JPH11146655A

JPH11146655A - 圧電トランス駆動方法及びその装置

Info

Publication number: JPH11146655A
Application number: JP9303091A
Authority: JP
Inventors: Junichi Shimamura; 純一嶋村
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 1997-11-05
Filing date: 1997-11-05
Publication date: 1999-05-28

Abstract

(57)【要約】【課題】無調整でも安定した効率の良い圧電トランス
駆動方法及びその装置を提供する。【解決手段】時定数抵抗器ＲＴ及び時定数コンデンサ
ＣＴによって決定された周波数の信号Ｖ_Eを発振回路OS
C から出力し、この信号Ｖ_EからＰＷＭ制御部１１によ
って圧電トランス１の共振周波数のパルス信号を生成
し、これをインダクタＬ１を介してサイン波交流電圧Ｖ
_Aとして圧電トランス１に印加する。さらに、放電管CC
FL1 の管電流Ｉ_Aに基づいてパルス幅変調を行い管電流
を一定に制御する。また、管電流Ｉ_Aの波形を矩形波に
変換してこのエッジによって時定数コンデンサＲＴを放
電させてトリガをかけることにより、圧電トランス１の
出力信号周期をを時定数コンデンサに帰還して圧電トラ
ンス１を含む自励発振回路を構成し、サイン波交流電圧
Ｖ_Aの周波数を圧電トランス１の共振周波数近傍に維持
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、バックライト用の
放電灯点灯装置や複写機、ページプリンタ、集塵機、オ
ゾン発生器等の高圧電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電
源装置に使用される圧電トランス駆動装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来、バックライト用の放電灯点灯装
置、複写機、ページプリンタ、集塵機、オゾン発生器等
の高圧電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の高圧を必要とす
る電源装置の小型化及び軽量化を図るために圧電トラン
スが使用されている。

【０００３】例えば、図２に示すような圧電トランスを
用いた高圧電源が知られている。図２において、201 は
圧電トランス、202 は電流検出回路、203 は位相制御回
路、204 は低周波フィルタ、205 電圧制御発振回路（以
下、ＶＣＯと称する）、206は増幅回路、207 は整流回
路、208 は電圧検出回路、209 は電圧比較回路、210は
帯電器等の負荷である。

【０００４】このような圧電トランス201 を使用した高
圧電源においては、圧電トランス201 の出力電圧と入力
電流の位相（又は入カ電圧と出力電流の位相）をそれぞ
れ検出し、これらを比較することにより圧電トランス20
1 の共振状態を検出してＶＣＯ205 の出力周波数を変化
させ、圧電トランス201 の共振周波数の変化に追従する
ように制御する他励方式が用いられている。

【０００５】また、入カ電圧範囲を広くするためには、
ＤＣ−ＤＣコンバータを入力電圧の安定化のために使用
する方法や、入力電圧に応じて圧電トランス駆動部のス
イッチング素子の導通期間を変化させる方法等が用いら
れている。

【０００６】この後者、即ち、入力電圧に応じて圧電ト
ランス駆動部のスイッチング素子の導通期間を変化させ
る場合には、例えば、図３に示すように、圧電トランス
301の入力側に巻線トランス302 の二次側を接続し、巻
線トランス302 の一次側に印加する電圧Ｖccの導通期間
をスイッチング素子303 を用いて制御する。これによ
り、スイッチング素子303 のゲートパルス信号304 のパ
ルス幅を入力電圧に応じて変化させることにより、巻線
トランス302 の一次側への供給電力を制御することがで
きる。

【０００７】一方、負荷として冷陰極管等を用いたとき
の調光方法としては、図３や図４に示すように、駆動周
波数を圧電トランスの共振周波数からずらして昇圧比を
下げるような方法や、圧電トランス駆動部のスイッチン
グ素子の導通期間を変化させる方法、或いは図５に示す
ように、インバーター出力のＯＮ／ＯＦＦを繰り返して
ＯＮ／ＯＦＦ期間の比率を変化させるバースト調光を用
いる方法が行われていた。

【０００８】圧電トランス駆動部のスイッチング素子の
導通期間を変化させて調光を行うには、例えば、図３に
示した回路によって、スイッチング素子303 のゲートパ
ルス信号304 のパルス幅を変化させ、巻線トランス302
の一次側への供給電力を制御して冷陰極管305 の調光を
行う。或いは、図４に示すように、圧電トランス401の
入力側の一端及び他端へコイル402,403 を介して印加さ
れる電圧の、印加タイミングをスイッチング素子404,40
5 制御して、蛍光管（ＣＣＦＬ）406 の調光を行ってい
る。この場合、各スイッチング素子404,405 へのゲート
パルス信号407,408 のパルス幅PWを調整することによ
り、圧電トランス401 の一次側への供給電力を制御す
る。

【０００９】また、バースト調光方式の場合は、圧電ト
ランス501 の入力側の一端及び他端へコイル502,503 を
介して印加される電圧の、印加タイミングをスイッチン
グ素子504,505 により制御して、圧電トランス501 に所
定周波数の交流信号を印加し、さらにコイル502,503 へ
の電圧供給をスイッチング素子506,507 によって制御
し、蛍光管（ＣＣＦＬ）509 の調光を行っている。この
場合、各スイッチング素子504,505 へのゲートパルス信
号のパルス幅は一定であり、スイッチング素子507への
ベース駆動パルス信号508 のパルス幅PWを調整すること
により、圧電トランス501 の一次側への供給電力を制御
している。この際、蛍光管509 を定電流制御ループに入
れた制御は行われていなかった。

【００１０】また、圧電トランスの昇圧比は十分でない
ため、従来は、例えば図３及び図６に示すように、圧電
トランス301,601 の前段に巻線トランス302 やオートト
ランス602 等の電磁トランスを補助昇圧トランスとして
設けることが必要であった。

【００１１】また、図７に示すように、互いに逆位相で
動作するオートトランス702,703を２組用い、これらの
出カ回路間に圧電トランス701 を接続して昇圧を有利に
する方法も行われていた。

【００１２】一方、圧電トランスは、無負荷時や過励振
時に振動が過大になり破壊されるため、保護回路が必要
である。これを防止するために、従来は、特開平８−３
３３５０号公報に開示されるように、圧電トランスの出
力の高電圧を高抵抗で分圧して、無負荷時や過励振時の
電圧上昇を検出することにより圧電トランスを保護して
いた。

【００１３】即ち、図８に示すように、圧電トランス80
1 出力と接地間に直列に分圧抵抗器802,803 を挿入して
出力が開放状態（負荷が接続されていない状態）で高電
圧が発生した場合、これを分圧して所定の電圧に変換し
て取り出し、さらにダイオード804 によって整流して積
分器805 に入力する。これにより、積分器805 及びＶ−
Ｆコンバータ806 によって圧電トランス801 の発振周波
数を変化させて、その出力電圧を所定の電圧に安定させ
ている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の他励式の圧電トランス駆動回路（図２の回路）
では、位相比較回路やＶＣＯが必要なため回路構成が複
雑になり、部品点数も多くコストが大であった。また、
圧電トランスの周波数制御範囲が狭いため、積類の異な
る圧電トランスを置き換えて使用するには、圧電トラン
スによって共振周波数が異なるため、回路定数の変更が
必要であると共に、個々の圧電トランスで調整が必要で
あるので、工数が多くかかり、無調整で対応できる汎用
性が無かった。

【００１５】また、入力電圧範囲を広くした場合、例え
ば入力電圧範囲を７〜１８Ｖ程度とした場合、全入力電
圧範囲において、良好な効率を維持するのは、非常に困
難であった。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータを使用して電
源電圧を変換する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体
の効率が入力電圧値によって異なるし、昇庄式チョッパ
回路を用いた場合には、一般に入力電圧が低くなると効
率が低下してしまう。

【００１６】また、スイッチング素子の導通時間を入力
電圧の値によって変化させる方式（図３の回路）の場
合、特に、サイン半波での駆動の場合には、最良の波形
を得られる電圧範囲が狭く、その範囲外の電圧では圧電
トランスに印加される電圧波形が歪み高調波成分が多く
なるため、圧電トランスの駆動効率が低下してしまう。

【００１７】一方、調光を行う場合、高輝度から低輝度
までの範囲に亘って良好な効率を維持するのは困難であ
った。

【００１８】即ち、圧電トランスの駆動周波数（印加電
圧の周波数）を共振周波数からずらして昇圧比を下げる
ような方法で調光を行う場合には、共振状態からずれる
ため、低輝度状態のときに、圧電トランスの効率が低下
してしまう。

