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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung und ein Verfahren
zur Ansteuerung eines die Leistungsaufnahme regelnden Schalters
in einem freischwingend betriebenen Schaltwandler bzw. Schaltnetzteil
bei Begrenzung der Leistungsaufnahme.
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Zum
besseren Verständnis
der vorliegenden Erfindung wird anhand der 1 und 2 zunächst die
grundsätzliche
Funktionsweise eines freischwingend betriebenen Schaltnetzteils
erläutert.
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Das
Schaltnetzteil umfasst Eingangsklemmen EK1, EK2 zur Zuführung einer
Netzspannung Un, die mittels einer Gleichrichteranordnung, die in dem
Beispiel einen Brückengleichrichter
BG und einen Kondensator Cin umfasst in eine Eingangsgleichspannung
Uin gewandelt wird. Das Netzteil umfasst in dem Beispiel einen als
Sperrwandler ausgebildeten Schaltwandler mit einem Transformator TR,
einem Schalter S und einer an Ausgangsklemmen AK1, AK2 gekoppelten
Gleichrichteranordnung D1, C1. Die Primärspule Lp des Transformators
ist in Reihe zu dem Schalter S geschaltet, wobei über dieser
Reihenschaltung bei Vernachlässigung
eines noch erläuterten
Stromfühlwiderstandes
Rs die Eingangsspannung Uin anliegt. Die mit der Primärspule induktiv
gekoppelte Sekundärspule
Ls des Transformators TR ist über
die Gleichrichteranordnung, die in dem Beispiel eine Diode D1 und
einen Kondensator C1 umfasst, an die Ausgangsklemmen AK1, AK2 gekoppelt,
wobei über
dem Kondensator C1 eine geregelte, an den Ausgangsklemmen AK1, AK2
abgreifbare Ausgangsspannung Uout anliegt.
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Zur
Ansteuerung des Schalters S ist eine Ansteuerschaltung 20 vorhanden,
die ein Ansteuersignal S4 für
den Schalter S bereitstellt, das eine Folge von Einschaltimpulsen
umfasst, nach Maßgabe
derer der Schalter S ein- und ausgeschaltet wird.
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Die
Primärspule
Lp nimmt bei geschlossenem Schalter S Energie auf und gibt diese
bei anschließend
geöffnetem
Schalter S an die Sekundärseite
ab. Bei einem freischwingend betriebenen Schaltnetzteil wird der
Schalter S durch einen Einschaltimpuls nach dem Abschalten abhängig vom Magnetisierungszustand
der Primärspule
Lp üblicherweise
dann wieder eingeschaltet, sobald die Primärspule Lp energiefrei ist.
Zur Detektion dieser Zeitpunkte ist eine mit der Primärspule Lp
gekoppelte Hilfsspule Lh vorhanden, die an die Ansteuerschaltung 20 gekoppelt
ist.
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Die
Dauer der Einschaltimpulse ist abhängig von einem Regelsignal
S1, das durch einen Regler, beispielsweise einen Integral-Regler
(I-Regler) oder einen Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) aus der Ausgangsspannung
Uout gebildet und mittels eines Optokopplers 12 von der
Sekundärseite
auf die Primärseite übertragen
wird. Zur Einstellung der Dauer der Einschaltimpulse wird das Regelsignal
S1 mit einem Rampensignal S2 verglichen, wobei dieses Rampensignal
S2 bei geschlossenem Schalter S von dem den Stromfühlwiderstand
Rs durchfließenden
Primärstrom
Ip abhängig
ist.
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2 veranschaulicht
mehrere aufeinanderfolgende Ansteuerzyklen des Schalters S anhand des
die Primärspule
Lp durchfließenden
Primärstroms
Ip und des die Sekundärspule
Ls durchfließenden
Sekundärstroms
Is. Der Schalter S bleibt nach dem Einschalten für eine Einschaltdauer tp eingeschaltet,
während
der die Primärspule
Energie aufnimmt, bis das zu dem Primärstrom Ip proportionale Rampensignal
S2 den Wert des Regelsignals S1 erreicht. Anschließend bleibt
der Schalter S für
eine Ausschaltdauer ts geöffnet,
wobei während
dieser Ausschaltdauer ts die Primärspule entmagnetisiert wird
und die Sekundärspule
Ls von Strom durchflossen ist. Der Schalter S wird wieder eingeschaltet, wenn
die Primärspule
Lp entmagnetisiert ist, was gleichbedeutend mit einem Absinken des
Sekundärstromes
Is auf Null ist.
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Die
vom Netzteil von der Primärseite
auf die Sekundärseite übertragene
Leistung wird über
das Regelsignal S1 und damit über
die Einschaltdauer tp des Schalters während einer Ansteuerperiode
T, die der Summe aus Einschaltdauer tp und Ausschaltdauer ts entspricht,
geregelt. Sofern auftretende Verluste vernachlässigbar sind, entspricht diese übertragene Leistung
der durch das Netzteil aufgenommenen Leistung. Die Regelung der übertragenen
Leistung, wird dadurch erschwert, dass die übertragene Leistung nichtlinear
von der Eingangsspannung Uin abhängig
ist, was nachfolgend erläutert
wird. Für
die Leistungsaufnahme Pin des Netzteils gilt: Pin = Uin·Ipm, (1)wobei Ipm
den mittleren aufgenommenen Primärstrom
bezeichnet. Der Primärstrom
Ip steigt nach dem Einschalten des Schalters rampenförmig an, wobei
die Steilheit das Anstiegs proportional zu der Eingangsspannung
Uin ist. Ein Spitzenwert I ^p, den der Primärstrom Ip am Ende der Einschaltdauer
tp erreicht, ist bei Vernachlässigung
von Signallaufzeiten linear abhängig
von dem Regelsignal S1. Die Einschaltdauer ist dann proportional
zu dem Quotienten aus dem Spitzenwert I ^p und der Eingangsspannung Uin,
so dass gilt: tp
~ I ^p/Uin (2).
