DE102016118240A1 - Leistungssteuermodul für einen elektrischen Wandler, sowie damit in Verbindung stehende integrierte Schaltung, elektrischer Wandler und Verfahren - Google Patents

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Abstract

Ein Leistungssteuermodul (280) für einen elektrischen Wandler wird offenbart. Der elektrische Wandler weist eine Leistungsstufe mit zwei Eingangsanschlüssen zum Empfangen eines ersten Leistungssignals und zwei Ausgangsanschlüssen zum Liefern eines zweiten Leistungssignals auf. Der elektrische Wandler weist eine Steuerschaltung auf, die dafür konfiguriert ist, den Betrieb der Leistungsstufe als eine Funktion eines Rückkopplungssteuersignals (y) zu steuern. Insbesondere weist das Leistungssteuermodul (280) auf: – ein Vorbearbeitungsmodul (282a, 290a), das dafür konfiguriert ist, ein Bezugssignal (iref) als eine Funktion des Rückkopplungssteuersignals (y) und eines ersten Signals (v), das repräsentativ für eine an die zwei Eingangsanschlüsse angelegte Spannung ist, zu erzeugen und – einen Fehlerverstärker (286, 284a), der dafür konfiguriert ist, ein modifiziertes Steuersignal (w) als eine Funktion des Bezugssignals (Iref) und eines zweiten Signals (i), das repräsentativ für einen Strom ist, der durch die beiden Eingangsanschlüsse fließt, zu erzeugen.

Description

  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf Techniken zum Steuern eines elektrischen Wandlers, wie z. B. Schaltmodus-Energieversorgungen.
  • Leistungswandler sind elektrische Schaltungen, die elektrische Energie von einer Form in eine andere umwandeln und deren Fluss von der Quelle zur Last steuern können. Ungeachtet des Typs von Leistungswandler (es gibt, je nach Eingabe und Ausgabe, Wechselstrom-Gleichstrom-, Gleichstrom-Gleichstrom-, Wechselstrom-Wechselstrom- und Gleichstrom-Wechselstrom-Leistungswandler) liegt das Konzept von Steuerung in deren Natur.
  • Das Blockdiagramm in 1 zeigt eine allgemeine Struktur eines Leistungswandlers 20, der zwischen einer Energiequelle 10, wie z. B. einer Batterie oder dem Stromnetz, und einer Last 30 angeordnet ist.
  • In dem betrachteten Beispiel weist der Leistungswandler 20 eine Leistungsstufe 22, die manchmal als „Leistungsschaltung” bezeichnet wird, und eine Steuereinheit 24, die mit der Leistungsstufe 22 verbunden ist und den Betrieb der Leistungsstufe 22 auf Grundlage von Messungen einer Anzahl von elektrischen Größen steuert, auf.
  • Dementsprechend bezieht der Leistungswandler 20 Leistung von der Quelle 10 und wandelt die elektrische Energie in eine andere an die Last 30 anzulegende Form um.
  • Die Leistungsstufe 22 kann durch viele Schaltungstopologien realisiert werden, die häufig eine Kombination aus Leistungshalbleitervorrichtungen und passiven Komponenten, vor allem Transformatoren, Induktoren und/oder Kondensatoren, aufweisen. In einigen Wandlern kann die Leistungsstufe 22 mehrere Wandlungsstufen aufweisen, die die gleiche oder unterschiedliche Topologien verwenden und entweder in Kaskade oder parallel geschaltet sind.
  • Die Steuereinheit 24 empfängt die gemessenen elektrischen Größen über einen oder mehrere Sensoren S1 und S2, die die Betriebsbedingungen der Leistungsstufe überwachen. 1 zeigt z. B. eine erste Gruppe von Sensoren S1, die mit den Eingangsleitungen der Leistungsstufe 22 gekoppelt sind, und eine zweite Gruppe von Sensoren S2, die mit den Ausgangsleitungen der Leistungsstufe 22 gekoppelt sind. Beispielsweise können die Sensoren S2 die Ausgangsspannung Vout und/oder den Ausgangsstrom Iout überwachen und die Sensoren S1 die Eingangsspannung Vin und/oder den Eingangsstrom Iin überwachen. Es können jedoch im Allgemeinen auch andere Größen, sowohl elektrische wie auch thermische, berücksichtigt werden. Auf Grundlage der empfangenen gemessenen Größen gibt die Steuereinheit 24 Steuersignale aus, die die Leistungsstufe 22 befähigen, den Energiefluss zu modulieren und zu steuern, wodurch die erwünschten elektrischen Größen effektiv geregelt werden.
  • Moderne Leistungswandlung basiert oft auf Schaltmodus-Technologie, bei der einer oder mehrere elektrische Schalter zum Öffnen oder Schließen von Abzweigungen in der Leistungsstufe 22 bei einer Schaltfrequenz, fsw, verwendet werden, um den Energiefluss zu steuern. Die Schalter sind häufig von einer Steuereinheit getriebene Leistungshalbleiterschalter, d. h. die von der Steuereinheit ausgegebenen Steuergrößen sind binär (Zwei-Pegel) gepulste Signale, die den offenen und den geschlossenen Zustand der steuerbaren Leistungsschalter bestimmen. Die Leistungsschalter können jegliche geeignete Halbleitervorrichtung zum Umgang mit Hochleistungsschaltoperationen sein, wie z. B. Bipolartransistoren (BJT), Feldeffekttransistoren (FET) und/oder Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (IGBT). Die Schalter können auch Dioden aufweisen.
  • Für Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler ist die Steuereinheit 24 z. B. dafür konfiguriert, die Gleichstrom-Ausgangsspannung Vout und/oder den Gleichstrom-Ausgangsstrom Iout selbst unter sich ändernden Betriebsbedingungen konstant zu halten. Der Fachmann wird verstehen, dass eine Wechselstrom-Eingangsleistung in eine Gleichstrom-Eingangsleistung umgewandelt werden kann, z. B. mittels eines Gleichrichters, wie z. B. eines Brückengleichrichters.
  • Die Betriebsbedingungen können sich z. B. infolge von Änderungen der Gleichstrom-Eingangsspannung Vin oder Änderungen in der von der Last 30 geforderten Leistung ändern. Die Steuereinheit 24 stellt sicher, dass die zu regelnde Ausgangsgröße (Vout oder Iout) so nah wie möglich an einem voreingestellten konstanten Wert ist, der auch als Sollwert bezeichnet wird.
  • 2 zeigt eine Steuereinheit 24 mit einer Ausführung mit einem üblichen geschlossenen Regelkreis mit negativer Rückkopplungssteuerung. Die Steuereinheit gemäß 2 weist vier Hauptblöcke auf: eine Sensorschaltung 240, eine optionale Signalkonditionierungsschaltung 242, einen Modulator 244 und einen Treiber 246.
  • Die Sensorschaltung 240 misst die zu regelnde Größe Xout, zum Beispiel entweder die Ausgangsspannung Vout oder den Ausgangsstrom Iout, und erzeugt ein Signal x eines gemessenen Werts, das repräsentativ für Xout ist. Optional kann die Messschaltung 240 andere elektrische Größen in der Leistungsschaltung 22 erfassen, die zur Ausführung der Steueraktion verwendet werden. Das Signal x des gemessenen Werts wird dann an die optionale Signalkonditionierungsschaltung 242 übertragen.
  • Die Signalkonditionierungsschaltung 242 verarbeitet das Signal x des gemessenen Werts, das von der Sensorschaltung 240 kommt. Insbesondere empfängt die Signalkonditionierungsschaltung 242 das Signal x des gemessenen Werts und erzeugt ein Steuersignal y, wie z. B. eine Steuerspannung vc oder einen Steuerstrom ic, auf Grundlage des Signals x des gemessenen Werts. Ob das Steuersignal y eine Steuerspannung vc oder ein Steuerstrom ic ist, ist nicht davon abhängig, ob die zu regelnde Größe Xout die Ausgangsspannung Vout oder der Ausgangsstrom Iout ist.
  • Die Signalkonditionierungsschaltung 242 kann z. B. einen Frequenzkompensierten Fehlerverstärker wie z. B. einen ((integralen)-, PI(proportional-integralen)- oder PID(proportional-integral-derivativen)-Regler aufweisen. Typischerweise ist ein solcher Regler mit einem Operationsverstärker (op-amp) realisiert, der von einem passiven Netzwerk umgeben ist, das auch dessen Frequenzansprechen in dem Frequenzbereich definiert, der für den Regelkreis signifikant ist (bis etwa fsw/2).
  • Der Modulator 244 empfängt das Steuersignal y und mögliche andere Signale, die direkt von der Sensorschaltung 240 geliefert werden, bei Bedarf geeignet konditioniert. Insbesondere moduliert der Modulator 244 eine Größe Ψ, die die Leistungsstufe 22 schließlich zur Steuerung des Energieflusses verwendet. Im Kontext von Schaltmodus-Leistungsstufen gibt der Modulator 244 eine Folge von Niedrigleistungs-Zwei-Pegel-gepulsten Signalen qj(t) aus, die von dem Treiber 246 empfangen werden.
  • Der Treiber 264 kann z. B. ein Leistungsverstärker und/oder ein Pegelwandler sein, der die Eingaben mit niedrigerer Leistung qj(t) empfängt und die Signale mit höherer Leistung Qj(t) erzeugt. Die Signale Qj(t) haben eine Amplitude und einen Leistungspegel, die zum Treiben der Leistungsschalter der Leistungsstufe 22 geeignet sind.
  • Wenn sich die Betriebsbedingungen des Wandlers 20 ändern, erzeugt jegliche Abweichung der geregelten Größe Xout von dem Sollwert eine Änderung in x und dann in dem Steuersignal y. Diese Änderung von y führt zu einer Änderung der von dem Modulator 244 verarbeiteten Größe Ψ und diese Änderung hat die Tendenz, den Eingangs-zu-Ausgangs-Energiefluss auszugleichen. Dieses Gleichgewicht stellt sicher, dass die geregelte Größe Xout so nahe wie möglich am Sollwert bleibt.