【００１９】また、図３及び図４に示したように、駆動
スイッチング素子の導通期間を変えて、圧電トランスに
印加されるサイン半波の電圧レベルを変化させて調光す
る方式の場合は、調光レベルにより圧電トランスの駆動
電圧波形が歪みを増して、高調波成分が多くなり圧電ト
ランスの効率が低下する。

【００２０】圧電トランスの昇圧比不足を補う補助昇圧
トランスを使用する場合（図３、図６、図７）、補助ト
ランス部での損失分が追加されるため、結果としてイン
バータ回路全体の変換効率が低下してしまう。また、補
助昇圧トランスを追加する分のコスト増となる。

【００２１】さらに、補助トランスを使用したサイン半
被の駆動方式の場合は、サイン波の基本波以外に高調波
を多く含む波形となるので、圧電トランスでの損失が増
し効率よく駆動することができない。

【００２２】また、サイン半波の２組の出力回路を使用
する差動駆動方式（図７の回路）の場合、互いに逆相の
サイン半被が圧電トランスの両端に印加され、これらが
合成されて連続したサイン波となるが、これらのサイン
半波の位相が変わるところでのつながりが滑らかでなく
なるので、クロスオーバー歪みが生じ易いため、連続し
た波形のサイン波や単一周波数成分のサイン波と比較す
ると効率が低くなる。

【００２３】圧電トランスの昇圧比不足を補うために、
ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて供給電源電圧を昇圧する
方式の場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部での損失分が追
加されるため、結果としてインバータ回路全体の変換効
率が低下してしまう。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ部
を追加する分のコスト増となる。

【００２４】また、最近では、昇圧比の高い積層型の圧
電トランスも使われ始めたが、長い蛍光ランプ（電極間
の距離が長い蛍光ランプ）を点灯させる場合、及び、低
いバッテリー電圧で圧電トランスを駆動させる場合に
は、図６及び図７に示したように、積層型の圧電トラン
スを用いても昇圧比が不足するため、オートトランス
や、簡易トランスを使用した補助昇圧トランスが必要で
ある。

【００２５】積層型の圧電トランス用に、図９に示すよ
うに、電源電圧の２倍の矩形波出カ電圧の得られる２組
のプッシュプル回路901,902 をＢＴＬ接続した駆動回路
も実施されているが、圧電トランス903 の種類によって
は、十分な昇圧比を得ることができない。さらに、この
ようなプッシュプル回路901,902 は、矩形波駆動のた
め、圧電トランス903 における損失が大きいという欠点
があった。

【００２６】また、図１０に示すように、一組のプッシ
ュプル回路101 の出力で誘導性素子102 を介して圧電ト
ランス103 を駆動する方式も実施されているが、長い蛍
光管104 を点灯させるには昇圧が不十分であった。

【００２７】また、従来の電流調光方式では、蛍光管の
調光範囲は、輝度１００％〜５０％くらいであり、これ
以上に調光範囲を広くすることができなかった。

【００２８】さらに、従来のバースト調光方式では、図
５に示したように、定電流制御を行っていないため、温
度変化や経時変化によるランプ輝度の変動が大きかっ
た。

【００２９】また、図８に示した駆動回路では、圧電ト
ランス801 の過励振による破壊を防止するために圧電ト
ランス801 の高圧出力を高抵抗で分圧して検出を行って
いるが、高圧側で電流を流して検出しているので損失が
大きい。さらに、インバータ起動時においては、ランプ
点灯開始に必要とする高電圧が、前記検出抵抗器802,80
3に流入する電流のために低下してしまうという問題点
があった。

【００３０】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、無調
整でも安定した効率の良い圧電トランス駆動方法及びそ
の装置を提供することにある。

【００３１】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために請求項１では、時定数回路によって決定さ
れた周波数の信号を出力する発振回路を備え、該発振回
路の出力信号に基づいて電源電圧から生成された所定周
波数のサイン波交流電圧を圧電トランスの入力側に印加
して圧電トランスを駆動する圧電トランス駆動方法であ
って、前記圧電トランスの出力信号周期を前記時定数回
路に帰還し、前記サイン波交流電圧の周波数を特定周波
数に維持して自励発振させる圧電トランス駆動方法を提
案する。

【００３２】該圧電トランス駆動方法によれば、圧電ト
ランス自体が自励発振回路の一部となっているため、負
荷の条件や、温度変化によって圧電トランスの出力信号
周波数が変化しても、この変化に対応して圧電トランス
の入力側に印加されるサイン波交流電圧の周波数が変化
し、前記出力信号周波数は常に特定周波数に維持され
る。

【００３３】また、請求項２では、請求項１記載の圧電
トランス駆動方法において、前記特定周波数が前記圧電
トランスの共振周波数若しくはその近傍の所定周波数で
ある圧電トランス駆動方法を提案する。

【００３４】該圧電トランス駆動方法によれば、圧電ト
ランス自体を自励発振回路の一部としているため、負荷
の条件や、温度変化によって圧電トランスの出力信号周
波数が変化しても、圧電トランスの入力側に印加される
サイン波交流電圧の周波数を変化することにより、前記
出力信号周波数は常に前記圧電トランスの共振周波数若
しくはその近傍の所定周波数に維持される。

【００３５】また、請求項３では、請求項１又は２記載
の圧電トランス駆動方法において、前記圧電トランスの
入力側に印加されるサイン波交流電圧の振幅値が所定の
閾値以上となったときに、圧電トランスへの前記サイン
波交流電圧の印加を停止する圧電トランス駆動方法を提
案する。

【００３６】該圧電トランス駆動方法によれば、圧電ト
ランスの入力側に印加されるサイン波交流電圧の振幅値
が所定の閾値以上となったとき、即ち圧電トランスの出
力電圧或いは出力電流が所定値以上となったときに、圧
電トランスへのサイン波交流電圧の印加が停止される。

【００３７】また、請求項４では、請求項１乃至３の何
れかに記載の圧電トランス駆動方法において、前記圧電
トランスの出力電流を検出すると共に、該電流を電流値
に対応した電圧値を有する電圧に変換し、該電圧に出力
調整用電圧を加算して出力制御電圧とし、該出力制御電
圧が常にほぼ一定となるように前記サイン波交流電圧の
振幅を制御する圧電トランス駆動方法を提案する。

【００３８】該圧電トランス駆動方法によれば、出力調
整用電圧の電圧値を変化させることにより出力制御電圧
が変化するため、該出力制御電圧が常にほぼ一定となる
ようにサイン波交流電圧の振幅が変化されるので、圧電
トランスの出力電流値が変化する。従って、前記出力調
整用電圧の電圧値を変化させることにより、圧電トラン
スの出力電流を変化させることができる。

【００３９】また、請求項５では、請求項１乃至４の何
れかに記載の圧電トランス駆動方法において、前記電源
電圧の電圧値を監視し、該電圧値の変動に対して前記圧
電トランスの出力電流値又は出力電圧値をへ電源電圧の
変動前の値に維持する圧電トランス駆動方法を提案す
る。

【００４０】該圧電トランス駆動方法によれば、電源電
圧の変動に対する圧電トランスの出力電流或いは電圧の
変動が防止される。

【００４１】また、請求項６では、入力された直流電圧
を電源電圧とし、該電源電圧から生成された交流電圧を
圧電トランスの入力側に印加し、該圧電トランスの出力
側より所定の交流電圧を得る圧電トランス駆動装置にお
いて、前記圧電トランスから出力された交流電圧又は交
流電流の位相を検出し、前記圧電トランスの入力側に印
加される交流電圧の位相に対して前記圧電トランスから
出力された交流電圧又は交流電流の位相が一定の関係に
なるように、前記圧電トランスから出力された交流電圧
波形を遅延する遅延部と、該遅延部によって遅延された
交流電圧の波形を矩形波にして出力する波形整形部と、
圧電トランスから出力される電流又は電圧を検出し、該
電流又は電圧の電流値又は電圧値に対応してレベル変化
する帰還電圧を出力する出力値検出部と、前記帰還電圧
と予め設定された基準電圧との差の電圧を誤差電圧とし
て出力する誤差増幅器と、前記波形整形部より出力され
た矩形波信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジでトリ
ガされて三角波電圧を出力する三角波発生回路と、該三
角波電圧と前記誤差電圧とを比較し、比較結果に基づく
矩形波電圧を出力する比較器と、該比較器から出力され
た矩形波電圧によってスイッチング素子を駆動し、該ス
イッチング素子のオン・オフに同期して、誘導性素子を
介して前記圧電トランスの入力側に電圧を印加する駆動
部とを備えた圧電トランス駆動装置を提案する。

