JP2010045867A - 入力電圧検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】パルストランスを使用することなく、1次側と2次側を絶縁しつつ入力電圧の情報を2次側に伝送することを可能とした入力電圧検出回路を提供する。
【解決手段】Q1〜Q4によって構成されたフルブリッジ回路1と、そのドライブ回路2、フルブリッジ回路1から出力された矩形波を正弦波に変換するフィルタ回路3及びこのフィルタ回路3に接続された1個あるいは複数個の圧電トランス4を備えている。フルブリッジ回路1からの出力電圧は、コンデンサ10の1次端子に印加される。コンデンサ10の2次端子には矩形波と同じ電圧が2次側の入力電圧として現れる。この入力電圧を、整流回路7を介して制御回路(マイコン)8に入力することで、入力電圧の検出を行う。コンデンサ10により、フルブリッジ回路1と制御回路8とは絶縁されている。
【選択図】図1
【解決手段】Q1〜Q4によって構成されたフルブリッジ回路1と、そのドライブ回路2、フルブリッジ回路1から出力された矩形波を正弦波に変換するフィルタ回路3及びこのフィルタ回路3に接続された1個あるいは複数個の圧電トランス4を備えている。フルブリッジ回路1からの出力電圧は、コンデンサ10の1次端子に印加される。コンデンサ10の2次端子には矩形波と同じ電圧が2次側の入力電圧として現れる。この入力電圧を、整流回路7を介して制御回路(マイコン)8に入力することで、入力電圧の検出を行う。コンデンサ10により、フルブリッジ回路1と制御回路8とは絶縁されている。
【選択図】図1
Description
本発明は、例えば、液晶テレビジョン用のバックライトインバータなどの制御回路に使用するのに適した入力電圧検出回路に関するものであって、特に、検出対象となる入力電圧は1次回路側で発生し、この入力電圧に基づいて動作する制御回路が2次回路である場合において、1次側と2次側を簡単な構成で絶縁することを可能とした入力電圧検出回路に係る。
液晶テレビジョンやノートパソコン用などのバックライトインバータとして使用されている圧電インバータは、圧電トランスの周波数特性(共振特性)を利用して、駆動周波数を可変とすることにより、その出力電流を制御することができる。従って、入力電圧が変化した場合も、駆動周波数を可変とすることにより、入力変動を吸収して、出力電流を一定に保つことが可能である。
しかしながら、圧電トランスの変換効率は、共振点近傍の特定の領域で効率最大となり、その領域から外れると徐々に変換効率が低下するため、入力電圧が変化すると、それに伴い周波数も変化し、圧電トランスの最高効率を得る周波数範囲から外れてしまい、ひいてはインバータの効率が低下する。従って、圧電トランスを使用したバックライトインバータにおいては、入力電圧の変化を圧電トランスの前段で制御し、一定の電圧を圧電トランスに入力することが必要となる。
このような要請に伴い、特許文献1や特許文献2に示すようなインバータ回路が提案されている。この従来技術は、一対のスイッチを有するフルブリッジ回路(全波ブリッジ回路)のデューティーを制御することでその出力電圧を可変とし、入力電圧が変化しても圧電トランスに印加される電圧を一定に保つものである。
このようなフルブリッジ回路を使用した圧電トランスの駆動回路は、図7に示すように、4個のFET(電界効果トランジスタ)Q1〜Q4によって構成されたフルブリッジ回路1と、そのドライブ回路2、フルブリッジ回路1から出力された矩形波を正弦波に変換するフィルタ回路3及びこのフィルタ回路3に接続された1個あるいは複数個の圧電トランス4によって構成され、各圧電トランス4の2次端子にバックライトとなる冷陰極管(図示せず)が接続されている。なお、フルブリッジ回路1は、図示しない入力電圧源に接続されている。
また、前記フルブリッジ回路1からは、分圧器5およびパルストランス6を介して、フルブリッジ回路1の出力電圧に関する情報(出力電圧の分圧された値)が取り出され、整流回路7を介して制御回路(マイコン)8に入力されている。ここで、パルストランス6は、分圧器5で分圧された入力電圧であるアナログ値を2次側に伝送している。
