DE102016103952B4

DE102016103952B4 - Verfahren und Vorrichtung für Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor

Info

Publication number: DE102016103952B4
Application number: DE102016103952.7A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Gritti
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2015-03-18
Filing date: 2016-03-04
Publication date: 2022-07-28
Anticipated expiration: 2036-03-05
Also published as: US9621029B2; CN105991050A; DE102016103952A1; US20160276936A1; CN105991050B; CN205265550U

Abstract

Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsschaltung, aufweisend:eine Treiberschaltung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein Spannungsbezugssignal zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein Subtraktionssignal zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage des Spannungsbezugssignals und des Subtraktionssignals zu treiben;einen Multiplikator mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Signal auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Signal auf Grundlage einer Eingangsspannung in die Leistungsschaltung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu liefern; undeine Subtraktionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Subtraktionssignal auf Grundlage einer Differenz zwischen einem dritten Signal auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals und einem Erfassungssignal, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den Leistungstransistor fließt, zu liefern,wobei die Subtraktionsschaltung aufweist:einen Stromgenerator, der mit dem Multiplikator gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Kondensatorsignal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals zu erzeugen; undeine Subtraktionseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Kondensatorsignal von dem Erfassungssignal zu subtrahieren und das Subtraktionssignal zu erzeugen.

Description

Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf Wandler und insbesondere auf eine Steuervorrichtung für einen quasiresonanten Wechselstrom/Gleichstrom-Wandler mit hohem Leistungsfaktor.
Aus der Entgegenhaltung
Y. WANG; [et.al]:

An improved control strategy based on multiplier for CRM flyback PFC to reduce line current peak distortion. In: 2010 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition Year: 2010 | Conference Paperl Publisher: IEEE

eine Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsschaltung, aufweisend:
eine Treiberschaltung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein Spannungsbezugssignal zu empfangen, einem zweiten Eingang der konfiguriert ist, ein Stromsignal zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage des Spannungsbezugsignals und des Stromsignals zu treiben;
einen Multiplikator mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Signal auf Grundiage des Rückkopplungssignals zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Signal auf Grundlage der Eingangsspannung in die Leistungsschaltung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu liefern; und
eine Additionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Additionssignal auf Grundlage einer Summe zwischen einem dritten Signal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals und dem Spannungsbezugssignal zu steuern.Quasiresonante (QR) Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor (High-Power-Factor; Hi-PF) sind eine übliche Wahl bei einer Reihe von kostensensiblen Anwendungen, wie beispielsweise Solid State Lighting (SSL). Leistungswandler werden oft von der Wechselstromleitung mit Energie versorgt und viele Anwendungen sollten sowohl die IEC60950-Verordnung über elektrische Sicherheit als auch die IEC61000-3-2-Verordnung über die Grenzen für Emissionen von Oberschwingungsstrom erfüllen. Tatsächlich sind sie in der Lage, eine Busspannung zu erzeugen, die von der Stromleitung getrennt ist, um IEC60950 zu erfüllen, und einen Strom mit niedrigem Oberschwingungsgehalt aufzunehmen, um IEC61000-3-2 mit einer einzigen Wandlerstufe zu erfüllen.