【００４２】該圧電トランス駆動装置によれば、遅延部
によって圧電トランスから出力された交流電圧又は交流
電流の位相が検出され、該位相が圧電トランスの入力側
に印加される交流電圧の位相に対して前記一定の関係に
なるように、前記圧電トランスから出力された交流電圧
波形が遅延される。

【００４３】さらに、前記遅延部によって遅延された交
流電圧の波形は、波形整形部によって矩形波に変換さ
れ、該波形整形部より出力された矩形波信号の立ち上が
り及び立ち下がりエッジで三角波発生回路がトリガされ
て、該三角波発生回路から三角波電圧が出力される。

【００４４】また、出力値検出部によって、圧電トラン
スから出力される電流又は電圧が検出されると共に該電
流又は電圧の電流値又は電圧値に対応してレベル変化す
る帰還電圧が出力され、該帰還電圧と予め設定された基
準電圧との差の電圧が、誤差増幅器によって誤差電圧と
して出力される。

【００４５】また、比較器によって、前記三角波電圧と
前記誤差電圧とが比較され、該比較器からは比較結果に
基づく矩形波電圧が出力される。

【００４６】さらに、駆動部において、前記比較器から
出力された矩形波電圧によってスイッチング素子が駆動
され、該スイッチング素子のオン・オフに同期して、誘
導性素子を介して圧電トランスの入力側に電圧が印加さ
れる。この際、スイッチング素子から出力された矩形波
電圧は、前記誘導性素子によってサイン波電圧とされて
圧電トランスに印加される。

【００４７】従って、圧電トランスの出力波形によって
トリガされる自励発振回路が構成され、圧電トランス自
体が自励発振回路の一部とされるので、負荷の条件や、
温度変化によって圧電トランスの出力信号周波数が変化
しても、圧電トランスの入力側に印加されるサイン波交
流電圧の周波数が変化され、前記出力信号周波数は常に
所定の周波数、例えば圧電トランスの共振周波数に維持
される。また、圧電トランスの出力信号周波数は、前記
遅延部における遅延量によって調整可能となる。さら
に、前記サイン波電圧の振幅は、前記誘導性素子と圧電
トランスの入力容量によって構成される直列共振回路
が、前記圧電トランスの共振周波数に一致するような関
係になったときに最大になり、前記比較器から出力され
る矩形波電圧のパルス幅を変化させることにより変える
ことができる。

【００４８】また、請求項７では、請求項６記載の圧電
トランス駆動装置において、前記駆動部は、スイッチン
グ素子からなり互いに逆位相で動作する矩形波出力の２
組のプッシュプル出力回路と、誘導性素子とを有し、該
２組のプッシュプル出力回路の出力間に圧電トランスの
入力側と前記誘導性素子を直列接続した圧電トランス駆
動装置を提案する。

【００４９】該圧電トランス駆動装置によれば、駆動部
は、互いに逆相で動作する２組のプッシュプル出力回路
の出力間に圧電トランスの入力側を接続することによっ
て通常のプッシュプルの場合の約２倍の電圧が得られ、
電源電圧の約２倍になった矩形波電圧が誘導性素子を介
して圧電トランスに印加される。これにより、電源電圧
を低く設定でき、低電圧駆動が可能となる。

【００５０】また、請求項８では、請求項６又は７記載
の圧電トランス駆動装置において、前記圧電トランスの
入力側に印加される交流電圧の振幅値が予め設定した閾
値以上になったときに、前記駆動部の動作を停止する保
護手段を設けた圧電トランス駆動装置を提案する。

【００５１】該圧電トランス駆動装置によれば、圧電ト
ランスの入力電圧（サイン波交流電圧）の振幅レベル
と、圧電トランスの振動レベルは相関があるので、入力
電圧の振幅を検出して、振幅が設定値を超えたときは、
圧電トランスの励振が停止される。これにより、圧電ト
ランスの励振が所定値を超えたときに、圧電トランスの
励振を停止して圧電トランスを保護する過励振保護動作
が実行される。

【００５２】また、請求項９では、請求項６乃至８の何
れかに記載の圧電トランス駆動装置において、調整用電
圧発生回路を設けると共に、前記出力値検出部に代え
て、前記圧電トランスから出力される電流又は電圧を検
出して該電流又は電圧の電流値又は電圧値に対応してレ
ベル変化する出力検出電圧に変換すると共に、該出力検
出電圧に調整用電圧を加算した帰還電圧を出力する出力
調整手段を設けた圧電トランス駆動装置を提案する。

【００５３】該圧電トランス駆動装置によれば、前記調
整用電圧の電圧値を変化させることにより帰還電圧が変
化するため、該帰還電圧が常にほぼ一定となるようにサ
イン波交流電圧の振幅が変化されるので、圧電トランス
の出力電流値が変化する。従って、前記調整用電圧の電
圧値を変化させることにより、圧電トランスの出力電流
を変化させることができる。

【００５４】また、請求項１０では、請求項９記載の圧
電トランス駆動装置において、前記調整用電圧発生回路
の出力電圧が、直流又は交流信号、或いはパルス信号で
ある圧電トランス駆動装置を提案する。

【００５５】該圧電トランス駆動装置によれば、前記調
整用電圧として直流又は交流信号、或いはパルス信号が
用いられる。

【００５６】また、請求項１１では、請求項６乃至１０
の何れかに記載の圧電トランス駆動装置において、前記
電源電圧の変動に対して、前記圧電トランスの出力電流
値又は出カ電圧値を電源電圧の変動前の値に維持する出
力安定化手段を設けた圧電トランス駆動装置を提案す
る。

【００５７】該圧電トランス駆動装置によれば、出力安
定化手段によって、電源電圧の変動が生じた際にも、前
記圧電トランスの出力電流値又は出力電圧値が電源電圧
の変動前の値に維持される。

【００５８】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の一
実施形態を説明する。図１に本発明の一実施形態の圧電
トランス駆動装置の基本構成を示す。図において、１は
圧電トランス、２は冷陰極蛍光管等の放電灯、３は放電
灯２を流れる電流を検出して電圧に変換して出力する電
流検出回路、４は誤差増幅回路、５は矩形波電圧を出力
する調光信号発生回路、６は放電灯２を流れる電流の波
形を検出する電流波形検出回路、７は遅延回路、８は増
幅・波形整形回路、９はトリガ回路、１０は時定数回路
の容量に基づく周期の鋸歯状波（三角波）電圧を発生す
る発振回路、１１はパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す
る）部、１２はスイッチング素子を介して直流電源電圧
をパルス状にして出力する出力部、１３は誘導性素子、
１４は圧電トランス１の入力側に印加される電圧の振幅
を検出する振幅検出回路である。

【００５９】圧電トランス１の入力端子の一端には、誘
導性素子１３を介して出力部１２のスイッチング出力電
圧がサイン波交流電圧Ｖ_Aとして印加され、これにより
圧電トランス１が駆動される。

【００６０】放電灯２は、圧電トランス１の出力端子に
接続され、放電灯２の管電流Ｉ_Aは電流検出回路３によ
って検出され、この検出された電流は電流値に対応して
変化する電圧値を有する直流電圧Ｖ_Bに変換されて出力
される。

【００６１】調光信号発生回路５は、所定周波数の矩形
波電圧Ｖ_Cを調光信号として出力し、パルスのデューテ
ィを変化させることにより調光を行えるようにする。

【００６２】電流検出回路３から出力された直流電圧Ｖ
_Bは、調光信号発生回路５から出力される矩形波電圧Ｖ
_Cと合成される。この合成された電圧Ｖ_Dは、誤差増幅
回路４によって増幅された後、ＰＷＭ制御部１１におい
て発振回路１０から出力される鋸歯状波電圧（三角波電
圧）Ｖ_Eと比較され、この比較結果に基づくパルス幅を
有する駆動パルス信号Ｖ_FがＰＷＭ制御部１１から出力
部１２に対して出力される。

【００６３】出力部１２は、ＰＷＭ制御部１１から出力
される駆動パルス信号Ｖ_Fに基づいてスイッチング素子
をオンオフし、このスイッチング素子を介して電源電圧
をパルス状にして、直列接続された誘導性素子１３と圧
電トランス１に印加する。