  • Um eine geeignete Steuerung der Ausgangsgröße Xout zu erreichen, sollte das Steuersystem 24 dafür ausgelegt sein, einen stabilen Regelkreis, eine gute Regelung und eine gute dynamische Leistung zu gewährleisten. Ein stabiler Regelkreis wird es ermöglichen, dass die geregelte Größe Xout nach der Änderung der Betriebsbedingungen einen eingeschwungenen Wert wiedererlangt. Eine gute Regelung wird erreicht, wenn die Werte des eingeschwungenen Zustands der geregelten Größe Xout vor und nach der Änderung so nah wie möglich am Sollwert sind. Schließlich wird eine gute dynamische Leistung erreicht, wenn die geregelte Größe Xout während der Transiente nicht übermäßig von dem Sollwert abweicht und die Transiente selber in kurzer Zeit verschwindet.
  • Diese Steuerziele können im Sinne von charakteristischen Größen der Übertragungsfunktion des Regelkreises, wie z. B. Bandbreite, Phasenrand und Gleichstromverstärkung, ausgedrückt werden. Diese Ziele können durch Wirken auf das Frequenzansprechen des Fehlerverstärkernetzwerks in der Signalkonditionierungsschaltung 242 erreicht werden, wie z. B. durch Einstellen dessen Verstärkung und geeignetes Platzieren der Pole und Nullen ihrer Übertragungsfunktion. Dies kann durch Auswahl des Wertes von Widerständen und Kondensatoren, die das mit dem Verstärker verbundene passive Netzwerk bilden, erreicht werden.
  • Die Struktur des Modulators 244 oder mit anderen Worten die Natur der Größe Ψ, die er verarbeitet, bestimmt das Verfahren zum Steuern der Regelung der Ausgangsgröße Xout. Davon gibt es viele. Eine Gruppe von Verfahren basiert auf Pulsbreitenmodulation (PWM) und beinhaltet Verfahren wie z. B. „Tastverhältnis-Steuerung” (auch als „Spannungsmodus-Steuerung” bezeichnet), „Spitzenstrommodus-Steuerung” und „Durchschnittsstrommodus-Steuerung”, um die bekanntesten zu nennen. Mit dem Tastverhältnis-Steuerverfahren ist die Größe Ψ das Verhältnis zwischen der Zeit TON, während derer ein Leistungsschalter geschlossen ist, und der Schaltperiode Tsw = 1/fsw, Mit dem Spitzenstrommodus-Steuerverfahren ist die Größe Ψ der Spitzenstrom, der durch die Energiespeichermagnetvorrichtung fließt. Mit dem Durchschnittsstrommodus-Steuerverfahren ist die Größe Ψ der Durchschnittsstrom, der durch die Energiespeichermagnetvorrichtung fließt. Mit diesen Verfahren ist die Schaltfrequenz fsw üblicherweise, aber nicht notwendigerweise fest.
  • Außer PWM-Steuerverfahren gibt es auch Pulsfrequenzmodulation (PFM) Verfahren, bei denen die Schaltfrequenz fsw per Definition variabel ist. Von den vielen bestehenden Verfahren sind das „Direktfrequenz-Steuer”-Verfahren, wobei Ψ die Schaltfrequenz des Wandlers ist; und das „Zeitverschiebungssteuer”-Verfahren, wobei Ψ die Zeitdauer von einem Nulldurchgang des Stroms in der Energiespeichermagnetvorrichtung bis zur nächsten Änderung des Zustandes der Leistungsschalter ist, zu erwähnen.
  • Eine weitere wichtige Eigenschaft der Leistungsschaltung, die sich auf die Umsetzung der Steuerschaltung auswirkt, insbesondere auf die Weise, wie das Steuersignal y an den Modulator weitergeleitet wird, besteht darin, ob der Wandler isoliert oder nicht isoliert ist. Diese „Isolierung” bezieht sich auf das Vorhandensein einer elektrischen Barriere zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Wandlers 20.
  • 3a zeigt z. B. einen Aufwärtswandler. Im Allgemeinen weist ein Aufwärtswandler zwei Eingangsanschlüsse zum Empfangen einer Eingangsspannung Vin und zwei Ausgangsanschlüsse zum Liefern einer Ausgangsspannung Vout auf. Ein Aufwärtswandler ist ein nicht isolierter Wandler, da er einen gemeinsamen Masse-Anschluss GND für den Eingang und den Ausgang hat.
  • Wie dem Fachmann gut bekannt ist, ist der positive Eingangsanschluss mit dem positiven Ausgangsanschluss über einen Induktor L und einen elektrischen Schalter D1, üblicherweise in der Form einer Diode, verbunden. Ein weiterer elektrischer Schalter SW1 ist zwischen den Zwischenpunkt zwischen dem Induktor L und der Diode D1 und die Masse GND geschaltet. Schließlich ist üblicherweise ein Kondensator Cout parallel zum Ausgang geschaltet. Die elektrische Verbindung zwischen dem Eingang und dem Ausgang macht solche Aufwärtswandler einfach und kostengünstig, beschränkt deren Verwendung jedoch auf bestimmte Anwendungen, wie z. B. Point-of-Load(POL)-Wandler.
  • In dem betrachteten Beispiel wird eine Steuereinheit 24 zum Treiben des Schalters SW1 als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout verwendet. Solche nicht isolierten Wandler benötigen keine spezielle elektrische Maßnahme, um dem Modulator das Steuersignal bereitzustellen. Wenn die Schaltungen geeignet kombiniert sind, kann der Ausgang der Signalkonditionierungsschaltung direkt mit dem Eingang des Modulators verbunden sein.
  • Allerdings benötigen, insbesondere für Leistungswandler, die vom Stromnetz versorgt werden, viele Sicherheitsorgane oder Kunden eine Trennung von der angelegten Eingangsspannung und der Ausgangsspannung, was häufig Nutzer- zugänglich ist.
  • 3b zeigt diesbezüglich, dass eine solche Isolierbarriere des Wandlers mittels eines (Hochfrequenz) Transformators T durchkreuzt werden kann, der die direkte elektrische Verbindung vom Eingang zum Ausgang aufhebt.
  • Die in 3b gezeigte Schaltung basiert z. B. auf der Sperr-Topologie. In diesem Fall weist der Wandler auf der Primärseite des Transformators T einen elektrischen Schalter SW2 auf, der mit der Primärwicklung des Transformators T zwischen den Eingangsanschlüssen in Reihe geschaltet ist. Auf der Sekundärseite weist der Wandler eine Sperrdiode D2 auf, die mit der Sekundärwicklung des Transformators T zwischen den Ausgangsanschlüssen in Reihe geschaltet ist. Auch in diesem Fall kann ein Ausgangskondensator Cout parallel zu dem Ausgang geschaltet sein.
  • Auch in diesem Fall kann eine Steuereinheit 24 zum Treiben des Schalters SW2 als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout verwendet werden. Dementsprechend wird bei solchen isolierten Wandlern die Leistung an der Eingangsseite (üblicherweise als die Primärseite bezeichnet), aber unter Steuerung von der Ausgangsseite (üblicherweise als die Sekundärseite bezeichnet) geschaltet, um eine geeignete Regelung bereitzustellen. Diese Anforderung bringt ein zusätzliches Problem mit sich, das darin besteht, dass Signale von der Sekundärseite an die Primärseite übertragen werden. Die Anforderung für Primärseitenschaltung, die durch die Charakteristiken der Sekundärseite zu steuern ist, erfordert, dass eine zweite Verbindung die Isolierbarriere durchkreuzt.
  • Das an die Primärseite rückzukoppelnde Signal hängt davon ab, wo sich der Modulator 244 und der Treiber 246 physisch befinden. Meistens befinden sich der Modulator 244 und der Treiber 246 auf der Primärseite (typischerweise beide in eine integrierte Steuerschaltung oder IC eingebettet). In diesem Fall wird das Steuersignal y an die Primärseite rückgekoppelt. Dieser Fall wird üblicherweise als „Primärsteuerung” bezeichnet.
  • In den anderen Implementierungen sind alle Teile der Steuereinheit außer dem Treiber 246 auf der Sekundärseite angeordnet (auch typischerweise in eine Steuer-IC eingebettet). In diesem Fall, der üblicherweise als „Sekundärsteuerung” bezeichnet wird, werden die Zwei-Pegelgepulsten Signale qj(t) oder Qj(t) an die Primärseite rückgekoppelt. Unabhängig davon, welches Signal rückübertragen wird, und obwohl dieser Pfad nur Informationen anstatt Leistung beinhaltet, sollte er dennoch isoliert sein.
  • Beispielsweise zeigt 4 eine übliche Lösung einer Signalkonditionierungsschaltung 242, die dafür konfiguriert ist, das Steuersignal y an die Primärseite rückzukoppeln, wenn die zu regelnde Ausgangsgröße Vout ist (d. h. Xout = Vout).
  • In dieser Anordnung wird ein einstellbarer Dreistift-Shunt-Regler SR, wie z. B. ein TL431, als sekundärer Bezugs/Fehlerverstärker verwendet, der einen Optokoppler OC treibt. Im Grunde genommen ist der Shunt-Regler SR dafür konfiguriert, die Ausgangsspannung Vout zu erfassen, z. B. mittels eines Spannungssensors s2, der einen Spannungsteiler aufweist, der aus zwei Widerständen R1 und R2 gebildet ist, und erzeugt ein Steuersignal auf Grundlage der Differenz zwischen dem Sollwert und dem Istwert, während der Optokoppler OC das Steuersignal an die Primärseite überträgt. Der Fachmann wird verstehen, dass die Signalkonditionierungsschaltung 242 auch ein Kompensationsnetzwerk CN aufweist, das z. B. einen oder mehrere Kondensatoren und/oder Widerstände aufweist.
