JPH10285942A

JPH10285942A - 圧電トランスの制御回路及び制御方法

Info

Publication number: JPH10285942A
Application number: JP9260424A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Fujimura; 健藤村; Katsuyuki Ishikawa; 勝之石川; Masaaki Toyama; 正明外山
Original assignee: Nihon Cement Co Ltd
Current assignee: Taiheiyo Cement Corp
Priority date: 1997-02-06
Filing date: 1997-09-25
Publication date: 1998-10-23

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電圧の変化に関らず、負荷電流を所定値
に制御し、圧電トランスを高効率で駆動可能な圧電トラ
ンスの制御回路及び制御方法の提供。【解決手段】入力電圧が上昇した場合、圧電トランス
１を駆動する正弦波電圧（の振幅）が大きくなるため整
流回路９にて整流した検出電圧Ｖtiも大きくなる。する
と、検出電圧Ｖtiと基準電圧Ｖref2とを比較する誤差増
幅回路１０の出力電圧は上昇する。誤差増幅回路１０の
出力電圧が上昇すると、電圧制御発振回路１１は、出力
する発振信号のデューティー比を小さくする。駆動回路
７では、発振信号のデューティー比が小さくなるに従っ
て、出力する矩形波に含まれる基本波の振幅を小さく
し、圧電トランス１の駆動電圧を小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、冷陰極管
の駆動装置に使用して好適な圧電トランスの制御回路及
び制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、持ち運びの容易なノート型パーソ
ナルコンピュータ等には、その表示装置として液晶表示
器が広く用いられている。この液晶表示装置の内部に
は、液晶表示パネルを背照すべく、所謂バックライトと
して冷陰極管が備えられており、その冷陰極管を点灯さ
せるには、電池等の直流低電圧から点灯開始時１０００
Ｖｒｍｓ以上、定常点灯時５００Ｖｒｍｓ程度の交流高
電圧への変換が可能な昇圧インバータが必要とされる。
従来、この昇圧インバータの昇圧用トランスとして、巻
線トランスが使われていたが、最近では機械エネルギー
を介して電気変換することによって昇圧を行う圧電トラ
ンスが使用されるようになりつつある。この圧電トラン
スは、出力負荷（負荷抵抗）の大きさによって昇圧比が
大きく変化するという一般には好ましくない特性を有し
ているが、一方でこの負荷抵抗への依存性が冷陰極管の
インバータ電源の特性として適しているため、液晶表示
器の薄型化、高効率化の要求に応える小型高圧電源とし
て注目されている。このような圧電トランスの制御回路
の一例を、図１を参照して説明する。

【０００３】図１は、従来例としての圧電トランスの制
御回路のブロック構成図である。

【０００４】図中、１０１は圧電トランス、１０２は圧
電トランス１０１の出力側に接続された冷陰極管等の負
荷、１０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用
抵抗Ｒdet、１０４は検出用抵抗１０３に生じた交流電
圧を直流電圧に変換する整流回路、１０５は整流回路１
０４にて整流後の電圧（以下、負荷電流検出電圧）Ｖri
と基準電圧Ｖrefとを比較し、比較結果である差を増幅
する誤差増幅回路、１０６は誤差増幅回路１０５の出力
電圧に応じた発振周波数の信号（以下、発振信号）を出
力する電圧制御発振回路、そして１０７は電圧制御発振
回路１０６の発振信号と入力電圧Ｖi（直流）に基づい
て圧電トランス１０１を駆動する駆動回路である。

【０００５】図２は、従来例としての駆動回路の内部構
成の一例を示す図である。

【０００６】図中、１０７ａは入力電圧Ｖiを電圧制御
発振回路１０６からの発振信号に応じてスイッチングす
ることにより交流電圧を発生するＦＥＴ（電界効果トラ
ンジスタ）等のトランジスタ、１０７ｂはその交流電圧
を圧電トランス１０１に印加する巻線トランスである。
この巻線トランス１０７ｂは、２次側の誘導成分と圧電
トランス１０１の容量成分とによるフィルタ効果を有す
るため、トランジスタ１０７ａのスイッチングによって
生じた矩形波電圧は、巻線トランス１０７ｂの２次側で
は正弦波となって圧電トランスに印加される。その正弦
波電圧によって圧電トランス１０１は駆動され、圧電ト
ランス１０１の出力側には交流の高電圧が発生する。

【０００７】次に、上記の構成を備える制御回路の動作
について図３を参照して説明する。

【０００８】図３は、圧電トランスの出力電圧及び負荷
電流についての周波数特性の一例を説明する図である。

【０００９】圧電トランス１０１は、同図（上側）に示
す如く圧電トランス１０１が有する共振周波数を頂上と
する山形の共振周波数特性を有し、圧電トランス１０１
の出力電圧によって負荷１０２に流れる電流も同様な山
形の特性となることが一般的に知られている。尚、同図
（下側）では、負荷電流を負荷電流検出電圧Ｖriで表わ
している（特性曲線Ａ）。この特性において、右側（右
下がり）の部分を使った制御について説明する。当該制
御回路への電源を投入すると、電圧制御発振回路１０６
は初期周波数ｆａで発振を開始する。その際、負荷１０
２には電流が流れていないため、検出抵抗１０３に発生
する電圧は零である。従って、誤差増幅回路１０５は、
負荷電流検出電圧Ｖriと基準電圧Ｖrefとを比較した結
果である負の電圧を電圧制御発振回路１０６に出力す
る。そして、電圧制御回路１０６はその電圧に応じて発
振信号の発振周波数を低周波側にシフトさせるため、周
波数が低周波側にシフトしていくに従って圧電トランス
１０１の出力電圧は上昇し、負荷電流（負荷電流検出電
圧Ｖri）も増加し始める。そして、負荷電流（負荷電流
検出電圧Ｖri）と基準電圧Ｖrefとが同じになったとこ
ろで周波数が安定する（ｆｂ）。このような動作を行う
制御回路において、もし、圧電トランス１０１の共振周
波数が温度変化や経時変化によって変化しても、その変
化に応じて電圧制御発振回路１０６の発振周波数がシフ
トするため、常に負荷電流を略一定に保つことができ
る。