【００６４】また、放電管２を流れる電流Ｉ_Aの波形
が、電流波形検出回路６で検出され、この電流波形は遅
延回路７で位相調整され、さらに増幅・波形整形回路８
によって増幅及び波形整形されて矩形波電圧Ｖ_Gとして
出力される。この矩形波電圧Ｖ_Gの立ち上がり及び立ち
下がりで、トリガ回路９は発振回路１０の時定数容量を
放電して、帰還信号の周波数、即ち圧電トランス１の出
力電流の周波数と発振回路１０の発振周波数の同期を行
う。ここでは、遅延回路７による位相調整、即ち電流波
形の遅延量を所定値に設定することにより、圧電トラン
ス１への印加電圧の周波数が圧電トランス１の共振周波
数にほぼ等しくなるようにしている。

【００６５】振幅検出回路１４は、圧電トランス１の入
力電圧Ｖ_Aの波形の振幅を検出し、所定の閾値を超えた
ときにＰＷＭ制御部１１から出力部１２への駆動パルス
信号Ｖ_Fの出力を停止させる。

【００６６】前述の構成によれば、出力部１２から出力
されたパルス状の電源電圧は誘導性素子１３を介して圧
電トランス１の入力側に印加されるので、圧電トランス
１に印加される電圧Ｖ_Aの波形は歪みの少ない連続した
サイン波となる。これにより、従来のオートトランスを
使用した合成サイン波駆動方式やサイン半波駆動方式に
比べて効率が非常に良くなると共に、ノイズの発生が大
幅に低減される。

【００６７】また、出力部１２のスイッチング素子をオ
ンオフする駆動パルス信号Ｖ_Fの周期、即ち発振回路１
０の発振周波数は、圧電トランス１の出力電流波形に基
づいて制御され、圧電トランス１の共振周波数にほぼ近
い値に設定する圧電トランスを含んだ自励発振回路を構
成しているので、損失を最小限に抑えて圧電トランス１
の最大出力を引き出すことができる。

【００６８】また、圧電トランス１に印加するサイン波
交流電圧Ｖ_Aの周波数を常に共振周波数近傍に維持した
状態で、このサイン波交流電圧Ｖ_Aの振幅を変化させて
圧電トランス１の出力電流Ｉ_Aを変化させているので、
高効率を維持した状態で広い範囲に亘って出力電流Ｉ_A
を安定して変化させることができる。

【００６９】（第１の実施例）次に、本実施形態の第１
の実施例を説明する。図１１は第１の実施例の圧電トラ
ンス駆動装置を示す構成図である。図において、図１の
基本構成に示した構成と同一部分は同一符号を持って表
す。即ち、１は圧電トランス、ＣＣＦＬ１は冷陰極放電
管、Ｕ１〜Ｕ４，Ｕ８，Ｕ１２〜Ｕ１５はインバータ
（ＮＯＴゲート）、Ｕ５，Ｕ６はオペアンプ、Ｕ７はコ
ンパレータ、Ｕ９はステアリングフリップフロップ（以
下、フリップフロップと称する）、Ｕ１Ｏ，Ｕ１１はＮ
ＯＲゲート、ＯＳＣは鍛歯状波発振回路、Ｑ１，Ｑ３は
ＰチャネルのパワーＭＯＳ・ＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称
する）、Ｑ２，Ｑ４はＮチャネルのパワーＭＯＳ・ＦＥ
Ｔ（以下、ＦＥＴと称する）、Ｑ５〜Ｑ７はＮＰＮ型ト
ランジスタ、Ｑ８はＰＮＰ型トランジスタ、Ｄ１，Ｄ
３，Ｄ４はダイオード、Ｄ２はゼナーダイオード、ＣＴ
は発振回路（ＯＳＣ）の時定数コンデンサ、ＲＴは発振
回路（ＯＳＣ）の時定数抵抗器、Ｃ１〜Ｃ６はコンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ１４は抵抗器、Ｌ１はインダクタ、ＰＳ１
は直流電源装置である。

【００７０】ここで、図１に示した電流検出回路３は、
ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ７及びコンデンサＣ７から構
成され、ダイオードＤ３のアノードは冷陰極放電管ＣＣ
ＦＬ１の一端に接続されると共にカソードは抵抗器Ｒ７
の一端に接続され、抵抗器Ｒ７の他端はコンデンサＣ７
を介して接地されている。また、冷陰極放電管ＣＣＦＬ
１の他端は圧電トランス１の出力端子に接続されてい
る。

【００７１】誤差増幅回路４は、オペアンプＵ５及び抵
抗器Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０から構成され、オペアンプＵ５
の反転入力端子（−）は抵抗器Ｒ８を介して基準電圧Ｖ
_refが印加されると共に抵抗器Ｒ９を介して接地され、
さらに抵抗器Ｒ１０を介してその出力端子に接続されて
いる。これにより、オペアンプＵ５の出力端子からは、
基準電圧を抵抗器Ｒ８，Ｒ９によって分圧した電圧Ｖ
₂と非反転入力端子（＋）に印加される電圧Ｖ_Dとの差
の電圧が誤差電圧Ｖ₃として出力される。

【００７２】調光信号発生回路５は、発振周波数が数百
Ｈｚの矩形波でデューティを１００％〜約１０％まで変
化させることのできるパルス発生器からなり、その出力
端子はオペアンプＵ５の非反転入力端子（＋）及び電流
検出回路３の抵抗器Ｒ７の他端に接続され、電流検出回
路３の抵抗器Ｒ７の他端から出力される直流電圧Ｖ_Bに
重畳するように所定周波数の矩形波電圧Ｖ_Cを調光信号
として出力する。これにより、オペアンプＵ５の非反転
入力端子（＋）には直流電圧Ｖ_Bと矩形波電圧Ｖ_Cとを
合成した電圧Ｖ_Dが印加され、矩形波電圧Ｖ_Cのパルス
のデューティを変化させることにより調光を行うことが
できる。

【００７３】電流波形検出回路６は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２
から構成され、抵抗器Ｒ１の一端は冷陰極放電管ＣＣＦ
Ｌ１の一端に接続され、他端は抵抗器Ｒ２を介して接地
され、抵抗器Ｒ１の他端から冷陰極放電管ＣＣＦＬ１を
流れる電流波形を有する電圧Ｖ₁が出力される。

【００７４】遅延回路７は、コンデンサＣ２から構成さ
れている。増幅・波形整形回路８は、コンデンサＣ３，
Ｃ４、抵抗器Ｒ３，Ｒ４及びインバータＵ１〜Ｕ４から
構成され、インバータＵ１の入力端子にはコンデンサＣ
３の一端が接続され、コンデンサＣ３の他端はコンデン
サＣ２を介して接地されると共に電流波形検出回路６の
出力電圧Ｖ₁が印加されている。さらに、インバータＵ
１の出力端子は抵抗器Ｒ３を介してその入力端子に接続
されると共にコンデンサＣ４を介してインバータＵ２の
入力端子に接続されている。

【００７５】また、インバータＵ２の出力端子は抵抗器
Ｒ４を介してその入力端子に接続されている。さらに、
インバータＵ３の入力端子は、インバータＵ２の出力端
子に接続され、出力端子はインバータＵ４の入力端子に
接続されている。

【００７６】トリガ回路９は、トランジスタＱ５，Ｑ
６、コンデンサＣ５，Ｃ６及び抵抗器Ｒ５，Ｒ６から構
成され、トランジスタＱ５のベースはコンデンサＣ５を
介してインバータＵ３の出力端子に接続されると共に抵
抗器Ｒ５を介して接地され、エミッタは接地され、コレ
クタはトランジスタＱ６のコレクタに接続されている。
また、トランジスタＱ６のベースはコンデンサＣ６を介
してインバータＵ４の出力端子に接続されると共に抵抗
器Ｒ６を介して接地されている。これにより、トランジ
スタＱ５，Ｑ６のコレクタからトリガ用の矩形波電圧Ｖ
_Gが出力される。

【００７７】発振回路１０は、発振器ＯＳＣと時定数抵
抗器ＲＴ及び時定数コンデンサＣＴから構成され、コン
デンサＣＴと抵抗器ＲＴの値によって決定される時定数
でコンデンサＣＴを充電し、接地されていないコンデン
サＣＴの一端から鋸歯状波電圧（三角波電圧）Ｖ_Eを出
力する。