  • Insbesondere ist in dem betrachteten Beispiel der Licht-Emitter des Optokopplers OC mit einem Widerstand R3 verbunden und ist der Shunt-Regler in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse, d. h. Vout, geschaltet. Dementsprechend bewirken bei dieser Schaltungsanordnung Änderungen der Ausgangsspannung ΔVout entsprechende Änderungen Δiϕ in dem Strom iϕ, der durch den Widerstand R3 und den Licht-Emitter des Optokopplers OC fließt. Die Stromänderung Δiϕ bestimmt eine proportionale Änderung Δic des von dem optischen Empfänger des Optokopplers OC bezogenen Stroms ic. Dieser Strom kann zum Treiben des Modulators 244 direkt (in diesem Fall y = ic) verwendet werden oder kann zuerst in eine Spannung umgewandelt werden, bevor er dem Modulator 244 zugeführt wird (y = vc). 4 zeigt z. B. einen Widerstand RFB, der zu diesem Zweck zwischen den Ausgang des Optokopplers OC, d. h. den Rückkopplungsstift des Modulators 244, und eine konstante Spannung, die mit Vbus bezeichnet ist, geschaltet ist.
  • Bei vielen Leistungswandlern ist es eine übliche Anforderung des Marktes, Wandlungseffizienzziele über einen breiten Bereich von von der Last geforderten Leistungspegeln festzulegen. Um dieses Ziel zu erreichen, ist es erforderlich, einige Steueraktionen als Reaktion auf diesen Leistungspegel zu ergreifen.
  • Typische Beispiele dieser Aktionen beinhalten die Modifizierung einiger Steuerparameter (z. B. die Schaltfrequenz) oder die Änderung der Ereignisse, die das Einschalten und Ausschalten der(s) Leistungsschalter(s) bestimmen (z. B. in 3a und 3b gezeigte Schalter SW1 und SW2), oder das intermittierende Betreiben des Wandlers (üblicherweise als Burst-Modus-Betrieb bezeichnet), wenn die von der Last geforderte Energie unter einen bestimmten Pegel abfällt, um die Leistungswandlung bei leichter Last effizient zu maximieren. Außerdem ist es bei Mehrphasenwandlern (d. h. mit mehreren parallel geschalteten Leistungsstufen) auch wünschenswert, die Anzahl von Betriebsstufen entsprechend der von der Last geforderten Leistung zu ändern, um die Wandlungseffizienz über einen sehr breiten Leistungsbereich zu optimieren.
  • Zusätzlich zu diesen Maßnahmen zugunsten der Energieeffizienz gibt es außerdem Schutzfunktionen, die berücksichtigt werden müssen. Eine typische Anforderung ist die Beschränkung der maximalen von dem Wandler lieferbaren Leistung als ein Schutz im Fall von Lastdefekten.
  • In Wandlern mit Sekundärsteuerung sind diese Aufgaben relativ leicht zu erfüllen, da die Steuerung IC direkten Zugriff auf die Ausgangsgrößen (Vout, Iout) haben kann und sie derart verarbeiten kann, dass die von der Last geforderte Leistung Pout abgeleitet werden kann, um entsprechende Maßnahmen zu ergreifen. Dieser Fall ist jedoch in diesem Zusammenhang nicht interessant und wird nicht weiter betrachtet.
  • In dem üblicheren Fall von Wandlern mit Primärsteuerung hat die Steuerung IC keinen direkten Zugriff auf die Ausgangsspannung Vout und den Ausgangsstrom Iout, sondern kann die Eingangsspannung Vin und den Eingangsstrom Iin nur direkt lesen, wodurch die Eingangsleistung in den Wandler Pin bewertet wird. Die einzige Information, die üblicherweise von der Sekundärseite empfangen wird, ist das Steuersignal y.
  • Ein weiterer Punkt ist zu berücksichtigen: wie vorstehend dargelegt, müssen zur Maximierung der Leistungswandlungseffizienz bei leichter Last Wandler oft intermittent arbeiten (Burst-Modus-Betrieb) und während der Ruheperioden, wenn der Wandler nicht schaltet, fallen der Eingangsstrom Iin und dann die Eingangsleistung Pin auf im Wesentlichen Null ab. Folglich kann jegliches System, das die Eingangsleistung Pin durch das Lesen der Eingangsspannung Vin und des Eingangsstroms Iin berechnet, die Information bereitstellen, um den Wandler anzuhalten, kann jedoch nicht die Information bereitstellen, um den Wandler neu zu starten. Zur Bereitstellung dieser Information wäre ein zusätzlicher Funktionsblock erforderlich.
  • Auf Grundlage dieser Überlegungen wäre es praktisch, das Steuersignal y zur Ausführung dieser Art von Aktionen zu verwenden, da dies zu sehr simplen Schaltungsimplementierungen dank einem Signal, das unabhängig davon, ob die Leistungsschaltung kontinuierlich arbeitet oder vorübergehend gestoppt wird (z. B. im Burst-Modus-Betrieb), immer aktiv sein kann, führen würde. Außerdem wäre die maximale Eingangsleistung inhärent beschränkt, wenn das Steuersignal innerhalb eines Bereiches gebunden wäre.
  • Die Erfinder haben beobachtet, dass für die Verwendung des Steuersignals y als die Eingangsleistungsmesseinrichtung eine genaue 1:1-Beziehung zwischen dem Leistungspegel Pin und dem Steuersignal y bestehen sollte: Pin = f(y, p1, ... pn, c1, ... cm) (1) wobei p1, ... pn, ein Satz von Parametern ist, die die Leistungsstufe charakterisieren, und c1, ... cm ein Satz von Parametern ist, die für die Steuereinheit relevant sind. Sowohl von pi (i = 1, ... n) als auch von cj (j = 1, ... m) wird angenommen, dass sie konstante Werte sind, die statistischer Streuung unterliegen.
  • Leider besteht eine solche Beziehung bei den meisten bekannten Steuerverfahren nicht. Allerdings ist es üblicherweise möglich, eine Beziehung wie die folgende zu finden: Pin = f(y, Vin, Vout, p1, ... pn, c1, ... cm) (2)
  • Dies kann folgendermaßen analysiert werden. Allgemein gesprochen steht der Leistungspegel Pin in Beziehung zur Größe Ψ mit einer Beziehung wie der folgenden: Pin = g(y, Ψ, Vin, Vout, p1, ... pn, C1, ... ck) (3) und steht das Steuersignal y in Beziehung zu Ψ mit einer Beziehung, die folgendermaßen ausgedrückt werden kann: Ψ = h(y, Vin, ck + 1, ... cm) (4)
  • Die Struktur und die Argumente der Funktionen g und h hängen von der Topologie der Leistungsstufe 22 und von dem entsprechenden Steuerverfahren ab.
  • Bezüglich der Verbindung zwischen Ψ und Pin steht in einigen Fällen Ψ nur locker in Beziehung zu dem Leistungspegel, in anderen Fällen steht es in engerer Beziehung, aber es kann ebenfalls eine signifikante Abhängigkeit von Vin und/oder Vout bestehen.
  • PWM-gesteuerte Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, die im Continuous Conduction Mode (CCM) unter Verwendung des Tastverhältnis-Steuerverfahrens betrieben werden, sind häufig ein Beispiel für den ersten Fall. Tatsächlich hängt, zu einer ersten Annäherung, in diesen Systemen das Tastverhältnis nur von Vin und Vout ab, nicht von Iout (d. h. es besteht keine Pin = g(Ψ) Funktion). Im echten Betrieb besteht jedoch häufig eine leichte Abhängigkeit des Tastverhältnisses von dem Leistungspegel, da die Einschaltzeit des Leistungsschalters leicht verlängert werden muss, um Leistungsverluste zu kompensieren (die wiederum von Iout abhängen).
  • Resonanz-Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, die entweder das Direktfrequenzsteuerverfahren oder das „Zeitverschiebungssteuer”-Verfahren verwenden, sind häufig ein weiteres Beispiel für den ersten Fall: Frequenz- und Zeitverschiebung sind eine schwache Funktion des Leistungspegels; sie ändern sich wenig mit dem Leistungspegel und werden weitaus mehr von dem Eingangs-zu-Ausgangs-Spannungsverhältnis beeinflusst.
  • PWM-gesteuerte Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, die das Durchschnittsstrommodus-Steuerverfahren verwenden, sind häufig ein Beispiel für den zweiten Fall. Tatsächlich ist mit diesem Verfahren die Größe Ψ üblicherweise der Gleichstrom-Eingangsstrom Iin, der in enger Beziehungen zu Pin steht; Iin hängt jedoch ebenfalls von der Eingangsspannung Vin ab, so dass dieses Verfahren effektiv ist, um Pin zu zeigen, wenn die Eingangsspannung fest ist oder in einem schmalen Bereich variiert.
  • Eine mögliche Ausnahme in diesem Panorama kann durch PWM-gesteuerte Aufwärts-Abwärts- oder Sperr-Wandler dargestellt werden, die bei einer festen Frequenz im Discontinuous Conduction Mode (DCM) unter Verwendung des Spitzenstrom-Modus-Steuerverfahrens betrieben werden. In diesem Fall hängt Pin hauptsächlich von der Größe Ψ (dem Spitzenstrom Ipk) ab: Pin = ½LIpk 2fSW (5)
  • Der andere zu berücksichtigende Aspekt ist die statistische Streuung der Parameter pi und cj. Dies beeinflusst sowohl Pin = g(Ψ, ...) als auch Ψ = h(y, ...) und bewirkt, dass die Größe Ψ und dann das Steuersignal y in einem bestimmten Bereich für einen vorgegebenen Leistungspegel von Einheit zu Einheit gestreut sind. Dementsprechend ist ein entscheidender Punkt die Sensitivität der Funktionen g und h bezüglich der Parameter pi und cj. Einige Beispiele dafür, wie Pin = g(Ψ, ...) von der Toleranz von pi und cj beeinflusst wird, sind nachstehend angeführt.
  • In einem Resonanzwandler bewirkt z. B. die statistische Streuung der Komponenten von dessen Schwingkreis (pi), dass sich die Schaltfrequenz Ψ für ein gegebenes Pin und ein gegebenes Eingangs-zu-Ausgangsspannungs-Verhältnis unterscheidet. Außerdem ändert sich die Sensitivität der Schaltfrequenz bezüglich der Streuung dieser Parameter mit den Betriebsbedingungen wesentlich und kann von fast vernachlässigbar bis zu einem sehr hohen Pegel reichen.