Im Handel ist eine beträchtliche Anzahl von Leistungsfaktorsteuerungs(Power Factor Control; PFC)-Steuerchips erhältlich, die QR-Betrieb umsetzen (beispielsweise Transition Mode, Boundary Mode oder Critical Mode). Obgleich diese ursprünglich zum Steuern von PFC-Wandlern unter Verwendung von Aufwärtswandlungs-Topologie gestaltet wurden, können sie auch bei der Steuerung von Hi-PF QR-Sperrwandlern erfolgreich verwendet werden.
Ein Hi-PF-Sperrwandler wird von der Wechselstromleitung ohne einen Energiespeicherkondensator nach dem Eingangsbrückenstromrichter mit Energie versorgt, so dass eine Eingangsspannung im Grunde eine stromgerichtete Sinuskurve (V_in(θ) = V_PK |sin θ|) ist und der von der Stromleitung bezogene Strom sinusformartig ist.
Ein Sperrwandler (ob Hi-PF oder nicht) wird als QR-betrieben betrachtet, wenn das Einschalten des Leistungsschalters, oft ein MOSFET, mit dem Moment synchronisiert wird, in dem der Transformator sich entmagnetisiert, wenn der Sekundärstrom Null geworden ist, in der Regel nach einer geeigneten Verzögerung. Dies ermöglicht das Einschalten im Tal des Drain-Spannungs-Schwingens, das auf die Entmagnetisierung folgt, wodurch Einschaltverluste reduziert werden. Aus diesem Grund wird dieser Vorgang oft als „Talschalten“ bezeichnet. Meistens wird Spitzenstrommodussteuerung verwendet, so dass das Ausschalten des Leistungsschalters durch das Stromerfassungssignal bestimmt wird, das den von dem Regelkreis, der die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom regelt, programmierten Wert erreicht.
1 zeigt einen Hi-PF QR-Sperrwandler 20 gemäß dem Stand der Technik. Auf der Primärseite weist der Sperrwandler 20 einen Brückengleichrichter 22 mit der Wechselstromleitung an seinem Eingang 24 auf. Ein Kondensator C_in, der als ein Hochfrequenzglättungsfilter dient, ist über die Ausgangsanschlüsse des Brückengleichrichters 22 geschaltet, wobei der negative Anschluss mit der Masse verbunden ist und der positive Anschluss mit einer Primärwicklung L_p eines Transformators 26 verbunden ist. Der Transformator 26 hat auch eine Hilfswicklung Laux und eine Sekundärwicklung L_S. Der Drain-Anschluss eines Leistungsschalters M ist mit der Primärwicklung L_p verbunden und dessen Source-Anschluss ist über einen Widerstand Rs mit der Masse verbunden. Der Widerstand Rs ermöglicht ein Lesen des durch den Leistungsschalter M fließenden Stroms, der repräsentativ für den Strom ist, der durch L_p fließt, wenn M EIN ist. Die Primärseite des Wandlers weist auch einen Widerstandsspannungsteiler, der aus Widerständen R_a und R_b besteht und parallel zu dem Kondensator C_in geschaltet ist, und eine Klemmschaltung 27, die die durch die Leckinduktanz der Primärwicklung L_p bedingten Spitzen an der Drain-Spannung klemmt, auf.
Auf der Sekundärseite des Transformators 26 hat die Sekundärwicklung L_s ein Ende, das mit der Sekundärmasse verbunden ist, während das andere Ende mit der Anode einer Diode D verbunden ist. Die Kathode der Diode D ist mit der positiven Platte eines Kondensators C_out verbunden, dessen negative Platte mit der Sekundärmasse verbunden ist.
Dieser Sperrwandler 20 erzeugt an seinen Ausgangsanschlüssen über C_out eine Gleichspannung V_out, die die Last versorgt. Bei Annahme einer SSL-Anwendung ist die Last eine Kette von LEDs mit hoher Beleuchtungsstärke.
Der Wandler ist ein getrennter Wandler mit geschlossenem Regelkreis, in dem die zu regelnde Größe (entweder die Ausgangsspannung V_out oder der Ausgangsstrom I_out) mit einem Bezugswert verglichen wird und ein Fehlersignal in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der geregelten Größe und dem Bezugswert erzeugt wird. Dieses Fehlersignal wird an die Primärseite übertragen, typischerweise mit einem Optokoppler, der in 1 nicht gezeigt ist. Auf der Primärseite ist dieses Fehlersignal durch einen Strom I_FB dargestellt, der von einem zugeordneten Anschluss FB in einer Steuereinrichtung 29 abgeführt wird, wodurch eine Steuerspannung V_c am Anschluss FB erzeugt wird. Die Steuereinrichtung 29 treibt den Leistungsschalter M teilweise auf Grundlage der Steuerspannung V_c. Die Steuerspannung V_c kann als ein Gleichstrompegel betrachtet werden, wenn die Bandbreite der offenen Schleife des gesamten Regelkreises, die von einem Frequenzkompensationsnetzwerk bestimmt wird, das sich in einem getrennten Rückkopplungsblock 28 befindet, schmal genug ist, typischerweise unter 20 Hz, und ein stationärer Betrieb angenommen wird.
Die Steuerspannung V_c wird intern in einen Eingang eines Multiplikatorblocks 30 eingespeist. Der Multiplikator 30 empfängt auch einen Teil der über C_in erfassten stromgerichteten Momentanleitungsspannung, die an einem Widerstandsteiler Ra-Rb geteilt wird. Das Teilungsverhältnis Rb / (Ra + Rb) ist mit K_p bezeichnet.
Die Ausgabe des Multiplikatorblocks 30 ist das Produkt einer stromgerichteten Sinuskurve mal einem Gleichspannungspegel, dann immer noch eine stromgerichtete Sinuskurve, deren Amplitude von der Effektivwertleitungsspannung und der Amplitude der Steuerspannung V_c abhängt. Das Ausgangssignal des Multiplikators 30 wird ein Spannungsbezugssignal V_CS,_REF(θ) für den Spitzenprimärstrom sein.