【００１０】従って、図１の制御回路によれば、負荷電
流検出電圧Ｖriを基準電圧Ｖrefにすべく周波数制御が
行われ、その周波数制御によって負荷電流が所定値に保
持されるようになる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例のような圧電トランスの制御回路において、入力電
圧Ｖiが大きくなると、圧電トランス１０１を駆動する
電圧が増加することによって圧電トランス１０１の出力
電圧も上昇する（図３中の特性曲線Ｂ）。出力電圧が上
昇すると、それに伴って圧電トランス１０１の出力側に
接続された負荷電流も増加するため、基準電圧Ｖrefに
比べて負荷電流検出電圧Ｖriが大きくなり、結果として
発振信号の周波数が高周波方向のｆｃにシフトしてしま
う。逆に、入力電圧が小さくなった場合は、負荷電流が
減少するため発振信号の周波数が低周波側にシフトして
しまう。一般に、圧電トランスの入出力の変換効率は、
圧電トランスの共振周波数付近で駆動する場合が最も効
率が良く、高周波側に周波数がずれるほど効率が低下す
るという特性を持っている。従って、当該制御回路は、
入力電圧Ｖiが変化しても負荷電流を所定値に保持する
という望ましい機能を有してはいるが、入力電圧Ｖiの
変動によって圧電トランスの駆動周波数が変動してしま
うため、結果として変換効率が低下してしまうという問
題がある。

【００１２】そこで本発明は、入力電圧の変化に関ら
ず、負荷電流を所定値に制御し、圧電トランスを高効率
で駆動可能な圧電トランスの制御回路及び制御方法の提
供を目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の圧電トランスの制御回路は、以下の構成を
特徴とする。

【００１４】即ち、直流の入力電圧を駆動回路にてスイ
ッチングして交流電圧を発生し、その交流電圧によって
圧電トランスを駆動して交流高電圧を得る圧電トランス
の制御回路であって、前記圧電トランスの駆動電圧の大
きさを検出する駆動電圧検出手段と、その駆動電圧検出
手段の出力と第１の所定値とを比較し、その結果を出力
する駆動電圧誤差出力手段と、その駆動電圧誤差出力手
段の出力に応じて、前記入力電圧をスイッチングする発
振信号を出力する発振手段と、を備えることを特徴と
し、好ましくは前記発振信号が、矩形波であって、前記
発振手段が、該矩形波のデューティ比を調整することを
特徴とする。

【００１５】好ましくは、更に、前記圧電トランスに接
続された負荷に流れる電流の大きさを検出する負荷電流
検出手段と、その負荷電流検出手段の出力と第２の所定
値とを比較し、その結果を出力する負荷電流誤差出力手
段と、を備えており、前記発振手段が、前記負荷電流誤
差出力手段の出力に応じて前記発振信号の周波数を調整
する周波数調整手段と、前記駆動電圧誤差出力手段の出
力に応じて前記発振信号のデューティ比を調整するデュ
ーティ比調整手段と、を含むとよい。

【００１６】これにより、入力電圧の変化に関らず、負
荷電流を第２の所定値に制御し、且つ圧電トランスの駆
動電圧を第１の所定値に制御する。

【００１７】または、上記の目的を達成するため、本発
明の圧電トランスの制御方法は、以下の構成を特徴とす
る。

【００１８】即ち、直流の入力電圧をスイッチングして
交流電圧を発生し、その交流電圧によって圧電トランス
を駆動して交流高電圧を得る圧電トランスの制御方法で
あって、前記圧電トランスの駆動電圧の大きさを検出す
る駆動電圧検出工程と、その検出した駆動電圧と第１の
所定値とを比較する第１の比較工程と、その比較結果に
応じて、前記入力電圧をスイッチングする発振信号を生
成する発振工程と、を有することを特徴とする。これに
より、入力電圧の変化に関らず、駆動電圧を第１の所定
値に制御する。

【００１９】好ましくは、更に、前記圧電トランスに接
続された負荷に流れる電流の大きさを検出する負荷電流
検出工程と、その検出した負荷電流と第２の所定値とを
比較する第２の比較工程と、を有しており、前記発振工
程は、前記第１の比較工程における比較結果に応じて前
記発振信号の周波数を調整する周波数調整工程と、前記
第２の比較工程における比較結果に応じて前記発振信号
のデューティ比を調整するデューティ比調整工程と、を
含むとよい。これにより、入力電圧の変化に関らず、負
荷電流を第２の所定値に制御し、且つ圧電トランスの駆
動電圧を第１の所定値に制御する。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る圧電トランス
の制御回路の一実施形態を図面を参照して説明する。