  • In dem vorstehend erwähnten DCM-betriebenen, Spitzenstrommodus-gesteuerten Aufwärts-Abwärts- oder Sperrwandler mit fester Frequenz ergeben die statistische Streuung des Wertes L (pi) des Induktors und die Toleranz der Oszillatorfrequenz, auf die die Schaltfrequenz fsw (cj) verriegelt ist, unterschiedliche Werte des gesteuerten Spitzenstroms Ipk (d. h. Ψ) für den gleichen Leistungspegel Pin und dann unterschiedliche Werte des Steuersignals y.
  • Wieder mit Bezugnahme auf diesen Wandler ist ein Parameter cj, der die Genauigkeit der Ψ = h(y, ...) Beziehung nachteilig beeinflusst, die Ausbreitungsverzögerung des Strommesskomparators. Aufgrund dieser Verzögerung übersteigt der gesteuerte Spitzenstrom Ipk leicht den von dem Steuersignal y programmierten Wert; dieser extra Strom hängt von dem Ausmaß dieser Verzögerung und von der Neigung des Stroms, die wiederum von dem Induktivitätswert des Wandlers und der Eingangsspannung Vin abhängt, ab. Folglich hängt das Steuersignal y auch von Vin und nicht nur von der Eingangsleistung Pin ab.
  • Diesbezüglich haben A. S. Kislovski, "A new control principle for switching regulators", Proceedings of PCI, Sept. 1983, Seite(n) 178–186, mit einer Rezension in D. Gouttenegre, B. Velaerts, T. Michaux, "Modelling and Analysis of dc-dc Converters Control by Power Equalization", Power Electronics Specialists Conference, 1988. PESC'88 Record, 19th Annual IEEE, Seite(n) 960–967, Band 2, ein „Eingangs-Ausgangs-Leistungsausgleichs"-Steuerverfahren vorgeschlagen.
    5 zeigt das grundlegende Betriebsprinzip dieses Steuerverfahrens.
  • Die Gleichstrom-Eingangsspannung Vin und der momentane Eingangsstrom Iin werden gemessen. Beispielsweise zeigt 5 einen Stromsensor S1b, der dafür konfiguriert ist, den Strom Iin zu messen. Der Eingangsstrom Iin wird an einen rücksetzbaren Integrator 248 geliefert, der mit einem Taktsignal CLK synchronisiert wird, das auch das Einschalten des Leistungsschalters der Leistungsstufe 22 bestimmt. Insbesondere setzt das Signal CLK auch einen PWM-Latch 250, dessen Ausgang Q im Wesentlichen das Tastverhältnis des Leistungsschalters der Leistungsstufe 22 bestimmt. Die Ausgabe Vint des Integrators 248 wird ein nichtlineares Rampensignal sein, das am Anfang jedes Schaltzyklus (direkt nach Einschalten des Leistungsschalters) bei Null beginnt und unmittelbar, bevor es zurückgesetzt wird, einen Endwert erreicht, der proportional zu der elektrischen Ladung ist, die von der Leistungsquelle in einem Schaltzyklus genommen wird. Es wird angenommen, dass die Schaltperiode T konstant ist, so dass diese Ladung auch proportional zu dem Mittelwert von Iin(I in) in einem Schaltzyklus ist, und das Gleiche gilt auch für den Spitzenwert der Rampe Vint.
  • Die Gleichstrom-Eingangsspannungen Vin und Vint werden an den Eingängen eines Breitband-Analog-Multiplikator/Divisions(MD)Blocks 252 zugeführt. Die Breitbandanforderung für MD rührt von der Notwendigkeit, dem Signal Vint so nah wie möglich zu folgen. Der Block 252 ist mit einem dritten Eingang Vx versehen und gibt ein Signal i* aus:
    Figure DE102016118240A1_0002
  • Das Signal Vx ist die Ausgabe eines proportional-integral-derivativen (PID) Reglers 254, der die Ausgangsspannung Vout erfasst und sie mit einer Bezugsspannung Vref vergleicht. Vx kann als das Steuersignal y in dem allgemeinen Schema gemäß 2 betrachtet werden.
  • Die Ausgabe des MD-Blocks 252 geht an den nicht invertierenden Eingang eines Komparators 256, der an seinem invertierenden Eingang ein Signal empfängt, das proportional zu dem Gleichstrom-Ausgangs-Strom Iout ist. In 5 wird zu diesem Zweck z. B. ein Stromsensor S2b verwendet, der dafür konfiguriert ist, den Strom Iout zu messen.
  • Unter Bedingungen eines eingeschwungenen Zustands sind Iout, Vin und Vx konstant, so dass das Signal i* eine nichtlineare Rampe mit der gleichen Form wie Vint, aber mit einer anderen Amplitude ist, angepasst von den Spannungen Vin und Vx. Wenn die Rampe P gleich Iout ist, wird die Ausgabe des Komparators 256 hoch und setzt den PWM-Latch 250 zurück, was ein Ausschalten des Leistungsschalters der Stufe 22 bewirkt.
  • Auf diese Weise hält der Komparator 256 die Gleichheit des Ausgangsstroms Iouts und des Spitzenwertes von i* Zyklus für Zyklus aufrecht. Aus diesem Grund:
    Figure DE102016118240A1_0003
  • Unter Annahme von verlustlosen Betrieb (Pin = Pout): Vin·I in = Iout·Vout (8) folgt aus Gleichung (7), dass: Vout = Vx (9) und ist es möglich, auszusagen, dass das System gemäß 5 die Ausgangsspannung Vout durch Angleichen der Eingangsleistung und der Ausgangsleistung der Leistungsstufe auf dem erwünschten Pegel hält.
  • Dieses Leistungsangleichungsmerkmal bringt eine Menge Vorteile bezüglich dynamischen Verhaltens mit sich, da es im Fall von Störungen eine schnelle korrektive Aktion durchführt. Wenn z. B. die Eingangsspannung gestört ist, korrigiert der Block 252 die Eingangsleistung innerhalb einer Schaltperiode, bevor eine Abweichung der Ausgangsspannung Vout zu beobachten ist. Auf ähnliche Weise stellt, wenn der Ausgangsstrom Iout gestört ist (z. B. aufgrund von schwankenden Lastzuständen), die Steuerung die Eingangsleistung innerhalb einer Schaltperiode neu ein, so dass sie der neuen Leistungsanforderung entspricht, bevor die Ausgangsspannung gestört wird. In dieser Lösung wird jedoch nur das Treiben der Leistungsstufe auf Grundlage der Eingangsleistung, d. h. der Eingangsspannung Vin und des Eingangsstroms Iin, angepasst. Das Rückkopplungssteuersignal y zeigt jedoch immer noch nur die Ausgangsspannung Vout an und kann somit nicht als eine Eingangsleistungsmesseinrichtung verwendet werden.
  • In Anbetracht des Obigen ist es eine Aufgabe der vorliegenden Offenbarung, Lösungen bereitzustellen, in denen das Rückkopplungssteuersignal proportional zu der von der Eingangsquelle bezogenen Leistung ist, wobei eine beschränkte Anzahl von Feineinstellungs-Komponenten verwendet wird.
  • Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Offenbarung besteht darin, eine integrierte Steuervorrichtung für Schaltwandler bereitzustellen, die die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom des Wandlers oder beide unter Verwendung des Steuersignals, das proportional zu der von der Eingangsquelle bezogenen Leistung ist, regeln kann.
  • Gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen werden eine oder mehrere der vorstehend genannten Aufgaben mittels eines Leistungssteuermoduls für einen elektrischen Wandler mit den speziellen in den folgenden Ansprüchen dargelegten Merkmalen erreicht. Ausführungsformen betreffen darüber hinaus eine dazu in Beziehung stehende integrierte Schaltung, einen elektrischen Wandler und ein Verfahren.
  • Die Ansprüche sind ein fester Bestandteil der technischen Lehre der hierin dargelegten Offenbarung.
  • Wie vorstehend erwähnt, weist ein elektrischer Wandler üblicherweise eine Leistungsstufe auf, die zwei Eingangsanschlüsse zum Empfangen eines ersten Leistungssignals und zwei Ausgangsanschlüsse zum Liefern eines zweiten Leistungssignals aufweist. Der Wandler weist außerdem eine Steuerschaltung auf, die dafür konfiguriert ist, den Betrieb der Leistungsstufe als eine Funktion eines Rückkopplungssteuersignals zu steuern. Die Steuerschaltung weist in verschiedenen Ausführungsformen z. B. einen Modulator und möglicherweise einen Treiber auf, der dafür konfiguriert ist, Treibersignale für die Leistungsstufe als eine Funktion des Rückkopplungssteuersignals zu erzeugen. In verschiedenen Ausführungsformen kann die Steuerschaltung z. B. eine Signalkonditionierungsschaltung aufweisen, die dafür konfiguriert ist, das Rückkopplungssteuersignal als eine Funktion der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms zu erzeugen, die über die beiden Ausgangsanschlüsse des Wandlers geliefert werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann das Rückkopplungssteuersignal proportional zu der von der Eingangsquelle bezogenen Leistung sein und kann somit als eine Eingangsleistungsmesseinrichtung verwendet werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist die Steuerschaltung aus diesem Grund ein Leistungssteuermodul auf, das am Eingang das Rückkopplungssteuersignal empfängt und ein modifiziertes Steuersignal erzeugt. Das Leistungssteuermodul kann z. B. zwischen der Signalkonditionierungsschaltung und dem Modulator eingefügt sein. Im Allgemeinen können zumindest das Leistungssteuermodul, der Modulator und möglicherweise der Treiber in der gleichen integrierten Schaltung integriert sein. Das Leistungssteuermodul kann auch als eine getrennte Schaltung vorgesehen sein.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist das Leistungssteuermodul ein Vorbearbeitungsmodul auf, das dafür konfiguriert ist, ein Bezugssignal als eine Funktion des Rückkopplungssteuersignals und eines ersten Signals, das repräsentativ für eine an die Eingangsanschlüsse des Wandlers angelegte Spannung ist, zu erzeugen. In verschiedenen Ausführungsformen kann das Vorbearbeitungsmodul z. B. eine Additionseinrichtung aufweisen, die dafür konfiguriert ist, einen Versatz auf das Rückkopplungssteuersignal anzuwenden. In verschiedenen Ausführungsformen kann das Vorbearbeitungsmodul eine Divisionseinrichtung aufweisen, die dafür konfiguriert ist, das Bezugssignal durch Dividieren des Rückkopplungssteuersignals durch das erste Signal, das repräsentativ für die an die Eingangsanschlüsse des Wandlers angelegte Spannung ist, zu berechnen.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann das Leistungssteuermodul auch einen Fehlerverstärker aufweisen, der dafür konfiguriert ist, das modifizierte Steuersignal als eine Funktion des Bezugssignals und eines zweiten Signals, das repräsentativ für einen durch die zwei Eingangsanschlüsse fließenden Strom ist, zu erzeugen. Der Fehlerverstärker des Leistungssteuermoduls kann z. B. mindestens eine integrale Komponente aufweisen. Ein solcher Fehlerverstärker kann z. B. mit einem Operationsverstärker und einem Rückkopplungsnetzwerk, das mindestens einen Kondensator aufweist, implementiert sein.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann die Leistungsstufe des elektrischen Wandlers einen Transformator aufweisen, der eine Primär- und eine Sekundärwicklung aufweist. In diesem Fall kann das Leistungssteuermodul an der Primärseite des Transformators angeordnet sein und kann das zweite Signal repräsentativ für den durch die Primärwicklung des Transformators fließenden Strom sein.