Das Ausgangssignal des Multiplikators 30 wird dem invertierenden Eingang einer Vergleichseinrichtung 32 zugeführt, die an ihrem nicht invertierenden Eingang das Erfassungssignal V_CS(t, θ) empfängt, das über den Messwiderstand Rs erfasst wird. Das Erfassungssignal V_CS(t, θ) ist proportional zu dem Momentanstrom I_p(t, θ), der durch die Primärwicklung L_p und den Leistungsschalter M fließt, wenn der Leistungsschalter M EIN ist. Angenommen, der Leistungsschalter M ist anfangs EIN, wird der Strom durch die Primärwicklung L_p und somit auch die Spannung über den Widerstand Rs ansteigen. Ein SR-Flip-Flop 34 hat einen Ausgang Q, der mit einem Treiber 35 gekoppelt ist, der den Leistungsschalter M treibt. Wenn V_CS(t,θ) gleich V_CS,REF(θ) ist, setzt die Vergleichseinrichtung 32 das SR-Flip-Flop 34 zurück und wird der Leistungsschalter M ausgeschaltet. Dadurch bestimmt das Bezugsspannungssignal V_CS,REF(θ) von dem Multiplikator 30, das als eine stromgerichtete Sinuskurve geformt ist, den Spitzenwert des Primärstroms, der von einer stromgerichteten Sinuskurve eingehüllt sein wird.
Nach dem Ausschalten des Leistungsschalters M wird die in der Primärwicklung L_p gespeicherte Energie durch magnetische Kopplung an die Sekundärwicklung L_s übertragen und dann in den Ausgangskondensator C_out und die Last abgegeben, bis die Sekundärwicklung L_s vollständig entmagnetisiert ist. Zu diesem Zeitpunkt öffnet sich die Diode D und wird der Drain-Knoten, der bei V_in(θ) + V_R fixiert war, während L_s und D geleitet haben, schwebend. Die Spannung des Drain-Knotens tendiert dazu, letztendlich die Momentanleitungsspannung V_in(θ) zu erreichen durch ein gedämpftes Schwingen aufgrund derer parasitärer Kapazität, die mit L_p zu schwingen beginnt. Jedoch wird der rasche Abfall der Drain-Spannung, der auf die Entmagnetisierung des Transformators 26 folgt, mit dem Anschluss ZCD der Steuereinrichtung durch die Hilfswicklung Laux und den Widerstand R_ZCD gekoppelt. Ein Nulldurchgangsdetektor (ZCD) 36 gibt jedes Mal einen Impuls ab, wenn er dektiert, dass eine negativ werdende Flanke unter einen Schwellenwert abfällt, und dieser Impuls stellt das SR-Flip-Flop 34 ein und treibt den Leistungsschalter M EIN, wodurch ein neuer Schaltzyklus gestartet wird.
Ein ODER-Gate 38 zwischen dem ZCD 36 und dem eingestellten Eingang des SR Flip-Flops 34 ermöglicht, dass die Ausgabe eines Startblocks 40 einen Schaltzyklus initiiert. Der Startblock 40 erzeugt ein Signal beim Einschalten, wenn kein Signal an dem Eingangsanschluss ZCD verfügbar ist, und verhindert, dass der Wandler 20 stecken bleibt, falls das Signal am Einganganschluss ZCD aus irgendeinem Grund verloren geht.
Nimmt man θ ∈ (0,π) an, ist entsprechend dem betrachteten Steuerschema die Spitzenhüllkurve des Primärstroms gegeben durch: $I_{p k p} (θ) = I_{p} (T_{O N}, θ) = I_{P K p} sin θ$
Es ist zu beachten, dass dieses Schema zu einer konstanten EIN-Zeit T_ON des Leistungsschalters M führt: $T_{O N} = L p \frac{I_{P K p} sin θ}{V_{P K} sin θ} = L p \frac{I_{P K p}}{V_{P K}}$
Der Einfachheit halber wird die AUS-Zeit des Leistungsschalters, T_OFF(θ), als übereinstimmend mit der Zeit T_FW(θ) betrachtet, während derer Strom auf der Sekundärseite fließt. Mit anderen Worten wird das Zeitintervall T_R, während dessen die Spannung über dem Primärschalter bis zum Erreichen des Tals des Schwingens schwingt, vernachlässigt. Dies ist akzeptabel, solange T_R << T_OFF(θ).
Die Schaltperiode T(θ) ist somit gegeben durch: $T (θ) = T_{O N} + T_{F W} (θ)$
Unter Berücksichtigung des Volt-Sekunden-Gleichgewichts über dem Primärinduktor ist es möglich zu schreiben: $T_{F W} (θ) = T_{O N} \frac{V_{P K} s i n θ}{V_{R}}$
wobei V_R die reflektierte Spannung ist, d.h. die Ausgangsspannung V_out mal das Verhältnis von Primär- zu Sekundärwindungen n = N_p/N_s, betrachtet über die Primärwicklung L_p des Transformators 26 in dem Zeitintervall T_FW(θ): $V_{R} = n (V_{o u t} + V_{F})$
wobei V_F der Durchlassabfall an dem Sekundärgleichrichter ist. Somit kann T(θ) neu geschrieben werden als: $T (θ) = T_{O N} (1 + K_{v} s i n θ)$
wobei K_V = V_PK / V_R.
Der Eingangsstrom I_in(θ) in den Wandler wird durch Mitteln des Primärstroms I_p(t,θ) über einen Schaltzyklus festgestellt. Der Primärstrom ist die Reihe von grauen Dreiecken in dem Diagramm in 2 auf der rechten Seite, so dass sich unter Berücksichtigung von Gleichung (1) herausstellt, dass: $I_{i n} (θ) = \frac{1}{2} I_{p k p} (θ) \frac{T_{O N}}{T (θ)} = \frac{1}{2} I_{P K p} \frac{s i n θ}{1 + K_{v} s i n θ}$
Gleichung (7) zeigt, dass der Eingangsstrom keine reine Sinuskurve ist. Die Funktion sin θ / (1 + K_V sin θ), die in 3a für unterschiedliche Werte von K_V gezeigt ist, ist eine periodische gerade Funktion, das Doppelte der Leitungsfrequenz. Im Gegensatz dazu wird der von dem Stromnetz bezogene Strom das „ungerade Gegenstück“ bei der Leitungsfrequenz sein, wie in 3b gezeigt.