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Setzt
man für
den mittleren Primärstrom
Ipm: Ipm = 0,5·I ^p·tp/T (3), so gilt
für Pin
unter Berücksichtigung
der Gleichung (2): Pin
~ 0,5·Uin·I ^p·tp/T =
0,5·Uin·I ^p·tp/(tp
+ ts) = 0,5·Uin·I ^p·Uout/(Ü·Uin +
Uout) (4),wobei Ü das Übersetzungsverhältnis oder
Windungsverhältnis
des Transformators ist.
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Berücksichtigt
man, dass der Spitzenwert I ^p von dem Regelsignal S1 abhängig ist
und dass die Ausgangsspannung Uout als die zu regelnde Größe als konstant
angenommen werden kann, so folgt aus (4) unmittelbar, dass die Leistungsaufnahme
Pin bei gleichem Regelsignal S1 nichtlinear von der Eingangsspannung
Uin abhängig
ist.
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Diese
nichtlineare Abhängigkeit
der Leistungsaufnahme von der Eingangsspannung Uin erschwert für variable
Netzspannungen mit Effektivwerten zwischen 90V und 270V eine Begrenzung
der übertragenen
Leistung, die aus Brandschutzgründen erforderlich
sein kann und die beispielweise bei Ladegeräten zur Einstellung des maximalen
Ladestromes bzw. des Ausgangsstromes dient.
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Die
EP 0 135 119 A1 beschreibt
einen freischwingenden Schaltwandler, bei dem die Eingangsspannung
erfasst wird und bei dem das Regelsignal abhängig von der ermittelten Spannung
mit einem abschnittsweise linearen Signal korrigiert wird.
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Die
DE 199 48 903 C2 beschreibt
einen festgetakteten Schaltwandler, bei dem der Spitzenstrom invers
zur Wurzel aus der Betriebsfrequenz korrigiert wird. Allerdings
erfordert diese Lösung
einen externen Kondensator zur Mittelwertbildung.
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Ein
weiteres Problem bei der Begrenzung der Leistungsaufnahme besteht
darin, dass bei großen
Eingangsspannungen die Einschaltdauer des Schalters unter Umständen so
klein sein kann, dass Signallaufzeiten, die zwischen dem durch das
Regelsignal und das Rampensignal vorgegebenen Ausschaltzeitpunkt
und dem tatsächlichen
Abschalten des Schalters vergehen, nicht mehr vernachlässigt werden
können.
Diese Signallaufzeiten resultieren aus den Laufzeiten beispielsweise
in Komparatoren und Treiberschaltungen und aus der Ausschaltverzögerung des üblicherweise
als Leistungstransistor ausgebildeten Schalters. Diese Verzögerungen
können
somit zu einer höheren
Leistungsaufnahme führen,
als durch das Regelsignal vorgegeben ist, was insbesondere hinsichtlich
der Begrenzung der Leistungsaufnahme kritisch ist.
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Die
DE 100 40 413 A1 beschreibt
eine Möglichkeit
zur Korrektur solcher Signallaufzeiten unter Verwendung eines zeitabhängigen Schwellwertes zur
Begrenzung des Primärstromes.
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Hierbei
wird eine 1/x-Funktion durch eine e-x-Funktion
angenähert,
was allerdings zu einer eingeschränkten Genauigkeit führt. Außerdem wird
bei dieser Lösung
wegen einer chipintern zu realisierenden langen RC-Zeitkonstante
eine große
Chipfläche benötigt.
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Die
DE 101 43 016 A1 beschreibt
ein Verfahren zur Regelung des Ausgangsstromes bzw. der Ausgangsspannung
eines primärgesteuerten
Schaltnetzteils, das einen Transformator und eine Steuerschaltung
aufweist. Zur Regelung der Ausgangsspannung dient ein primärseitig
erzeugtes Regelsignal, wobei die Regelung der Ausgangsspannung derart
erfolgt, dass ein primärseitig
fließender
Strom nach oben hin auf einen Maximalwert begrenzt wird.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Begrenzung
der Leistungsaufnahme eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers zur
Verfügung
zu stellen, bei dem keine Erfassung der Eingangsspannung erforderlich
ist, das primärseitig
realisierbar ist und das mittels einer integrierten Schaltung durchführbar ist.
Ziel der Erfindung ist es außerdem,
eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters unter Verwendung
eines solchen Verfahrens zur Verfügung zu stellen.
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Diese
Ziele werden durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und durch eine
Ansteuerschaltung nach Anspruch 5 erreicht. Vorteilhafte Ausgestaltungen der
Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
zum Begrenzen der übertragenen
Leistung eines freischwingend betriebenen Schaltwandlers, in dem
ein eine Leistungsübertragung
regelnder Schalter nach Maßgabe
eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden Ansteuersignals
ein- und ausgeschaltet wird, wobei die Dauer der Einschaltimpulse
von einem die Leistungsübertragung
regelnden Regelsignal abhängig
ist, ist vorgesehen, dieses Regelsignal auf einen Grenzwert zu begrenzen,
der abhängig
ist von einem Quotienten aus einer Ansteuerperiode des Ansteuersignals
und einer Ausschaltdauer des Schalters pro Ansteuerperiode. Der
Grenzwert ist dabei vorzugsweise wenigstens annähernd proportional zu diesem
Quotienten, so dass gilt. S6 = C1·T/ts (5),wobei S6
der Grenzwert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer pro
Ansteuerperiode und C1 eine schaltungsabhängige Konstante ist. Die Ansteuerperiode
T und die Ausschaltdauer ts sind unmittelbar aus dem Ansteuersignal
des Schalters ermittelbar, so dass bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
insbesondere keine Messung der Eingangsspannung erforderlich ist.
Die Konstante C1 ist von der Dimensionierung der den Schaltwandler
bildenden Komponenten abhängig,
was noch erläutert
werden wird.