【００２１】［第１の実施形態］図４は、本発明の第１
の実施形態としての圧電トランスの制御回路のブロック
構成図である。

【００２２】図中、１は圧電トランス、２は圧電トラン
ス１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷、３は負荷
に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒdet、４は
検出用抵抗３に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整
流回路、５は整流回路４の出力電圧（負荷電流検出電
圧）Ｖriと基準電圧Ｖref1とを比較してその差を増幅す
る誤差増幅回路、７は前述の図２と同様な構成を有する
駆動回路である。また、８ａ，８ｂは圧電トランス１の
駆動電圧の大きさを検出するための検出抵抗、９は検出
用抵抗８ａに生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流
回路、１０は整流回路９の出力電圧Ｖtiと基準電圧Ｖre
f2とを比較してその差を増幅する誤差増幅回路である。
そして、１１は誤差増幅回路５の出力電圧に応じた周波
数で、且つ誤差増幅回路１０の出力電圧に応じたデュー
ティ比の発振信号を出力する電圧制御発振回路である。

【００２３】次に、図４の制御回路における電圧制御発
振回路１１の動作を説明する。

【００２４】図５は、本発明の第１の実施形態としての
電圧制御発振回路の内部構成を示す図である。

【００２５】図中、電圧制御発振回路１１は、三角波発
振回路１１ａと電圧比較回路１１ｂとを備えている。三
角波発振回路１１ａは、誤差増幅回路５の出力電圧に応
じた周波数の三角波を発振信号として出力する。また、
電圧比較回路１１ｂは、三角波発振回路１１ａから出力
される三角波と誤差増幅回路１０の出力電圧とを比較し
た結果に基づいて所謂ＰＷＭ（パルス幅変調）を行い、
矩形波を出力する。従って、誤差増幅回路１０の電圧が
上昇するほどデューティ比の小さな発振信号が駆動回路
７に出力される。

【００２６】図４の制御回路において、今、入力電圧Ｖ
iとしてＤＣ５Ｖが印加されており、この状態において
圧電トランス１の駆動電圧としての整流回路９の出力電
圧Ｖtiと基準電圧Ｖref2とが一致し、その結果、電圧制
御発振回路１１からは４０％のデューティ比の発振信号
が出力されていると仮定する。その場合、駆動回路７
は、該４０％のデューティ比の発振信号に基づいて圧電
トランス１を駆動することになる。

【００２７】この状態から、入力電圧Ｖiが７Ｖに上昇
したと仮定する。入力電圧Ｖiの上昇により圧電トラン
ス１を駆動する正弦波電圧（の振幅）が大きくなり、圧
電トランス１の入力側に接続された駆動電圧検出抵抗８
ａ，８ｂ及び整流回路９によって得られる検出電圧Ｖti
も大きくなる。すると、誤差増幅回路１０の出力電圧は
上昇し、電圧制御発振回路１１は出力する発振信号のデ
ューティ比を小さくする方向に動作する。そして、駆動
回路７では、発振信号のデューティ比が小さくなるに従
って、トランジスタ１０７ａのスイッチングによって生
じる矩形波電圧のデューティ比も小さくなるため、巻線
トランス１０７ｂの２次側に得られる正弦波の振幅も小
さくなる。即ち、圧電トランス１の駆動電圧が小さくな
る方向に動く。反対に入力電圧Ｖiが５Ｖから下降した
場合は、デューティ比を大きくして圧電トランス１の駆
動電圧を大きくする。このような制御を行うことによ
り、入力電圧Ｖiが変化した場合であっても、負荷電流
を所定値に制御し、且つ駆動電圧を所定値に制御するこ
とができる。従って、圧電トランス１を高効率で駆動で
きるような所定の駆動電圧が常に得られるようになる。

【００２８】＜第１の実施形態の変形例＞図６は、本発
明の第１の実施形態の変形例としての電圧制御発振回路
の内部構成を示す図である。

【００２９】図中、１１ｃは誤差増幅回路５の出力電圧
に応じた周波数の鋸波を出力する鋸波発振回路、１１ｂ
は鋸波発振回路１１ｃから出力される鋸波と誤差増幅回
路１０の出力電圧とを比較した結果に基づいて所謂ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）を行って矩形波を出力する電圧比較
回路を備える。この電圧制御発振回路の動作及び当該回
路を備える圧電トランスの制御回路の動作については、
図４に示した電圧制御発振回路１０と略同様であるので
説明は省略する。

【００３０】［第２の実施形態］次に、第２の実施形態
として、駆動回路７にスイッチング用のトランジスタを
使用した所謂ハーフブリッジ型、フルブリッジ型の駆動
回路の場合を説明する。ハーフブリッジ型、フルブリッ
ジ型の回路構成については一般的なため、詳細な説明は
省略するが、図７及び図８に駆動回路の概要を示す。

【００３１】図７は、本発明の第２の実施形態としての
ハーフブリッジ型駆動回路の内部構成を示す図である。

【００３２】図中、駆動回路７Ａには、ＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）等のトランジスタ７ａ，７ｂ(本実施
形態においては、７ａをＰ型トランジスタ、７ｂをＮ型
トランジスタとする）が同図の如くハーフブリッジ型に
構成されている。後述の電圧制御発振回路１１Ａから
は、２種類の発振信号がハイサイド側とローサイド側と
にそれぞれ入力され、トランジスタ７ａ，７ｂが交互に
オン／オフを繰り返す。従って、入力電圧Ｖiは、駆動
回路７Ａのスイッチング動作によって発振信号に応じた
波高値Ｖiを有する矩形波に変換される。そして、この
矩形波は、チョークコイル１０ａにて高調波成分が除去
され、正弦波の圧電トランス１の駆動電圧となる。