【００７８】ＰＷＭ制御部１１は、コンパレータＵ７、
インバータＵ８，Ｕ１２，Ｕ１３、フリップフロップＵ
９、及びＮＯＲゲートＵ１０，Ｕ１１から構成され、コ
ンパレータＵ７の反転入力端子には発振回路１０から出
力される鋸歯状波電圧Ｖ_Eが印加され、非反転入力端子
にはオペアンプＵ５から出力される誤差電圧Ｖ₃が印加
され、出力端子はインバータＵ８の入力端子に接続され
ると共にＮＯＲゲートＵ１０，Ｕ１１のそれぞれの一方
の入力端子に接続されている。

【００７９】フリップフロップＵ９のトリガ入力端子は
インバータＵ８の出力端子に接続され、出力端子（Ｑ）
はＮＯＲゲートＵ１０の他方の入力端子に反転出力端子
（−Ｑ）はＮＯＲゲートＵ１１の他方の入力端子にそれ
ぞれ接続されている。

【００８０】また、ＮＯＲゲートＵ１０の出力端子はイ
ンバータＵ１２の入力端子に接続され、ＮＯＲゲートＵ
１１の出力端子はインバータＵ１３の入力端子に接続さ
れている。これにより、ＮＯＲゲートＵ１２，Ｕ１３の
それぞれの出力端子から出力されるパルス信号Ｖ₄，Ｖ
₅が駆動パルス信号Ｖ_Fとなる。

【００８１】出力部１２は、インバータＵ１４，Ｕ１５
及びＦＥＴＱ１〜Ｑ４から構成され、ＦＥＴ（Ｑ１）の
ゲートはインバータＵ１５の入力端子とインバータＵ１
３の出力端子に接続され、インバータＵ１３から出力さ
れるパルス信号Ｖ₅が入力されている。また、ＦＥＴ
（Ｑ１）のソースには直流電源ＰＳ１の出力電圧Ｖccが
印加され、ドレインはＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン及びイ
ンダクタＬ１の一端に接続されている。

【００８２】ＦＥＴ（Ｑ３）のゲートはインバータＵ１
４の入力端子とインバータＵ１２の出力端子に接続さ
れ、インバータＵ１２から出力されるパルス信号Ｖ₄が
入力されている。また、ＦＥＴ（Ｑ３）のソースには直
流電源ＰＳ１の出力電圧Ｖccが印加され、ドレインはＦ
ＥＴ（Ｑ４）のドレイン及び圧電トランス１の一方の入
力端子に接続されている。

【００８３】ＦＥＴ（Ｑ２）ゲートはインバータＵ１４
の出力端子に接続され、ソースは接地されている。

【００８４】ＦＥＴ（Ｑ４）ゲートはインバータＵ１５
の出力端子に接続され、ソースは接地されている。

【００８５】振幅検出回路１４は、ダイオードＤ１，Ｄ
４、コンデンサＣ１及びゼナーダイオードＤ２、オペア
ンプＵ６、トランジスタＱ７，Ｑ８、及び抵抗器Ｒ１１
〜Ｒ１６から構成され、ダイオードＤ２のアノードは圧
電トランス１の他方の入力端子及びインダクタＬ１の他
端に接続され、ダイオードＤ２のカソードはコンデンサ
Ｃ１を介して接地されている。

【００８６】また、ダイオードＤ２のアノードは、抵抗
器Ｒ１１を介してトランジスタＱ７のベースに接続され
ると共にダイオードＤ４のカソードに接続されている。
さらに、トランジスタＱ７のベースは抵抗器Ｒ１２を介
して接地され、エミッタは接地され、コレクタは抵抗器
Ｒ１３を介してトランジスタＱ８のベースに接続されて
いる。さらにトランジスタＱ８のベースは抵抗器Ｒ１４
を介してそのエミッタに接続され、エミッタには直流電
源ＰＳ１の出力電圧Ｖ_ccが印加されている。

【００８７】また、トランジスタＱ８のコレクタは抵抗
器Ｒ１５を介してダイオードＤ４のアノードに接続され
ると共に抵抗器Ｒ１６を介してオペアンプＵ６の非反転
入力端子（＋）に接続されている。

【００８８】オペアンプＵ６の反転入力端子には基準電
圧Ｖ_refを抵抗器Ｒ８，Ｒ９によって分圧した電圧Ｖ₂
が印加され、出力端子はオペアンプＵ５の出力端子とワ
イヤー結合されてコンパレータＵ７の非反転入力端子に
接続されている。

【００８９】尚、図１１中の破線に囲まれた部分、即ち
オペアンプＵ５，Ｕ６、コンパレータＵ７、発振器ＯＳ
Ｃ、基準電圧Ｖ_refの発生手段（図示せず）、インバー
タＵ８，Ｕ１２，Ｕ１３、フリップフロップＵ９及びＮ
ＯＲゲートＵ１０，Ｕ１１は、汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
（ＩＣ１）を用いて構成されている。

【００９０】次に、前述の構成よりなる第１の実施例の
動作を図１２及び図１３の波形図を参照しながら説明す
る。圧電トランス１の出力電圧が、冷陰極蛍光管ＣＣＦ
Ｌ１の点灯開始電圧を超えると放電が開始して管電流Ｉ
_Aが流れる。管電流Ｉ_Aは、抵抗器Ｒ１，Ｒ２で検出さ
れ、電流波形はカップリングコンデンサＣ３を通り、抵
抗器Ｒ３，Ｒ４で負帰還をかけられて増幅器として動作
するリ二ア領域を有するインバータＵ１，Ｕ２で増幅さ
れる。

【００９１】増幅された信号は、インバータＵ３により
波形整形されてパルス波形となり、インバータＵ４で極
性反転される。

【００９２】インバータＵ３の出力信号は、コンデンサ
Ｃ５と抵抗器Ｒ５で微分され、この微分の結果得られる
パルス信号の立ち上がり部分でトランジスタＱ５のベー
スを駆動してコレクタ・エミッタ間を導通し、発振回路
１０の時定数コンデンサＣＴをディスチャージ（放電）
する。

【００９３】同様に、インバータＵ４の出力信号は、コ
ンデンサＣ６と抵抗器Ｒ６で微分されこの微分の結果え
られるパルス信号の立ち上がり部分でトランジスタＱ６
のコレクタ・エミッタ間を導通させ、発振回路１０の時
定数コンデンサＣＴをディスチャージする。

【００９４】即ち、検出した管電流Ｉ_Aの波形の２倍の
周波数で発振回路ＯＳＣにトリガをかける。

【００９５】発振回路１０の時定数コンデンサＣＴに発
生する鋸歯状波電圧Ｖ_Eは、ＰＷＭ制御部１１のコンパ
レータＵ７で誤差増幅器Ｕ５から出力される誤差電圧Ｖ
₃と比較され、ＰＷＭ出力信号Ｖ_PWMとなる。

【００９６】コンパレータＵ７のＰＷＭ出力信号Ｖ_PWM
は、インバータＵ８によって反転された後、フリップフ
ロップＵ９によってトグルされて出力端子（Ｑ）及び反
転出力端子（−Ｑ）に出力される。

【００９７】さらに、フリップフロップＵ９の出力端子
（Ｑ）及び反転出力端子（−Ｑ）から出力された信号と
コンパレータＵ７の出力信号Ｖ_PWMはＮＯＲゲートＵ１
０，Ｕ１１で処理された後にインバータＵ１２，Ｕ１３
によって反転され、プッシュプル出力駆動用の信号
Ｖ₄，Ｖ₅となる。

【００９８】これにより、信号Ｖ₄はフルブリッジ接続
のＦＥＴ（Ｑ３）を駆動する。さらに、インバータＵ１
２の出力信号Ｖ₄は、インバータＵ１４で極性反転され
てＦＥＴ（Ｑ２）を駆動する。

【００９９】また、信号Ｖ₅はＦＥＴ（Ｑ１）を駆動す
ると共に、インバータＵ１５によって極性反転された後
にＦＥＴ（Ｑ４）を駆動する。

【０１００】ＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）をフルブリッジ接続
した出力部１２の動作は、ＦＥＴ（Ｑ１）がオンのとき
にＦＥＴ（Ｑ４）がオンであり、ＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）
がオフとなり、ＦＥＴ（Ｑ３）がオンのときにＦＥＴ
（Ｑ２）がオンであり、ＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）がオフに
なる動作をする。

