WO2004032315A1 - 直流−交流変換装置、及び交流電力供給方法 - Google Patents

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WO2004032315A1
WO2004032315A1 PCT/JP2003/009385 JP0309385W WO2004032315A1 WO 2004032315 A1 WO2004032315 A1 WO 2004032315A1 JP 0309385 W JP0309385 W JP 0309385W WO 2004032315 A1 WO2004032315 A1 WO 2004032315A1
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Kenichi Fukumoto
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Rohm Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a DC-AC converter (hereinafter referred to as an inverter) for generating an AC voltage for driving a load from a DC power supply such as a power adapter included in an electric device or a battery, and an AC power supply.
  • a DC power supply such as a power adapter included in an electric device or a battery, and an AC power supply.
  • Cold cathode fluorescent lamps are increasingly being used as backlight sources for LCD monitors of notebook computers and LCD displays such as LCD televisions.
  • This CCFL has almost the same high efficiency and long life as ordinary hot cathode fluorescent lamps, and eliminates the filament that hot cathode fluorescent lamps have.
  • a high AC voltage is required.
  • the starting voltage is about 100 V and the operating voltage is about 600 V.
  • This high AC voltage is generated from a DC power supply such as a notebook computer or a liquid crystal television receiver using an inverter.
  • Royer (Royer) circuits have been commonly used as inverters for CCFL.
  • This lower circuit is composed of a saturable magnetic core transformer, a control transistor, and the like, and self-oscillates according to the non-linear permeability of the saturable magnetic core transformer and the non-linear current gain characteristics of the control transistor.
  • the lower circuit itself does not require an external clock or driver circuit.
  • the lower circuit is basically a constant voltage inverter, and cannot maintain a constant output voltage when the input voltage or load current changes. Therefore, a regulator is required to supply power to the lower circuit. Because of this, Royer times It is difficult to reduce the size of an inverter using a circuit, and the power conversion efficiency is low.
  • a CCFL inverter in which the power conversion efficiency is enhanced (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-50489).
  • a first semiconductor switch is connected in series to a primary winding of a transformer, a second semiconductor switch and a capacitor connected in series are connected in parallel to a primary winding of the transformer, and Connect the coupling capacitor and load in series to the next winding.
  • the first and second semiconductor switches are turned on and off by a control signal from a control circuit to supply AC power to the load.
  • a full-bridge (also referred to as H-bridge) type CCF FL inverter using four semiconductor switches has been proposed (see US Pat. No. 6,259,615).
  • the output terminal of the full bridge is connected to the primary winding of the transformer via a resonance capacitor in series, and the load is connected to the secondary winding of the transformer.
  • a first direction current path is formed in the primary winding of the transformer by the first set of two semiconductor switches, and the current is changed by the second set of two semiconductor switches.
  • a current path in the second direction is formed in the primary winding of the compressor.
  • the control circuit supplies a control signal in which the relative position of the pulse is controlled with the same fixed pulse width to the semiconductor switch of the full bridge to adjust the power supply to the load.
  • Patent Document 1 in addition to providing a capacitor in the primary side main circuit of the transformer, a control signal is formed based on the primary side current, and the load state (load current, load voltage) is accurately detected. I can't. Further, according to Patent Document 2, a capacitor is provided in series with a primary winding of a transformer, and a full-bridge semiconductor switch is turned on / off by a control signal in which the relative position of a fixed-width pulse is controlled. Is controlled to adjust the power supplied to the load. For this reason, it is necessary to use switches of the same conductivity type for all four semiconductor switches, and the circuit configuration is restricted. Also, in both Patent Documents 1 and 2, it is difficult to adjust the power supplied to the load over a wide range, such as during dimming.
  • the present invention is to generate an AC voltage for driving a load from a DC power supply.
  • a semiconductor switch circuit having a full bridge or a half bridge configuration is provided on a primary winding of a transformer having a secondary winding connected to a load. Then, each switch of the semiconductor switch circuit is controlled by pulse width modulation (PWM), zero current switching is performed, advanced control such as prevention of through current is performed, and power supply to the load can be finely adjusted.
  • PWM pulse width modulation
  • the purpose is to provide an inverter.
  • a DC-to-AC converter includes a DC power supply, a transformer having a primary winding and at least one secondary winding, and a transformer connected in series with the primary winding interposed therebetween.
