DE10143016A1

DE10143016A1 - Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils

Info

Publication number: DE10143016A1
Application number: DE2001143016
Authority: DE
Inventors: Ralf Schroeder
Original assignee: Friwo Geraetebau GmbH
Current assignee: Friwo Geraetebau GmbH
Priority date: 2000-04-12
Filing date: 2001-09-03
Publication date: 2003-03-20
Anticipated expiration: 2021-09-04
Also published as: DE10143016B4

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils 11 mit einem Transformator 12 und einer Steuerschaltung 13. Um eine Unabhängigkeit der Strom- und Spannungsregelung von der Eingangsspannung zu erhalten, wird unter anderem die Verwendung eines Messwertes vorgeschlagen, der zur Beeinflussung der Steuerschaltung 13 herangezogen wird. Zur Vermeidung einer erhöhten sekundären Ausgangsspannung wird insbesondere vorgeschlagen, dass der an der Steuerschaltung 13 anliegende Messwert einer ständigen Überprüfung unterliegt und im Falle des Abweichens von einem vorgegebenen Messwertintervall eine Reduzierung der übertragenen Energiemenge durch den Transformator 12 veranlasst wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstromes und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator und einer Steuerschaltung wobei ein Messwert verwendet wird, welcher schaltungsintern gebildet und zur Beeinflussung der Steuerschaltung eingesetzt wird nach DE 100 18 229.1.
Bei Schaltnetzteilen nach dem Flusswandlerprinzip und bei freischwingenden Sperrwandlern kann der Ausgangsstrom durch Begrenzung des Primärstromes im Transformator eingestellt werden. Dabei entsteht eine Strombegrenzung, die ein- und ausgangsspannungsabhängig und somit nicht für alle vorgesehen Anwendungsfälle einsetzbar ist. Die Ausgangsspannungsabhängigkeit kann durch geeignete Schaltungsdimensionierungen relativ klein gehalten werden, erfordert jedoch einen erhöhten Schaltungsaufwand und verursacht somit zusätzliche Kosten. Die Eingangsspannungsabhängigkeit entsteht durch die konstante Verzögerung der Abschaltung bei spannungsabhängig unterschiedlicher Steigung des Stromes und muss durch zusätzliche Beschaltung begrenzt werden, welche ebenfalls einen erhöhten Schaltungsaufwand erfordern und somit zusätzliche Kosten verursachen. Daneben sind Schaltnetzteile ohne Optokoppler bekannt, welche in der Regel eine schlechte Lastausreglung besitzen und somit zu einer hohen Ausgangsspannung bei geringem Ausgangsstrom und zu einer niedrigen Ausgangsspannung bei einem großen Ausgangsstrom führen.
Schaltnetzteile der gattungsgemäßen Art werden bevorzugt zur Spannungsversorgung von elektrischen oder elektronischen Geräten mit niedriger Versorgungsspannung eingesetzt und werden in großer Zahl benötigt, so dass eine möglichst kostengünstige Schaltungsanordnung gewählt werden muss, welche darüber hinaus die bestehenden Nachteile beseitigt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren, sowie eine Schaltung aufzuzeigen, welche eine nahezu lastunabhängige Spannung- und/oder Stromregelung mit verhältnismäßig geringem Schaltungsaufwand ermöglicht und eine Sicherheitsfunktion gegenüber hohen sekundärseitigen Ausgangsspannungen aufweist.