【０１０１】ＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）及ぴＦＥＴ（Ｑ３，
Ｑ４）の出力が交互に反転するので、圧電トランス１と
インダクタＬ１は電源電圧Ｖ_ccの２倍の矩形波電圧で励
振される。これにより、インダクタＬ１に流れる電流の
向きは交互に反転するため、インダクタＬ１は逆起電力
を発生すると共に、インダクタＬ１は圧電トランス１の
入力容量と共振して、発生した逆起電力は圧電トランス
１の両端ではサイン波となる。

【０１０２】このサイン波の振幅は、インダクタＬ１と
圧電トランス１の入力容量からなる直列共振回路の共振
周波数が圧電トランス１の共振周波数と一致したときが
最大となる。

【０１０３】圧電トランス１の入力側は、サイン波電圧
Ｖ_Aで励振され、２次側にサイン波の高圧出力が発生し
て蛍光管ＣＣＦＬ１をドライブする。

【０１０４】抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ２は遅延回路７
を構成し、コンデンサＣ２で遅延量を調整し圧電トラン
ス１の自励発振の駆動周波数が最適となるように設定さ
れている。

【０１０５】また、蛍光管ＣＣＦＬ１に流れる電流Ｉ_A
は、ダイオードＤ３、抵抗器Ｒ７、及びコンデンサＣ７
で直流電圧Ｖ_Bに変換され、オペアンプＵ５でリファレ
ンス電圧Ｖ_refを抵抗器Ｒ８，Ｒ９で分圧した電圧Ｖ₂
と比較されてＰＷＭコンパレータＵ７の入力に加わる。

【０１０６】尚、電源制御用ＰＷＭ回路の動作、即ちＰ
ＷＭコンパレータＵ７の動作は周知なものなので詳細な
説明は省略する。

【０１０７】前述した各部の動作により、蛍光管ＣＣＦ
Ｌ１の管電流Ｉ_Aが減ってコンデンサＣ７の電圧が下が
ったときは、ＰＷＭ制御部１１は、出力信号Ｖ₄，Ｖ₅
のパルス幅を大きくしてインダクタＬ１と圧電トランス
１に印加される矩形波電圧のパルス幅を大きくする。こ
れにより、圧電トランス１の両端に印加されるサイン波
電圧Ｖ_Aの振幅が大きくなり、その結果、圧電トランス
１の出力電圧を上げて蛍光管ＣＣＦＬ１に流れる電流Ｉ
_Aを一定にするような動作をする。

【０１０８】また、蛍光管ＣＣＦＬ１の電流が増加して
コンデンサＣ７の電圧が上がろうとした場合は、上記と
逆の動作をして蛍光管ＣＣＦＬ１の電流が一定となるよ
うな定電流制御の動作をする。

【０１０９】以上の動作により、圧電トランス駆動装置
の入力直流電圧、即ち電源電圧Ｖ_ccが変化しても、蛍光
管ＣＣＦＬ１の電流値（蛍光管の輝度に相当）は一定に
なる。

【０１１０】また、蛍光管ＣＣＦＬ１の電流を変化させ
て調光を行う場合は，外部よりコンデンサＣ７に直流電
圧を印加すれば可能である。直流電圧で調光を行う場合
は、蛍光管の性質上、調光範囲は輝度ＭＡＸの１００％
〜５０％程度である。更に調光範囲を広くしたい場合
は、上記コンデンサＣ７の電圧に調光信号発生回路５か
ら周波数数百Ｈｚのパルス電圧を加え、高圧出力のオン
／オフを繰り返し、オン期間又はオフ期間のパルスのデ
ューティを変化させることによりバースト状の調光を行
うことができる。この場合、調光範囲は１００％〜１０
％程度まで可能である。

【０１１１】調光信号発生回路５から出力される電圧Ｖ
_C、即ち調光パルスは定電流制御のフィードバックルー
プ内に印加されるため、温度変化、経時変化等による管
電流Ｉ_Aの変動が無く、輝度が安定である。

【０１１２】尚、調光信号発生回路５のバースト調光用
のデューティ可変パルスの発生は、周知の技術なので説
明は省略する。

【０１１３】入力電圧Ｖ_ccの変動や調光によってインダ
クタＬ１と圧電トランス１を駆動する矩形波のパルス幅
が変化しても、インダクタＬ１の効果で圧電トランス１
の両端の電圧Ｖ_Aは比較的歪みの少ないサイン波となる
ので効率の良い駆動が可能である。

【０１１４】過励振時に圧電トランス１を保護するた
め、圧電トランス１の入力電圧Ｖ_Aのレベルをダイオー
ドＤ１及びコンデンサＣ１で検出して、電圧Ｖ_Aのレベ
ルが予め設定した閾値を超えたときに、ゼナーダイオー
ドＤ２が導通してトランジスタＱ７をオンし、これによ
りトランジスタＱ８が導通してラッチがかかる。これに
より、トランジスタＱ８のコレクタ出力でオペアンプＵ
６の非反転入力（＋）をハイレベルにしてＰＷＭ出力を
停止する。

【０１１５】尚、ダイオードＤ２、トランジスタＱ７，
Ｑ８による構成例以外にも、コンパレータ等による検出
回路も可能である。

【０１１６】また、第１の実施例では、簡略化のためパ
ワーＭＯＳ・ＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）をドライブするバッ
ファは省略してあるが、実回路ではバッファを追加した
方が効率が良い。

【０１１７】（第２の実施例）次に、本発明の一実施形
態における第２の実施例を説明する。図１４は、第２の
実施例の圧電トランス駆動装置を示す構成図である。図
において、前述した第１の実施例と同一構成部分は同一
符号をもって表しその説明を省略する。また、第１の実
施例と第２の実施例との相違点は、出力部１２を２つの
ＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）からなる一組のプッシュプル回路
によって構成したことにある。

【０１１８】即ち、出力部１２は、インバータＵ１４と
ＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）から構成され、ＦＥＴ（Ｑ１）の
ゲートにはＰＷＭ制御部１１のインバータＵ１３から出
力されるパルス信号Ｖ₅が入力され、ソースには電源電
圧Ｖ_ccが印加され、ドレインはＦＥＴ（Ｑ２）のドレイ
ン及びインダクタＬ１の一端に接続されている。また、
ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートにはＰＷＭ制御部１１のインバ
ータＵ１２から出力されるパルス信号Ｖ₄がインバータ
Ｕ１４によって反転されて入力され、ソースは接地され
ている。さらに、圧電トランス１の入力側他端も接地さ
れている。

【０１１９】第２の実施例は、出力部１２をフルブリッ
ジ接続しなくても通常のプッシュプル接続でも動作可能
であることを示し、この第２の実施例の構成によって
も、比較的短い蛍光管ならば点灯させることができ、本
実施形態の効果を得ることができる。

【０１２０】（第３の実施例）次に、本発明の一実施形
態における第３の実施例を説明する。図１５は、第３の
実施例の圧電トランス駆動装置を示す構成図である。図
において、前述した第１の実施例と同一構成部分は同一
符号をもって表しその説明を省略する。また、第１の実
施例と第３の実施例との相違点は、出力部１２をインダ
クタＬ２とＦＥＴ（Ｑ２）とからなるシングルエンドに
よって構成したことにある。

【０１２１】即ち、ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートは、ＰＷＭ
制御部１１のインバータＵ１２及びインバータＵ１３の
両方の出力端子に接続され、ＦＥＴ（Ｑ２）はこれらの
インバータＵ１２，Ｕ１３の出力信号Ｖ₄，Ｖ₅によっ
て駆動される。

【０１２２】また、ＦＥＴ（Ｑ２）のドレインにはイン
ダクタＬ２を介して電源電圧Ｖ_ccが印加されると共に、
ドレインはインダクタＬ１の一端に接続され、ソースは
接地されている。

【０１２３】第３の実施例は、出力部１２をシングルエ
ンド方式で構成しても動作可能であることを示し、この
第３の実施例の構成によっても、比較的短い蛍光管なら
ば点灯させることができ、本実施形態の効果を得ること
ができる。

【０１２４】尚、第３の実施例では、出力部１２のイン
ダクタＬ２としてチョークコイルを使用しているが、チ
ョークコイルの代わりにトランス或いはオートトランス
を使用しても良い。

【０１２５】（第４の実施例）次に、本発明の一実施形
態における第４の実施例を説明する。図１６は、第４の
実施例の圧電トランス駆動装置を示す構成図である。図
において、前述した第１の実施例と同一構成部分は同一
符号をもって表しその説明を省略する。また、第１の実
施例と第４の実施例との相違点は、電流検出回路３及び
調光信号発生回路５を除去し、遅延回路７によって調
光、即ち圧電トランス１の出力電流量の調整を行えるよ
うにしたことにある。