Der Strom ist nur für K_V = 0 sinusförmig. Wenn K_V ≠ 0, auch wenn eine sinusförmige Form erhalten bleibt, wird der Eingangsstrom verzerrt; je höher K_V, desto höher die Verzerrung. Da K_V nicht Null sein kann (was erfordern würde, dass die reflektierte Spannung gegen unendlich geht), ist die offensichtliche Schlussfolgerung, dass dieses QR-Steuerschema, anders als bei Aufwärtswandlungs-Topologie, selbst im idealen Fall weder eine Gesamt-Oberschwingungsverzerrung (THD von „Total Harmonic Distortion“) des Eingangsstroms von Null noch einen Leistungsfaktor Eins in einem Sperrwandler erlaubt.
4 zeigt die Graphen der THD des Eingangsstroms und des Leistungsfaktors in Beziehung zu K_V.
Obgleich die Verzerrung signifikant ist, besonders bei hoher Leitung (d.h. K_V ist hoch), liegen die einzelnen Oberschwingungen immer noch gut innerhalb der Grenzen gemäß der Verordnung über Grenzen für Emissionen von Oberschwingungsstrom, IEC61000-3-2 (oder dem japanischen Äquivalent, JEIDA-MITI). Ein Beispiel für Messungen von Oberschwingungen in einer tatsächlichen Anwendung ist in 5 gezeigt. Aus diesem Grund wird der Hi-PF QR-Sperrwandler derzeit weitläufig genutzt, insbesondere bei SSL-Anwendungen, wo Sicherheitsisolierung von der Energieleitung durch die Verordnungen erforderlich ist. Diese umfassen LED-Treiber im Bereich von einigen Watt bis zu zehnfachen Watt für die Beleuchtung in Wohnhäusern und kommerziell genutzten Räumen.
Weiterhin mit Bezug auf den SSL-Markt ist diese inhärente Verzerrung ein bedeutendes Problem. Wie in dem Graphen von 4 gezeigt, ist es tatsächlich schwierig, den Sollwert von THD <10 % (oder sogar niedriger) einzuhalten, der in einigen geographischen Gebieten eine Anforderung des Marktes wird. Geringe K_V-Werte sollten selbst bei hoher Leitung verwendet werden, was eine hohe reflektierte Spannung V_R bedeutet. Da der Leistungs-MOSFET in einem Sperrwandler für eine Durchschlagspannung ausgelegt sein muss, die signifikant größer als V_PKmax + V_R ist, erfordert im Grunde ein hohes V_R einen MOSFET mit hoher Nennspannung, der kostenaufwändiger ist und höhere parasitäre Verluste hat. In der Praxis kann V_R, um dieses Ziel zu erreichen, so hoch sein, dass ein MOSFET mit einer geeigneten Nennspannung hinsichtlich der Kosten nicht infrage kommt oder zu hohem Leistungsverlust führt oder nicht einmal erhältlich ist.
In der Literatur wird berichtet, dass ein Hi-PF Sperrwandler, der im Discontinuous Conduction Modus (DCM) mit einer festen Schaltfrequenz betrieben wird, keine inhärente Verzerrung des Eingangsstroms hat. Insbesondere wurde gezeigt, dass bei dieser Art von Betrieb die Form des Eingangsstroms, der der durch die Größe D²T gegebenen Eingangsspannung folgt, wobei D das Tastverhältnis des Leistungsschalters und T die Schaltperiode ist, entlang jedem Leitungshalbzyklus im stationären Zustand konstant ist. Mit einer festen Schaltperiode T erreicht die Konstanthaltung des Tastverhältnisses D entlang einem Leitungshalbzyklus der das Steuerziel.
Per Definition schafft dies einen Leistungsfaktor Eins und, mit einer sinusförmigen Eingangsspannung, einen sinusförmigen Eingangsstrom. Dieser Ansatz wird bei kommerziellen Produkten verwendet.
Es bestehen jedoch einige Vorteile bei der Verwendung von QR-Betrieb, die beim Betrieb in DCM mit einer Festfrequenz (FF) verloren gehen.
Erstens führt der QR-Betrieb zu niedrigeren Emissionen geleiteter elektromagnetischer Interferenz (EMI). Aufgrund der sinusförmigen Eingangsspannung wird die Schaltfrequenz beim doppelten Wert der Leitungsfrequenz f_L moduliert. Dadurch wird das Spektrum über Frequenzbänder verteilt, anstatt sich auf einzelne Frequenzwerte zu konzentrieren. Besonders beim Messen von geleiteten Emissionen mit dem Detektionsverfahren der Mittelung kann der Pegel um mehrere dBµV reduziert werden. Dies ermöglicht die Reduzierung der Größe und Kosten des EMI-Filters.
Zweitens schafft ein QR-Betrieb einen sichereren Betrieb unter Kurzschlussbedingungen. Die Leitungszyklen des Leistungsschalters (MOSFET) beginnen erst, wenn der Transformator vollständig entmagnetisiert ist, so dass kein Durchgehen des Flusses und somit keine Sättigung des Transformators möglich sind. Außerdem ist während eines Kurzschlusses die Entmagnetisierungsspannung sehr gering, so dass die für die Entmagnetisierung des Transformators benötigte Zeit sehr lang wird und der Wandler bei einer niedrigen Frequenz mit einem geringen Tastverhältnis arbeitet. Folglich ist die Leistung, die der Wandler transportieren kann, sehr gering.
Schließlich führt QR-Betrieb zu höherer Effizienz. Im QR-Betrieb arbeitet der Wandler sehr nah an der DCM-CCM (Continuous Conduction Modus)-Grenze. Der Formfaktor (d.h. das Verhältnis des Effektivwerts zu dem Gleichstromwert) sowohl des Primär- als auch des Sekundärstroms ist im Allgemeinen bezüglich FF-Betrieb, bei dem der Wandler tief in DCM arbeiten kann, kleiner. Dementsprechend sind für einen gegebenen Durchsatz die Leitungsleitverluste mit QR geringer. Außerdem ermöglicht QR Tal-Schalten oder sogar echtes weiches Schalten (Null-Spannung-Schalten, ZVS, wenn V_PK < V_R), was Einschaltverluste in dem Leistungsschalter (MOSFET) minimiert.
Die vorliegende Erfindung stellt bereit:

- eine Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsschaltung nach dem unabhängigen Anspruch 1,
- eine Vorrichtung zum Steuern eines Treiberschaltung einer Leistungsschaltung nach dem unabhängigen Anspruch 8,
- ein System nach dem unabhängigen Anspruch 14, und
- ein Verfahren nach dem unabhängigen Anspruch 21.

Die abhängigen Ansprüche betreffen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung richtet sich auf einen Leistungswandler mit einer Steuereinrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors. Die Steuereinrichtung hat eine Treiberschaltung, die ein Spannungsbezugssignal und ein Subtraktionssignal empfängt und ein Signal zum Treiben des Leistungstransistors auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals und des Subtraktionssignals ausgibt. Ein Multiplikator, der ein erstes Signal auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung und ein zweites Signal auf der Grundlage einer Eingangsspannung in die Leistungsschaltung empfängt, gibt das Spannungsbezugssignal aus. Eine Subtraktionsschaltung liefert das Subtraktionssignal auf der Grundlage des Bezugsspannungssignals und eines Erfassungssignals, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den Leistungsschalter fließt. Die Subtraktionsschaltung weist einen Stromgenerator, der mit dem Multiplikator gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Kondensatorsignal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals zu erzeugen, und eine Subtraktionseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Kondensatorsignal von dem Erfassungssignal zu subtrahieren und das Subtraktionssignal zu erzeugen, auf.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform weist die Subtraktionsschaltung auch einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit einem Spannungszufuhranschluss zu koppeln, wenn der Leistungsschalter EIN ist, einen zweiten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit der Subtraktionseinrichtung zu koppeln, wenn der Leistungsschalter AUS ist, und einen dritten Schalter, der dafür konfiguriert ist, die Subtraktionseinrichtung mit dem Spannungszufuhranschluss zu verbinden, wenn der Leistungsschalter EIN ist, auf.
Gemäß noch einer weiteren Ausführungsform weist die Subtraktionsschaltung außerdem einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Kondensator auf, wobei der zweite Schalter dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit dem Kondensator zu verbinden. Gemäß noch einer weiteren Ausführungsform weist die Subtraktionsschaltung einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den dritten Schalter gekoppelten Widerstand auf, wobei der Widerstand den Kondensator entlädt, wenn der dritte Schalter geschlossen ist.
Gemäß einer Ausführungsform weist die Treiberschaltung eine Vergleichseinrichtung mit einem ersten mit dem Multiplikator gekoppelten Eingang und einem zweiten mit der Subtraktionseinrichtung gekoppelten Eingang auf, wobei die Vergleichseinrichtung dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal mit dem Subtraktionssignal zu vergleichen. Gemäß einer weiteren Ausführungsform schaltet die Treiberschaltung den Leistungstransistor aus, wenn das Subtraktionssignal gleich dem Spannungsbezugssignal ist. Und gemäß einer weiteren Ausführungsform weist die Treiberschaltung ein Flip-Flop mit einem mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung gekoppelten Rücksetzeingang und einem Ausgang und einen Treiber mit einem mit dem Ausgang des Flip-Flops gekoppelten Eingang und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungsschalter zu steuern, auf.
Figurenliste

1 zeigt einen quasiresonanten Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor zusammen mit der entsprechenden integrierten Steuerschaltung gemäß dem Stand der Technik.
2 zeigt die Wellenformen des Wandlers gemäß 1 im normalen Betrieb; auf der linken Seite die Wellenformen auf einer Schaltperioden-Zeitskala, auf der rechten Seite die Wellenformen auf einer Leitungszyklus-Zeitskala.
3a zeigt den Graphen der Funktion |sin θ| / (1 + Kv |sin θ|) im Intervall θ ∈ (0,2π) für unterschiedliche Werte von Kv, wobei die Form des mittleren Primärstroms in der Schaltung gemäß 1 gezeigt ist.
3b zeigt den Graphen der Funktion sin θ/(1 + Kv |sin θ|) im Intervall θ ∈ (0,2π) für unterschiedliche Werte von Kv, wobei die Form des Eingangsstroms in der Schaltung gemäß 1 gezeigt ist.
4 zeigt den Graphen der Gesamt-Oberschwingungsverzerrung des Eingangsstroms und den mit der Schaltung gemäß 1 erlangten Leistungsfaktor für unterschiedliche Werte von Kv.
5 zeigt typische Testergebnisse für Oberschwingungen in einem quasi-resonanten Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor gemäß 1.
6 zeigt einen Aufwärtswandler und die Stromwellenformen auf einer Leitungszyklus-Zeitskala.
7 zeigt einen quasi-resonanten Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor zusammen mit der Steuereinrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung.
8 zeigt die Wellenformen des Wandlers gemäß 7 im normalen Betrieb; auf der linken Seite die Wellenformen auf einer Schaltperioden-Zeitskala, auf der rechten Seite die Wellenformen auf einer Leitungszyklus-Zeitskala.
9 zeigt die Simulationsergebnisse für die Schaltung in 7 bei Vin = 110 Vac und voller Last.
10 zeigt die Simulationsergebnisse für die Schaltung in 7 bei Vin = 230 Vac und voller Last.
11 zeigt einen Vergleich der Simulationsergebnisse zwischen dem Wandler gemäß dem Stand der Technik gemäß 1 und dem Wandler gemäß 7 hinsichtlich THD (links) und PF (rechts).