  • a first semiconductor switch and a second semiconductor switch for flowing a current in a first direction, and a third semiconductor switch for connecting a current from the DC power supply in a second direction and being connected in series with the primary winding interposed therebetween.
  • a switch circuit including a semiconductor switch and a fourth semiconductor switch; a current detection circuit for detecting a detection current corresponding to a current flowing to a load connected to the secondary winding; and a pulse width control triangular wave signal.
  • a first conductive path in which both the second switches are turned on at the same time to flow the current in the first direction, and both a third switch and the fourth switch are turned on at the same time to flow the current in the second direction The second conductive paths are alternately formed, and both the first switch and the fourth switch are turned off at the same time. And a simultaneous off period in which both the third switch and the second switch are off, and the direction of the current flowing through the primary winding is changed from the first direction to the second direction.
  • the first to fourth switch signals are generated at the timing when switching is performed in a state where the current value when switching from the second direction to the first direction is zero.
  • the second switch is turned on at one vertex of every other triangular wave signal of the triangular wave signal train, and is continuously turned on until the triangular wave signal immediately after that becomes equal to the feedback signal.
  • the first switch is turned on a predetermined time before the second switch is turned on, continues to be turned on until the time of the other vertex of the triangular wave signal immediately after the second switch is turned off, and the fourth switch is turned on.
  • the triangular wave signal which is different from the triangular wave signal that is turned on by the second switch of the signal train, is turned on at one vertex of every other triangular wave signal, and is continuously turned on until the triangular wave signal immediately after that becomes equal to the feedback signal.
  • the third switch is turned on for a predetermined period before the fourth switch is turned on at the time when the second switch is turned off and the first switch is turned on, and the fourth switch is turned off.
  • the first switch and the third switch are turned on each time during the predetermined period so that one of the switches is always on at the same time as turning on the other triangular wave signal.
  • the length is set.
  • a voltage detection circuit for detecting a voltage supplied to a load connected to the secondary winding to generate a detection voltage, comparing a detection reference voltage with the detection voltage, and performing the comparison.
  • a feedback signal control circuit that controls the feedback signal in accordance with the error signal;
  • a burst control signal generating circuit that generates the burst control signal of the above, so that the ratio between the on-duty period and the off-duty period can be adjusted.
  • the burst control signal generation circuit includes a burst oscillation circuit that generates a burst control triangular wave signal, a duty signal whose level can be arbitrarily adjusted, and the burst control circuit. The signal is compared with an angular wave signal, and the burst control signal is generated based on the comparison result.
  • a control mode switching circuit that switches between burst control and pulse width control by switching between limiting or not regulating the magnitude of the detection current of the current detection circuit based on the burst control signal. ing.
  • the present invention also relates to a power supply method for supplying AC power to a load connected to a secondary winding of a transformer, wherein the primary winding is provided between a DC power supply and a primary winding of the transformer.
  • a first semiconductor switch and a second semiconductor switch for flowing a current in a first direction to the winding are connected in series, and the primary winding is interposed between the DC power sources in the second direction via the primary winding.
  • a third semiconductor switch and a fourth semiconductor switch for flowing a current are connected in series, a current flowing through a load connected to the secondary winding is detected by a current detection circuit, and a current detected by the current detection circuit is detected.
  • a switch signal and the second semiconductor A second switch signal for turning on the switch, a third switch signal for turning on the third semiconductor switch, and a fourth switch signal for turning on the fourth semiconductor switch, wherein the first switch and the fourth switch are used. And a simultaneous off period in which both the third switch and the second switch are off, and a direction of a current flowing through the primary winding is provided. It occurs at the timing when the current value when switching from the first direction to the second direction or from the second direction to the first direction is switched in a state of zero.
  • the second switch is turned on at one vertex of every other triangular wave signal of the triangular wave signal train, and is continuously turned on until the triangular wave signal immediately after that becomes equal to the feedback signal.
  • the first switch is turned on a predetermined time before the second switch is turned on, continues to be turned on until the other vertex of the triangular wave signal immediately after the second switch is turned off, and the fourth switch is turned on by the triangular wave.
  • the triangular wave signal which is different from the triangular wave signal that is turned on by the second switch of the signal train, is turned on at one vertex of every other triangular wave signal.