この制御回路8は、バックライトの点灯その他の制御を行うと共に、前記分圧器5を介して取り出したフルブリッジ回路1の出力電圧(圧電インバータに入力される電圧)を検出する。
そして、この制御回路8は、入力電源の変化やリップルによってフルブリッジ回路1の出力電圧が変動した場合に、これを検出して、ドライブ回路9およびパルストランス6を介してフルブリッジ回路1のドライブ回路2に制御信号を送り、フルブリッジ回路1のデューティーを変化させることで、圧電トランス4に入力される基本波成分が一定値になるように制御する。
図8は、図7の回路における各部の電圧波形を示すものである。この図8において、フルブリッジ回路1からの出力電圧を一例として400vの矩形波とすると、分圧器5からの出力aは400vの分圧器5による分圧値となる。また、パルストランス6の2次側の出力bは、前記分圧器出力aに対応した矩形波として現れ、整流回路7を構成するコンデンサC1と抵抗R1とで平滑化された信号cとして制御回路8に入力される。
制御回路8では、入力電圧信号cの一部をサンプリングして、その電圧値に対応した予め決めたデューティーがフルブリッジ回路から出力されるような制御信号dを出力する。この制御信号dは、パルストランス6を介してドライブ回路2に送出され、この制御信号に基づいてドライブ回路2がフルブリッジ回路1のデューティーを変更することで、フルブリッジ回路1からの出力電圧が一定値に保持される。
ところで、テレビ受像器やパソコンなどの電子機器においては、使用者の安全上の観点から、電源とこれを降圧あるいは昇圧して使用される機器側とを絶縁することが原則である。そのため、図7の従来技術では、圧電トランス4として、絶縁型圧電トランスを使用することで、インバータ部分を1次側と2次側で絶縁している。また、分圧器5と制御回路8、および制御回路8とフルブリッジ回路のドライブ回路2との間には、パルストランス6を配設することで、1次側と2次側を電気的に分離し、絶縁を確保している。
しかし、前記のようなパルストランス6を使用した回路では、1次および2次巻線と鉄心を有するパルストランス6は高価なこと、およびその形状が大きく、機器の小型化が難しいという問題がある。特に、安全規格を満たした絶縁を確保するためには、1次巻線と2次巻線の距離が必要となり、パルストランス6の小型化には限界がある。
このような問題点は、圧電インバータに限らず、パルストランスを使用して入力電圧源の1次側と2次側とを絶縁し、しかも、1次側からの入力電圧を2次側で検出する必要がある入力電圧検出回路全般に言えることであった。
本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであって、その目的は、1次側に設けられた入力電圧源と2次側に設けられた入力電圧の検出部との間にコンデンサを配置し、このコンデンサの2次側の電圧を所定のタイミングで検出することで、パルストランスを使用することなく、1次側と2次側を絶縁しつつ入力電圧の情報を2次側に伝送することを可能とした入力電圧検出回路を提供することにある。
前記の目的を達成するために、本発明の入力電圧検出回路は、1次側に設けられた入力電圧源をコンデンサの1次端子に接続し、2次側に設けられた入力電圧の検出部をコンデンサの2次端子に接続し、このコンデンサの1次端子に入力電圧を印加した場合に2次端子に現れる電圧を検出することにより、1次側と2次側とをコンデンサによって絶縁すると共に、1次側の入力電圧源の電圧を2次側の検出部で検出することを特徴とする。
前記コンデンサと検出部との間に分圧抵抗を備えた整流回路が接続され、コンデンサの2次端子に現れた電圧をこの整流回路によって分圧して、前記検出部で検出すること、および前記コンデンサと検出部との間に平滑コンデンサを備えた整流回路が接続され、コンデンサの2次端子に現れた電圧をこの整流回路によって平滑化して、前記検出部で検出することも本発明の一態様である。
前記入力電圧源が1次側に設けられたフルブリッジ回路などのスイッチング回路であって、前記検出部が2次側に設けられた前記スイッチング回路の制御回路であること、前記制御回路が、スイッチング回路からの出力電圧のタイミングを制御すると共に、コンデンサの2次端子に現れた電圧を検出するサンプリングタイミングを制御するものであることも本発明の一態様である。