Erfindungsgemäß ist zur Lösung dieser Aufgabe vorgesehen, das der am Eingang U anliegende Messwert während der Einschaltdauer des elektronischen Schalters ständig überwacht wird und im Falle eines außerhalb des erwarteten Spannungsintervalls liegenden Messwertes durch die Steuerschaltung die Ausschaltdauer des elektronischen Schalter in derart beeinflusst wird, dass die durch den Wandler übertragene Energie einen Minimalwert annimmt. Der am Eingang anliegende Spannungswert ermöglicht einerseits die Feststellung einer Störung im Primärkreis, beispielsweise durch eine fehlende oder unterbrochene Verbindung des Einganges U und andererseits im Falle einer Abweichung von einem erwarteten Spannungsintervall kann eine sofortige Regelung und Beeinflussung des elektronischen Schalters erfolgen, sodass sekundärseitig keine Erhöhung der Ausgangsspannung eintritt. Mit dieser zusätzlichen Überwachungseinrichtung wird somit einem erhöhten Sicherheitsbedürfnis eines Schaltnetzteils Rechnung getragen. Hierbei besteht die Möglichkeit, dass die übertragene Energie soweit verringert wird, dass eine geringe sekundärseitige Last ausreicht, um die Spannung im ungefährlichen Bereich zu halten. Als Ausgangslast reicht beispielsweise der in der Schaltung vorhandene sekundärseitige Lastwiderstand. Somit ist ein gefahrloser Betrieb des Schaltnetzteils bei allen Lastfällen oder ggf. bei Unterbrechung der Zuleitung zum Eingang U gewährleistet. Alternativ besteht die Möglichkeit im Störungsfall den elektronischen Schalter sofort auszuschalten, wodurch ebenfalls eine Erhöhung der sekundärseitigen Ausgangsspannung verhindert wird. Zur Vermeidung einer eventuellen Fehlfunktion während des Einschaltvorganges ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass bei der Überwachung der am Eingang U anliegenden Spannung die auftretende Verzögerung zwischen dem Einschaltimpuls der Steuerschaltung und dem Ansprechen des elektronischen Schalters entsprechend berücksichtigt wird. Eine Überwachung der Eingangsspannung kann sowohl auf negative als auch auf positive Spannungswerte ausgedehnt werden, wenn beispielsweise die zur Spannungserzeugung verwendete Hilfswicklung in ihrem Wicklungssinn umgedreht angeschlossen wird.

In Ausgestaltung der Erfindung ist in vorteilhafter Weise vorgesehen, dass der Ausgangstrom durch Einstellung des Tastverhältnisses des Sekundärstroms geregelt wird und wobei speziell zur Einstellung eines konstanten Ausgangsstroms ein konstantes Tastverhältnis des Sekundärstroms eingestellt wird.

Hierdurch wird der Ausgangsstrom bei konstant gehaltenem Abschaltstrom ebenfalls konstant. Durch die Verwendung eines schaltungsintern gebildeten Messwerts zur Beeinflussung der Steuerschaltung wird ferner eine nahezu lastunabhängige Spannungsregelung mit wenigen Bauelementen ermöglicht. Beispielsweise besteht die Möglichkeit den Zeitpunkt zur Speicherung des Messwertes so festzulegen, dass zum Zeitpunkt der Speicherung der Strom im Wandler unabhängig von der sekundären Belastung ist. Hierdurch ergibt sich im Weiteren der Vorteil, dass bei geringer Belastung mit einer erheblich niedrigeren Taktfrequenz des Schaltnetzteils gearbeitet werden kann, wodurch eine sehr geringe Leerlaufeingangsleistung erzielt wird. Ferner kann bei derartigen Schaltungsanordnungen auf die Verwendung eines Optokopplers verzichtet werden, so dass erhebliche Kosten eingespart werden können.

Bei der Verwendung eines konstanten Tastverhältnisses des Sekundärstromes besteht die Möglichkeit eine Stromreglung in derart vorzunehmen, dass die Länge der Sekundär-Strompause durch verzögern des Primär- Einschaltimpulses variiert wird. Demgegenüber kann eine Spannungsreglung durch einen konstanten Einschaltimpuls des elektronischen Schalters erfolgen, wobei die Abschaltzeit entsprechend variiert werden kann.

In Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der elektronische Schalter für den Primärstrom durch die Steuerschaltung durch ein Ausgangssignal, welches gegenüber dem ursprünglichen Ausgangssignal verzögert ist, angesteuert wird, wodurch eine Einstellung des Tastverhältnisses möglich wird. Im Bedarfsfall kann die Ansteuerung des elektronischen Schalter über einen Vorwiderstand erfolgen.