  • Eine oder mehrere Ausführungsformen werden im folgenden rein mittels nicht beschränkender Beispiele mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In denen zeigen:
  • 1 ein Blockdiagramm, das die allgemeine Struktur eines Leistungswandlers zeigt;
  • 2 ein Blockdiagramm, das die typische Struktur der in dem Wandler gemäß 1 enthaltenen Steuereinheit zeigt;
  • 3a eine Aufwärtswandlungs-Leistungsstufe, einen typischen nicht isolierten Wandler;
  • 3b eine Sperr-Leistungsstufe, einen typischen isolierten Wandler;
  • 4 ein herkömmliches isoliertes Rückkopplungsnetzwerk auf Grundlage eines Shunt-Reglers und eines Optokopplers;
  • 5 ein Blockdiagramm, das ein Leistungsausgleichssteuerverfahren gemäß dem Stand der Technik zeigt;
  • 6 ein Blockdiagramm, das die typische Struktur der in dem Leistungswandler in 1 gemäß der vorliegenden Offenbarung enthaltenen Steuereinheit zeigt;
  • 7 die allgemeine Struktur des in dem Blockdiagramm in 6 enthaltenen Leistungssteuermoduls (PCM);
  • 8 ein Beispiel für eine vollständige digitale Umsetzung des PCM gemäß 7; und
  • 9 eine Ausführungsform eines LCC-Resonanz-Halbbrückenwandlers, der direkt von der Leitung der gleichgerichteten Leistung versorgt wird, und
  • 10 eine Ausführungsform einer Steuerschaltung für den Wandler gemäß 9.
  • In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezielle Einzelheiten mit dem Ziel dargestellt, ein tieferes Verständnis der Ausführungsformen zu schaffen. Die Ausführungsformen können ohne eine oder mehrere der speziellen Einzelheiten oder mit anderen Verfahren, Komponenten, Materialien usw. erlangt werden. In anderen Fällen sind bekannte Strukturen, Materialien oder Vorgänge nicht im Detail dargestellt oder beschrieben, um bestimmte Aspekte von Ausführungsformen nicht zu verdecken.
  • Die Bezugnahme auf „eine Ausführungsform” im Rahmen der vorliegenden Beschreibung soll darauf hinweisen, dass eine bestimmte im Bezug zu der Ausführungsform beschriebene Konfiguration, Struktur oder Eigenschaft in mindestens einer Ausführungsform enthalten ist. Somit beziehen sich Ausdrücke wie z. B. „in einer Ausführungsform”, die an verschiedenen Stellen der vorliegenden Beschreibung vorkommen können, nicht notwendigerweise auf ein und dieselbe Ausführungsform. Außerdem können bestimmte Konfigurationen, Strukturen oder Eigenschaften auf jegliche adäquate Weise in einer oder mehreren Ausführungsformen kombiniert werden.
  • Die Überschriften hierin dienen ausschließlich dem besseren Verständnis und legen weder den Umfang noch die Bedeutung der Ausführungsformen fest.
  • In den folgenden 6–9 sind Teile, Elemente oder Komponenten, die bereits mit Bezugnahme auf 1–5 beschrieben wurden, von den gleichen zuvor in diesen Figuren verwendeten Bezugszeichen bezeichnet; die Beschreibung solcher vorstehend beschriebenen Elemente wird im Folgenden nicht wiederholt, um die vorliegende ausführliche Beschreibung nicht zu überladen.
  • Wie vorstehend erwähnt, stellt die vorliegende Offenbarung Lösungen bereit, die ermöglichen, dass das Steuersignal y proportional zu der von der Eingangsquelle bezogenen Leistung ist.
  • 6 zeigt einen elektrischen Wandler 20a gemäß der vorliegenden Offenbarung.
  • Auch in diesem Fall weist der elektrische Wandler 20a eine Leistungsstufe 20, typischerweise eine Schaltmodus-Leistungsstufe, wie z. B. einen Aufwärtswandlungs-, Abwärtswandlungs-, Aufwärts/Abwärtswandlungs-, Sperr-, Eintaktfluss- oder Resonanzwandler, und eine Steuereinheit 24a auf.
  • In der betrachteten Ausführungsform hat die Steuereinheit 24a ein Steuersystem mit geschlossenem Regelkreis. Insbesondere weist, ähnlich wie in 2, die Steuereinheit 24a eine Sensorschaltung 240a, eine optionale Signalkonditionierungsschaltung 242, einen Modulator 244 und einen Treiber 246 auf.
  • Auch in diesem Fall ist die Sensorschaltung 240a hier dafür konfiguriert, eine zu regelnde Ausgangsgröße Xout, zum Beispiel entweder die Ausgangsspannung Vout oder den Ausgangsstrom Iout, zu messen und ein Signal x eines gemessenen Werts, das repräsentativ für Xout ist, zu erzeugen. In verschiedenen Ausführungsformen kann die Messschaltung andere elektrische Größen in der Leistungsschaltung 20 erfassen, die zur Ausführung der Steueraktionen verwendet werden. Das Signal x des gemessenen Werts kann dann an die optionale Signalkonditionierungsschaltung 242 übertragen werden. Die anderen elektrischen Größen können (oder können nicht) entweder direkt oder geeignet konditioniert an den Modulator 244 übertragen werden, je nach der Struktur des Modulators 244.
  • Die optionale Signalkonditionierungsschaltung 242 kann das Signal x des gemessenen Werts, das von der Sensorschaltung 240a kommt, verarbeiten. Insbesondere empfängt die Signalkonditionierungsschaltung 242 das Signal x des gemessenen Werts und erzeugt ein Steuersignal y, wie z. B. eine Steuerspannung Vc oder einen Steuerstrom Ic, auf Grundlage des Signals x des gemessenen Werts. Im Allgemeinen ist die Signalkonditionierungsschaltung 242 optional, da das Steuersignal y dem Signal x des gemessenen Werts entsprechen kann.
  • In der betrachteten Ausführungsform weist die Steuereinheit 24a ein „Leistungssteuermodul” (PCM) 280 auf, das zwischen der Signalkonditionierungsschaltung 242 und dem Modulator 244 eingefügt ist. Insbesondere empfängt das Leistungssteuermodul 280 das Steuersignal y und erzeugt ein modifiziertes Steuersignal w.
  • Dementsprechend empfängt in der betrachteten Ausführungsform der Modulator 244 das modifizierte Steuersignal w und gegebenenfalls die zusätzlichen von der Sensorschaltung 240a erzeugten Signale, bei Bedarf geeignet konditioniert. Der Modulator 244 moduliert dann eine Größe Ψ, die die Leistungsstufe 22 schließlich zur Steuerung des Energieflusses verwendet. Als Ausgabe erzeugt der Modulator 244 eine Folge von Niedrigleistungs-Zwei-Pegel-gepulsten Signalen qj(t), die von dem Treiber 246 empfangen werden.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann der Treiber 246 ein Leistungsverstärker und/oder einen Pegelwandler sein, der die Eingänge mit niedriger Leistung qj(t) empfängt und die Signale mit höherer Leistung Qj(t) erzeugt. Die Signale Qj(t) haben eine Amplitude und einen Leistungspegel, die zum Treiben der Leistungsschalter der Leistungsstufe 22 geeignet sind.
  • Dementsprechend ist beim Vergleich dieses Blockdiagramms gemäß 6 mit dem in 2 gezeigten zu beobachtet, dass ein zusätzliches Leistungssteuermodul 280 zwischen die Signalkonditionierungsschaltung 242 und den Modulator 244 eingefügt ist. Abgesehen davon bleibt die allgemeine Struktur der Steuereinheit 24a unverändert und gilt die diesbezügliche Beschreibung gemäß 2 entsprechend.
  • Insbesondere empfängt in der betrachteten Ausführungsform das Modul 280 an Eingängen das Steuersignal y (das in der schematischen Darstellung in 2 direkt in den Modulator 244 eingespeist wurde) und zwei zusätzliche Signale: das erste Signal v ist repräsentativ für eine Spannung und ein Signal i ist repräsentativ für einen Strom in der Leistungsstufe 20.
  • In verschiedenen Ausführungsformen ist der Wandler 20a ein isolierter Wandler mit Primärsteuerung, d. h. die Leistungsstufe 22 weist einen Transformator auf und mindestens das Leistungssteuermodul 280, der Modulator 244 und der Treiber 246 sind auf der Primärseite des Transformators angeordnet. In diesem Fall kann die Signalkonditionierungsschaltung 242 zum Durchkreuzen der Isolationsbarriere, wie z. B. in 4 gezeigt, verwendet werden, d. h. das Steuersignal y wird von der Signalkonditionierungsschaltung 242, die sich auf der Sekundärseite des Transformators befindet, übertragen, wodurch die Isolationsbarriere durchkreuzt wird.