  • the third switch is the second switch.
  • the switch At the time when the switch is off and the first switch is on, it is on for a predetermined period before the fourth switch is on, and at the other apex of the triangular wave signal immediately after the fourth switch is off.
  • the first switch and the third switch have their respective lengths of the predetermined period set so that one of the switches is always on.
  • the DC-to-AC converter according to the present invention may further include a DC power supply, a transformer having a primary winding and at least one secondary winding, and a series connection via the primary winding.
  • a first capacitor and a first semiconductor switch for flowing a current from a power source in a first direction, and a first capacitor and a first semiconductor switch connected in series with the primary winding interposed therebetween for flowing a current from the DC power supply in a second direction;
  • a switch circuit including a second semiconductor switch and a second capacitor, a current detection circuit for detecting a detection current corresponding to a current flowing through a load connected to the secondary winding, and a pulse width control triangular wave signal.
  • a second conductive path for flowing the current in the second direction is alternately formed with the second capacitor, and a simultaneous off period in which both the first switch and the second switch are off is provided, and A tie for switching the direction of the current flowing through the primary winding in a state where the current value when switching from the first direction to the second direction or from the second direction to the first direction is zero.
  • the first switch is turned on at one vertex of every other triangular wave signal of the triangular wave signal train, and is turned on until the triangular wave signal immediately thereafter becomes equal to the feedback signal.
  • the second switch is turned on at one vertex of every other triangular wave signal that is different from the triangular wave signal that is turned on by the first switch of the triangular wave signal train, and the triangular wave signal immediately after that and the feedback signal Continue on until is equal to.
  • a power supply method for supplying AC power to a load connected to a secondary winding of a transformer, wherein a first winding is provided between the DC winding and the primary winding via the primary winding of the transformer.
  • a first capacitor and a first semiconductor switch for flowing a current in the first direction are connected in series, and a current flows in the second direction in the primary winding between the DC power sources via the primary winding.
  • a second semiconductor switch and a second capacitor are connected in series, a current flowing through a load connected to the secondary winding is detected by a current detection circuit, and a current is detected based on the current detected by the current detection circuit.
  • the second switch signal to be provided is provided so as to provide a simultaneous OFF period in which both the first switch and the second switch are OFF, and the direction of the current flowing through the primary winding from the first direction. It occurs at the timing when the current value when switching from the second direction or from the second direction to the first direction is switched to zero.
  • a full bridge or a half bridge is connected to a primary winding of a transformer having a secondary winding connected to the load.
  • the power supply to the load can be finely adjusted by providing a semiconductor switch circuit with a configuration and feeding back the current flowing to the load and performing pulse width modulation (PWM) control on each switch.
  • PWM pulse width modulation
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an inverter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an internal configuration diagram of the controller IC for FIG.
  • FIG. 3 is a timing chart of the inverter of FIG.
  • FIG. 4 is a timing chart illustrating a part of FIG. 3 in detail.
  • FIG. 5 is a diagram showing an operation state of the full bridge at each timing.
  • FIG. 6 is an overall configuration diagram of an inverter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a timing chart of the inverter of FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an inverter according to a first embodiment of the present invention, which performs PWM control using an insulating transformer and a full-bridge switch circuit
  • FIG. 3 is a diagram showing an internal configuration of a controller IC (that is, an inverter control IC).
  • FIG. 3 is a timing chart in the first embodiment
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining a part of the timing chart in further detail.
  • FIG. 5 is a diagram showing an operation state of a full bridge at each timing.
  • a P-type MOS FET (hereinafter referred to as PMOS) 101 which is a first switch and an N-type MOSFET (hereinafter referred to as NMOS) 102 which is a second switch are connected to a primary winding 105 of a transformer T scale.
  • PMOS P-type MOS FET
  • NMOS N-type MOSFET
  • the third switch PM OS 103 and the fourth switch NMO S 104 form a current path in the second direction to the primary winding 105 of the transformer TR.
  • These PMOSs 101, 103 and NMOSs 102, 104 each have a body diode (that is, a back gate diode). This body diode allows current to flow in the opposite direction to the original current path. Can be. Note that a diode that performs the same function as the body diomad may be provided separately.