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Ein
solcher zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer
proportionaler Grenzwert ist geeignet, das Regelsignal so zu begrenzen,
dass eine konstante maximale Stromabgabe erreicht wird, wie nachfolgend
erläutert
wird. Der Spitzenwert I ^p, den der Primärstrom pro Einschaltperiode
erreicht, ist in der eingangs erläuterten Weise proportional
zu dem die Leistungsübertragung
regelnden Regelsignal und im Fall der Leistungsbegrenzung proportional
zu dem das Regelsignal begrenzenden Begrenzungssignal, so dass gilt: I ^ ~ C1·T/ts (6).
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Einsetzen
von (6) in (3) liefert unter Berücksichtigung
von (1): Pin ~ 0,5·Uin·(C1·T/ts)·tp/T =
0,5·Uin·C1·tp/ts (7).
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Berücksichtigt
man, dass die Einschaltdauer tp bei gegebenem Regelsignal bzw. Begrenzungssignal
proportional ist zu dem Kehrwert aus der Eingangsspannung, dass
also gilt: tp ~ 1/Uin (8)und dass
die Ausschaltdauer ts bei gegebenem Regelsignal nur von der Ausgangsspannung
abhängig ist,
die als annähernd
konstant angenommen werden kann, so folgt für die mittlere übertragene
Leistung Pin im Begrenzungsfall, wenn also das Regelsignal den Grenzwert
annimmt: Pin ~ C1 (9).
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Durch
Vorgabe eines Regelsignals, das zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode
und der Ausschaltdauer proportional ist, kann eine konstante Strombegrenzung
erreicht werden. Man macht sich dies zur Begrenzung des Ausgangsstromes
dahingehend zu Nutze, dass das Regelsignal durch einen zu dem Quotienten
aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer proportionalen Grenzwert
begrenzt wird. Die Konstante C1 ist dabei so gewählt, dass eine gewünschte Strombegrenzung
erreicht wird, wobei die Konstante C1 dabei unter Berücksichtigung
der oben erläuterten
Proportionalitäten,
insbesondere unter Berücksichtigung
der Abhängigkeit
der Steilheit des Rampensignals von der Eingangsspannung und der
Abhängigkeit
der Ausschaltdauer von der Ausgangsspannung, gewählt ist.
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Sinkt
bei dem erfindungsgemäßen Verfahren die
Ausgangsspannung wegen der primärseitigen Begrenzung
der übertragenen
Leistung ab, so geht auch diese übertragene
Leistung proportional zurück und
der Ausgangsstrom wird auf einem konstanten Wert gehalten, der den
maximalen Ausgangsstrom darstellt.
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Bei
einer weiteren Ausführungsform
des Verfahrens ist der Grenzwert außerdem vom Kehrwert der Einschaltdauer
tp abhängig
wobei wenigstens annäherungsweise
gilt: S6 = T/ts·(C1-C2/tp) (10).
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Hierbei
ist S6 der Begrenzungswert, T die Ansteuerperiode, ts die Ausschaltdauer
des Schalters pro Ansteuerperiode, tp die Einschaltdauer des Schalters
pro Ansteuerperiode, C1 eine Konstante und C2 eine von Verzögerungszeiten
in der Schaltung abhängige
Konstante. Das Grenzsignal ist bei dieser Ausführungsform um einen Wert C2·T/(ts·tp) verringert,
der von den Signallaufzeiten in der Schaltung und vom Kehrwert der
Einschaltdauer und damit von der Eingangsspannung abhängig ist.
Dies wird verständlich,
wenn man berücksichtigt,
dass bedingt durch Signallaufzeiten der Schalter tatsächlich um eine
den Laufzeiten entsprechende Zeitdauer Δtp länger eingeschaltet bleibt,
als durch das Regelsignal vorgegeben ist.
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Das
Bereitstellen eines zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode und
der Ausschaltzeit proportionalen Grenzsignals kann anhand des Ansteuersignals
auf einfache Weise erfolgen. Vorzugsweise erfolgt die Ermittlung
des Quotienten aus Ansteuerperiode und Ausschaltzeit auf digitale
Weise, wobei beispielsweise ein erster Zähler einen die Dauer der Ansteuerperiode
repräsentierenden
Wert und ein zweiter Zähler
einen die Ausschaltzeit repräsentierenden
Wert liefert und wobei diese Werte anschießend dividiert werden. Zur
Bereitstellung des von der Ansteuerperiode abhängigen Wertes beginnt der erste
Zähler
beispielsweise mit einer steigenden Flanke des Ansteuersignals getaktet
nach Maßgabe
eines Taktsignals zu zählen,
wobei der Zählvorgang
mit der nächsten
steigenden Flanke des Ansteuersignals beendet wird. Entsprechend
beginnt der zweite Zähler während der
Zeitperiode, während
der erste Zähler zählt, mit
der ersten fallenden Flanke des Ansteuersignals zu zählen, wobei
der Zählvorgang
mit der nächsten
steigenden Flanke des Ansteuersignals endet. Die Zähler können jeweils
auch mit einer fallenden Flanke der Ansteuersignals zu zählen beginnen.
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Eine
Realisierung, bei der lediglich eine Ansteuerperiode ausgewertet
wird, setzt ein entsprechend hochfrequentes Taktsignal voraus, um
eine ausreichende zeitliche Auflösung
bei der Ermittlung der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer zu
erreichen. Um die Bereitstellung von hochfrequenten Taktsignalen
vermeiden zu können,
ist bei einer Ausführungsform
vorgesehen, dass zur Ermittlung eines von der Ansteuerperiode abhängigen Zahlenwertes der
erste Zähler
ab einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise ab einer steigenden
Flanke des Ansteuersignals, bei Null zu zählen beginnt und dabei solange
zählt,
bis nach Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes eine vorgegebene
Flanke, beispielsweise eine steigende Flanke, des Ansteuersignals
detektiert wird. Der zweite Zähler
beginnt mit dem ersten Zähler
zu zählen,
zählt jedoch
nur dann, wenn das Ansteuersignal einen vorgegebenen Pegel, beispielsweise
einen Low-Pegel, aufweist, wobei der Zählvorgang des zweiten Zählers mit
dem Zählvorgang
des ersten Zählers
endet.