  • Dementsprechend ist in verschiedenen Ausführungsformen der PCM-Block 280 auf der Primärseite der Leistungsstufe 22 angeordnet. In diesem Fall kann das Signal v repräsentativ für die Gleichstrom-Eingangsspannung Vin und für den momentanen Eingangsstrom Iin(t), wie z. B. den durch die Primärseite fließenden Strom, sein.
  • In verschiedenen Ausführungsformen kann der PCM-Block 280 in Form einer integrierten Schaltung realisiert sein, die auch den Modulator 244 und/oder den Treiber 246 aufweisen kann.
  • 7 zeigt diesbezüglich eine mögliche Ausführungsform des Leistungssteuermoduls 280.
  • In der betrachteten Ausführungsform weist der Block 280 eine analoge Divisionsvorrichtung 282a auf, die die Signale y, möglicherweise um einen Wert y0 an einer analogen Additionseinrichtung 290a versetzt, und das Signal v empfängt und am Ausgang ein Bezugssignal iref liefert. iref = kD(y – y0)/v (10) wobei kD eine optionale Verstärkung der Divisionseinrichtung 282a ist.
  • Dieser Versatz von y mit y0 ist nicht zwingend, kann jedoch nützlich sein, damit die Multiplikator/Divisionseinrichtung 282a einen Leistungspegel von Null in realen Schaltungen mittels eines Signals, das immer größer als Null ist, verarbeiten kann.
  • Das Signal iref wird dem nicht invertierenden Eingang eines integrierenden Fehlerverstärkers 284a zugeführt, dessen invertierender Eingang das Signal i empfängt. In der betrachteten Ausführungsform ist der integrierende Fehlerverstärker 284a mit einem Operationsverstärker 286, der als ein integrierender Verstärker konfiguriert ist, durch eine geeignete Konfiguration des Frequenzkompensationsnetzwerks 288 realisiert, das normalerweise mindestens einen Kondensator aufweist. Dementsprechend weist in der betrachteten Ausführungsform der Fehlerverstärker eine integrale (I) Komponente auf. Der Fehlerverstärker kann jedoch auch weitere Rückkopplungskomponenten aufweisen, um proportionale (P) und/oder derivative (D) Komponenten umzusetzen.
  • Somit gleicht bei eingeschwungenem Betrieb der Mittelwert von i, <i>, iref: <i> = iref (11)
  • Die Ausgabe des integrierenden Fehlerverstärkers 284a, d. h. des Operationsverstärkers 286, ist das zweite Steuersignal w, das dem Eingang des Modulators 244 zugeführt wird.
  • In der betrachteten Ausführungsform wird das Steuersignal y proportional zu der Eingangsleistung Pin sein. Insbesondere sind die beiden Eingangssignale v und i in das Leistungssteuermodul 280 v = KvVin (12) und i = KiIp(t) (13) wobei Ip der durch die Primärseite des Transformators fließende Strom ist und Kv und Ki Koeffizienten sind, die von den Sensoren abgeleitet werden, die zur Messung der Werte Vin und Ip verwendet werden.
  • Man beachte, dass der Mittelwert von Ip(t), <Ip(t)>, in eingeschwungenen Zuständen dem Gleichstrom-Eingangsstrom Iin gleicht: <Ip(t)> = Iin (14)
  • Dementsprechend können im Allgemeinen auch andere Signale, die indikativ für den Eingangsstrom Iin sind, anstelle des Stroms Ip gemessen werden.
  • Somit kann unter Annahme eines idealen Betriebs der Integrationsoperation am Block 284a und unter Anlegung des Prinzips der virtuellen Masse vorstehende Gleichung (11) neu geschrieben werden als: Ki·Iin = iref (15)
  • Mit anderen Worten schließt der Operationsverstärker des PCM-Blocks 280 einen inneren Regelkreis, der den Gleichstrom-Eingangsstrom Iin bei einem Wert Iref/Ki regelt.
  • Das von dem Divisionsblock 282a erzeugte Bezugssignal iref kann von Gleichungen (10) und (12) abgeleitet werden:
    Figure DE102016118240A1_0004
  • Ein Einsetzen von Gleichung (16) in (15) und Auflösen nach y ergibt:
    Figure DE102016118240A1_0005
  • Dementsprechend gewährleistet in der betrachteten Ausführungsform das Leistungssteuermodul 280, das stromabwärts der Signalkonditionierungsschaltung 242 geschaltet ist, dass das Steuersignal y (abgesehen von dem Versatz y0) proportional zu der Eingangsleistung Pin ist.
  • Der Fachmann wird verstehen, dass die PCM-Struktur gemäß 7 auch unter Verwendung von digitalen Blöcken oder einer Mischung aus digitalen und analogen Blöcken realisiert werden kann, ohne vom Offenbarungsbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
  • 8 zeigt z. B. eine Ausführungsform einer vollständig digitalen Implementierung, die z. B. mittels eines Software-programmierten Mikrocontrollers realisiert werden kann.
  • Auch in diesem Fall weist der PCM-Block 280 eine optionale Additionseinrichtung 290b zum Addieren eines Versatzes y0 zu dem Steuersignal y, eine Divisionseinrichtung 282b, die die Steuersignale y empfängt (oder vorzugsweise y – y0), und einen integrierenden Fehlerverstärker 284b auf.
  • Um die Analogsignale y, v und i zu verarbeiten, weist der PCM-Block 280 entsprechende Analog-zu-Digital-Wandler 292a, 292b und 292c auf, die dafür konfiguriert sind, diese Signale von analogen in digitale Signale umzuwandeln.
  • In der betrachteten Ausführungsform weist das PCM 280 außerdem einen Digital-Analog-Wandler 294 zum Umwandeln des digitalen Steuersignals w am Ausgang des Integrierenden Fehlerverstärkers 284b wieder in ein analoges Signal auf. Dieser Wandler 294 ist rein optional, da der Modulator 244 auch mit einem digitalen Eingangssignal arbeiten könnte.
  • Der hierin beschriebene PCM-Block 280 ist relativ universell und kann als ein Zusatz gesehen werden, der im Wesentlichen auf sämtliche bestehenden Regelkreise (vergleiche z. B. 6) angewendet werden kann.
  • Das offenbarte Leistungssteuermodul 280 hat außerdem verschiedene Vorteile:
    • 1. Wie bereits erörtert, ist im Verfahren gemäß dem Stand der Technik die Steuervariable y proportional zur Ausgangsspannung, während sie in den vorliegenden Lösungen proportional zur Leistung ist.
    • 2. Das Verfahren gemäß dem Stand der Technik definiert ein Steuersystem, das sowohl die Signalkonditionierungsschaltung als auch den Modulator aufweist, wohingegen die vorliegende Lösung lediglich den PCM-Block 280 erfordert, der zu jeglicher bestehenden Struktur mit Modulator oder Steuerkreis hinzugefügt werden kann.
    • 3. Das im System gemäß dem Stand der Technik verwendete Eingangs-Ausgangs-Leistungsausgleichsprinzip basiert auf einem Betrieb mit fester Frequenz, wohingegen die vorliegende Lösung unabhängig davon anwendbar ist, ob die Schaltfrequenz konstant ist oder nicht.
    • 4. Das Verfahren gemäß dem Stand der Technik scheint praktisch auf nicht isolierte Wandler nur deswegen anwendbar zu sein, da es die Kombination von Gleichstromsignalen in der Steuerschaltung erfordert, die sowohl von der Eingangsseite als auch von der Ausgangsseite des Wandlers kommen. Diese Aufgabe wäre in isolierten Wandlern viel komplizierter.
    • 5. Das Verfahren gemäß dem Stand der Technik, das auf einem rücksetzbaren Integrator basiert, strebt nach dem Erreichen von Ausgangsspannungsregelung mittels eines Zyklus-für-Zyklus-Gleichgewichts der Eingangsleistung und der Ausgangsleistung; in den vorliegenden Lösungen, in denen der Integrator nicht notwendigerweise rücksetzbar ist, kann die Ausgangsspannungsregelung durch geeignetes Programmieren des gemittelten Eingangsstroms erreicht werden.
    • 6. Das Verfahren gemäß dem Stand der Technik verwendet einen Drei-Eingangs-Breitband-Multiplikator, der eine Multiplikation und eine Division ausführt; in der vorliegenden Lösung reicht eine einfachere Divisionseinrichtung 282a mit zwei Eingängen und schmaler Bandbreite aus, da sie langsam variierende Signale (v und y) verarbeitet.
  • Wie vorstehend erwähnt, kann das Leistungssteuermodul 280 der vorliegenden Offenbarung auf die meisten Schaltwandler mit einem Rückkopplungskreis angewendet werden, wie z. B. die in 3a und 3b gezeigten Aufwärtswandler und Sperrwandler.
  • 9 zeigt eine Ausführungsform eines LLC-Resonanz-Halbbrückenwandlers. Insbesondere ist der Wandler ein sogenannter „Breit-LLC”, d. h., ein LLC Resonanz-Halbbrückenwandler, der direkt von der Leitung der gleichgerichteten Leistung versorgt wird ohne ein Leistungsfaktorkorrektur(PFC)Vorregler-Frontende, das üblicherweise erforderlich ist, um mit sämtlichen weltweiten Wechselstromquellen für Wohnhäuser und gewerbliche Gebäude zu arbeiten (von 88 Vac bis 264 Vac).
  • Dementsprechend wird in der betrachteten Ausführungsform die Eingangsspannung Vin direkt über einen Gleichrichter 264, wie z. B. einen Brücken-Gleichrichter, erlangt, der eine an die Eingangsanschlüsse 266 a und 266 b des Wandlers 20a angelegte Wechselstromenergiezufuhr Vac gleichrichtet. Im Allgemeinen kann am Ausgang des Gleichrichters 264 auch ein Kondensator Cin vorgesehen sein, der die Eingangsspannung Vin stabilisieren kann.