  • Supply voltage y CC of the DC power supply BAT is supplied to the next ⁇ i 0 5 of the transformer TR via a PMO S 1 0 1, 1 03 , NMOS 1 02, 1 04, the secondary winding 1 0 6 thereof High voltage is induced according to winding ratio 5.
  • the induced high voltage is supplied to the cold cathode fluorescent lamp FL to turn on the cold cathode fluorescent lamp FL.
  • Capacitor 1 1 The capacitor 1 1 2 detects the voltage applied to the cold cathode fluorescent lamp FL together with the resistors 1 17 and 1 18 and feeds it back to the controller IC 200.
  • the resistors 114 and 115 detect the current flowing through the cold-cathode fluorescent lamp FL and feed back the current to the controller IC200.
  • the capacitor 111 is used to resonate with its capacitance and the inductance component of the transformer TR, and the parasitic capacitance of the cold cathode fluorescent lamp FL also contributes to this resonance.
  • 1 13, 1 16, 1 19, and 1 20 are diodes.
  • Reference numerals 151 and 152 denote capacitors for stabilizing the power supply voltage.
  • Controller IC 200 has a plurality of input / output pins.
  • 1st pin 1 ⁇ is a switch pin for PW ⁇ mode and intermittent operation (hereinafter, burst) mode.
  • burst intermittent operation
  • the 2nd pin 2P is a capacitor connection pin for connecting a capacitor for setting the oscillation frequency of the burst mode oscillator (BOSC).
  • the setting capacitor 13 1 is connected to this 20th pin 2 P, and the burst triangular wave signal BCT is generated there.
  • the 3rd pin 3P is a capacitor connection pin for connecting a capacitor for setting the oscillation frequency of the PWM mode oscillator (OSC).
  • the 3rd pin 3P is connected to the setting capacitor 1 3 2 force S, where the PWM triangular signal CT is generated.
  • the fourth pin 4P is a setting resistor connection terminal for setting the charging current of the third pin 35P.
  • a setting resistor 13 3 is connected to the fourth pin 4 P, and a current flows according to the potential RT and the resistance value.
  • 5th pin 5P is This is the ground terminal and is at the ground potential GND.
  • the sixth pin 6P is a setting resistor connection terminal for setting the charging current of the third pin 3P.
  • a setting resistor 134 is connected to the sixth pin 6P, and the resistor 134 is connected in parallel to the setting resistor 133 or disconnected according to control of an internal circuit of the controller IC 200.
  • the potential S RT of the sixth pin 6P becomes the ground potential GND force ⁇ the potential RT of the fourth pin 4P.
  • the seventh pin 7P is a setting capacitor connection terminal for setting the timer latch.
  • a capacitor 135 for determining the operation time limit for the internal protection operation is connected to the seventh pin 7P, and a potential SCP corresponding to the charge of the capacitor 135 is applied.
  • the ninth pin 9P is a first error amplifier input terminal.
  • a current detection signal (hereinafter, detection current) IS corresponding to the current flowing through the cold cathode fluorescent lamp FL is input to the ninth pin 9P via the resistor 140.
  • the detection current IS is input to the first error amplifier.
  • the eighth pin 8P is an output terminal for the first error amplifier.
  • a capacitor 136 is connected between the eighth pin 8P and the ninth pin 9P.
  • the potential of the 8th pin 8P becomes the feedback voltage FB and becomes the control voltage for PWM control.
  • each voltage is based on the ground potential unless otherwise specified.
  • the 10th pin 10P is a second error amplifier input terminal.
  • a voltage detection signal (hereinafter, detection voltage) VS corresponding to the voltage applied to the cold cathode fluorescent lamp FL is input to the tenth pin 10P via the resistor 139. Then, the detection voltage VS is input to the second error amplifier.
  • a capacitor 1337 is connected between the 10th pin 10P and the 8th pin 8P.
  • the 11th pin 11 P is a start-up and start-up time setting terminal.
  • the start signal ST is delayed by the resistor 143 and the capacitor 142, and a signal STB in which noise is suppressed is applied to the first pin 11P.
  • the 12th pin 12P is a capacitor connection terminal for connecting a capacitor for setting the slow start time.
  • a capacitor 141 is connected between this 1st and 12th pin 12P and the ground, and the voltage for slow start that gradually rises at startup is increased. Pressure ss is generated.