前記制御回路が、入力電圧のを検出するサンプリングタイミングを、雑音発生領域を避けて、前記コンデンサの充電の立ち上がり時から遅れたタイミングとするように制御することもできる。
前記スイッチング回路がフルブリッジ回路であって、このフルブリッジ回路のドライブ回路を前記コンデンサの2次端子で検出された電圧に基づいて制御回路が制御することにより、前記フルブリッジ回路のデューティーを制御して、フルブリッジ回路から出力される電圧を一定値に保持する構成とすることも可能である。
本発明によれば、従来のパルストランスに代えて、小容量のコンデンサを配置するという簡単な構成により、1次側の入力電圧源と、2次側の制御回路などとの絶縁を確保することができ、回路の小型化、低廉化が可能となる。
特に、2次側の制御回路によって、例えばフルブリッジ回路のデューティーを制御して入力電圧を制御するようにした場合には、入力電圧の制御タイミング、コンデンサの2次側の出力電圧のサンプリングタイミングの両者を、前記制御回路のクロックによって整合させることが可能になるので、1次と2次との接地間に存在する雑音の影響を低減できる。
また、整流回路で、コンデンサ出力を平滑化して検出した電圧を適当な時定数で保持するようにした場合には、入力電圧のサンプリング期間を長くとることができる利点もある。
(1)第1実施形態
以下、本発明の第1実施形態を図1に従って具体的に説明する。なお、図1において、前記図7に示した部分と同一の構成については、同一の符号を付し、説明は省略する。
以下、本発明の第1実施形態を図1に従って具体的に説明する。なお、図1において、前記図7に示した部分と同一の構成については、同一の符号を付し、説明は省略する。
本実施形態において、フルブリッジ回路1の一方の出力端子からは2次側の制御回路から見て入力信号となる入力電圧が引き出され、この入力電圧がコンデンサ10の1次側に接続されている。このコンデンサ10は、図7の従来技術におけるパルストランスと同様に絶縁機能を有するものであって、図7とは異なり、入力電圧は分圧器5を介することなくコンデンサ10に直接接続されている。
このコンデンサ10は、矩形波として出力されるフルブリッジ回路1のONデューティーの初期の段階において充電が完了する小容量のもの、例えば、入力電圧を400vとした場合に100pF程度の容量を有するものである。
このコンデンサ10の2次端子側には、制御回路8に対する分圧抵抗R1,R2およびこれら分圧抵抗R1,R2と並列に接続されたダイオードDとから成る整流回路7が接続されている。
本実施形態において、制御回路8であるマイコンは、フルブリッジ回路1に対して、2次側のドライブ回路9、パルストランス6および1次側のドライブ回路2を介して、フルブリッジ回路1の各FET(Q1〜Q4)をON/OFFして、一例として+400vと−400vの矩形波を交互に出力させるタイミングを制御する信号(図中dで示す)を出力する。
具体的には、測定した入力電圧情報により、あらかじめ、制御回路8を構成するマイコン内に設定したデューティーを、マイコンが出力する。一例として、400vのとき、67%のデューティーとすると、440vのときは、基本波が10%低下するように決められたデューティーでフルブリッジ回路を駆動する制御信号dを出力する。
この制御回路8は、前記コンデンサ10の2次端子に生じる電圧を一定のタイミングで検出するためのサンプリングタイミングを決定する。すなわち、入力電圧によって充電されたコンデンサ10の2次端子には、充電の立ち上がり時には入力電圧と同じレベルの電圧が印加されているが、その後、充電が進むにつれて一定の割合で2次端子電圧が低下する。
従って、入力電圧を検出するにはそのタイミング(サンプリングタイミング)が重要であり、そのため、このサンプリングタイミングおよび前記フルブリッジ回路1の制御タイミングは、この制御回路8に設けられたクロックと同期している。
前記のような構成を有する第1実施形態の作用を図2のタイミングチャートによって説明する。なお、図2は、前記図7の従来技術の説明において、図8に示したタイミングチャートに対応するものである。