  • Dementsprechend liefert in der betrachteten Ausführungsform der Gleichrichter 264 zwischen einer Leitung 260 und einer Masse GND1 die Gleichspannungs-Eingangsspannung Vin. Diese Spannung Vin wird an eine Leistungsstufe des Wandlers angelegt. Insbesondere im Fall eines LLC Resonanz-Halbbrückenwandlers weist die Leistungsstufe einen Transformator T mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung auf.
  • Im Allgemeinen weist ein LLC-Resonanz-Wandler eine Reiheninduktivität Ls, d. h. eine Induktivität, die in Reihe mit der Primärwicklung geschaltet ist, eine parallele Induktivität Lp, d. h. eine Induktivität, die parallel zu der Primärwicklung geschaltet ist und einen Resonanzkondensator Cr, der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, auf. Diese Induktivitäten können häufig mit der Leckinduktivität und der Magnetisierungsinduktivität des Transformators T implementiert sein. Die Induktivitäten Ls und Lp können jedoch auch weitere Induktoren aufweisen, die in Reihe und/oder parallel zu der Primärwicklung und/oder der Sekundärwicklung des Transformators T geschaltet sind.
  • Das Transformatorwindungsverhältnis kann z. B. 17:4 (primär/sekundär) sein, die Transformatorleckinduktivität (mit kurzgeschlossenen Sekundärwindungen gemessen) kann Ls = 29 μH betragen und die Transformatorprimärinduktivität (mit offenen Sekundärwicklungen gemessen) kann L1 = 63 μH betragen, so dass Lp = L1 – Ls = 34 μH.
  • Dementsprechend weist die Leistungsstufe auf der Primärseite eine Halbbrücke auf, die zwei elektrische Schalter SWa und SWb aufweist, die in Reihe zwischen die Spannung Vin und die primärseitige Masse GND1, d. h. den negativen Anschluss des Gleichrichters 264, geschaltet sind. Insbesondere ist die Primärwicklung des Transformators T zwischen dem Zwischenpunkt der Halbbrücke und der Masse GND1 in Reihe mit dem Kondensator Cr (und möglicherweise einem weiteren Induktor Ls) geschaltet. Dieser Resonanzkondensator kann z. B. Cr = 2 × 68 nF sein.
  • In der betrachteten Ausführungsform weist die Leistungsstufe auf der Sekundärseite eine Vollwellen-Gleichrichtungsanordnung auf. In der betrachteten Ausführungsform weist der Transformator T z. B. eine Sekundärwicklung mit Mittelabgriff (d. h. zwei in Reihe geschaltete Sekundärwicklungen) und zwei Dioden Da und Db auf. Insbesondere ist der Zwischenpunkt (oder Mittelabgriff) der Sekundärwicklung mit der sekundärseitigen Masse GND2 verbunden. Die Anode der Diode Da ist mit einem ersten Anschluss der Sekundärwicklung verbunden und die Kathode der Diode Da ist mit dem positiven Ausgangsanschluss 262 verbunden. Auf ähnliche Weise ist die Anode der Diode Db mit dem zweiten Anschluss der Sekundärwicklung verbunden und ist die Kathode der Diode Db wieder mit dem positiven Ausgangsanschluss 262 verbunden. Dementsprechend wird eine positive Halbwelle an der Sekundärwicklung über die Diode Da an den Ausgang 262/GND2 übertragen (der die Ausgangsspannung Vout und den Ausgangsstrom Iout liefert) und eine negative Halbwelle an der Sekundärwicklung über die Diode Db an den Ausgang 262/GND2 übertragen.
  • In verschiedenen Ausführungsformen weist die Leistungsstufe auch einen Ausgangskondensator Cout auf, der parallel zu dem Ausgang des Wandlers 262/GND2 geschaltet ist. Der Ausgangskondensator kann z. B. Cout = 4 × 470 μF sein, wobei der äquivalente Reihenwiderstand (max.) des Ausgangskondensators Rc = 38/4 mΩ ist.
  • In der betrachteten Ausführungsform werden die elektrischen Schalter SWa und SWb, wie z. B. Leistungs-MOSFETs mit zugeordneten entsprechenden Körperdioden DSWa und DSWb, von einer Steuerschaltung 28 (vergleiche 10), wie z. B. einer integrierten Schaltung gesteuert, die entsprechende Treibersignale HVG und LVG erzeugt.
  • In der betrachteten Ausführungsform ist z. B. die Steuerschaltung 28 zum Treiben der Schalter SWa und SWb als eine Funktion der Ausgangsspannung Vout konfiguriert.
  • Allgemein kann, wie in 10 gezeigt, die Steuerschaltung 28 einen Halbbrückentreiber 246a aufweisen, der dafür konfiguriert ist, die Treibersignale HVG und LVG zu erzeugen, so dass die beiden Schalter SWa und SWb im Wesentlichen in Gegenphase eingeschaltet und ausgeschaltet werden. Zwischen dem Ausschalten des einen Schalters und dem Einschalten des komplementären Schalters kann eine kurze Totzeit eingeführt werden. Diese Totzeit stellt sicher, dass die Schalter SWa und SWb nie überkreuz leiten und dass sie mit weichem Schalten (einschalten mit Null Drain-zu-Source-Spannung ZVS) arbeiten können. Folglich wird die an den Zwischenpunkt der Halbbrücke angelegte Spannung eine Rechteckwelle mit einer Frequenz fsw sein, normalerweise mit einem Tastverhältnis von 50%, die im Wesentlichen von Null bis Vin schwingt.
  • In der betrachteten Ausführungsform wird die Regelung durch Ändern der Frequenz dieser Rechteckwelle, d. h. der Schaltfrequenz der Halbbrücke, ausgeführt. Beispielsweise nimmt mit zunehmender Frequenz die übertragene Leistung ab.
  • In der betrachteten Ausführungsform weist die Steuerschaltung 28 auf, dass somit ein Modulator 244a verwendet wird, der die Schaltfrequenz fsw steuert. Der Modulator 244a kann z. B. einen programmierbaren Oszillator aufweisen, der z. B. mit einem Kondensator COSC realisiert ist, der außerhalb der Steuerschaltung 28 angeordnet ist. Dieser Kondensator COSC kann z. B. zwischen einen Stift der Steuerschaltung 28 und die Masse GND1 geschaltet sein und kann abwechselnd geladen und entladen werden durch einen Strom IOSC, dessen Wert durch ein Rückkopplungssteuersignal definiert wird. In der betrachteten Ausführungsform ist dieser Strom z. B. durch den durch den Widerstand Radj fließenden Strom definiert.
  • Dieser Wandler bringt eine Reihe von Herausforderungen mit sich. Einige davon, wie z. B. die Beschränkung der maximalen Leistung während Überlast oder Kurzschluss auf einen Wert, der wenig von der Eingangsspannung abhängt, oder das Ändern des Betriebsmodus des Wandlers bei vorgegebenen Laststufen unabhängig von der Eingangsspannung, um Energiesparanforderungen zu entsprechen, kann von dem in dieser Offenbarung vorgeschlagenen PCM-Ansatz angegangen werden.
  • Wie vorstehend erwähnt, entspricht in einer herkömmlichen LCC Wandlerschaltung das Rückkopplungssteuersignal normalerweise einem Signal, das indikativ für die Ausgangsspannung Vout ist.
  • Dementsprechend weist in der in 9 gezeigten Ausführungsform der Wandler 20 einen Spannungssensor S2a, der dafür konfiguriert ist, die Ausgangsspannung Vout zu messen, und eine Signalkonditionierungsschaltung 242, die dafür konfiguriert ist, das gemessene Signal von der Sekundärseite an die Primärseite zu übertragen, auf. Eine mögliche Implementierung der Ausgangsspannungsmessschaltung S2a und der Signalkonditionierungsschaltung 242 wurde bereits in 4 offenbart. In der betrachteten Ausführungsform ist das Signal, das die Isolationsbarriere kreuzt, z. B. der Strom ic des Optokopplers, der durch einen Widerstand RFB in eine Rückkopplungsspannung vc umgewandelt werden kann.
  • In der betrachteten Ausführungsform entspricht das Rückkopplungssignal y z. B. der Spannungsrückkopplungsspannung vc.
  • Der in 9 gezeigte Wandler kann z. B. folgende elektrische Spezifikation aufweisen:
    Parameter Symbol Wert Einheit
    Wechselstrom-Eingangsspannungsbereich Vac 88–264 Vrms
    Wechselstrom-Leitungsfrequenz fVac 50 Hz
    Gleichstromeingangsspannungsbereich Vin 90–375 V
    geregelte Ausgangsspannung Vout 24 V
    kontinuierlicher Ausgangsleistungsbereich Pout 0–250 W
    Reihenresonanzfrequenz fr1 80 kHz
    maximale Schaltfrequenz fsw 200 kHz
  • Wie vorstehend erwähnt, wird das Rückkopplungssignal y dem Modulator 244 nicht direkt zugeführt, sondern einem Leistungssteuermodul 280, das auch Signale v und i empfängt, die indikativ für die Eingangsspannung Vin und den Eingangsstrom Iin sind.
  • In der betrachteten Ausführungsform wird z. B. das Signal v durch eine Spannungsmessschaltung S1a erlangt, die einen Spannungsteiler aufweist, der zwei Widerstände R4 und R5 aufweist, die in Reihe zwischen die Eingangsspannung Vin und die Masse GND1 geschaltet sind, d. h. das Signal v entspricht einer herunterskalierten Version der Spannung Vin und das Divisionsverhältnis schafft die Verstärkung Kv.