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Zur
Bereitstellung eines zum Kehrwert der Einschaltdauer proportionalen
Signals für
die Berücksichtigung
von Signallaufzeiten ist bei einer Ausführungsform vorgesehen, einen
dritten Zähler
zur Verfügung
zu stellen, der ab einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise
ab einer steigenden Flanke des Ansteuersignals, nach Maßgabe eines
Taktsignals zu zählen
beginnt, jedoch nur dann zählt,
wenn das Ansteuersignal einen vorgegebenen Pegel, beispielsweise
einen High-Pegel aufweist und solange zählt, bis nach Erreichen eines
vorgegebenen Zählerstandes
die nächste
steigende Flanke des Ansteuersignals detektiert wird. Ein vierter
Zähler
beginnt mit dem dritten Zähler
zu zählen,
wobei dieser vierte Zähler
durch das An steuersignal getaktet wird und wobei dieser vierte Zähler während der
Zählperiode des
dritten Zählers
zählt.
Am Ende des Zählvorgangs der
beiden Zähler
entspricht der Zählerstand
des vierten Zählers
einem Maß für den Kehrwert
der Einschaltdauer, was daran ersichtlich ist, dass dieser Zählerstand
um so größer ist,
je mehr Einschaltvorgänge
bis zum Erreichen des Endzählerstandes
des dritten Zählers
stattfinden, je kürzer
also die Einschaltdauern sind.
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Die
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung zur
Bereitstellung eines eine Folge von Einschaltimpulsen aufweisenden
Ansteuersignals für
einen die übertragene
Leistung regelnden Schalter in einem freischwingenden Schaltwandler
umfasst eine Ansteuersignalerzeugungsschaltung, der ein die übertragene
Leistung regelndes Regelsignal zugeführt ist und die das Ansteuersignal
derart bereitstellt, dass die Dauer der Einschaltimpulse von dem
Regelsignal abhängig
ist. Die Ansteuerschaltung umfasst weiterhin eine Begrenzungsschaltung,
die das der Ansteuersignalerzeugungsschaltung zugeführte Regelsignal
auf den Wert eines Begrenzungssignals begrenzt, und eine Begrenzungssignalerzeugungsschaltung,
der das Ansteuersignal zugeführt
ist und die das Begrenzungssignal aus dem Ansteuersignal derart
erzeugt, dass das Begrenzungssignal abhängig ist vom Quotienten der
Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer. Die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung
ist dabei vorzugsweise so ausgebildet, dass sie ein Begrenzungssignal
gemäß Gleichung (5)
bereitstellt.
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Die
Begrenzungssignalerzeugungsschaltung umfasst vorzugsweise eine digitale
Verarbeitungseinheit, der das Ansteuersignal zugeführt ist, und
einen der digitalen Verarbeitungseinheit nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler,
der das Begrenzungssignal bereitstellt. Die digitale Verarbeitungseinheit
umfasst vorzugsweise einen ersten und einen zweiten Zähler und
einen Dividierer, die in der oben bereits erläuterten Weise einen zu dem
Quotienten aus der Ansteuerperiode und der Aus schaltdauer wenigstens
annäherungsweise
proportionalen Wert bereitstellen.
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Bei
einer Ausführungsform,
bei der das Begrenzungssignal darüber hinaus Signallaufzeiten
berücksichtigt,
umfasst die digitale Verarbeitungseinheit weiterhin einen dritten
und einen vierten Zähler,
die in der oben erläuterten
Weise ein wenigstens annäherungsweise
zu dem Kehrwert der Einschaltdauer proportionales Signal bereitstellen.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Figuren
näher erläutert. In den
Figuren zeigt
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1 ein
freischwingend betriebenes Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik,
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2 beispielhafte
Zeitverläufe
ausgewählter,
in der Schaltung gemäß 1 vorkommender
Signale,
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3 ein
Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltwandler mit einer
ein Regelsignal begrenzenden Begrenzungsschaltung,
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4 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer Begrenzungsschaltung,
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5 ein
Ausführungsbeispiel
eines Komparators mit interner Begrenzungsschaltung,
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6 graphische
Veranschaulichung des Anstieges des Primärstromes für unterschiedliche Eingangsspannungen über der
Zeit,
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7 graphische
Veranschaulichung einer Realisierungsmöglichkeit zur Bereitstellung
eines zu dem Quo tienten aus der Ansteuerperiode und der Ausschaltdauer
proportionalen Signals,
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8 ein
Beispiel einer Schaltung zur Realisierung eines anhand von 7 veranschaulichten Verfahrens,
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9 eine
Abwandlung der Schaltung gemäß 8,
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10 graphische
Veranschaulichung eines Verfahrens zur Bereitstellung eines wenigstens
annäherungsweise
zu dem Kehrwert der Einschaltdauer proportionalen Signals,
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11 ein
Beispiel einer Schaltungsanordnung zur Realisierung eines Verfahrens
gemäß 10.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Teile und Signale mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines in Reihe zu der Primärspule Lp
eines Transformators geschalteten Schalters S in einem freischwingendend
betriebenen Schaltwandler. Der Schaltwandler kann dabei in hinlänglich bekannter,
beispielsweise in 1 dargestellter Weise aufgebaut
sein, so dass auf eine vollständige
Darstellung hier verzichtet ist. Lediglich die Primärspule Lp,
der dazu in Reihe geschaltete Schalter S und der Stromfühlwiderstand
Rs, der das Rampensignal S2 bereitstellt, sind in 3 dargestellt.
In 3 tragen zum besseren Verständnis die Signale, die Signalen
gemäß 1 entsprechen, dieselben
Bezugszeichen, wobei bezüglich
dieser Signale auf die Ausführung
zu 1 verweisen werden.