【０１２６】即ち、遅延回路７においては、コンデンサ
Ｃ２と並列にそれぞれ静電容量の異なる複数のコンデン
サＣ２₁〜Ｃ２_nを設け、スイッチＳＷ１によってこれ
らのコンデンサＣ２，Ｃ２₁〜Ｃ２_nを切り替えて接続
できるようにした。

【０１２７】この構成によれば、スイッチＳＷ１の切り
替えによって接続するコンデンサＣ２，Ｃ２₁〜Ｃ２_n
の容量を変化させることにより、帰還波形の位相が変化
して、駆動周波数、即ち圧電トランス１の入力側に印加
されるサイン波交流電圧Ｖ_Aの周波数がシフトする。こ
の駆動周波数が変化することにより、圧電トランス１の
昇圧比が変化し、圧電トランス１の出力電圧が変わる。

【０１２８】従って、帰還波形の遅延量の変化を蛍光管
２の調光に使用することができる。

【０１２９】また、本実施例では、電源電圧Ｖ_ccの変化
による蛍光管２の輝度変化が発生しないように、抵抗器
Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９によって電源電圧Ｖ_ccを検出
し、これを誤差増幅回路４のオペアンプＵ５の非反転入
力端子に入力して、ＰＷＭ出力信号Ｖ_PWMの周期を制御
している。

【０１３０】前述したように第４の実施例は、調光制御
にＰＷＭ制御を使用しないで、遅延回路７における遅延
量を変化させても調光が可能であることを示し、この構
成によれば、調光による効率はＰＷＭ方式より劣るが、
回路構成が簡略化できる利点がある。

【０１３１】（第５の実施例）次に、本発明の一実施形
態における第５の実施例を説明する。図１７は、第５の
実施例の圧電トランス駆動装置を示す構成図である。図
において、前述した第１の実施例と同一構成部分は同一
符号をもって表しその説明を省略する。また、第１の実
施例と第５の実施例との相違点は、遅延回路７の配置
（挿入位置）を変えたことにある。

【０１３２】即ち、第５の実施例では、遅延回路７はコ
ンデンサＣ２と抵抗器Ｒ２０から構成され、増幅・波形
整形回路８のインバータＵ２の出力端子とインバータＵ
３の入力端子間に抵抗器Ｒ２０が直列に接続され、イン
バータＵ３の入力端子はコンデンサＣ２を介して接地さ
れている。

【０１３３】この構成によっても第１の実施例と同様
に、電流波形検出回路６によって検出した電流波形を遅
延して位相調整することができる。

【０１３４】即ち、遅延回路７の挿入位置は、電流波形
検出回路６（帰還検出部）の直後でも、増幅後でも、ま
たは波形整形後でも、トリガ回路９の前段部であれば同
様の動作をする。また、遅延回路７の構成は、コンデン
サのみ、或いは抵抗器とコンデンサを用いた回路でも可
能であるが、微調を必要とする場合はモノマルチ、タイ
マーＩＣ等を用いた回路構成としても良い。

【０１３５】尚、前述した第１乃至第５の実施例の構成
は一例であり、本願発明がこれらに限定されることはな
く、上記実施例の各部の構成の組み合わせであっても良
いことは言うまでもないことである。

【０１３６】また、前述した実施形態および第1乃至第5
の実施例では、冷陰極放電管の点灯装置に圧電トランス
駆動装置を適用したが、これ以外にも複写機、ページプ
リンタ、集塵機、オゾン発生器等の高圧電源、及びＤＣ
−ＤＣコンバータ等の電源装置にも適用可能であること
は言うまでもない。

【０１３７】

【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１記
載の圧電トランス駆動方法によれば、圧電トランス自体
が自励発振回路の一部となっているため、負荷の条件
や、温度変化によって圧電トランスの出力信号周波数が
変化しても、この変化に対応して圧電トランスの入力側
に印加されるサイン波交流電圧の周波数が変化して、前
記出力信号周波数は常に特定周波数、例えば圧電トラン
スの共振周波数に維持されるので、負荷の条件や、温度
変化による圧電トランスの出力電圧又は出力電流の変動
を防止することができると共に、圧電トランスの種類、
例えば圧電トランスの共振周波数の違いなどに係わら
ず、無調整で安定した動作を得ることができる。

【０１３８】また、請求項２記載の圧電トランス駆動方
法によれば、上記の効果に加えて、圧電トランスの出力
信号周波数は常に圧電トランスの共振周波数若しくはそ
の近傍の所定周波数に維持されるので、効率を最大にま
で引き上げることができる。

【０１３９】また、請求項３記載の圧電トランス駆動方
法によれば、上記の効果に加えて、圧電トランスの入力
側に印加されるサイン波交流電圧の振幅値が所定の閾値
以上となったとき、即ち圧電トランスの出力電圧或いは
出力電流が所定値以上となったときに、圧電トランスへ
のサイン波交流電圧の印加が停止されるので、圧電トラ
ンスの破壊を防止することができる。さらに、従来の保
護回路のように圧電トランスの高圧出力を抵抗で分圧し
て検出していないので、損失を大幅に低減することがで
きると共に、放電管等の点灯に適用した場合、圧電トラ
ンス起動時の点灯開始電圧を低下させることが無く、ま
た、圧電トランスの高圧出力電圧も低下しなくなるの
で、起動時に放電管の点灯が確実に行えるようになる。

【０１４０】また、請求項４記載の圧電トランス駆動方
法によれば、上記の効果に加えて、出力調整用電圧の電
圧値を変化させることにより、圧電トランスに印加され
るサイン波交流電圧の振幅を変化させて、圧電トランス
の出力電流を変化させることができるので、広い範囲に
亘って高効率を維持して出力調整を行うことができる。

【０１４１】また、請求項５記載の圧電トランス駆動方
法によれば、上記の効果に加えて、電源電圧の変動に対
する圧電トランスの出力電流或いは電圧の変動が防止さ
れるので、電源電圧の広い範囲に亘って、高効率を維持
することができる。

【０１４２】また、請求項６記載の圧電トランス駆動装
置によれば、圧電トランスの出力波形によってトリガさ
れる自励発振回路が構成され、圧電トランス自体が自励
発振回路の一部とされるので、負荷の条件や、温度変化
によって圧電トランスの出力信号周波数が変化しても、
圧電トランスの入力側に印加されるサイン波交流電圧の
周波数が変化され、前記出力信号周波数は常に所定の周
波数、例えば圧電トランスの共振周波数に維持されるの
で、負荷の条件や、温度変化による圧電トランスの出力
電圧又は出力電流の変動を防止することができると共
に、圧電トランスの種類、例えば圧電トランスの共振周
波数の違いなどに係わらず、無調整で安定した動作を得
ることができる。さらに、駆動部においては、スイッチ
ング素子から出力された矩形波電圧が誘導性素子によっ
てサイン波電圧とされて圧電トランスに印加されるの
で、圧電トランスには常にサイン波電圧が印加されるこ
とになり、常に高い効率を維持することができると共
に、従来行われているオートトランスを使用した合成サ
イン波駆動方式やサイン半波駆動方式よりも効率が良く
なると共にノイズの発生も低減される。さらにまた、遅
延部における遅延量を所定値に設定して圧電トランスの
出力信号周波数を常に圧電トランスの共振周波数若しく
はその近傍の所定周波数に維持することにより、効率を
最大にまで引き上げることができる。また、比較器から
出力される矩形波電圧のパルス幅を変化させることによ
り、効率を低下させることなく圧電トランスの出力値を
変えることができる。

【０１４３】また、請求項７記載の圧電トランス駆動装
置によれば、上記の効果に加えて、電源電圧を低く設定
できて低電圧駆動が可能になるので、放電管点灯装置に
適用した場合には、低い電源電圧でも放電管の点灯が可
能になると共に、従来と同じ電源電圧であっても従来よ
りも長い寸法の放電管を点灯することができる。

【０１４４】また、請求項８記載の圧電トランス駆動装
置によれば、上記の効果に加えて、圧電トランスに印加
されるサイン波交流電圧の振幅レベルを検出して、該振
幅が閾値を超えたときに圧電トランスの励振が停止され
るので、圧電トランスの破壊を防止することができる。
さらに、従来の保護回路のように圧電トランスの高圧出
力を抵抗で分圧して検出していないので、損失を大幅に
低減することができると共に、放電管等の点灯に適用し
た場合、圧電トランス起動時の点灯開始電圧を低下させ
ることが無く、また、圧電トランスの高圧出力電圧も低
下しなくなるので、起動時に放電管の点灯が確実に行え
るようになる。