  • Im Gegensatz dazu wird das Signal i durch eine zweite Sensorschaltung S1b erlangt, die dafür konfiguriert ist, einen Wert zu messen, der indikativ für den Eingangsstrom Iin ist. In der betrachteten Ausführungsform kommt z. B. das Signal i (dimensional eine Spannung) von einer Anordnung von zwei Strommesswiderständen Rs, was ein bidirektionales Lesen des Schwingkreisstroms (d. h. des Stroms Ip, der durch die Primärwicklung des Transformators T fließt), sowohl, wenn der Schalter Qa geschlossen ist, als auch, wenn der Schalter Qb geschlossen ist, ermöglicht. Dementsprechend beträgt in dieser bestimmten Konfiguration die Verstärkung Ki, (dimensional ein Widerstand) das Doppelte von dem Widerstandswert des Widerstands R.
  • Wie vorstehend erwähnt, werden das Rückkopplungssignal VFB (das y entspricht) und die Signale v und i, die Vorwärtskopplungssignale darstellen, dem Leistungssteuermodul 280 zugeführt.
  • In 10 wird z. B. der in 7 gezeigte analoge Ansatz verwendet. Beispielsweise wird vor dem Zuführen des Rückkopplungssignals y = vc zu der analogen Divisionseinrichtung 282a des PCM 280 das Rückkopplungssignal um 1 V (= y0) versetzt, so dass unter Bedingungen ohne Last das Rückkopplungssignal größer als 1 V ist.
  • Außerdem ist in der betrachteten Ausführungsform das integrierende Rückkopplungsnetzwerk 288 des Operationsverstärkers 286 mittels eines Widerstandes RINT und eines Kondensators CINT realisiert, die außerhalb der Steuerschaltung 28 angeordnet sein können.
  • Die vorstehend genannten Parameter können z. B. die folgenden Werte aufweisen:
    Parameter Symbol Wert Einheit
    Eingangsstrommessverstärkung (Strommesswiderstand) Ki = 2 Rs 0,068 Ω
    Eingangsspannungmessdivisionsverhältnis Kv 2,1·10–2 -
    Verstärkung des analogen Divisionsblockes KD 0,4 V
    Integratorwiderstand RINT 10 kΩ
    Integratorkapazität CINT 2,2 nF
    Spannung-zu-Strom Verstärkung des Integrators Radj 2 kΩ
  • Der vorstehend genannte Wandler wurde unter unterschiedlichen Versorgungs- und Lastbedingungen, wie z. B. Volllast (250 W) Bedingung für unterschiedliche Eingangsspannungen, insbesondere Vac = 90 V und Vac = 264 V, getestet:
    Parameter Symbol Wert Einheit
    Gleichstromeingangsspannung Vin 115 V
    Gleichstromeingangsstrom Iin 2,376 A
    Eingangsleistung Pin 271,8 W
    Wandlungseffizienz ηη 92,1 %
    mind. Schaltfrequenz fsw 67,7 kHz
    Rückkopplungsspannung y (vc) 2,883 V
    Bezugsspannung für Integrator iref 0,319 V
    Integratorausgangsspannung w 1,872 V
    Parameter Symbol Wert Einheit
    Gleichstromeingangsspannung Vin 368 V
    Gleichstromeingangsstrom Iin 0,737 A
    Eingangsleistung Pin 271,2 W
    Wandlungseffizienz η 92,3 %
    minimale Schaltfrequenz fsw 131,4 kHz
    Rückkopplungsspannung y (vc) 2,884 V
    Bezugsspannung für Integrator iref 0,099 V
    Integratorausgangsspannung w 1,425 V
  • Beim Vergleich der vorstehenden Ergebnisse ist zu verstehen, dass der PCM-Block 280 sicherstellt, dass die Eingangsleistung Pin und auch das Rückkopplungssignal y so gut wie unverändert bleiben.
  • Weitere Tests haben gezeigt, dass die hierin offenbarten Lösungen auch gegenüber mit der Zeit schwankenden Versorgungsspannungen und/oder Lastbedingungen stabil sind.
  • Die Details der Konstruktion und der Ausführungsformen können selbstverständlich bezüglich der vorliegenden rein beispielhaften Beschreibung und Darstellung unbeschadet der Prinzipien der Erfindung breit variieren, ohne dadurch vom Offenbarungsbereich der vorliegenden Erfindungen abzuweichen, wie er in den folgenden Ansprüchen definiert ist.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
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Claims (13)

  1. Leistungssteuermodul (280) für einen elektrischen Wandler (20a), wobei der elektrische Wandler (20a) aufweist: – eine Leistungsstufe (22), die zwei Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) zum Empfangen eines ersten Leistungssignals und zwei Ausgangsanschlüsse (262, GND2) zum Liefern eines zweiten Leistungssignals aufweist, und – eine Steuerschaltung (24a), die dafür konfiguriert ist, den Betrieb der Leistungsstufe (22) als eine Funktion eines Rückkopplungssteuersignals (y) zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungssteuermodul (280) aufweist: – ein Vorbearbeitungsmodul (282, 290), das dafür konfiguriert ist, ein Bezugssignal (iref) als eine Funktion des Rückkopplungssteuersignals (y) und eines ersten Signals (v), das repräsentativ für eine an die zwei Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) angelegte Spannung (Vin) ist, zu erzeugen und – einen Fehlerverstärker (286, 284), der dafür konfiguriert ist, ein modifiziertes Steuersignal (w) als eine Funktion des Bezugssignals (Iref) und eines zweiten Signals (i), das repräsentativ für einen Strom (Iin; IP) ist, der durch die beiden Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) fließt, zu erzeugen.
  2. Leistungssteuermodul (280) nach Anspruch 1, wobei das Vorbearbeitungsmodul (282, 290) aufweist: – eine Additionseinrichtung (290), die dafür konfiguriert ist, einen Versatz (y0) auf das Rückkopplungssteuersignal (y) anzuwenden.
  3. Leistungssteuermodul (280) nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei das Vorbearbeitungsmodul (282, 290) aufweist: – eine Divisionseinrichtung (282), die dafür konfiguriert ist, das Bezugssignal (Iref) durch Dividieren des Rückkopplungssteuersignals (y) durch das erste Signal (v) zu berechnen.
  4. Leistungssteuermodul (280) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Fehlerverstärker (286, 284) mindestens eine integrale Komponente aufweist.
  5. Leistungssteuermodul (280) nach Anspruch 3 oder Anspruch 4, wobei der Fehlerverstärker (286, 284) aufweist: – einen Operationsverstärker (286) und – ein Rückkopplungsnetzwerk (288) für den Operationsverstärker (286), wobei das Rückkopplungsnetzwerk (288) mindestens einen Kondensator (CINT) aufweist.
  6. Leistungssteuermodul (280) nach Anspruch 5, wobei der Operationsverstärker (286) einen invertierenden Eingangsanschluss, einen nicht invertierenden Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei der Operationsverstärker (286) dafür konfiguriert ist, das Bezugssignal (Iref) an dem nicht invertierenden Eingangsanschluss und das zweite Signal (i) an dem invertierenden Eingangsanschluss zu empfangen, und wobei das Rückkopplungsnetzwerk (288) zwischen dem Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss angeordnet ist.
  7. Integrierte Schaltung (28), dadurch gekennzeichnet, dass die integrierte Schaltung (28) ein Leistungssteuermodul (280) nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
  8. Integrierte Schaltung (28) nach Anspruch 7, wobei die integrierte Schaltung (28) einen Modulator (244) und möglicherweise einen Treiber (246) aufweist, der dafür konfiguriert ist, Treibersignale (qj(t), Qj(t), HVG, LVG) für die Leistungsstufe (22) als eine Funktion des modifizierten Steuersignals (w) zu erzeugen.
  9. Elektrischer Wandler (20) mit: – einer Leistungsstufe (22), die zwei Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) zum Empfangen eines ersten Leistungssignals und zwei Ausgangsschlüsse (262, GND2) zum Liefern eines zweiten Leistungssignals aufweist, und – eine Steuerschaltung (24a), die dafür konfiguriert ist, den Betrieb der Leistungsstufe (22) als eine Funktion eines Rückkopplungssteuersignals (y) zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (24a) ein Leistungssteuermodul (280) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1–6 aufweist.
  10. Elektrischer Wandler (20) nach Anspruch 9, wobei die Leistungsstufe (22) einen Transformator (T) aufweist, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist, und wobei das Leistungssteuermodul (280) auf der Primärseite des Transformators (T) angeordnet ist.
  11. Elektrischer Wandler (20) nach Anspruch 10, wobei das zweite Signal (i) repräsentativ für den Strom (Ip) ist, der durch die Primärwicklung fließt.
  12. Elektrischer Wandler (20) nach Anspruch 10 oder Anspruch 11, wobei die Steuerschaltung (24a) eine Signalkonditionierungsschaltung (242) aufweist, die dafür konfiguriert ist, das Rückkopplungssteuersignal (y) als eine Funktion der Spannung (Vout) oder des Stroms (IOut) zu erzeugen, die über die zwei Ausgangsanschlüsse (262, GND2) geliefert werden.
  13. Verfahren zum Steuern eines elektrischen Wandlers (20a), der aufweist: – eine Leistungsstufe (22), die zwei Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) zum Empfangen eines ersten Leistungssignals und zwei Ausgangsanschlüsse (262, GND2) zum Liefern eines zweiten Leistungssignals aufweist, und – eine Steuerschaltung (24a), die dafür konfiguriert ist, den Betrieb der Leistungsstufe (22) als eine Funktion eines Rückkopplungssteuersignals (y) zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren folgende Schritte beinhaltet: Erzeugen eines Bezugssignals (iref) als eine Funktion des Rückkopplungssteuersignals (y) und eines ersten Signals (v), das repräsentativ für eine an die zwei Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) angelegte Spannung (v) ist, und – Liefern des Bezugssignals (Iref) und eines zweiten Signals (i), das repräsentativ für einen Strom (Iin; Ip) ist, der an die beiden Eingangsanschlüsse (266 a, 266 b; 260 GND1) angelegt wird, an einen Fehlerverstärker (286, 284), wobei der Fehlerverstärker (286, 284) dafür konfiguriert ist, ein modifiziertes Steuersignal (w) als eine Funktion des Bezugssignals (Iref) und das zweiten Signals (i) zu erzeugen, und – Steuern des Betriebs der Leistungsstufe (22) als eine Funktion des modifizierten Steuersignals (w).
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