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Diese Offenbarung stellt ein Steuerverfahren vor, das quasiresonante (QR) Sperrwandler mit hohem Leistungsfaktor (Hi-PF) mit Spitzenstrommodussteuerung ermöglicht, um einen sinusförmigen Strom von der Eingangsquelle zu beziehen, was bedeutet, dass keine Oberschwingungsverzerrung des Eingangsstroms auftritt, so dass eine Leistungsfähigkeit gleich wie bei auf die gleiche Weise betriebenen Aufwärtswandlern möglich ist.
Eine Idee der vorliegenden Offenbarung stammt aus der Beobachtung der auf der rechten Seite in 2 gezeigten Wellenformen und deren Vergleich mit denen eines Aufwärtswandlers, wie dem in 6 gezeigten. In dem Aufwärtswandler ist der Eingangsstrom der Mittelwert des Induktorstroms, der sowohl während der EIN-Zeit als auch der AUS-Zeit des Leistungsschalters fließt. Folglich ist der Mittelwert, der eine Reihe von aneinanderhängenden Dreiecken ist, der halbe Spitzenwert. Vorausgesetzt, die Hüllkurve der Spitze ist sinusförmig, wird der Eingangsstrom auch sinusförmig sein.
Im Gegensatz dazu ist in dem Sperrwandler 20 gemäß dem Stand der Technik in 1 der Eingangsstrom der Mittelwert des Primärstroms, der nur während der EIN-Zeit des Leistungsschalters fließt und eine Reihe von Dreiecken ist, die durch Leerräume getrennt sind, die der AUS-Zeit des Leistungsschalters entsprechen, wie in 2 gezeigt. Dieses „Zerhacken“ bewirkt, dass der Mittelwert des Primärstroms geringer ist als der halbe Spitzenwert und von dem Tast-Pausen-Verhältnis der Dreiecke abhängt. Folglich ist der Eingangsstrom nicht mehr proportional zu der Hüllkurve der Spitzen und wird , anders als bei der sinusförmigen Hüllkurve, der Eingangsstrom nicht sinusförmig sein.
Um dies quantitativ auszudrücken, lohnt sich eine nochmalige Bezugnahme auf Gleichung 7 unter Berücksichtigung, dass: $I_{p k p} (θ) = \frac{V_{C S} (θ)}{R_{S}}$
$I_{i n} (θ) = \frac{1}{2} I_{p k p} (θ) \frac{T_{O N}}{T (θ)} = \frac{1}{2} \frac{V_{C S} (θ)}{R_{S}} \frac{T_{O N}}{T (θ)}$
Der Term I_pkp(θ), der die Spitzenhüllkurve des Primärstroms darstellt, ist sinusförmig, so dass die Verzerrung ihren Ursprung in dem Term T_ON/T(θ) hat, der durch das Zerhacken des Primärstroms eingeführt wird, der nicht konstant ist (T_ON ist konstant, aber T(θ) ist es nicht).
Die Erfinder haben festgestellt, dass, wenn das Stromerfassungssignal V_CS(θ), das I_pkp(θ) bestimmt, geeignet mit einem Term verzerrt wird, der auch proportional zu T(θ)/T_ON ist, dies den Term T_ON/T(θ) aufhebt, der durch das Mitteln eingeführt wird, und zu einem sinusförmigen mittleren Primärstrom, d.h. einem sinusförmigen Eingangsstrom, führt. Dann kann das Steuerziel in den folgenden Termen ausgedrückt werden: $V_{C S} (θ) = V_{C S_{x}} sin θ \frac{T (θ)}{T_{O N} (θ)}$
wobei T_ON als eine Funktion der Momentanleitungsphase θ bezeichnet ist. Tatsächlich ist es mit einem anderen Verfahren als dem gemäß dem Stand der Technik nicht notwendigerweise konstant.
7 zeigt einen Hi-PF QR-Sperrwandler 100, der eine Ausführungsform des neuen Verfahrens zeigt, das das Steuerziel erfüllt. Der Wandler 100 hat einen Brückengleichrichter 102 auf der Primärseite, der eine Wechselspannung V_ac von einer Wechselstromleitung an seinen Eingängen 104 empfängt und eine stromgerichtete Spannung V_in(θ) erzeugt. Der Brückengleichrichter 102 ist mit einem Kondensator C_in gekoppelt, der als ein Hochfrequenzglättungsfilter für die stromgerichtete Spannung V_in(θ) dient. Eine Primärwicklung L_p eines Transformators 106 hat ein Ende, das mit dem Kondensator C_in gekoppelt ist, und weist eine Hilfswicklung Laux auf. Das andere Ende der Primärwicklung L_p ist mit dem Drain eines Leistungsschalters M gekoppelt. Der Leistungsschalter M hat einen Source-Anschluss, der über einen Messwiderstand Rs mit der Masse gekoppelt ist. Der Messwiderstand Rs ermöglicht ein Lesen des Stroms, der durch den Leistungsschalter M, und die Primärwicklung L_p, fließt als einen Spannungsabfall über dem Widerstand selber. Eine Steuereinrichtung 110 steuert den Leistungsschalter M. Wie in dem Wandler 20 gemäß 1, weist der Wandler 100 den Widerstandsspannungsteiler Ra-Rb, der parallel zu dem Kondensator C_in geschaltet ist, und die Klemmschaltung 27 auf, die die Spitzen der durch die Leckinduktanz der Primärwicklung L_p bedingten Drain-Spannung klemmt.
Auf der Sekundärseite des Wandlers 100 hat eine Sekundärwicklung L_s des Transformators 106 ein Ende, das mit einer Sekundärmasse verbunden ist, und ein anderes Ende, das mit der Anode einer Diode D verbunden ist. Eine Kathode der Diode D ist mit der positiven Platte eines Kondensators C_out verbunden, dessen negative Platte mit der Sekundärmasse verbunden ist. Eine Ausgangsspannung V_out führt einer Last (nicht gezeigt) Leistung zu. Die zu regelnde Größe (entweder die Ausgangsspannung V_out oder der Ausgangsstrom I_out) wird mit einem Bezugswert verglichen und ein Fehlersignal I_FB wird in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der geregelten Größe und dem Bezugswert erzeugt. Dieses Signal wird durch einen Rückkopplungsblock 108, typischerweise mit einem Optokoppler umgesetzt (nicht gezeigt), an die Primärseite übertragen. Auf der Primärseite wird dieses Fehlersignal I_FB von einem zugeordneten Anschluss FB in der Steuereinrichtung 100 abgeführt, wodurch eine Steuerspannung V_C am Anschluss FB erzeugt wird. Die Bandbreite der offenen Schleife des gesamten Regelkreises wird von einem Frequenzkompensationsnetzwerk bestimmt, das sich in dem getrennten Rückkopplungsblock 108 befindet.
Die Steuereinrichtung 110 weist eine Treiberschaltung 111 auf, um den Leistungsschalter M teilweise auf Grundlage einer Subtraktionsschaltung 120 zu treiben. Die Treiberschaltung 111 weist einen Treiber 112, ein Set-Reset-(SR)-Flip-Flop 114, eine Vergleichseinrichtung 116, einen Nulldurchgangsdetektor 115, einen Startblock 117 und ein ODER-Gate 119 auf. Der Nulldurchgangsdetektor 115, der Startblock 117 und das ODER-Gate 119 haben die gleiche Funktionalität wie der ZCD 26, der Startblock 40 und das ODER-Gate 38 des Wandlers 20 gemäß 1. Ähnlich wie der Treiber 35 gemäß 1 empfängt der Treiber 112 ein Ausgangssignal Q von dem SR-Flip-Flop 114. Das Flip-Flop 114 wird von dem ZCD 115 oder dem Starter 117 über das ODER-Gate 119 eingestellt und von einer Vergleichseinrichtung 116 rückgesetzt, die an einem ersten Eingang ein Signal von der Subtraktionsschaltung 120 und an einem zweiten Eingang ein Signal von einem Multiplikator 118 empfängt. Der Multiplikator 118 empfängt die Steuerspannung V_C an einem ersten Eingang und multipliziert die Steuerspannung mit einem zweiten Signal, das repräsentativ für die stromgerichtete Eingangsspannung V_in(θ) ist. Vorzugsweise ist das zweite an dem Multiplikator 118 empfangene Signal ein von dem Widerstandsspannungsteiler Ra-Rb am Anschluss MULT erzeugtes Signal.