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Die
Ansteuerschaltung umfasst einen Pulsweitenmodulator 24,
der ein pulsweitenmoduliertes Signal S4' zur Verfügung stellt, das durch eine
Treiberschaltung 25 auf zur Ansteue rung des Schalters S,
der beispielsweise als Leistungstransistor realisiert ist, geeignete
Pegel umgesetzt wird. Dem Pulsweitenmodular 24 ist ein
die Einschaltzeitpunkte des pulsweitenmodulierten Signals S4', bzw. des eigentlichen
Ansteuersignals S4, vorgebendes Einschaltsignal S3 zugeführt, das
beispielsweise durch eine mit der Primärspule Lp gekoppelte, nicht
näher dargestellte
Hilfsspule bereitgestellt wird. Mit Einschalten des Schalters S
beginnt der Primärstrom
Ip durch die Primärspule
Lp linear anzusteigen, woraus ein durch den Stromfühlwiderstand
Rs bereitgestelltes rampenförmiges
Signal S2 resultiert, das mittels eines Komparators 23 mit
einem Regelsignal S7 verglichen wird. Das Ausgangssignal S8 dieses
Komparators gibt die Ausschaltzeitpunkte des Ansteuersignals S4 vor,
wobei der Schalter in der bereits eingangs erläuterten Weise dann abgeschaltet
wird, wenn das Rampensignal S2 den Wert des Regelsignals S7 übersteigt.
Dabei gilt, dass die übertragene
Leistung des Schaltwandlers mit größer werdendem Regelsignal S7
zunimmt.
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Dieses
Regelsignal S7 wird durch eine Begrenzungsschaltung 25 aus
einem ausgangsspannungsabhängigen
Regelsignal S1 oder einem durch eine Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 bereitgestellten
Begrenzungssignal S6 bereitgestellt, wobei die in 3 dargestellte
Begrenzungsschaltung 25 dazu ausgebildet ist, das kleinere
dieser beiden Signale als Regelsignal S7 auszugeben. Während des
Normalbetriebes erfolgt die Regelung der übertragenen Leistung damit
abhängig
von dem ausgangsspannungsabhängigen
Regelsignal S1. Erst dann, wenn dieses Regelsignal S1 über den
Wert des Grenzsignals S6 angestiegen ist, erfolgt eine Leistungsbegrenzung
dadurch, dass die Ansteuerung des Schalters S und damit die übertragene
Leistung durch das Grenzsignal S6 bestimmt wird.
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Die
Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 ist
bei einer Ausführungsform
dazu ausgebildet, ein Grenzsignal S6 zur Verfügung zu stellen, das wenigstens
annäherungsweise
proportional ist zu dem Quotienten aus der Ansteuerperiode T des An steuersignals
S4 und der Ausschaltdauer ts dieses Ansteuersignals S4 bzw. des
Schalters S, so dass für
das Signal S6 also wenigstens annäherungsweise Gleichung (5)
gilt.
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Bei
einer anderen Ausführungsform
wird durch die Begrenzungssignalerzeugungsschaltung 21, 22 ein
Grenzsignal zur Verfügung
gestellt, für
das wenigstens annäherungsweise
Gleichung (10) gilt, um auch Signallaufzeiten zu berücksichtigen.
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Durch
den die Begrenzungsschaltung 25 repräsentierenden Funktionsblock
in 3 soll veranschaulicht werden, dass abhängig davon,
ob sich das Netzteil im Normalbetrieb oder im Leistungsbegrenzungsbetrieb
befindet, die Regelung der übertragenen
Leistung durch das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal S1 oder durch
das Grenzsignal S6 erfolgt.
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Die
Begrenzungsschaltung 25 kann dabei auf unterschiedlichste
Weise realisiert sein.
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4 zeigt
eine Realisierungsmöglichkeit
einer solchen Begrenzungsschaltung, die einen Multiplexer 251 und
einen Komparator 252 aufweist, wobei dem Multiplexer 251 und
einem den Multiplexer 251 ansteuernden Komparator 252 das
ausgangsspannungsabhängige
Regelsignal S1 und das Grenzsignal S6 zugeführt sind. Hierbei steuert der
Komparator 252 den Multiplexer 251 so an, dass
als Regelsignal S7 am Ausgang stets das kleinere dieser beiden Signale
S1, S6 ausgegeben wird, also das ausgangsspannungsabhängige Regelsignal
S1 während
des Normalbetriebes und das Grenzsignal S6 während des Leistungsbegrenzungsbetriebes.
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Die
in 3 als separater Block dargestellte Begrenzungsschaltung 25 und
der der Begrenzungsschaltung 25 nachgeschaltete Komparator 23 können auch
durch ein integriertes Bauelement 27 ersetzt werden, das
in 5 dargestellt ist. Dieses Bauelement ist ein Komparator
mit drei Eingängen, einem
nicht invertierenden Eingang, dem das Rampensignal S2 zuge führt ist
und zwei invertierenden Eingängen,
wobei der Komparator dazu ausgebildet ist, stets das kleinere der
beiden an den invertierenden Eingängen anliegenden Signale mit
dem Rampensignal S2 zu vergleichen. Den invertierenden Eingängen sind
dabei das ausgangsspannungsabhängige
Regelsignal S1 und das Grenzsignal S6 zugeführt.
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Das
Kernstück
der Begrenzungsschaltung 21, 22 ist eine digitale
Verarbeitungseinheit, der das Ansteuersignal S4' zugeführt ist. In dem Ausführungsbeispiel
ist dieser Verarbeitungseinheit weiterhin ein Taktsignal CLK zugeführt, wobei
dieser Takt auch intern in der Verarbeitungseinheit 21 erzeugt werden
kann. Zum Zurücksetzen
der Schaltung kann der Verarbeitungseinheit 21 weiterhin
ein Rücksetzsignal
RES zugeführt
werden.
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Die
Verarbeitungseinheit 21 stellt ein digitales Grenzsignal
S5 zur Verfügung,
das einem nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler zugeführt ist, der das analoge Grenzsignal
S6 zur Verfügung
stellt.