In Ausgestaltung der Erfindung ist im Weiteren vorgesehen, dass als Messwert die induzierte Spannung einer Hilfswicklung des Transformators verwendet wird oder das ein Hochspannungs- IC für die Spannungsregelung eingesetzt wird und als Messwert die Spannung der Primärhauptwicklung des Transformators verwendet wird, wodurch die Möglichkeit besteht, ausgangsseitig eine Trennung von der Hochspannungsseite vorzunehmen und im Falle der Hilfswicklung kann in einer bevorzugten Ausführung ferner mit einem niedrigen Spannungspotential primärseitig gearbeitet werden. Darüber hinaus verursacht die Anfertigung derartiger Transformatoren nur geringe Zusatzkosten und führt zu einem erheblichen Kostenvorteil gegenüber herkömmlichen Schaltungsanordnungen. In weiterer Ausgestaltung ist hierbei vorgesehen, dass der Messwert zu einem festen, aber variabel einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises zwischengespeichert wird.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Messwert mit einem internen Referenzwert der Steuerschaltung verglichen wird und in Abhängigkeit von der zeitlichen Höhe der Überschreitung durch den Messwert die Zeit zur erneuten Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises bestimmt werden kann. Dadurch, dass die Höhe der Überschreitung schaltungstechnisch bei einer erneuten Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises mit berücksichtigt wird, kann das Schaltverhalten des Schaltnetzteils in vorteilhafter Weise beeinflusst werden, sodass die Zykluszeit optimiert werden kann. Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung kann dahingehend vorgenommen werden, dass eine erneute Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises bis zum Erreichen eines maximalen Stroms des Transformators erfolgt. Durch diese Maßnahmen wird in Abhängigkeit von dem gespeicherten Messwert die Dauer der Ausschaltzeit des Leistungsschalters eingestellt, wobei die Ausschaltzeit um so größer ist, je höher die gespeicherte Spannung war. Nach Ablauf der Ausschaltzeit wird der Leistungsschalter so lange eingeschaltet, bis der Strom durch den Transformator den voreingestellten Maximalwert erreicht und somit ein neuer Zyklus beginnt. Als Leistungsschalter wird üblicherweise ein Feldeffekttransistor verwendet, während hingegen die Speicherung durch beispielsweise ein sample and hold Element erfolgt.

In alternativer Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass der Strom des Transformators mit einem zeitabhängigen Referenzwert verglichen wird, wobei der Referenzwert gebildet wird durch
Referenz (t_ein) = Abschaltwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/t_ein)
(für t_ein > minimale Einschaltzeit).

Durch den Vergleich des Referenzwertes mit dem Strom des Transformators kann somit ein Ausgleich der unterschiedlichen Stromanstiegsgeschwindigkeiten vorgenommen werden, so dass bei großer Anstiegsgeschwindigkeit der Abschaltvorgang eher eingeleitet wird und somit ein spannungsunabhängiger Abschaltpunkt vorliegt. Der besondere Vorteil der sich hieraus ergibt liegt darin, dass eine nahezu eingangsspannungsunabhängige Strombegrenzung ermöglicht wird, die ebenfalls in einem Niederspannungs-IC integriert werden kann, da keine Verbindung zum höheren Spannungspotential notwendig ist.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird zur Anwendung des vorstehend beschriebenen Verfahrens eine Schaltungsanordnung aufgezeigt, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass die Spannungsversorgung der Steuerschaltung durch einen Linear- oder Schaltregler erfolgt. Zu diesem Zweck liefert beispielsweise eine Hilfswicklung des Transformators eine Messspannung für die Steuerschaltung. Alternativ besteht die Möglichkeit, dass die Steuerschaltung als Hochspannungs-IC ausgebildet ist und als Messspannung die Spannung der Primärhauptwicklung anliegt. In der Schaltungsanordnung übernimmt die Steuerschaltung die Zu- oder Abschaltung eines elektronischen Schalters zur Spannungsbeaufschlagung der primärseitigen Hauptwicklung. Der elektronische Schalter wird hierbei ggf. über einen Vorwiderstand durch die Steuerschaltung angesteuert, wobei eine Ansteuerung über ein verzögertes Ausgangssignal erfolgen kann. Hierbei wird das Ausgangssignal in soweit verzögert, dass das Tastverhältnis des Sekundärstromes konstant gehalten wird. Dadurch wird der mittlere Ausgangsstrom proportional zum Primärpeakstrom, sodass bei konstantem Abschaltstrom demzufolge der Ausgangsstrom ebenfalls konstant ist.

Eine Hilfswicklung des Transformators liefert zur Steuerung eine Messspannung, welche erfindungsgemäß zu einem festen, einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises speicherbar ist, wodurch der bereits aufgeführte Vorteil einer nahezu lastunabhängigen Ausgangsspannung entsteht. Eine erneute Spannungsbeaufschlagung des Primärkreises kann im weiteren in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung des internen Referenzwertes der Steuerschaltung erfolgen, sodass ein Einfluss auf die Zykluszeit und damit auf die Taktrate vorgenommen werden kann.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung ist schaltungstechnisch vorgesehen, dass der Primärkreis in Abhängigkeit der induzierten Spannung der Hilfswicklung, vorzugsweise bei einem Wert < 0,1 Volt, wiedereinschaltbar ist.

In weiterer besonderer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Ansteuerspannung für den elektronischen Schalter zusätzlich durch eine Spannung proportional zum Verhältnis

überlagert ist.

Die erfindungsgemäß verwendete Steuerschaltung besteht hierbei aus einem einzelnen selbst entwickelten IC, in welchem sämtliche Funktionen integriert sind. Das IC wird mit der notwendigen Versorgungsspannung bzw. den notwendigen Spannungen beaufschlagt, sodass eine Ansteuerung des elektronischen Schalters erfolgen kann.