フルブリッジ回路1からの出力電圧は、図2aに示すように、+400vの電圧値とフルブリッジ回路によって決定されたデューティーに対応する継続時間とを有する矩形波となって、コンデンサ10の1次端子に印加される。コンデンサ10では、この矩形波aが印加された初期段階において、コンデンサ10の2次端子には矩形波aと同じ電圧が2次側の入力電圧として現れる。なお、コンデンサ10が充電されると、その2次側電圧は低下するので、充電の初期段階で電圧を検出する。
この場合、コンデンサ10の静電容量が適正に小さな値(たとえば100pF)とすることで、コンデンサ10による漏洩電流が規定値以下となり、コンデンサの1次側と2次側とは、絶縁されているとみなされる。
このコンデンサ10の2次端子電圧は、図2bに示すように、コンデンサ10の充電と共に徐々に低下するものであるが、この2次端子電圧aは、整流回路7を構成する分圧抵抗R1,R2により分圧され、この分圧された図2bのような波形の電圧が制御回路8に入力される。
この場合、制御回路8は、フルブリッジ回路1によって駆動される圧電トランス4に比較して低電圧で駆動されることから、例えば、前記コンデンサ10を100pF程度、入力電圧を+400v、とした場合、R1を1MΩ、R2を4.7kΩ程度とする。
コンデンサ10の2次端子で入力電圧が検出された状態の初期、すなわち、2次端子の入力電圧bとフルブリッジ回路からの出力電圧aとが等しい状態において、制御回路8では、整流回路8の分圧抵抗R1,R2部分から入力された電圧cをサンプリングする。すなわち、コンデンサ10に電荷がたまると、その分だけ、検出電圧が低下するので、図1のコンデンサ10と(R1+R2)の時定数に対して十分短い時間のうちに、サンプリングすることが必要である。
このサンプリングタイミングは、制御回路8が、図2dに示す制御信号を出力して、フルブリッジ回路1のドライブ回路2を制御して矩形波を出力させるタイミングと同期して行われる。
このように、本実施形態によれば、コンデンサの2次端子に現れる電圧を検出することにより、フルブリッジ回路1の出力電圧を制御回路8側で検出することが可能になる。そして、検出した入力電圧を制御回路8においてその電圧値に対応したあらかじめ決めたデューティー値で制御信号dを出力することで、フルブリッジ回路1の出力電圧の変動に応じて制御信号dにより駆動回路2を制御することで、フルブリッジ回路1のデューティーを変化させ、フルブリッジ回路1の出力電圧の変動を押さえることが可能になる。
また、本実施形態では、コンデンサ10によって、フルブリッジ回路1やそのドライブ回路2などの1次側と、制御回路8などの2次側とは絶縁されているので、安全上の問題もない。特に、本実施形態では、コンデンサとしても小容量のものを使用したので、従来技術のパルストランスに比較して小型化並びに低価格化が可能となる。
特に、本実施形態では、制御回路8でフルブリッジ回路1の矩形波の出力タイミングを制御すると共に、同じ制御回路8を使用して検出電圧の検出タイミングを制御することで、サンプリングタイミングの設定を精度良く行うことができ、耐雑音性能の向上が容易に行える。
(2)第2実施形態
次に、本発明の第2実施形態を図3の回路図および図4のタイミングチャートによって説明する。なお、前記図1の第1実施形態と同一の部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。
次に、本発明の第2実施形態を図3の回路図および図4のタイミングチャートによって説明する。なお、前記図1の第1実施形態と同一の部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。
図3に示すように、本実施形態は、前記整流回路7に平滑用コンデンサC1,C2を、前記分圧抵抗R1,R2と並列に接続したことを特徴とする。このような構成を有する第2実施形態では、図4cに示すように、制御回路8には、コンデンサ10の最初の矩形波による立ち上がり時に入力電圧に対応する値の電圧が検出された後、次の矩形波の立ち上がり時の電圧が検出されるまで、緩やかに傾斜した指数的に変化する電圧(直線に近似した放電カーブによって表される電圧)が入力される。
一般に、図5に示すように、制御回路8からの制御信号dがドライブ回路2に達し、ドライブ回路2がフルブリッジ回路1を制御して矩形波を出力させるまでの遅延時間は200〜550nsであり、コンデンサ10の2次端子で入力電圧が立ち上がった場合の過渡的ノイズが発生する時間は通常200ns以下である。