【００３３】図８は、本発明の第２の実施形態としての
フルブリッジ型駆動回路の内部構成のを示す図である。

【００３４】図中、駆動回路７Ｂには、ＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）等のトランジスタ７ａ〜７ｄ(本実施
形態では、７ａ，７ｃをＰ型トランジスタ、７ｂ，７ｄ
をＮ型トランジスタとする）が同図の如くフルブリッジ
型に構成されている。また、１２は発振信号を反転する
ＮＯＴ回路（インバータ）、１０ｂ，１０ｃはチョーク
コイルである。フルブリッジ型の駆動回路７Ｂのスイッ
チングは、後述の電圧制御発振回路１１Ａからの２種類
の発振信号がハイサイド側とローサイド側とにそれぞれ
入力され、トランジスタ７ａ，７ｄとトランジスタ７
ｂ，７ｄとが交互にオン／オフを繰り返すことにより行
われる。入力電圧Ｖiが、駆動回路７Ｂのスイッチング
動作によって発振信号に応じた波高値Ｖiを有する矩形
波に変換され、チョークコイル１０ｂ，１０ｃにて正弦
波に変換されることはハーフブリッジ型の場合と同様で
あるが、フルブリッジ型の場合はその回路構成によりハ
ーフブリッジ型の駆動電圧の２倍の大きさとなることは
言うまでもない。

【００３５】ここで、上記のブリッジ回路のハイサイド
側及びローサイド側の入力端子にどのような発振信号を
入力するべきかについて本願発明者らによる実験結果
（図１２から図１４）を交えて説明する。

【００３６】＜ハイサイド側及びローサイド側の発振信
号のデューティ比を制御する場合＞はじめに、ハイサイ
ド側及びローサイド側の発振信号のデューティ比を制御
する場合、即ち、前述の図５の電圧制御発振回路１１に
よりハイサイド側とローサイド側とにパルス幅変調され
た共通の発振信号が入力された場合の回路特性を図１２
に示す。

【００３７】図１２に示すように、デューティ比の制御
を行わない（制御無し：図１の電圧制御発振回路１０６
に相当）場合は、駆動回路７への入力電圧Ｖｉが大きく
なるに従って、電圧制御発振回路１１から出力される発
振信号の周波数は高くなることが判る。一方、パルス幅
変調によるデューティ比の制御が行われた場合（制御有
り）、駆動回路７への入力電圧Ｖｉが大きくなるに従っ
て、電圧制御発振回路１１から出力される発振信号の周
波数は低くなることが判る。これは、検出した圧電トラ
ンス１の駆動電圧と実際に圧電トランスに入力される電
圧（エネルギ）との間にはズレがあり、検出した駆動電
圧の増加分ほど実際に入力される電圧は増加していない
ため、結果として駆動電圧が小さくなったことによると
考えられる。

【００３８】＜ハイサイド側の発振信号のデューティ比
だけを制御する場合＞次に、ハイサイド側の発振信号の
デューティ比だけを制御する場合の回路特性を図１３に
示す。

【００３９】図１３に示すように、パルス幅変調による
デューティ比の制御が行われた場合（制御有り）、駆動
回路７への入力電圧Ｖｉが大きくなるに従って、デュー
ティ比は小さくなり、周波数の変動を略無くすことがで
きる。

【００４０】＜ローサイド側の発振信号のデューティ比
だけを制御する場合＞次に、ローサイド側の発振信号の
デューティ比だけを制御する場合を図１４を参照して説
明する。

【００４１】図１４に示すように、ローサイドのデュー
ティ比が小さくなると、駆動回路の出力がグランド（Ｇ
ＮＤ）電位である期間が減少するため、検出された圧電
トランス１の駆動電圧は上昇し、好ましい制御が行えな
い。

【００４２】以上の結果からハーフブリッジ型、フルブ
リッジ型の駆動回路（図７、図８）を採用する場合は、
ハイサイド側の発振信号のデューティ比だけを制御する
構成を採用する。その場合の電圧制御発振回路を以下に
説明する。

【００４３】図９は、本発明の第２の実施形態としての
電圧制御発振回路の内部構成を示す図である。

【００４４】図１０は、本発明の第２の実施形態として
の電圧制御発振回路の動作を説明するタイムチャートで
ある。

【００４５】図９において、電圧制御発振回路１１Ａ
は、三角波発生回路１１ａ、電圧比較回路１１ｂａ及び
１１ｂｂ、１／２分周回路１１ｄ、そしてアンド（ＡＮ
Ｄ）回路１１ｅ，１１ｆを備えている。三角波発生回路
１１ａは、誤差増幅回路５の出力信号に応じた周波数の
三角波を出力する。

【００４６】電圧比較回路１１ｂａは、三角波発生回路
１１ａから出力される三角波と誤差増幅回路１０の出力
電圧とを比較した結果に基づいて、所謂パルス幅変調
（ＰＷＭ）を行い、矩形波Ａを出力する。一方、電圧比
較回路１１ｂｂは、三角波発生回路１１ａから出力され
る三角波と所定値である内部の基準電圧とを比較した結
果に基づいて、パルス幅変調を行い、矩形波Ｂを出力す
る。１／２分周回路１１ｄは、電圧比較回路１１ｂｂの
出力する矩形波Ｂの立ち上がり点にて出力を反転するこ
とにより、矩形波Ｂの周波数の１／２の周波数の矩形波
Ｃを出力する。アンド回路１１ｅは、矩形波Ａと矩形波
Ｃの反転出力との論理積の反転出力を出力する（ハイサ
イド側発振信号１）。そしてアンド回路１１ｆは、矩形
波Ｂと矩形波Ｃとの論理積を出力する（ローサイド側発
振信号２）。このような回路構成によれば、ハイサイド
側発振信号１のデューティ比だけを誤差増幅回路１０の
出力電圧に応じて制御することができる。