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Um
ein Grenzsignal S6 gemäß Gleichung
(5) zur Verfügung
zu stellen, muss in der digitalen Verarbeitungseinheit 21 ein
Signal generiert werden, das proportional ist zu dem Quotienten
aus der Ansteuerperiode T und der Ausschaltdauer ts. Ein mögliches Verfahren
zur Bereitstellung eines solchen Signals unter Verwendung eines
ersten und zweiten Zählers wird
nachfolgend anhand von 7 erläutert.
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7 zeigt
untereinander dargestellt beispielhafte zeitliche Verläufe des
Ansteuersignals S4, eines Taktsignal CLK sowie zeitliche Verläufe von Taktimpulsen,
mit denen der erste Zähler
hochgezählt
wird und zeitliche Verläufe
von Taktimpulsen, mit denen der zweite Zähler hochgezählt wird.
Der erste und zweite Zähler
beginnen zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, in dem dargestellten Beispiel
mit einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S4 zu zählen, wobei
der Zählerstand
des ers ten Zählers
mit jedem Taktimpuls innerhalb einer Zählperiode erhöht wird.
Die Zählperiode
dauert bis zu einer steigenden Flanke des Ansteuersignals S4, nachdem
der Zählerstand
einen vorgegebenen Wert N erreicht hat. Die Zählerstände Z1 dieses ersten Zählers sind
zur Veranschaulichung unterhalb der Taktimpulse angegeben, der Endzählerstand
des ersten Zählers
beträgt Z1e.
Der vorgegebene Zählerstand
N, nach dessen Erreichen die Zählperiode
bei der nächsten
steigenden Flanke des Ansteuersignals S4 endet, beträgt in der
Darstellung gemäß 7 N
= 16. Der zweite Zähler
beginnt mit dem ersten Zähler
ebenfalls hochzuzählen,
wobei der zweite Zähler
nur während
der Ausschaltdauern des Ansteuersignals 54, also dann wenn
das Ansteuersignal S4 einen Low-Pegel aufweist, hochgezählt wird.
Das Hochzählen
des zweiten Zählers
endet am Ende der durch den ersten Zähler vorgegebenen Zählperiode
bei einem Zählerstand
Z2e, wobei am Ende der Zählperiode
die Endzählerstände Z1e,
Z2e dividiert werden, um ein zu dem Quotienten aus Ansteuerperiode
und Ausschaltdauer proportionalen Wert zu liefern. Es ist unmittelbar
ersichtlich, dass der durch das erläuterte digitale Verfahren ermittelte
Wert dem tatsächlichen
Wert umso näher
kommt, je größer die
Taktfrequenz des Taktsignals CLK ist und je höher die Anzahl der Ansteuerperioden
ist, über
die das Zählverfahren
durchgeführt
wird. Diesbezüglich
ist noch anzumerken, dass die beiden Zähler zu Beginn des Zählverfahrens zurückgesetzt
werden und dass der vorgegebene Zählerstand N selbstverständlich kleiner
sein muss als der maximal durch den ersten Zähler erreichbare Zählerstand,
bevor dieser überläuft. Selbstverständlich muss
auch der zweite Zähler
so dimensioniert sein, dass der Endzählerstand Z2e kleiner ist als
dessen maximal erreichbarer Zählerstand.
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8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer ein Verfahren gemäß 7 realisierenden
digitalen Verarbeitungseinheit. Die Verarbeitungseinheit umfasst
erste und zweite Zähler
CTR1, CTR2, die jeweils einen Takteingang CL zur Zuführung des
Taktsignal CLK, einen Enable-Eingang EN und einen Ausgang OUT aufweisen.
Dem Enable-Eingang EN des ersten Zählers CTR1 ist ein D-Flip-Flop
DFF vorgeschaltet. Zu Beginn sind die Zähler CTR1, CTR2 und das D-Flip-Flop
DFF zurückgesetzt.
Der erste Zähler
CTR1 stellt an dessen Ausgang OUT einen binären Zählerwert Z1 zur Verfügung. Dieser
binäre Zählerwert
Z1 wird durch einen digitalen Komparator K1 mit dem vorgegebenen
Zählwert
N verglichen, wobei das Ausgangssignal des Komparators K1 einem
Dateneingang des D-Flip-Flop DFF zugeführt ist. So lange der binäre Zählerwert
Z1 kleiner ist als der vorgegebene Zählwert N, gibt der digitale
Komparator an seinem Ausgang einen High-Pegel aus, den das D-Flip-Flop
DFF mit der nächsten
steigenden Flanke des Ansteuersignals S4' übernimmt.
Der erste Zähler
CTR1 beginnt nach Maßgabe
des Taktsignals CLK zu zählen.
Wenn der binäre
Zählerwert Z1
den vorgegebenen Zählwert
N überschreitet,
gibt der Ausgang des digitalen Komparators K1 einen Low-Pegel aus,
den das D-Flip-Flop DFF mit der nächsten steigenden Flanke des
Ansteuersignals S4' übernimmt.
Der Pegel des Ausgangssignals des D-Flip-Flop DFF wechselt dann
von einem High-Pegel auf einen Low-Pegel, um dadurch den Zähler CTRl
anzuhalten. Mit dem Zurücksetzen
des D-Flip-Flops DFF wird der momentane Zählerwert Z1 am Ausgang des
ersten Zählers
CTR1 in ein erstes Register REGT geladen, dessen Dateneingang IN der
Zählerstand
Z1 des Zählers
CTA1 zugeführt
ist und dessen Ladeeingang LD das Ausgangssignal des D-Flip-Flop
DFF zugeführt
ist, um mit der fallenden Flanke dieses Signals den momentanen Zählerstand
des Zählers
CTR1 in das Register REG1 zu laden.