Die Erfindung wird im Weiteren an Hand von vier Schaltungsbeispielen erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 einen Stromlaufplan eines ersten Schaltungsbeispiels eines Spannungsreglers mit Linearregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises,
Fig. 2 ein Schaltungsbeispiel eines Spannungsreglers mit Schaltregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises,
Fig. 3 einen Stromlaufplan eines Spannungsreglers mit Linearregler zur Versorgung des Steuerschaltkreises, wobei der Schalter über ein verkürztes Signal angesteuert wird und
Fig. 4 ein Stromlaufplan eines Spannungsregler mit Linearregler gemäß Fig. 3, wobei als Referenzwert die Spannung der Primärhauptwicklung verwendet wird.
Fig. 1 zeigt in einem ersten Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 1, welches einen Transformator 2, eine Steuerschaltung 3 und einen elektronischer Schalter 4 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. In den Primärkreis 5 des Transformators 2 ist ein Vorwiderstand R10, zwei Dioden D10, D11 sowie eine Spule L10 in Reihe geschaltet, während zwei Glättungskondensatoren C10, C11 parallel zu den Eingängen X9, X10 geschaltet sind und wobei der Kondensator C10 einerseits an der Kathode der Diode D11 bzw. mit der Induktivität L10 verbunden ist, während der zweite Pol mit dem Eingang X10 verbunden ist. Der zweite Kondensator C11 ist hingegen unmittelbar parallel zur Sekundärwicklung des Transformators 2 hinter der Induktivität L10 geschaltet.
Der Sekundärkreis 6 weist hingegen eine in Reihe geschaltete Diode D100 sowie einen hierzu parallel geschalteten Kondensator C100 auf. Ein Kondensator C101 mit einem parallel geschalteten Widerstand R100 ist einerseits mit dem Ausgang LTG100 und andererseits mit dem Ausgang LTG101 verbunden. An C11 liegt die gleichgerichtete Netzspannung an, während an C101 die gleichgerichtete Ausgangsspannung anliegt.
Über die Widerstände R11 und R12 erhält die Steuerschaltung 3 bzw. der integrierte Schaltkreis IC10 die Versorgungsspannung. Die Anschlüsse VT, GND, L und VDD dienen ebenfalls der Versorgung des integrierten Schaltkreises IC10 mit einer geregelten Betriebsspannung. Der integrierte Schaltkreis IC10 kann als Schaltregler gemäß Fig. 1 oder als Linearregler gemäß Fig. 2 eingesetzt werden. Zum Betrieb als Linearregler sind die Ausgänge L und VDD miteinander verbunden, wie in Fig. 1 gezeigt. Der Ausgang G des integrierten Schaltkreises IC10 ist über einen Vorwiderstand R13 mit dem elektronischen Schalter 4, einem Feldeffekttransistor T10, verbunden. Die Ausgänge L und VDD sind im Weiteren über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang VT und IP ist über die Widerstände R15, R16 an den Ausgang des Feldeffekttransistors T10 angeschlossen, welcher wiederum über den Widerstand R14 mit dem Groundpotential verbunden ist. Zwischen dem Groundpotential des Regelteils und dem Ausgang LTG101 ist im Weiteren ein Kondensator C14 in Reihe geschaltet.
Fig. 2 zeigt einen Stromlaufplan, in dem der integrierte Schaltkreis IC10 als Schaltregler eingesetzt ist. Gegenüber der vorgenannten Schaltung gemäß Fig. 1 wurde eine Induktivität L11 an die Ausgänge L und VDD angeschlossen. Der Ausgang VDD und der zweite Anschluss der Induktivität L11 ist über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang VT des integrierten Schaltkreises IC10 ist hingegen offen und der Eingang IP wird wie bisher über den Widerstand R16 mit dem Ausgang des Feldeffekttransistors T10 verbunden. Im Weiteren wird über einen Spannungsteiler das Ausgangssignal G zur Ansteuerung des Eingangs IP mit herangezogen, wobei das Ausgangssignal über einen Widerstand R17, einen Kondensator C15, eine Diode D12 und einen Widerstand R15 dem Eingang IP zugeleitet wird. Die Diode D12 ist kathodenseitig über den Widerstand R17 und Kondensator C15 mit dem Ausgang G verbunden.
Fig. 3 zeigt in einem weiteren Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 11, welches einen Transformator 12, eine Steuerschaltung 13 und einen elektronischen Schalter 14 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. In den Primärkreis 15 des Transformators 12 ist ein Vorwiderstand R10, zwei Dioden D10, D11 sowie eine Spule L10 in Reihe geschaltet, während zwei Glättungskondensatoren C10, C11 parallel zu den Eingängen X9, X10 geschaltet sind und wobei der Kondensator C10 einerseits an der Kathode der Diode D11 bzw. mit der Induktivität L10 verbunden ist, während der zweite Pol mit dem Eingang X10 verbunden ist. Der zweite Kondensator C11 ist hingegen unmittelbar parallel zur Sekundärwicklung des Transformators 12 hinter der Induktivität L10 geschaltet.
Der Sekundärkreis 16 weist hingegen eine in Reihe geschaltete Diode D100 sowie einen hierzu parallel geschalteten Kondensator C100 auf. Ein Kondensator C101 mit einem parallel geschalteten Widerstand R100 ist einerseits mit dem Ausgang LTG100 und andererseits mit dem Ausgang LTG101 verbunden.