Vergleicht man die Steuereinrichtung 110 mit der Steuereinrichtung 29 gemäß 1, wird deutlich, dass die Subtraktionsschaltung 120 neu ist. Anders als bei der Vergleichseinrichtung 32 gemäß 1 ist der nicht invertierende Eingang der Vergleichseinrichtung 116 nicht direkt mit dem Stromerfassungsanschluss (CS) verbunden, sondern ist anstatt dessen mit dem Ausgang der Spannungssubtrationsschaltung 120 verbunden. Die Subtraktionsschaltung 120 erzeugt ein Subtraktionssignal, das eine Differenz zwischen dem Erfassungssignal V_CS(t,θ) an dem Stromerfassungsanschluss und dem an einem externen Kondensator C_t erzeugten Spannungssignal V_Ct(θ) ist. Folglich ist die Spitzenhüllkurve der dem nicht inver- $V_{C S} (θ) - V c_{t} (θ)$
tierenden Eingang der Vergleichseinrichtung 116 zugeführten Spannung
Die Subtraktionsschaltung 120 weist einen Stromgenerator 122 auf, der einen Strom I_ch(θ) auf Grundlage der Ausgabe des Multiplikators 118 erzeugt. Der Stromgenerator 122 ist mit einem ersten Schalter 124, einem zweiten Schalter 126 und einem dritten Schalter 128 gekoppelt. Der erste Schalter 124 und der dritte Schalter 128 sind vorzugsweise geschlossen, wenn die Ausgabe Q des Flip-Flops 114 hoch ist, d.h., wenn der Leistungsschalter M EIN ist. Der zweite Schalter 126 ist geschlossen, wenn die Ausgabe Q des Flip-Flops niedrig ist, d.h., wenn der Leistungsschalter M AUS ist.
Ein Widerstand R_t ist über den dritten Schalter 128 mit der Masse gekoppelt und parallel zu dem Kondensator C_t geschaltet, wenn das Signal Q hoch ist, d.h. während der EIN-Zeit des Leistungsschalters M, und wird unterbrochen, wenn Q niedrig ist, d.h. während der AUS-Zeit des Leistungsschalters M. Der Stromgenerator 122 ist über den zweiten Schalter 126 mit dem Kondensator C_t verbunden, wenn das Signal Q niedrig ist, d.h. während der AUS-Zeit des Leistungsschalters M, und ist über den ersten Schalter 124 mit der Masse verbunden, wenn Q hoch ist, d.h. während der EIN-Zeit des Leistungsschalters M. In einer alternativen Ausführungsform können die Anschlüsse des Stromgenerators 122 zusammen gekürzt werden, wenn das Signal Q hoch ist.
Die über den Kondensator C_t entwickelte Spannung ist das kapazitive Signal Vc_t(θ) und wird dem negativen Eingang einer Subtraktionseinrichtung 130 zugeführt, während das Signal V_CS(t,θ) von dem Anschluss CS dem positiven Eingang der Subtraktionseinrichtung 130 zugeführt wird. Die Subtraktionseinrichtung 130 gibt dann ein Subtraktionssignal mit einem Wert V_CS(t,θ) - Vc_t(θ) aus. Dieses Subtraktionssignal ist die Ausgabe der Subtraktionsschaltung 120 und wird dem nicht invertierenden Eingang der Vergleichseinrichtung 116 geliefert.
Eine alternative Ausführungsform könnte den Kondensator C_t in die Steuereinrichtung 110 integrieren und somit einen Anschluss der Steuereinrichtung 110 und eine externe Komponente sparen.
Der von dem Stromgenerator 122 gelieferte Strom I_ch(θ) kann ausgedrückt werden als: $I_{c h} (θ) = g_{m} V_{C S, R E F} (θ)$
wobei g_m die Strom-Spannungs-Verstärkung des Stromgenerators 122 ist und $V_{C S, R E F} (θ)$
die Strombezugsspannung ist, die die Ausgabe der Multiplikatorschaltung 118 ist: $V_{C S, R E F} (θ) = K_{M} K_{p} (V_{P K} sin θ) V_{c}$
wobei K_M die Verstärkung des Multiplikators 118 ist.
Die Steuerspannung V_C ist über einen Leitungshalbzyklus fast konstant, was dazu führt, dass der Ladestrom I_ch(θ) (während der AUS-Zeit des Leistungsschalters) eine Sinusform hat.
Eine Annahme für die folgende Analyse ist, dass T(θ) << R_t C_t << 1 / f_L.
Dies ermöglicht eine Vernachlässigung der Schaltfrequenzwelligkeit über C_t und ermöglicht es, den Strom I_ch(θ) innerhalb jedes Schaltzyklus als konstant zu betrachten.
Somit ist es möglich, die über C_t entwickelte Spannung Vc_t(θ) durch Ladungsausgleich zu finden: $I_{c h} (θ) [T (θ) - T_{O N} (θ)] = \frac{V c_{t} (θ)}{R_{t}} T_{O N} (θ)$
Auflösen nach Vc_t(θ) und unter Berücksichtigung von Gleichung (9): $V c_{t} (θ) = R_{t} I_{c h} (θ) \frac{T (θ) - T_{O N} (θ)}{T_{O N} (θ)} = g_{m} R_{t} V_{C S, R E F} (θ) \frac{T (θ) - T_{O N} (θ)}{T_{O N} (θ)}$
Die Ausgabe der Subtraktionsschaltung 120, die $V_{C S} (θ) - V c_{t} (θ)$
ist, wird dem nicht invertierenden Eingang der Vergleichseinrichtung 116 zugeführt.
Unter Berücksichtigung des von der Regelkreis veranlassten Ausschaltzustands $V_{C S} (θ) - V_{C S, R E F} (θ) + V c_{t} (θ)$
wird die Stromerfassungsanschlussspannung V_CS(θ): $V_{C S} (θ) = V_{C S, R E F} (θ) + V c_{t} (θ)$
Die Auflösung von Gleichung (13) unter Berücksichtigung von Gleichungen (10) und (12) ermöglicht es, die $V_{C S} (θ)$
Spannung zu finden: $V_{C S} (θ) = K_{M} K_{p} (V_{P K} sin θ) V_{c} [1 + g_{m} R_{t} \frac{T (θ) - T_{O N} (θ)}{T_{O N} (θ)}]$
Nimmt man jetzt an, dass die g_m Strom-zu-Spannungs-Verstärkung des Stromgenerators 122 dafür ausgelegt ist, $g_{m} R_{t} = 1$
zu erlangen, wird Gleichung (14): $V_{C S} (θ) = K_{M} K_{p} (V_{P K} sin θ) V_{c} \frac{T (θ)}{T_{O N} (θ)}$
die die gleiche Form wie Gleichung (8) hat, wobei Vcs_x = K_M K_p V_PK V_c. Somit ist es möglich, zu schlussfolgern, dass die Steuerschaltung in 7 ein Steuerverfahren umsetzt, das einen sinusförmigen Eingangsstrom in den Hi-PF QR-Sperrwandler 100 erreicht.
8 zeigt die Wellenformen des Wandlers 100 gemäß 7. Auf der linken Seite sind die Wellenformen auf einer Schaltperioden-Zeitskala, auf der rechten Seite sind die Wellenformen auf einer Leitungszyklus-Zeitskala gezeigt.
9 und 10 zeigen Simulationsergebnisse für den Wandler 100 gemäß 7. Man beachte den sehr geringen Verzerrungspegel des Eingangsstroms (circa 3,5 % bei V_in = 110 Vac, etwa 2,2 % bei V_in = 230 Vac) aufgrund des Eingangs-EMI-Filters und der sowohl in der Leistungsschaltung als auch der Steuerschaltung betrachteten nicht idealen Zustände.
11 zeigt einen Vergleich der Simulationsergebnisse zwischen dem Wandler 20 gemäß 1 und dem Wandler 100 gemäß 7 hinsichtlich THD (links) und PF (rechts). Die durch das neue Verfahren geschaffene Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik ist enorm.
Die verschiedenen vorstehend beschriebenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen bereitzustellen. Diese und andere Änderungen können an den Ausführungsformen hinsichtlich der vorstehend beschriebenen Beschreibungen vorgenommen werden. Im Allgemeinen sind in den folgenden Ansprüchen die verwendeten Begriffe nicht als die Ansprüche auf die spezifischen in der Beschreibung und den Ansprüchen offenbarten Ausführungsformen beschränkend zu betrachten, sondern als sämtliche Ausführungsformen im Rahmen des vollen Schutzumfangs von Äquivalenten umfassend, zu denen solche Ansprüche berechtigen. Dementsprechend sind die Ansprüche nicht durch die Offenbarung beschränkt.