  • the 13th pin 13P is a synchronization terminal, and is connected to it when cooperating with another controller IC.
  • the 14th pin 14P is an internal clock input / output terminal, which is connected to another controller IC when it operates.
  • the 15th pin 15P is the ground terminal of the external FET drive circuit.
  • the 16th pin 16P is a terminal that outputs the gate drive signal N1 of the NMOS 102.
  • the 17th pin 17P is a terminal that outputs the gate drive signal N2 of the NMOS 104.
  • the 18th pin 18P is a terminal that outputs the gate drive signal P2 of the PMOS 103.
  • the 19th pin 19P is a terminal for outputting the gate drive signal P1 of PMOS101.
  • the 20th pin 20P is a power supply terminal for inputting the power supply voltage VCC.
  • the OSC block 201 has a PWM whose period is determined by the capacitor 132 connected to the third pin 3P and the resistors 133 and 134 connected to the fourth pin 4P.
  • a triangular wave signal CT is generated and supplied to the PWM comparator 214.
  • the OSC block 201 also generates an internal query and supplies it to the logic block 203.
  • the BOSC block 202 is a burst triangular wave signal oscillation circuit, and generates a burst triangular wave signal BCT determined by the capacitor 13 1 connected to the second pin 2P.
  • the frequency of the burst triangular signal BCT is set significantly lower than the frequency of the PWM triangular signal CT (BCT frequency and CT frequency).
  • the comparator 221 compares the duty signal DUTY of the analog (DC voltage) supplied to the 1st pin 1P with the triangular wave signal BCT for burst.
  • the comparison output of the comparator 221 drives an NPN transistor (hereinafter, NPN) 234 via an OR circuit 239.
  • NPN NPN transistor
  • the logic block 203 receives a PWM control signal and the like, and generates a switch driving signal according to a predetermined logic.
  • Output block 204 is logic block 2
  • gate drive signals PI, P2, N1, and N2 are generated and applied to the gates of the PMs 101 and 103 and the NMOSs 102 and 104.
  • the start signal ST is input and the input to the comparator 217, which is the voltage STB that is gradually increased by the capacitor 142 and the resistor 143, exceeds the reference voltage Vref6, the slow start block 205 Activated by the output of 7.
  • the output of the comparator 217 enables the logic block 203 to be driven.
  • 249 is an inverting circuit.
  • the flip-flop (FF) circuit 242 is reset via the OR circuit 243 by the output of the comparator 217.
  • the slow start voltage SS gradually increases and is input to the PWM comparator 214 as a comparison input. Therefore, at startup, PWM control is performed according to the slow start voltage SS.
  • the comparator 216 turns off the NMOS 246 via the gate circuit 247 when the input exceeds the reference voltage Vref5. This disconnects the resistor 134 and changes the frequency of the PWM triangular signal CT.
  • the output of the comparator 213 is also input to the OR circuit 247.
  • the first error amplifier 2 1 1 compares the detection current IS proportional to the current of the cold cathode fluorescent lamp FL with a reference voltage V ref 2 (for example, 1.25 v), and sets a constant current by an output corresponding to the error.
  • the collector of the NPN 235 is connected to the eighth pin 8P, and the potential at this connection point (that is, the eighth pin 8P) becomes the feedback voltage FB and is input to the PWM comparator 214 as a comparison input. .
  • the comparator 211 compares the triangular wave signal CT with the lower voltage of the feedback voltage FB or the slow start voltage SS, and generates a PWM control signal. To the logic block 203. In a steady state after the start-up, the triangular wave signal CT is compared with the feedback voltage FB, and the set current is automatically controlled to flow through the cold cathode fluorescent lamp FL.
  • a capacitor 136 is connected between the 8th pin 8P and the 9th pin 9P.
  • the feedback voltage FB increases or decreases smoothly. Therefore, PWM control is performed smoothly without shock.
  • the second error amplifier 2 12 compares the detection voltage VS proportional to the voltage of the cold cathode fluorescent lamp FL with a reference voltage V ref 3 (e.g., 1.25 v).
  • V ref 3 e.g. 1.25 v
  • One of the two collectors controls the NPN 238 with a double collector structure connected to the constant current source I1. Since the collector of this NPN238 is also connected to the 8th pin 8P, the feedback voltage FB is also controlled by the detection voltage VS. Therefore, comparator 212 and NPN 238 constitute a feedback signal control circuit that controls feedback signal FB.