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Der
zweite Zähler
CTR2 zählt
nur während der
durch den ersten Zähler
vorgegebenen Zählperiode,
die definiert ist, durch den Zeitraum zwischen dem Setzen des D-Flip-Flops
DFF und dessen Zurücksetzen,
und innerhalb dieser Zählperiode
nur dann, wenn das Ansteuersignal S4' einen Low-Pegel aufweist. Dem Enable-Eingang EN des zweiten
Zählers
CTR2 ist hierzu ein AND-Gatter AN vorgeschaltet, dessen einem Eingang
das invertierte Ansteuersignal S4' und dessen anderem Eingang das Ausgangssignal
des D-Flip-Flop DFF zugeführt
ist. Der Zählerstand
Z2 am Ausgang des zweiten Zählers CTR2
wird nach Maßgabe
des Ausgangssignals des D-Flip-Flop DFF in ein zweites Register
REG2 eingeschrieben, an dessen Ausgang der Endzählerstand des zweiten Zählers CTR2
am Ende der Zählperiode zur
Verfügung
steht. Diese Endzählerstände Z1e, Z2e
werden mittels eines Dividierers DIV weiterverarbeitet, um am Ausgang
einen Wert zur Verfügung
zu stellen, der den Quotienten aus dem Endzählerstand des ersten Zähler CTR1
und dem Endzählerstand des
zweiten Zählers
CTR2 entspricht. Zur Berücksichtigung
des konstanten Faktors C1 ist ein Multiplizierer MUL vorhanden,
dem diese Konstante C1 und das Ausgangssignal des Dividierers DIV
zugeführt sind,
um am Ausgang ein digitales Grenzsignal S5 zur Verfügung zu
stellen, das durch den in 3 dargestellten
A/D-Wandler in das analoge Grenzsignal S6 gewandelt wird.
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In 8 nicht
näher dargestellt
ist eine Steuerschaltung, die die Zählvorgänge des Zählers CTR1, CTR2 zur Ermittlung
des digitalen Grenzsignals S5 initiiert. Diese Steuerschaltung ist
insbesondere dazu ausgebildet, die Zähler CTR1, CTR2 und das D-Flip-Flop
DFF über
nicht näher
dargestellte Rücksetzeingänge zurückzusetzen,
um in regelmäßigen Zeitabständen ein
neues Grenzsignal S5 zu ermitteln. Die Häufigkeit, mit der das Grenzsignal
S5 neu ermittelt werden muss, ist unter Anderem abhängig von
der Häufigkeit,
mit der Änderungen
der Eingangsspannung Uin auftreten können.
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9 zeigt
eine Abwandlung der in 8 dargestellten digitalen Verarbeitungseinheit
zur Bereitstellung eines digitalen Grenzsignals S5. Diese Verarbeitungseinheit
gemäß 9 unterscheidet sich
von der in 8 dargestellten dadurch, dass
von der Konstanten C1 ein Wert Z4e subtrahiert wird, bevor eine
Multiplikation mit dem Quotienten Z1e/Z2e zur Bereitstellung des
digitalen Grenzsignals S5 erfolgt.
-
Der
Zählerwert
Z4e ist wenigstens annähernd
proportional zum Kehrwert der Einschaltdauer tp, um dadurch in der
bereits er läuterten
Weise Signallaufzeiten in der Schaltung zu berücksichtigen. Diese Signallaufzeiten
werden bezugnehmend auf 3 beispielsweise durch Verzögerungszeiten
des Komparators 23, des Pulsweitenmodulators PWM, der Treiberschaltung 25 und
durch Ausschaltverzögerung
des Schalters S hervorgerufen, was dazu führt, dass der Schalter S erst
um eine Verzögerungszeit Δtp zeitverzögert nach
einem durch den Vergleich des Rampensignals S2 mit dem Regelsignal
S7 vorgegebenen Zeitpunkt ausgeschaltet wird. Um diese die Signallaufzeiten
bedingte Zeitverzögerung
zu berücksichtigen
wird das Grenzsignal gemäß Gleichung
(10) durch einen Wert C2/tp reduziert.
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Durch
Wahl des Grenzsignals gemäß dieser Gleichung
(10) ist gewährleistet,
dass im Fall der Leistungsbegrenzung die durch den Vergleich des Rampensignals
S2 mit dem Grenzsignal S6 vorgegebenen Ausschaltzeitpunkte um die
Signallaufzeit Δtp vor
den tatsächlichen
Ausschaltzeitpunkten liegen. Die während der Signallaufzeiten
zusätzlich
aufgenommenen Energien sind dabei abhängig von der Eingangsspannung
Uin, wie nachfolgend anhand von 6 kurz erläutert wird.
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6 zeigt
den Verlauf des Primärstromes Ip
für unterschiedliche
Eingangsspannungen Uin1 und Uin2. Die Zeitdauer tp in 6 bezeichnet
die tatsächliche
Einschaltdauer des Schalters S. Die Zeitdauer tp – Δtp bezeichnet
die Zeitdauer, die zwischen dem Einschalten des Schalters S und
einer steigenden Flanke des Ausschaltsignals S7 vergeht, wobei diese
steigende Flanke bedingt durch die Signallaufzeiten erst zeitverzögert nach
der Zeitdauer Δtp
zum tatsächlichen
Ausschalten des Schalters S führt.
Die während
dieser Verzögerungszeit Δtp aufgenommene
Energie ist abhängig
von der Steilheit des Primärstromes
Ip und somit abhängig
von der Eingangsspannung Uin, wobei Uin1, Uin2 in 6 zwei
unterschiedliche Werte für
diese Eingangsspannung Uin bezeichnen.
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Die
während
dieser Verzögerungszeit Δtp zusätzlich aufgenommene
Leistung ist proportional zu der Eingangsspannung Uin, was durch
den Term C2/tp, der proportional zu der Signallaufzeit und, wegen
der Proportionalität
des Kehrwertes der Einschaltdauer tp zu der Eingangsspannung Uin,
proportional zu der Eingangsspannung Uin ist, kompensiert wird.