Claims

Vorrichtung zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsschaltung, aufweisend: eine Treiberschaltung mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein Spannungsbezugssignal zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein Subtraktionssignal zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage des Spannungsbezugssignals und des Subtraktionssignals zu treiben; einen Multiplikator mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Signal auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Signal auf Grundlage einer Eingangsspannung in die Leistungsschaltung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu liefern; und eine Subtraktionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Subtraktionssignal auf Grundlage einer Differenz zwischen einem dritten Signal auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals und einem Erfassungssignal, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den Leistungstransistor fließt, zu liefern, wobei die Subtraktionsschaltung aufweist: einen Stromgenerator, der mit dem Multiplikator gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Kondensatorsignal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals zu erzeugen; und eine Subtraktionseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Kondensatorsignal von dem Erfassungssignal zu subtrahieren und das Subtraktionssignal zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit einem Spannungszufuhranschluss zu koppeln, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist; einen zweiten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit der Subtraktionseinrichtung zu koppeln, wenn der Leistungstransistor ausgeschaltet ist; und einen dritten Schalter, der dafür konfiguriert ist, die Subtraktionseinrichtung mit dem Spannungszufuhranschluss zu koppeln, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Kondensator, wobei der zweite Schalter dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit dem Kondensator zu verbinden.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den dritten Schalter gekoppelten Widerstand, wobei der Widerstand dafür konfiguriert ist, den Kondensator zu entladen, wenn der dritte Schalter geschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, wobei die Treiberschaltung aufweist: eine Vergleichseinrichtung mit einem mit dem Multiplikator gekoppelten ersten Eingang und einem mit der Subtraktionsschaltung gekoppelten zweiten Eingang, wobei die Vergleichseinrichtung dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal mit dem Subtraktionssignal zu vergleichen.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Treiberschaltung dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auszuschalten, wenn das Subtraktionssignal gleich dem Spannungsbezugssignal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Treiberschaltung ferner aufweist: ein Flip-Flop mit einem mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung gekoppelten Rücksetzeingang und einem Ausgang; und einen Treiber mit einem mit dem Ausgang des Flip-Flops gekoppelten Eingang und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage eines Signals von dem Ausgang des Flip-Flops zu steuern.
Vorrichtung zum Steuern einer Treiberschaltung einer Leistungsschaltung, aufweisend: einen Multiplikator mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Signal auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Signal, das repräsentativ für eine Eingangsspannung in die Leistungsschaltung ist, zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu liefern; und eine Subtraktionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Subtraktionssignal auf Grundlage einer Differenz zwischen einem dritten Signal auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals und einem Erfassungssignal, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch einen Leistungstransistor der Leistungsschaltung fließt, zu liefern, wobei die Subtraktionsschaltung aufweist: einen Stromgenerator, der mit dem Multiplikator gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Kondensatorsignal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals zu erzeugen; und eine Subtraktionseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Kondensatorsignal von dem Erfassungssignal zu subtrahieren und das Subtraktionssignal zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 8 , wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit einem Spannungszufuhranschluss zu koppeln, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist; einen zweiten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit der Subtraktionseinrichtung zu koppeln, wenn der Leistungstransistor ausgeschaltet ist; und einen dritten Schalter, der dafür konfiguriert ist, die Subtraktionseinrichtung mit dem Spannungszufuhranschluss zu verbinden, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Kondensator, wobei der zweite Schalter dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit dem Kondensator zu verbinden.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den dritten Schalter gekoppelten Widerstand, wobei der Widerstand dafür konfiguriert ist, den Kondensator zu entladen, wenn der dritte Schalter geschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8-11, wobei die Treiberschaltung aufweist: eine Vergleichseinrichtung mit einem mit dem Multiplikator gekoppelten ersten Eingang und einem mit der Subtraktionsschaltung gekoppelten zweiten Eingang, wobei die Vergleichseinrichtung dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal mit dem Subtraktionssignal zu vergleichen, wobei der Treiber dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auszuschalten, wenn das Subtraktionssignal gleich dem Spannungsbezugssignal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Treiberschaltung ferner aufweist: ein Flip-Flop mit einem mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung gekoppelten Rücksetzeingang und einem Ausgang; und einen Treiber mit einem mit dem Ausgang des Flip-Flops gekoppelten Eingang und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage eines von dem Ausgang des Flip-Flops empfangenen Signals zu steuern.
System, das aufweist: einen Stromrichter mit einem Eingang, der dafür konfiguriert ist, eine stromgerichtete Spannung auszugeben; einen Transformator mit einer Primärwicklung, der dafür konfiguriert ist, einen sinusförmigen Eingangsstrom von dem Stromrichter zu empfangen; einen Leistungstransistor, der mit der Primärwicklung des Transformators gekoppelt und dafür konfiguriert ist, den Transformator zu treiben; eine Treiberschaltung, die dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage eines Spannungsbezugssignals und eines Subtraktionssignals zu treiben; und eine Steuerschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu erzeugen und das Subtraktionssignal zu erzeugen, wobei die Steuerschaltung aufweist: einen Multiplikator mit einem ersten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Signal auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung zu empfangen, einem zweiten Eingang, der dafür konfiguriert ist, ein zweites Signal auf der Grundlage einer Eingangsspannung in die Leistungsschaltung zu empfangen, und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal zu liefern; und eine Subtraktionsschaltung, die dafür konfiguriert ist, das Subtraktionssignal auf Grundlage einer Differenz zwischen einem dritten Signal auf der Grundlage des Spannungsbezugssignals und einem Erfassungssignal, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den Leistungstransistor fließt, zu liefern, wobei die Subtraktionsschaltung aufweist: einen Stromgenerator, der mit dem Multiplikator gekoppelt und dafür konfiguriert ist, ein Kondensatorsignal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals zu erzeugen; und eine Subtraktionseinrichtung, die dafür konfiguriert ist, das Kondensatorsignal von dem Erfassungssignal zu subtrahieren und das Subtraktionssignal zu erzeugen.
System nach Anspruch 14, wobei die Treiberschaltung aufweist: eine Vergleichseinrichtung mit einem mit dem Multiplikator gekoppelten ersten Eingang und einem mit der Subtraktionsschaltung gekoppelten zweiten Eingang, wobei die Vergleichseinrichtung dafür konfiguriert ist, das Spannungsbezugssignal mit dem Subtraktionssignal zu vergleichen.
System nach Anspruch 15, wobei die Treiberschaltung dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auszuschalten, wenn das Subtraktionssignal gleich dem Spannungsbezugssignal ist.
System nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Treiberschaltung ferner aufweist: ein Flip-Flop mit einem mit dem Ausgang der Vergleichseinrichtung gekoppelten Rücksetzeingang und einem Ausgang; und einen Treiber mit einem mit dem Ausgang des Flip-Flops gekoppelten Eingang und einem Ausgang, der dafür konfiguriert ist, den Leistungstransistor auf Grundlage eines von dem Ausgang des Flip-Flops empfangenen Signals zu steuern.
System nach Anspruch 17, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen ersten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit einem Spannungszufuhranschluss zu koppeln, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist; einen zweiten Schalter, der dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit der Subtraktionseinrichtung zu koppeln, wenn der Leistungstransistor ausgeschaltet ist; und einen dritten Schalter, der dafür konfiguriert ist, die Subtraktionseinrichtung mit dem Spannungszufuhranschluss zu verbinden, wenn der Leistungstransistor eingeschaltet ist.
System nach Anspruch 18, wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den Versorgungsspannungsanschluss gekoppelten Kondensator, wobei der zweite Schalter dafür konfiguriert ist, den Stromgenerator mit dem Kondensator zu verbinden.
System nach Anspruch 19 wobei die Subtraktionsschaltung ferner aufweist: einen zwischen die Subtraktionseinrichtung und den dritten Schalter gekoppelten Widerstand, wobei der Widerstand dafür konfiguriert ist, den Kondensator zu entladen, wenn der dritte Schalter geschlossen ist.
Verfahren zum Steuern eines Leistungstransistors einer Leistungsschaltung, das beinhaltet: Liefern eines Spannungsbezugssignals durch Multiplizieren eines ersten Signals auf Grundlage eines Rückkopplungssignals von der Leistungsschaltung mit einem zweiten Signal auf der Grundlage einer Eingangsspannung in die Leistungsschaltung; Liefern eines Subtraktionssignals auf Grundlage einer Differenz zwischen einem dritten Signal auf Grundlage des Spannungsbezugssignals und einem Erfassungssignal, das repräsentativ für einen Strom ist, der durch den Leistungsschalter fließt; und Treiben des Leistungstransistors auf Grundlage eines Spannungsbezugssignals und eines Subtraktionssignals, wobei das Liefern der Subtraktionssignals beinhaltet: Laden eines Kondensators mit einem Stromgenerator und Entladen des Kondensators mit einem Widerstand, wobei das dritte Signal eine Spannung auf dem Kondensator ist; und Subtrahieren des dritten Signals von dem Erfassungssignal, um das Subtraktionssignal zu erzeugen.