  • the PNP transistor (hereinafter, PNP) 231 turns on, limiting the excessive rise of the feedback voltage FB.
  • the comparator 215 compares the voltage obtained by dividing the power supply voltage VCC with the resistors 240 and 241 with a reference voltage Vref 7 (eg, 2.2 v) .When the power supply voltage VCC reaches a predetermined value, the comparator 215 compares the voltage. And the FF circuit 242 is reset via the OR circuit 243.
  • the comparator 218 compares the slow start voltage SS with a reference voltage Vref8 (eg, 2.2 v), and turns on the NPN 234 via the AND circuit 244 and the OR circuit 239 when the voltage SS increases.
  • Vref8 eg, 2.2 v
  • Turning on NPN 234 causes diode 232 to be reverse biased by current source I 2, thereby enabling normal operation of first error amplifier 211. Therefore, the NPN 234, the diode 232, and the current source I2 constitute a control mode switching circuit that switches between burst control and panorama width control.
  • the comparison output is inverted.
  • the comparator 220 compares the feedback voltage FB with a reference voltage Vref10 (eg, 3.0 v). When the feedback voltage FB increases, the comparison output is inverted.
  • the inverted signals of the outputs of the comparators 219 and 220 and the output of the comparator 218 are applied to the timer block 206 via the OR circuit 245, and a predetermined time is measured and output.
  • the output of this timer block 206 sets FF 242, The operation of the logic block 203 is stopped by the Q output of the FF circuit 242.
  • PWM control is performed during a period when the duty signal DUTY exceeds the burst triangular wave signal BCT, that is, during an on-duty period (ON DUTY).
  • the PWM control is stopped, and thus the power supply to the cold cathode fluorescent lamp FL is stopped.
  • the frequency of the PWM triangular wave signal CT is, for example, 120 kHz, and the burst is controlled by the burst triangular wave signal BCT having a frequency of, for example, 150 Hz. Therefore, there is no visual problem.
  • power supply control that is, light amount control, can be performed over a wider range than can be supplied to the cold cathode fluorescent lamp FL by PWM control.
  • the diode 232 is forward-biased by the constant current source I2, the input of the first error amplifier 211 becomes a high value, the NPN transistor 235 is turned on, and the feedback voltage
  • the ⁇ 1 comparator 214 compares the lower voltage of the two negative (-) inputs with the positive (+) triangular signal CT, as shown, for example, at the left end of FIG. To the PW
  • the first error amplifier 211 since the detection current IS is at a low value, the first error amplifier 211 generates an output corresponding to the input detection current IS, and controls the conductivity of the NPN 235.
  • Collector voltage of NPN 2 35 That is, the feedback voltage FB gradually rises by the action of the capacitor 136 connected between the eighth pin 8P and the ninth pin 9P, and reaches a steady value corresponding to the original feedback.
  • the PWM control signal is supplied from the PWM comparator 214 to the logic block 203, the gate drive signals P1 to N2 are output, and the PMOS 101, 103, NMOS 102, 104 are PWM-controlled. You.
  • the first gate drive signal P1 for driving the PMOS 101, which is the first semiconductor switch, and the NMOS 102, which is the second semiconductor switch are A second gate drive signal N1 for driving, a third gate drive signal P2 for driving the third semiconductor switch PMOS 103, and a fourth gate drive signal for driving the fourth semiconductor switch NMOS 104 N 2 is set at the same time as the simultaneous off period T off in which both the PMOS 101 and the NMOS 104 are off and the simultaneous off period T off in which both the PM 103 and the NMOS 102 are off. appear.
  • the gate drive signal N 1 is at the H level
  • the gate drive signal P 1 is at the L level
  • the gate drive signal P 2 is at the H level
  • PMO S 101 and NMO S 102 are turned on
  • the PMOS 103 and the NMOS 102 are both turned off until the gate drive signal N1 goes to the L level and the gate drive signal P2 goes to the L level. It is preventing. At this time, only the PMOS 101 is turned on, but the current in the first direction continues to flow through the body diode of the PMOS 103 and the PMOS 101 due to the energy stored in the transformer TR. In the latter half of the section ii, the gate drive signal P2 becomes L level, turning on the PMOS 103 and the current flowing through the body diode is transferred to the channel of the PMOS 1303. The state of this section ii is shown in Fig. 5 (b).