【００４７】＜第２の実施形態の変形例＞図１１は、本
発明の第２の実施形態の変形例としての電圧制御発振回
路の内部構成を示す図である。同図は、三角波発生回路
１１ａの代わりに鋸波を発生する鋸波発生回路１１ｃが
備えられているが、それ以外の構成及び動作は図９と略
同様であるので説明は省略する。

【００４８】［第３の実施形態］本実施形態では、第１
の実施形態で説明した圧電トランスの制御回路に、負荷
２である冷陰極管の広範囲な調光機能を付加した場合に
ついて説明する。

【００４９】図１５は、本発明の第３の実施形態として
の圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。同
図において、第１の実施形態にて説明した図４の制御回
路と同様な回路構成については、同一の参照番号を付
し、説明を省略する。

【００５０】図１５において、１３は、パルス電源回路
であり、駆動回路７に供給するパルス状の電源電圧（以
下、パルス電圧）を入力電圧Ｖｉより生成し、且つ、そ
のパルス電圧のパルス幅またはパルス間隔を制御する。

【００５１】駆動回路７は、パルス電源回路１３からの
パルス電圧により、圧電トランス１を駆動する駆動電圧
を間欠的に出力する。圧電トランス１は、該間欠的な駆
動電圧によって駆動されるため、結果として圧電トラン
ス１の出力側には、間欠的な高電圧が発生する。このと
き、パルス電源回路１３において駆動回路７に供給する
パルス電圧のパルス幅またはパルス間隔を変化させれ
ば、負荷２としての冷陰極管の点灯期間と消灯期間との
割合を変化させることができ、該冷陰極管の広範囲な調
光機能を実現することができる。

【００５２】但し、図４の制御回路にパルス電源回路１
３を追加し、該回路により生成したパルス電圧を駆動回
路７に供給しただけでは、輝度は変えることはできな
い。その理由は、図４の制御回路は、前述したように、
誤差増幅回路５等による「負荷電流を所定値で略一定に
制御する機能」と、誤差増幅回路１０等による「入力電
圧の変化には関らずに圧電トランスの駆動電圧を所定値
に制御する機能」とを備えるためである。ここで、その
理由について説明する。

【００５３】即ち、前者の機能についての問題を説明す
れば、冷陰極管を調光させるべくパルス電源回路１３の
パルス電圧の状態を変化させた結果として、圧電トラン
ス１の間欠発振による冷陰極管の平均管電流（負荷電
流）を減少させたとする。このとき、負荷電流検出電圧
Ｖriは、基準電圧Ｖref1より小さくなるため、電圧制御
発振回路１１の発振周波数は、低周波側にシフトする。
そして、発振周波数の低周波側へのシフトの結果とし
て、駆動回路７が管電流を増加させる方向に働くため、
結局、平均管電流が元の大きさに戻ってしまうという問
題が有る。

【００５４】また、後者の機能についての問題を説明す
れば、駆動回路７を間欠的に駆動すると、誤差増幅回路
１０等は、あたかも圧電トランス１の駆動電圧が小さく
なったときのような動作をするため、圧電トランス１の
駆動を高効率で保持するために行われているところの、
駆動電圧を所定値に制御する機能が正常に動作しなくな
ってしまうという問題が有る。

【００５５】そこで、これらの問題点を解消するため、
本実施形態では、図１５に示すように、整流回路４と誤
差増幅回路５との間にはサンプルホールド回路１４を、
また、整流回路９と誤差増幅回路１０との間にはサンプ
ルホールド回路１５を挿入する。サンプルホールド回路
１４及び１５は、何れもパルス電源回路１３が出力する
パルス電圧により制御される。サンプルホールド回路１
４及び１５は、同図に示す如くそれぞれバッファ１４
ａ，１５ａ、充電用のコンデンサ１４ｂ，１５ｂｂ、そ
してスイッチング素子１４ｃ，１５ｃで構成される。

【００５６】次に、上記のような構成を備える制御回路
の動作について説明する。

【００５７】はじめに、冷陰極管の輝度を最大にする場
合は、パルス電源回路１３の不図示の調整手段により、
出力するパルス電圧を連続的な直流電圧とする。このと
き、サンプルホールド回路１４及び１５では、スイッチ
ング素子１４ｃ及び１５ｃは常に閉じた状態となる。従
って、サンプルホールド回路１４及び１５が当該制御回
路中に存在しない図４と同じ状態となる。

【００５８】次に、輝度を下げる場合は、パルス電源回
路１３の不図示の調整手段により、出力するパルス電圧
の状態を連続的な直流電圧からパルス状の電圧（パルス
電圧）に調整する。