そこで、この第2実施形態では、このノイズの発生時間を避けて、制御回路8によるサンプリングタイミングを設定する。すなわち、一例として、C1、R1およびC2、R2の時定数を50〜80μs、測定誤差5%以内とすると、サンプリングタイミングTsとしては、Ts=0.8〜1.8μsであり、雑音に影響されず、かつ、誤差の少ない条件でサンプリングできる測定のタイミングは、最大値が1600ns、最小値が50nsとなる。
本実施形態では、この緩やかに傾斜した直線に近似した電圧変化のいずれかの時点をサンプリングタイミングとして入力電圧の検出を行うことにより、サンプリングタイミングの時期を前記第1実施形態に比較して広い範囲に設定しても、その検出精度が低下することがない。
また、入力電圧の検出にあたり、電圧値そのものを検出する代わりに、電圧の時間微分値を検出した場合には、図4cに示す直流のように略直線状に変化する電圧値であれば、そのサンプリングタイミングのずれによる誤差を無視できる利点もある。
特に、本実施形態では、検出電圧を保持するために、C1,C2を追加して、放電の時定数を持たせている。すなわち、通常、放電の時定数を持つ回路は、充電の時定数を持つため、瞬時の充電は難しい。しかし、本回路においては、R1×C1=R2×C2とすることで、コンデンサ10の2次側電圧の変化を瞬時に検出して、C1およびC2を充電でき、かつ放電の時定数は、R1×C1=R2×C2の値を持つように設定している。このことにより、微分値を瞬時に検出し、その電圧を保持して、適正なタイミングで、電圧検出できる特徴を有する。
また、本実施形態のような構成の回路では、コンデンサ10の1次端子に加わる入力電圧は1次回路の接地に対する電圧であり、コンデンサ10の2次端子で検出される電圧は2次回路の接地に対する電圧であるため、1次と2次との接地間に存在する雑音電圧の影響を受ける可能性がある。しかし、本実施形態では、前記図5に示すように、雑音の出やすい電力の変化点を避けて、サンプリングタイミングを設定することにより、雑音の影響を低減することができる。
(3)第3実施形態
次に、本発明の第3実施形態を図6の回路図によって説明する。なお、前記図1の第1実施形態と同一の部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。
次に、本発明の第3実施形態を図6の回路図によって説明する。なお、前記図1の第1実施形態と同一の部分については、同一の符号を付し、説明は省略する。
この実施形態は、コンデンサ10の1次側にコンデンサC3,C4を接続することで、分圧回路を構成し、フルブリッジ回路1からコンデンサ10の1次側に印加される電圧(一例として400v)を分圧してから、コンデンサの2次側に入力電圧の情報を伝送するものである。この場合、分圧回路側の分圧の度合いによっては、整流回路7に設ける分圧抵抗R1の値をR1=0とすることもできる。
このような構成を有する第3実施形態によれば、400vという高い電圧が1次側から2次側に伝送されないため、2次側の制御回路を(マイコン)に対するノイズ誤動作の可能性を軽減できる。
(4)他の実施形態
本発明は前記のような実施形態に限定されるものではなく、次のような他の実施形態も包含する。
本発明は前記のような実施形態に限定されるものではなく、次のような他の実施形態も包含する。
(1) 前記各実施形態は、入力電圧源として、制御回路によって矩形波を出力するフルブリッジ回路を使用したが、ハーフブリッジ回路その他の1次側のスイッチング回路から出力される矩形波の電圧を、1次側から絶縁された2次側の制御回路などで検出する場合に広く使用できる。
(2) 圧電トランスを利用したインバータに限らず、1次側と2次側とで絶縁を確保しつつ、2次側に入力される電圧を検出することが要求されるものであれば、適宜使用可能である。
(3) 整流回路は、図1や図3に限定されず、サンプリングタイミングと検出精度に合わせて、種々の検出波形を形成するものを使用できる。また、絶縁を確保しているコンデンサ10の時定数を変化させることで、サンプリングタイミングの許容度を調整することができる。