【０１４５】また、請求項９記載の圧電トランス駆動装
置によれば、上記の効果に加えて、調整用電圧の電圧値
を変化させることにより、効率を低下させることなく圧
電トランスの出力電流を変化させることができる。

【０１４６】また、請求項１０記載の圧電トランス駆動
装置によれば、上記の効果に加えて、調整用電圧の発生
回路を簡単に構成できると共に、既存のオシレータやパ
ルスジェネレータ回路を用いても構成することができ
る。

【０１４７】また、請求項１１記載の圧電トランス駆動
装置によれば、上記の効果に加えて、電源電圧の変動が
生じた際も、前記圧電トランスの出力電流値又は出力電
圧値の変動を生ずることがなく、安定した動作を維持す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態の圧電トランス駆動装置の
基本構成を示す図

【図２】従来例の圧電トランス駆動装置（高圧電源）を
示す構成図

【図３】従来例のシングルドライブ補助巻線トランス使
用の圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図４】従来例の駆動周波数変化による調光方式を適用
した圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図５】従来例のバースト調光方式を適用した圧電トラ
ンス駆動装置を示す構成図

【図６】従来例のオートトランスを用いたシングル方式
の圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図７】従来例のオートトランスを用いた差動プッシュ
プル方式の圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図８】従来例の保護回路を備えた圧電トランス駆動装
置を示す構成図

【図９】従来例の巻線トランスを使用しないプッシュプ
ル差動方式の圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図１０】従来例の誘導性素子を用いた圧電トランス駆
動装置を示す構成図

【図１１】本発明の一実施形態における第１の実施例の
圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図１２】本発明の一実施形態における第１の実施例の
各部の信号波形を示す図

【図１３】本発明の一実施形態における第１の実施例の
各部の信号波形を示す図

【図１４】本発明の一実施形態における第２の実施例の
圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図１５】本発明の一実施形態における第３の実施例の
圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図１６】本発明の一実施形態における第４の実施例の
圧電トランス駆動装置を示す構成図

【図１７】本発明の一実施形態における第５の実施例の
圧電トランス駆動装置を示す構成図

【符号の説明】

１…圧電トランス、２…放電灯、３…電流検出回路、４
…誤差増幅回路、５…調光信号発生回路、６…電流波形
検出回路、７…遅延回路、８…増幅・波形整形回路、９
…トリガ回路、１０…発振回路、１１…ＰＷＭ制御部、
１２…出力部、１３…誘導性素子、１４…振幅検出回
路、Ｌ１，Ｌ２…インダクタ、ＣＣＦＬ１…冷陰極放電
管、Ｕ１〜Ｕ４，Ｕ８，Ｕ１２〜Ｕ１５…インバータ
（ＮＯＴゲート）、Ｕ５，Ｕ６…オペアンプ、Ｕ７…コ
ンパレータ、Ｕ９…ステアリングフリップフロップ、Ｕ
１Ｏ，Ｕ１１…ＮＯＲゲート、ＯＳＣ…鍛歯状波発振回
路、Ｑ１，Ｑ３…ＰチャネルのパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、
Ｑ２，Ｑ４…ＮチャネルのパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、Ｑ５
〜Ｑ７…ＮＰＮ型トランジスタ、Ｑ８…ＰＮＰ型トラン
ジスタ、Ｄ１，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｄ２…ゼナー
ダイオード、ＣＴ…時定数コンデンサ、ＲＴ…時定数抵
抗器、Ｃ１〜Ｃ６…コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ１４…抵抗
器、ＰＳ１…直流電源装置。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】時定数回路によって決定された周波数の
信号を出力する発振回路の出力信号に基づいて電源電圧
から生成された所定周波数のサイン波交流電圧を圧電ト
ランスの入力側に印加して圧電トランスを駆動する圧電
トランス駆動方法であって、前記圧電トランスの出力信号周期を前記時定数回路に帰
還し、前記サイン波交流電圧の周波数を特定周波数に維
持して自励発振させることを特徴とする圧電トランス駆
動方法。
【請求項２】前記特定周波数が前記圧電トランスの共
振周波数若しくはその近傍の所定周波数であることを特
徴とする請求項１記載の圧電トランス駆動方法。
【請求項３】前記圧電トランスの入力側に印加される
サイン波交流電圧の振幅値が所定の閾値以上となったと
きに、圧電トランスへの前記サイン波交流電圧の印加を
停止することを特徴とする請求項１又は２記載の圧電ト
ランス駆動方法。
【請求項４】前記圧電トランスの出力電流を検出する
と共に、該電流を電流値に対応した電圧値を有する電圧
に変換し、該電圧に出力調整用電圧を加算して出力制御
電圧とし、該出力制御電圧が常にほぼ一定となるように
前記サイン波交流電圧の振幅を制御することを特徴とす
る請求項１乃至３の何れかに記載の圧電トランス駆動方
法。
【請求項５】前記電源電圧の電圧値を監視し、該電圧
値の変動に対して前記圧電トランスの出力電流値又は出
力電圧値を電源電圧の変動前の値に維持することを特徴
とする請求項１乃至４の何れかに記載の圧電トランス駆
動方法。
【請求項６】入力された直流電圧を電源電圧とし、該
電源電圧から生成された交流電圧を圧電トランスの入力
側に印加し、該圧電トランスの出力側より所定の交流電
圧を得る圧電トランス駆動装置において、前記圧電トランスから出力された交流電圧又は交流電流
の位相を検出し、前記圧電トランスの入力側に印加され
る交流電圧の位相に対して前記圧電トランスから出力さ
れた交流電圧又は交流電流の位相が一定の関係になるよ
うに、前記圧電トランスから出力された交流電圧波形を
遅延する遅延部と、該遅延部によって遅延された交流電圧の波形を矩形波に
して出力する波形整形部と、圧電トランスから出力される電流又は電圧を検出し、該
電流又は電圧の電流値又は電圧値に対応してレベル変化
する帰還電圧を出力する出力値検出部と、前記帰還電圧と予め設定された基準電圧との差の電圧を
誤差電圧として出力する誤差増幅器と、前記波形整形部より出力された矩形波信号の立ち上がり
及び立ち下がりエッジでトリガされて三角波電圧を出力
する三角波発生回路と、該三角波電圧と前記誤差電圧とを比較し、比較結果に基
づく矩形波電圧を出力する比較器と、該比較器から出力された矩形波電圧によってスイッチン
グ素子を駆動し、該スイッチング素子のオン・オフに同
期して、誘導性素子を介して前記圧電トランスの入力側
に電圧を印加する駆動部とを備えたことを特徴とする圧
電トランス駆動装置。
【請求項７】前記駆動部は、スイッチング素子からな
り互いに逆位相で動作する矩形波出力の２組のプッシュ
プル出力回路と、誘導性素子とを有し、該２組のプッシ
ュプル出力回路の出力間に圧電トランスの入力側と前記
誘導性素子を直列接続したことを特徴とする請求項６記
載の圧電トランス駆動装置。
【請求項８】前記圧電トランスの入力側に印加される
交流電圧の振幅値が予め設定した閾値以上になったとき
に、前記駆動部の動作を停止する保護手段を設けたこと
を特徴とする請求項６又は７記載の圧電トランス駆動装
置。
【請求項９】調整用電圧発生回路を設けると共に、前
記出力値検出部に代えて、前記圧電トランスから出力さ
れる電流又は電圧を検出して該電流又は電圧の電流値又
は電圧値に対応してレベル変化する出力検出電圧に変換
すると共に、該出力検出電圧に調整用電圧を加算した帰
還電圧を出力する出力調整手段を設けたことを特徴とす
る請求項６乃至８の何れかに記載の圧電トランス駆動装
置。
【請求項１０】前記調整用電圧発生回路の出力電圧
が、直流又は交流信号、或いはパルス信号であることを
特徴とする請求項９記載の圧電トランス駆動装置。
【請求項１１】前記電源電圧の変動に対して、前記圧
電トランスの出力電流値又は出カ電圧値を電源電圧の変
動前の値に維持する出力安定化手段を設けたことを特徴
とする請求項６乃至１０の何れかに記載の圧電トランス
駆動装置。