【００５９】ここで、このパルス状の電圧が駆動回路７
に供給され、圧電トランス１が間欠駆動されている場合
の動作について説明する。

【００６０】パルス電源回路１３からのパルス電圧がオ
ンの期間（発振期間と称する）では、駆動回路７からの
駆動電圧によって圧電トランス１は駆動され、冷陰極管
には管電流が流れる。また、スイッチング素子１４ｃ及
び１５ｃには、パルス電源回路１３からのパルス電圧が
入力されるため、当該素子は閉じた状態となる。このと
き、整流回路４からの負荷電流検出電圧Ｖriは、コンデ
ンサ１４ｂに充電されると共に、バッファ１４ａを介し
て誤差増幅回路５に出力される。従って、誤差増幅回路
５からは負荷電流検出電圧Ｖriと基準電圧Ｖref1との差
に応じた電圧が電圧制御発振回路１１へ出力される。同
様に、整流回路９からの検出電圧Ｖtiは、コンデンサ１
５ｂに充電されると共に、バッファ１５ａを介して誤差
増幅回路１０に出力される。従って、誤差増幅回路１０
からは検出電圧Ｖtiと基準電圧Ｖref2との差に応じた電
圧が電圧制御発振回路１１へ出力される。

【００６１】次に、パルス電源回路１３からのパルス電
圧がオフの期間（休止期間と称する）では、圧電トラン
ス１が駆動されないため、冷陰極管には管電流が流れな
い。このとき、スイッチング素子１４ｃは、パルス電源
回路１３からのパルス電圧によって開いた状態となるた
め、サンプルホールド回路１４は負荷電流検出電圧Ｖri
には影響されない。そして、サンプルホールド回路１４
は、コンデンサ１４ｂにスイッチング素子１４ｃが閉じ
ている間に充電した電圧、即ち発振期間の負荷電流検出
電圧Ｖriをバッファ１４ａを介して誤差増幅回路５に出
力する。同様に、サンプルホールド回路１５は、コンデ
ンサ１５ｂにスイッチング素子１５ｃが閉じている間に
充電した電圧、即ち発振期間の検出電圧Ｖtiをバッファ
１５ａを介して誤差増幅回路１０に出力する。

【００６２】従って、休止期間においても、発振期間の
負荷電流検出電圧Ｖriにより充電された電圧を使用する
ことにより、負荷電流を所定値で略一定に制御すること
ができ、且つ発振期間の検出電圧Ｖtiにより充電された
電圧を使用することにより、休止期間においても、圧電
トランスの駆動電圧を所定値に制御することができる。
従って、発振期間における圧電トランス１の駆動状態が
保持されることになる。

【００６３】このように、本実施形態では、サンプルホ
ールド回路１４及び１５において、パルス電源回路１３
の出力するパルス電圧に同期して、発振期間中の負荷電
流検出電圧Ｖri及び圧電トランス１の駆動電圧（検出電
圧Ｖti）をそれぞれサンプリングし、休止期間には負荷
電流検出電圧Ｖri及び圧電トランス１の駆動電圧を、そ
れぞれ発振期間中の電圧値にホールドすることにより、
「管電流を所定値で略一定に保つ機能」、「入力電圧の
変化に関らずに駆動電圧を略一定に保つ機能」、並びに
「冷陰極管の調光機能」をそれぞれ良好に実現すること
ができる。

【００６４】また、上記の図１５の制御回路では、パル
ス電源回路１３により駆動回路７自体を間欠駆動した
が、駆動回路７が図７のようなハーフブリッジ回路の場
合には図１６に示す回路によっても実現可能である。

【００６５】図１６は、本発明の第３の実施形態の変形
例としての圧電トランスの制御回路のブロック構成図で
ある。この制御回路では、駆動回路７にハーフブリッジ
回路を採用し、そのハーフブリッジ回路に図７の如く入
力電圧Ｖiを直接入力する。また、当該ハーフブリッジ
回路の駆動制御には、パルス発振回路１６とＡＮＤ回路
１７とを使用する。

【００６６】即ち、電圧制御発振回路１１からの発振信
号は、当該ハーフブリッジ回路のローサイド側のトラン
ジスタ７ｂに入力される。また、ＡＮＤ回路１７では、
電圧制御発振回路１１からの発振信号と、パルス発振回
路１６からのパルス信号との論理積信号が生成され、そ
の信号は、当該ハーフブリッジ回路のハイサイド側のト
ランジスタ７ａに入力される。トランジスタ７ａは、入
力される信号によりスイッチングを行うため、結果とし
て圧電トランス１を間欠駆動させることができる。ま
た、サンプルホールド回路１４及び１５は、パルス発振
回路１６からのパルス信号により制御される。それ以外
の回路構成は図１５の場合と同様であり、２つのサンプ
ルホールド回路の動作自体も図１５の場合と同様なた
め、説明は省略する。

【００６７】また、上述した機能は、サンプルホールド
回路１４及び１５を図１５及び図１６とは異なる位置に
備えても実現できる。

【００６８】図１７は、本発明の第３の実施形態の他の
変形例としての圧電トランスの制御回路のブロック構成
図である。この制御回路では、誤差増幅回路５と電圧制
御発振回路１１との間にはサンプルホールド回路１４
を、また、誤差増幅回路１０と電圧制御発振回路１１と
の間にサンプルホールド回路１５を挿入している。そし
て、パルス電源回路１３が出力するパルス電圧で２つの
サンプルホールド回路を動作させることは図１５の場合
と同様である。尚、２つのサンプルホールド回路の動作
自体は図１５の場合と同様なため、説明は省略する。

【００６９】尚、図１７の回路についても図１６と同様
に、ハーフブリッジ型の駆動回路７、そして、パルス電
源回路８の代わりにパルス発振回路１６及びＡＮＤ回路
１７を採用しても良いことは言うまでも無い。