An C11 liegt die gleichgerichtete Netzspannung an, während an C101 die gleichgerichtete Ausgangsspannung anliegt.
Über die Widerstände R11 und R12 erhält der integrierte Schaltkreis IC10 die Versorgungsspannung. Die Anschlüsse GND, L und VDD dienen ebenfalls der Versorgung des integrierten Schaltkreises IC10 mit einer geregelten Betriebsspannung. Der integrierte Schaltkreis IC10 ist wiederum als Schaltregler geschaltet. An die Ausgänge L und VDD ist eine Induktivität L11 angeschlossen, wie aus Fig. 2 bekannt. Der Ausgang G2 des integrierten Schaltkreises IC10 ist über einen Vorwiderstand R13 mit dem elektronischen Schalter 14, einem Feldeffekttransistor T10 verbunden. Der Ausgang VDD und der zweite Anschluss der Induktivität L11 ist über einen Kondensator C13 mit dem Groundpotential verbunden, während der Eingang U mit der Hilfswicklung Nh verbunden ist. Der Eingang Ip ist offen. Der Ausgang des Feldeffekttransistors T10 ist über den Widerstand R14 mit dem Groundpotential verbunden.
Zwischen dem Groundpotential des Regelteils und dem Ausgang LTG101 ist im Weiteren ein Kondensator C14 in Reihe geschaltet. Der Eingang VT ist über einen Widerstand R18 mit Groundpotential verbunden. Eine weitere Beschaltung, wie in Fig. 2 vorhanden, entfällt.
Fig. 4 zeigt in einem weiteren Ausführungsbeispiel einen Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 20, welches einen Transformator 21, eine Steuerschaltung 22 und einen elektronischen Schalter 14 sowie weitere Schaltungskomponenten aufweist. Der Stromlaufplan entspricht weitestgehend der Ausführung gemäß Fig. 3, wobei als Steuerschaltung 22 ein Hochspannungs-IC eingesetzt wird und der Transformator 21 keine Hilfswicklung aufweist. An den Eingängen X9, X10 erfolgt der Anschluss der Netzwechselspannung, während an den Ausgängen LTG100 und LTG101 die Ausgangsspannung Ua anliegt, und zwar an dem Ausgang LTG100 das Pluspotential. Der Primärkreis 15 und der Sekundärkreis 16 sind identisch mit dem in Fig. 3 gezeigten Schaltnetzteil. Eine Abweichung gegenüber diesem Stromlaufplan besteht darin, dass die Steuerschaltung 22 mit ihrem Eingang VP unmittelbar mit der Primärhauptwicklung Np verbunden ist, deren zweiter Anschluss einerseits mit dem elektronischen Schalter 14 und andererseits mit dem Eingang U der Steuerschaltung 22 unmittelbar verbunden ist. Der Eingang VT der Steuerschaltung 22 ist gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 3 unbeschaltet, während der Eingang lp unmittelbar mit dem Ausgang des Feldeffekttransistor T10 verbunden ist.
Die Funktion der Spannungsregelung stellt sich wie folgt da. Der integrierte Schaltkreis IC10 schaltet den Ausgang G auf high, wodurch der Feldeffekttransistor T10 eingeschaltet wird. Hierdurch steigt der Strom durch die Wicklung Np des Wandlers W10 an, wobei derselbe Strom auch durch den Widerstand R14 fließt. Bei Erreichen der Abschaltschwelle an dem Anschluss IP des integrierten Schaltkreises IC10 wird Anschluss G auf low geschaltet und dadurch der Feldeffekttransistor T10 ausgeschaltet. Auf Grund der magnetischen Kopplung der drei Wicklungen des Transformators 2 werden in allen Wicklungen Spannungen induziert. Durch Nsek fließt zunächst ein Strom folgender Größe:
Isek = IP.Np/Nsek.
Danach sinkt der Strom auf null ab. Währenddessen ist die Spannung an Nsek gleich der Summe der Spannungen an D100 und der Ausgangsspannung.
Solange der Strom größer als null ist stehen die Spannungen an den Wicklungen im gleichen Verhältnis zueinander wie die Windungszahlen. Dies wird zur Reglung der Ausgangsspannung ausgenutzt. Dadurch, dass die magnetische Kopplung der Wicklungen zueinander nicht ideal ist, entsteht nach dem Abschalten von T10 zunächst ein Spannungsüberschwinger, bevor sich die Spannung an Nh auf die übertragene Spannung
U(Nh) = U(Nsek).Nh/Nsek
einschwingt. Aus dem vorgenannten Grund darf deshalb nicht der Spitzenwert der Spannung an Nh zur Spannungsreglung an Nh ausgewertet werden. Die Auswertung darf erst erfolgen, wenn die Schwingungen abgeklungen sind. Im Weiteren ist der Spannungsabfall an D100 spannungsabhängig, wodurch die Spannung an Nh während des Stromflusses nicht konstant ist. Außerdem muss der Transistor oder Feldeffekttransistor T10 länger abgeschaltet werden als Strom durch Nsek fließt, so dass während eines Teils der Abschaltzeit keine Spannung mehr an Nh zur Verfügung steht, die von der Ausgangsspannung abhängig ist und ausgewertet werden kann. Um die vorstehenden Probleme zu lösen wird bei dem erfindungsgemäßen Regelungsprinzip jeweils in einem festen zeitlichen Abstand nach dem Abschalten von G bzw. G2 (Fig. 3) die Spannung an U mit einem sample and hold Element gespeichert. Dadurch erhält man einen Messwert, der weitgehend unabhängig von der Kopplung der Wicklung ist, weil zum