(4) 2次側に設けられた単一の制御回路8で1次側の電源と2次側のサンプリングタイミングの制御を同時に行う代わりに、1次側と2次側とで別の制御クロックを使用することも可能である。
(5) 前記実施形態は、制御回路8で検出電圧値に対応したデューティー値を制御信号として出力したが、検出値と基準信号と比較することで、サンプリング電圧値と基準信号とが等しくなるような制御信号dを出力することもできる。
1…フルブリッジ回路
2…ドライブ回路(1次側)
3…フィルタ回路
4…圧電トランス
5…分圧器
6…パルストランス
7…整流回路
8…制御回路(マイコン)
9…2次側のドライブ回路
10…コンデンサ
D…ダイオード
R1,R2…分圧抵抗
C1,C2…平滑用コンデンサ
C3,C4…分圧用コンデンサ
2…ドライブ回路(1次側)
3…フィルタ回路
4…圧電トランス
5…分圧器
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7…整流回路
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9…2次側のドライブ回路
10…コンデンサ
D…ダイオード
R1,R2…分圧抵抗
C1,C2…平滑用コンデンサ
C3,C4…分圧用コンデンサ
Claims (9)
- 1次側に設けられた入力電圧源をコンデンサの1次端子に接続し、2次側に設けられた入力電圧の検出部をコンデンサの2次端子に接続し、このコンデンサの1次端子に入力電圧を印加した場合に2次端子に現れる電圧を検出することにより、1次側と2次側とをコンデンサによって絶縁すると共に、1次側の入力電圧源の電圧を2次側の検出部で検出することを特徴とする入力電圧検出回路。
- 前記コンデンサと検出部との間に分圧抵抗を備えた整流回路が接続され、コンデンサの2次端子に現れた電圧をこの整流回路によって分圧して、前記検出部で検出することを特徴とする請求項1に記載の入力電圧検出回路。
- 前記コンデンサと検出部との間に平滑コンデンサを備えた整流回路が接続され、コンデンサの2次端子に現れた電圧をこの整流回路によって平滑化して、前記検出部で検出することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の入力電圧検出回路。
- 前記入力電圧源が1次側に設けられたスイッチング回路であって、前記検出部が2次側に設けられた前記スイッチング回路の制御回路であることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の入力電圧検出回路。
- 前記制御回路が、スイッチング回路からの出力電圧のタイミングを制御すると共に、コンデンサの2次端子に現れた電圧を検出するサンプリングタイミングを制御するものであることを特徴とする請求項4に記載の入力電圧検出回路。
- 前記制御回路が、入力電圧を検出するサンプリングタイミングを、雑音発生領域を避けて、前記コンデンサの充電の立ち上がり時から遅れたタイミングとするように制御するものである請求項5に記載の入力電圧検出回路。
- 前記スイッチング回路がフルブリッジ回路であって、このフルブリッジ回路のドライブ回路を前記コンデンサの2次端子で検出された電圧に基づいて制御回路が制御することにより、前記フルブリッジ回路のデューティーを制御して、フルブリッジ回路から出力される電圧を一定値に保持するようにした請求項4から請求項6のいずれか1項に記載の入力電圧検出回路。
- コンデンサの2次側に現れる検出電圧を、その時間微分値によって検出することを特徴とする請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の入力電圧検出回路。
- 前記フルブリッジ回路とコンデンサとの間に、フルブリッジ回路の出力電圧の分圧回路を設け、この分圧回路によって分圧した電圧をコンデンサの1次端子に印加することを特徴とする請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の入力電圧検出回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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