【００７０】尚、上述した各実施形態における圧電トラ
ンスの制御回路は、負荷としての冷陰極管の駆動は言う
に及ばず、その冷陰極管を備える表示装置に用いて好適
である。更に、そのような表示装置を備えるコンピュー
タ、携帯情報端末等の装置に使用すれば、装置の小型軽
量化を図ることができることは言うまでもない。

【００７１】また、各実施形態の圧電トランスの制御回
路により、紫外線ランプを駆動すれば、そのランプが対
象物に照射する紫外線により、殺菌、脱臭、活性化によ
る組成分解等を行うことができる。即ち、該紫外線ラン
プを殺菌灯として使用する殺菌装置及び浄水装置、或
は、該紫外線ランプを触媒の励起用の光源として使用す
る脱臭装置等が提供できる。

【００７２】更に、各実施形態の圧電トランスの制御回
路を、オゾン発生用素子の駆動用の高電圧発生装置や、
ＤＣ−ＤＣコンバータに使用しても良い。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
入力電圧の変化に関らず、負荷電流を所定値に制御し、
圧電トランスを高効率で駆動可能な圧電トランスの制御
回路及び制御方法の提供が実現する。即ち、入力電圧が
変化した場合であっても、負荷電流を所定値に制御し、
且つ圧電トランスの駆動電圧を所定値に制御できるた
め、圧電トランスの発振周波数のシフトを防止して高効
率で駆動することができる。

【００７４】

【図面の簡単な説明】

【図１】従来例としての圧電トランスの制御回路のブロ
ック構成図である。

【図２】従来例としての駆動回路の内部構成の一例を示
す図である。

【図３】圧電トランスの出力電圧及び負荷電流について
の周波数特性の一例を説明する図である。

【図４】本発明の第１の実施形態としての圧電トランス
の制御回路のブロック構成図である。

【図５】本発明の第１の実施形態としての電圧制御発振
回路の内部構成を示す図である。

【図６】本発明の第１の実施形態の変形例としての電圧
制御発振回路の内部構成を示す図である。

【図７】本発明の第２の実施形態としてのハーフブリッ
ジ型駆動回路の内部構成を示す図である。

【図８】本発明の第２の実施形態としてのフルブリッジ
型駆動回路の内部構成のを示す図である。

【図９】本発明の第２の実施形態としての電圧制御発振
回路の内部構成を示す図である。

【図１０】本発明の第２の実施形態としての電圧制御発
振回路の動作を説明するタイムチャートである。

【図１１】本発明の第２の実施形態の変形例としての電
圧制御発振回路の内部構成を示す図である。

【図１２】ハイサイド側及びローサイド側の発振信号の
デューティ比を制御する場合の実験結果を説明する図で
ある。

【図１３】ハイサイド側の発振信号のデューティ比だけ
を制御する場合の実験結果を説明する図である。

【図１４】ローサイド側の発振信号のデューティ比だけ
を制御する場合の実験結果を説明する図である。

【図１５】本発明の第３の実施形態としての圧電トラン
スの制御回路のブロック構成図である。

【図１６】本発明の第３の実施形態の変形例としての圧
電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【図１７】本発明の第３の実施形態の他の変形例として
の圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【符号の説明】

１，１０１圧電トランス２，１０２負荷３，１０３検出用抵抗Ｒdet ４，９，１０４整流回路５，１０，１０５誤差増幅回路７，７Ａ，７Ｂ，１０７駆動回路７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄトランジスタ８ａ，８ｂ駆動電圧検出抵抗１０ａ，１０ｂ，１０ｃチョークコイル１１，１１Ａ，１０６電圧制御発振回路１１ａ三角波発振回路１１ｂａ，１１ｂｂ電圧比較回路１１ｃ鋸波発振回路１１ｄ１／２分周回路１１ｅ，１１ｆ，１７アンド（ＡＮＤ）回路１２ＮＯＴ回路１３パルス電源回路１４，１５サンプルホールド回路１４ａ，１５ａバッファ１４ｂ，１５ｂコンデンサ１４ｃ，１５ｃスイッチング素子１０７ａトランジスタ１０７ｂ巻線トランス