Messzeitpunkt die Schwingungen bereits abgeklungen sind. Außerdem ist sichergestellt, dass bei jeder Messung der Strom durch D100 gleich ist und somit auch die Spannung an D100 gleich ist. Überschreitet nun der Messwert den internen Referenzwert in IC10 wird in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung die Zeit bis zum nächsten Einschalten von G bzw. G2 (Fig. 3) eingestellt. Je größer die Überschreitung ist, desto länger die Abschaltdauer. In einem Bereich von 4% der Referenzspannung variiert dabei die Abschaltdauer von 0 bis 10 ms, so dass bei geringer Belastung die Taktfrequenz auf minimale 100 Hertz zurückgeht und dabei die Ausgangsleistung auf einige mW absinkt. Eine Grundlast von wenigen mW im Gerät reicht demzufolge aus, um die Ausgangsspannung in einen Lastbereich von Nennlast (einige Watt) bis zum Leerlauf im Bereich von Unenn ± 2% zu halten. Nach Ablauf der Abschaltdauer wird G bzw. G2 wieder auf high gestellt, sofern die im Wandler gespeicherte Energie bereits vollständig zur Sekundärseite übertragen wurde, ansonsten wirkt die Stromreglung wie nachstehend beschrieben und ein neuer Zyklus beginnt.
Die Funktion der Stromregelung erfolgt dadurch, dass nach dem Abschalten von T10 das Ausgangssignal G bzw. G2 (Fig. 3) mindestens solange ausgeschaltet bleibt, bis die Spannung am Anschluss U von IC10 auf < 0,1 Volt zurückgeht. Dadurch wird erreicht, dass die im Wandler gespeicherte Energie vollständig zur Sekundärseite übertragen wird. Wenn der Wandler W10 so aufgebaut ist, dass die Einschaltzeit von T10 bei Nennlast sehr viel kürzer ist als die Ausschaltzeit, ergibt sich daraus eine Ausgangsstrombegrenzung, die bei kleiner Ausgangsspannung, z. B. Kurzschluss, nur wenig größer ist als bei Nennausgangsspannung. Um die Steilheit der Strombegrenzung zu verbessern kann erfindungsgemäß dem Spannungsabfall an R14 eine Spannung überlagert werden, die proportional zum Verhältnis
(Einschaltzeit (G) + Ausschaltzeit (G))/Einschaltzeit (G)
ist. Dieses Signal erzeugt IC10, es steht am Anschluss VT zur Verfügung.
Alternativ besteht die Möglichkeit das Signal auch aus dem Gatesignal, gemäß Fig. 2, zu erzeugen, wenn die Spannung am eingeschalteten G konstant ist.
Eine weitere Möglichkeit gemäß Fig. 3 die Strombegrenzung ausgangsspannungunabhängig zu realisieren besteht darin, das T10 nicht direkt durch das Ausgangssignal G des Spannungsreglers 14 angesteuert wird, sondern durch ein Ausgangssignal G2, welches gegenüber G soweit verkürzt ist, dass das Tastverhältnis dsek des Sekundärstroms konstant wird. Dadurch wird der mittlere Ausgangsstrom proportional zum Primärpeakstrom Ip. Bei konstantem Abschaltstrom Ip ist ferner der Ausgangsstrom Ia konstant.
Ia = Ip.Np/Ns/2.dsek
Np = Primärwindungszahl
Ns = Sekundärwindungszahl.
Da die Netzwechselspannung stark variiert, insbesondere bei Geräten, die in verschiedenen Ländern, wie z. B. in den USA mit 110 Volt und in Europa mit 230 Volt betrieben werden können, ist die Anstiegsgeschwindigkeit des Stroms in Np nicht konstant. Auf Grund der Verzögerungszeit zwischen Überschreiten der Referenz an IP und Abschaltung von T10 kommt es bei unterschiedlichen Eingangsspannungen zu verschiedenen Abschaltströmen, wenn eine konstante Referenz benutzt wird. Um dies zu verhindern wird erfindungsgemäß eine Referenz benutzt, die nach folgender Formel ansteigt:
Referenzspannung (t_ein) = Abschaltschwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/(t_ein).
Hierdurch wird erreicht, dass der Abschaltstrom nahezu eingangsspannungsunabhängig ist und die erfindungsgemäßen Vorteile entstehen.
Der in Fig. 4 gezeigte Stromlaufplan eines Schaltnetzteils 20 verzichtet auf eine Hilfswicklung, sodass eine als Hochspannungs-IC verwendete Steuerschaltung 22 mit dem Eingang VP mit der Betriebsspannung versorgt wird und als zweiter Messpunkt die Spannung der Primärhauptwicklung Np an U anliegt. Das Regelprinzip ist identisch mit den weiteren Schaltreglern, lediglich die Spannung an R wird durch die Spannung Np ersetzt. Bezugszeichenliste 1 Schaltnetzteil
2 Transformator
3 Steuerschaltung
4 elektronischer Schalter
5 Primärkreis
6 Sekundärkreis
11 Schaltnetzteil
12 Transformator
13 Steuerschaltung
14 elektronischer Schalter
15 Primärkreis
16 Sekundärkreis
20 Schaltnetzteil
21 Transformator
22 Steuerschaltung
C10 Glättungskondensator
C11 Glättungskondensator
C13 Kondensator
C14 Kondensator
C15 Kondensator
C100 Kondensator
C101 Kondensator
D10 Diode
D11 Diode
D12 Diode
D100 Diode
IC10 Schaltkreis
IP Strom in W10
L10 Spule
L11 Induktivität
LTG100 Ausgang
LTG101 Ausgang
Nh Hilfswicklung
Np Wicklung (primär)
Ns Wicklung (sekundär)
R10 Vorwiderstand
R11 Widerstand
R12 Widerstand
R13 Vorwiderstand
R14 Widerstand
R15 Widerstand
R16 Widerstand
R17 Widerstand
R18 Widerstand
R100 Widerstand
T10 Feldeffekttransistor
U Referenzspannung
W10 Wandler
X9 Eingang
X10 Eingang

