测流过上述开关元件或者上述电感器的电流；
第1电流检测单元，其在上述开关元件的导通期间的中央，对流过上述开关元件或者上述电感器的电流的检测信号进行采样，从而作为第1电流值进行检测；
第2电流检测单元，其在上述开关元件的截止期间的中央，对流过上述电感器的电流的检测信号进行采样，从而作为第2电流值进行检测；和
电流增减状态检测单元，其比较上述第1电流值和上述第2电流值，从而检测电流增减状态，
并且上述电流增减状态检测单元，在上述第1电流值和上述第2电流值相等时视作电流连续模式，在上述第2电流值比上述第1电流值小时视作电流不连续模式。
2.根据权利要求1所述的PFC变换器，其中，
上述电流增减状态检测单元根据在不同的周期的上述第1电流值彼此的变化量或者上述第2电流值彼此的变化量，进行稳定状态和过渡状态的判定。
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