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流の入力電圧を駆動回路にてスイッチ
ングして交流電圧を発生し、その交流電圧によって圧電
トランスを駆動して交流高電圧を得る圧電トランスの制
御回路であって、前記圧電トランスの駆動電圧の大きさを検出する駆動電
圧検出手段と、その駆動電圧検出手段の出力と第１の所定値とを比較
し、その結果を出力する駆動電圧誤差出力手段と、その駆動電圧誤差出力手段の出力に応じて、前記入力電
圧をスイッチングする発振信号を出力する発振手段と、
を備えることを特徴とする圧電トランスの制御回路。
【請求項２】前記発振信号は、矩形波であって、前記
発振手段が、該矩形波のデューティ比を調整することを
特徴とする請求項１記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項３】更に、前記圧電トランスに接続された負
荷に流れる電流の大きさを検出する負荷電流検出手段
と、その負荷電流検出手段の出力と第２の所定値とを比較
し、その結果を出力する負荷電流誤差出力手段と、を備
えており、前記発振手段が、前記負荷電流誤差出力手段の出力に応
じて前記発振信号の周波数を調整する周波数調整手段
と、前記駆動電圧誤差出力手段の出力に応じて前記発振
信号のデューティ比を調整するデューティ比調整手段
と、を含むことを特徴とする請求項２記載の圧電トラン
スの制御回路。
【請求項４】前記周波数調整手段は、前記負荷電流誤
差出力手段の出力に応じて三角波を出力する三角波発振
回路であり、前記デューティ比調整手段は、前記三角波
発振回路から出力される三角波と前記駆動電圧誤差出力
手段の出力とを比較してデューティ比を調整し、前記矩
形波を出力する電圧比較回路であることを特徴とする請
求項３記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項５】前記周波数調整手段は、前記負荷電流誤
差出力手段の出力に応じて鋸波を出力する鋸波発振回路
であり、前記デューティ比調整手段は、前記鋸波発振回
路から出力される鋸波と前記駆動電圧誤差出力手段の出
力とを比較してデューティ比を調整し、前記矩形波を出
力する電圧比較回路であることを特徴とする請求項３記
載の圧電トランスの制御回路。
【請求項６】前記圧電トランスを駆動する駆動回路が
ハーフブリッジ型またはフルブリッジ型である場合に、
前記デューティ比調整手段は、該ブリッジのハイサイド
側のデューティ比だけを調整することを特徴とする請求
項４または請求項５記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項７】更に、前記圧電トランスを間欠的に駆動
するパルス信号を生成し、そのパルス信号を前記圧電ト
ランスの駆動回路に供給する間欠発振手段と、前記駆動電圧検出手段と前記駆動電圧誤差出力手段との
間に位置し、前記間欠発振手段からのパルス信号に従っ
て、前記駆動電圧検出手段の出力をサンプリングし、ホ
ールドする第１のサンプルホールド手段とを備え、該第
１のサンプルホールド手段は、前記間欠発振手段が発振
していないときに、発振していたときの前記駆動電圧検
出手段の出力に相当するところの、ホールドしている電
圧を、前記駆動電圧誤差出力手段に出力することを特徴
とする請求項３記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項８】更に、前記圧電トランスを間欠的に駆動
するパルス信号を生成し、そのパルス信号を前記圧電ト
ランスの駆動回路に供給する間欠発振手段と、前記駆動電圧誤差出力手段と前記デューティ比調整手段
との間に位置し、前記間欠発振手段からのパルス信号に
従って、前記駆動電圧誤差出力手段の出力をサンプリン
グし、ホールドする第１のサンプルホールド手段とを備
え、該第１のサンプルホールド手段は、前記間欠発振手
段が発振していないときに、発振していたときの前記駆
動電圧誤差出力手段の出力に相当するところの、ホール
ドしている電圧を、前記デューティ比調整手段に出力す
ることを特徴とする請求項３記載の圧電トランスの制御
回路。
【請求項９】更に、前記負荷電流検出手段と前記負荷
電流検出誤差出力手段との間に位置し、前記間欠発振手
段からのパルス信号に従って、前記負荷電流検出手段の
出力をサンプリングし、ホールドする第２のサンプルホ
ールド手段とを備え、該第２のサンプルホールド手段
は、前記間欠発振手段が発振していないときに、発振し
ていたときの前記負荷電流検出手段の出力に相当すると
ころの、ホールドしている電圧を、前記負荷電流検出誤
差出力手段に出力することを特徴とする請求項７または
請求項８記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項１０】前記制御回路を、前記負荷としての冷
陰極管の駆動装置に使用することを特徴とする請求項１
記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項１１】前記制御回路を、前記負荷としての紫
外線ランプの駆動装置に使用することを特徴とする請求
項１記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項１２】請求項１記載の制御回路によって制御
される圧電トランスにより、負荷である冷陰極管を制御
することを特徴とする表示装置。
【請求項１３】請求項１２記載の表示装置を、表示手
段として備えるコンピュータ。
【請求項１４】請求項１２記載の表示装置を、表示手
段として備える携帯情報端末。
【請求項１５】請求項１１記載の紫外線ランプを、触
媒の励起用の光源として備える脱臭装置。
【請求項１６】請求項１１記載の紫外線ランプを、殺
菌灯として備える殺菌装置。
【請求項１７】請求項１１記載の紫外線ランプを、殺
菌灯として備える浄水装置。
【請求項１８】前記制御回路を、前記負荷としてのオ
ゾン発生用素子の高電圧発生装置に使用することを特徴
とする請求項１記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項１９】前記制御回路を、ＤＣ−ＤＣコンバー
タに使用することを特徴とする請求項１記載の圧電トラ
ンスの制御回路。
【請求項２０】直流の入力電圧をスイッチングして交
流電圧を発生し、その交流電圧によって圧電トランスを
駆動して交流高電圧を得る圧電トランスの制御方法であ
って、前記圧電トランスの駆動電圧の大きさを検出する駆動電
圧検出工程と、その検出した駆動電圧と第１の所定値とを比較する第１
の比較工程と、その比較結果に応じて、前記入力電圧をスイッチングす
る発振信号を生成する発振工程と、を有することを特徴
とする圧電トランスの制御方法。
【請求項２１】更に、前記圧電トランスに接続された
負荷に流れる電流の大きさを検出する負荷電流検出工程
と、その検出した負荷電流と第２の所定値とを比較する第２
の比較工程と、を有しており、前記発振工程は、前記第１の比較工程における比較結果
に応じて前記発振信号の周波数を調整する周波数調整工
程と、前記第２の比較工程における比較結果に応じて前
記発振信号のデューティ比を調整するデューティ比調整
工程と、を含むことを特徴とする請求項２０記載の圧電
トランスの制御方法。