Claims

1. Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstromes und/oder der -spannung eines primär gesteuerten Schaltnetzteils mit einem Transformator (2, 12, 21) und einer Steuerschaltung (3, 13, 22), wobei ein Messwert verwendet wird, welcher schaltungsintern gebildet und zur Beeinflussung der Steuerschaltung (3, 13, 22) eingesetzt wird nach DE 100 18 229.1, dadurch gekennzeichnet, dass der am Eingang (U) anliegende Messwert während der Einschaltdauer des elektronischen Schalters (14) ständig überwacht wird und im Falle eines außerhalb des erwarteten Spannungsintervalls liegenden Messwertes durch die Steuerschaltung (3, 13, 22) die Ausschaltdauer des elektronischen Schalter (14) in derart beeinflusst wird, dass die durch den Wandler übertragene Energie einen Minimalwert annimmt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die übertragenen Energie soweit verringert wird, dass eine geringe sekundärseitige Last ausreicht, um die Spannung im ungefährlichen Bereich zu halten.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass im Falle eines außerhalb des erwarteten Spannungsintervalls liegenden Messwertes am Eingang (U) der elektronische Schalter (14) ausgeschaltet wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Überwachung des am Eingang (U) anliegenden Messwertes die auftretende Verzögerung durch den Einschaltimpuls der Steuerschaltung (3, 13, 21) berücksichtigt wird.

5. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Überwachung und Regelung der Ausgangsspannung durch die Steuerschaltung (3, 13, 21) mit einer negativen oder positiven Messspannung am Eingang (U) erfolgt.

6. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangsstrom durch Einstellung des Tastverhältnisses des Sekundärstroms geregelt wird.

7. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, die Einstellung eines konstanten Tastverhältnisses des Sekundärstromes.

8. Verfahren nach einem oder mehrere der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsregelung durch einen konstanten Einschaltimpuls des elektronischen Schalter (14) und einer veränderbaren Abschaltzeit erfolgt.

9. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Schalter (14) für den Primärstrom (15) durch die Steuerschaltung (3, 13, 22) durch ein Ausgangssignal (G2), welches gegenüber dem Ausgangssignal (G) verzögert ist, angesteuert wird, wobei im Bedarfsfall ein Vorwiderstand (R13) verwendet wird.

10. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass als Messwert die induzierte Spannung einer Hilfswicklung (Nh) des Transformators (2, 12, 21) verwendet wird oder das ein Hochspannungs- IC für die Spannungsregelung eingesetzt wird und als Messwert die Spannung der Primärhauptwicklung (Np) des Transformators (3, 12, 21) verwendet wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwert zu einem festen einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises (15) zwischengespeichert wird.

12. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwert mit einem internen Referenzwert der Steuerschaltung (3, 13, 23) verglichen wird und dass der Zeitpunkt der Spannungsbeaufschlagung der Wandlerhauptwicklung (Np) in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung des internen Referenzwerts durch den Messwert eingestellt wird.

13. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die erneute Spannungsbesaufschlagung des Primärkreises (15) bis zum Erreichen eines maximalen Stroms des Transformators (2, 12, 21) erfolgt.

14. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Strom des Transformators (2, 12, 21) mit einem zeitabhänigen Referenzwert verglichen wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass als Referenzwert der Wert
Referenz (t_ein) = Abschaltschwelle/(1 + Abschaltverzögerungszeit/t_ein)
(für t_ein > minimale Einschaltzeit)
verwendet wird, wodurch der Maximalstrom gleichbleibend gehalten wird.

16. Schaltung zur Ausübung des Verfahrens nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsversorgung der Steuerschaltung (3, 13, 22) durch einen Linear- oder Schaltregler erfolgt.

17. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Hilfswicklung (Nh) des Transformators (2, 12, 21) eine Messspannung (U) für die Steuerschaltung (3, 13, 22) liefert oder dass die Steuerschaltung (3, 13, 22) aus einem Hochspannungs-IC besteht und als Messspannung die Spannung der Primärhauptwicklung (Np) anliegt und dass der Primärkreis (15) einen elektronischen Schalter (14) aufweist.

18. Schaltung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der elektronische Schalter (14) für den Primärkreis (15) durch die Steuerschaltung (3, 13, 23) über ein verzögertes Ausgangssignal (G2) ansteuerbar ist, wobei im Bedarfsfall die Ansteuerung über einen Vorwiderstand (R13) erfolgt.

19. Schaltung nach Anspruch 16, 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwert für die induzierte Spannung der Hilfswicklung (Nh) oder der Primärhauptwicklung (Np) zu einem festen, einstellbaren Zeitpunkt nach Unterbrechung des Primärkreises (15) speicherbar ist.

20. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitpunkt der Spannungsbeaufschlagung der Wandlerhauptwicklung (Np) in Abhängigkeit von der Höhe der Überschreitung des internen Referenzwertes der Steuerschaltung (3, 13, 22) durch den Messwert einstellbar ist.

21. Schaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Primärkreis (15) in Abhängigkeit der induzierten Spannung der Hilfswicklung, vorzugsweise bei einem Wert von < 0,1 Volt, wiedereinschaltbar ist.

22. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwert für die Stromabschaltung zusätzlich durch eine Spannung proportional zum Verhältnis

überlagert ist.

23. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwert für die Stromabschaltung zusätzlich durch eine Spannung des Gatesignals überlagert ist.

24. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 16 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass die primäre Versorgungsspannung der Steuerschaltung (3, 13, 22) durch die gleichgerichtete, geregelte Primärspannung erfolgt und das sekundär kein höheres Spannungspotential anliegt.