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In 10 ist
schematisch ein Verfahren zur Bereitstellung eines zu dem Kehrwert
der Einschaltdauer 1/tp proportionalen Wertes erläutert. 10 zeigt
untereinander dargestellt das Ansteuersignal S4', Taktimpulse eines dritten Zählers, durch
diese der dritte Zähler
hochgezählt
wird, sowie Taktimpulse eines vierten Zählers, die dem Ansteuersignal
entsprechen. Der dritte Zähler
beginnt zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, beispielsweise mit einer
steigenden Flanke des Ansteuersignals S4' zu zählen, wobei dieser Zähler nur
während
der Einschaltdauern tp des Ansteuersignal S4' durch Taktimpulse hochgezählt wird.
Die Zählperiode
dieses dritten Zählers
endet, sobald der Zählerstand
einen vorgegebenen Zählerwert
P erreicht hat, wobei dieser Zählerwert
P kleiner als der maximale Zählerwert
dieses Zählers ist.
Ein vierter Zähler
zählt ebenfalls
während
der durch den dritten Zähler
vorgegebenen Zählperiode, wobei
dieser vierte Zähler
durch das Ansteuersignal getaktet wird. Der Endzählerstand Z4e dieses vierten Zählers am
Ende der Zählperiode
ist proportional zum Kehrwert der Ansteuerperiode tp was daran ersichtlich
ist, dass mit kleiner werdender Ansteuerperiode tp die Anzahl der
Ansteuerperioden zunimmt, bis der dritte Zähler den vorgegebenen Zählerstand
P erreicht. Dadurch steigt der Zählerstand
des vierten Zählers,
der getaktet durch das Ansteuersignal S4' die Anzahl der Ansteuerperioden innerhalb
der Zählperiode
des ersten Zählers
ermittelt.
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11 zeigt
ein Realisierungsbeispiel einer Schaltungsanordnung, die den Zählerwert
Z4e bereitstellt, der proportional zum Kehrwert der Ansteuerperiode
tp ist.
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Diese
Schaltungsanordnung umfasst dritte und vierte Zähler CTR3, CTR4, die jeweils
einen Takteingang CL und einen E nable-Eingang EN aufweisen. Dem
Enable-Eingang EN des dritten Zählers CTR3
ist das Ansteuersignal S4' zugeführt, so
dass dieser dritte Zähler
CTR3 während
der High-Pegel dieses Ansteuersignals S4' getaktet durch das Taktsignal CLK hochgezählt wird,
und an seinem Ausgang OUT einen digitalen Zählerwert Z3 zur Verfügung stellt.
Dieser Zählerwert
Z3 wird mittels eines digitalen Komparators K2 mit dem vorgegebenen
Wert P verglichen. Das Ausgangssignal dieses Komparators K2 ist über einen
Inverter INV3 dem Enable-Eingang des vierten Zählers CTR4 zugeführt, der
damit getaktet durch das Ansteuersignal S4 so lange zählt, so
lange der dritte Zähler
CTR3 den vorgegebenen Zählerstand
P noch nicht erreicht hat. Sobald der Zählerstand Z3 des dritten Zählers CTR3
diesen vorgegebenen Wert P erreicht, wird der Zählerstand Z4 des Zählers CTR4
nach Maßgabe
des Ausgangssignals des Komparators K2 in ein Register REG3 geladen,
an dessen Ausgang der Zählerwert
Z4e des vierten Zählers
CTR4 am Ende der Zählperiode
anliegt.
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Der
Vollständigkeit
halber wird darauf hingewiesen, dass dieser Zählerstand Z4e selbstverständlich noch
mit einer Konstanten skaliert werden kann, um die Konstante C2 in
dem digitalen Grenzsignal S5 geeignet zu berücksichtigen.
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- 11
- Regler
- 12
- Optokoppler
- 20
- Ansteuerschaltung
- 21
- digitale
Verarbeitungseinheit
- 22
- D/A-Wandler
- 23
- Komparator
- 25
- Treiberschaltung
- 25
- Begrenzungsschaltung
- 251
- Multiplexer
- 252
- Komparator
- 27
- Komparator
- AK1,
AK2
- Ausgangsklemmen
- AN
- AND-Gatter
- BG
- Brückengleichrichter
- C1
- Kondensator
- C1
- konstantes
Signal
- Cin
- Eingangskondensator
- CL
- Takteingänge der
Zähler
- CLK
- Taktsignal
- CTR1
- erster
Zähler
- CTR2
- zweiter
Zähler
- CTR3
- dritter
Zähler
- CTR4
- vierter
Zähler
- D1
- Diode
- DFF
- D-Flip-Flop
- DIV
- Dividierer
- EK1,
EK2
- Eingangsklemmen
- EN
- Enable-Eingänge der
Zähler
- IN
- Dateneingang
des Registers
- INV1
- Inverter
- Iout
- Ausgangsstrom
- Ip
- Primärstrom
- Is
- Sekundärstrom
- K1
- Komparator
- K2
- Komparator
- LD
- Ladeeingang
des Registers
- Lh
- Hilfsspule
- Lp
- Primärspule
- Ls
- Sekundärspule
- MUL
- Multiplizierer
- OUT
- Ausgänge der
Zähler
- REG1,
REG2
- Register
- REG3
- drittes
Register
- Rs
- Stromfühlwiderstand
- S
- Schalter
- S1
- Regelsignal
- S2
- Rampensignal
- S3
- Einschaltsignal
- S4
- Ansteuersignal
- S4'
- Ansteuersignal
- S5
- digitales
Grenzsignal
- S6
- Grenzsignal
- S7
- Ausschaltsignal
- S7
- Regelsignal
- T
- Ansteuerperiode
- tp
- Einschaltdauer
- TR
- Transformator
- ts
- Ausschaltdauer
- Uin
- Eingangsspannung
- UN
- Netzspannung
- Uout
- Ausgangsspannung
- Z1
- Zählerstand
des ersten Zählers
- Z2
- Zählerstand
des zweiten Zählers
- Z3
- Zählerstand
des dritten Zählers
- Z4
- Zählerstand
des vierten Zählers