  • the gate drive signal P1 becomes H level, and the PMOS 101 turns off. If the current is still flowing in the first direction, the current flows through the body diode of the NMOS 104 that is turned off. At this time, the potential at the point @ becomes lower than the VCC in section ii by the voltage drop V f due to the body diode.
  • the state of this section iii is shown in FIG. 5 (c).
  • the operation enters the section iv.
  • this section iv as shown in FIG. 5D, the current is zero and only the PMOS 103 is turned on.
  • a state where the current is zero is formed before the direction of the current of the primary winding 105 is switched.
  • the state where the current is reduced to zero depends on the pulse width in PWM control according to the electrical conditions of the transformer TR, the resonant capacitors 111, 112, and the cold cathode fluorescent lamp FL. It can be obtained by setting the range.
  • the gate drive signal P2 is at L level
  • the gate drive signal P1 is at H level
  • the NMOS 104 turns on, and zero current switching is performed.
  • a current flows from the power supply BAT to the primary winding 105 in the second direction. This state is shown in FIG. 5 (e).
  • the PMOS 101 and the NMOS 104 are both turned off until the gate drive signal N 2 goes to the L level and the gate drive signal P 1 goes to the L level. Is prevented from flowing. During this period, only the PMOS 103 is turned on, but due to the energy stored in the transformer TR, the current in the second direction continues to flow through the body diode of the PMOS 101 and the PMOS 103. In the latter half of the section vi, the PMOS 101 turns on when the gate drive signal P1 goes low, The current flowing through the diode moves to the PMO S 101 channel.
  • the state of this section vi is shown in Fig. 5 (f).
  • section vii the operation is the same as in section iii, except that the current direction is reversed.
  • the state is shown in Fig. 5 (g).
  • the current in the second direction becomes zero, and only the PMOS 101 is turned on as shown in FIG. 5 (h).
  • the potential at the @ point changes as shown.
  • the NMOS 102 turns on at the other vertex (lower vertex) of every other triangular wave signal CT of the triangular wave signal train, and the triangular wave signal CT and the feedback signal FB immediately thereafter become equal.
  • the PMOS 101 turns on a predetermined time before the NMOS 102 turns on, and continues to turn on until the other vertex (upper vertex) of the triangular wave signal CT immediately after the NMOS 102 turns off.
  • the NMOS 104 turns on at one vertex (lower vertex) of every other triangular wave signal CT, which is different from the triangular wave signal turned on by the NMOS 102 of the triangular wave signal train, and returns to the triangular wave signal CT immediately after it.
  • the PMOS 103 is turned on for a predetermined period before the NMOS 104 is turned on when the NMOS 101 is turned off and the PMOS 101 is turned on, and the triangular wave signal immediately after the NMOS 104 is turned off. Continues on until the other vertex (upper vertex) of CT.
  • the length of each of the above-mentioned predetermined periods is set so that one of the PMOS 101 and the PMOS 103 is always on. That is, each of the PMOS 101 and the PMOS 103 is on during a period longer than one cycle of the triangular wave signal CT.
  • NMOSs can be used as the first switch and the third switch instead of the PMOS 101 and the PMOS 103. In this case, the gate drive signal is changed in accordance with this change.
  • FIG. 6 is a diagram showing an overall configuration of an inverter according to a second embodiment of the present invention, which performs PWM control using an insulating transformer and a half-bridge switch circuit.
  • FIG. 7 is a timing chart in the second embodiment.
  • FIG. 6 two transformers TR1 and TR2 are provided, PWM control is performed by a half-bridge type switching circuit, and two secondary windings 309 and 310 are provided for each of the transformers TR1 and TR2. , 409 and 410 are provided. Each of these secondary windings 309, 310, 409, 410 is connected with a cold cathode fluorescent lamp FL11, FL12, FL21, FL22, respectively, to turn on a total of four cold cathode fluorescent lamps. The example which controls is shown.
  • the system of the first transformer TR1 will be described.
  • the first capacitor 301 and the first switch NMOS 302 form a current path in the first direction to the primary winding 308 of the transformer TR1.
  • the second switch, the PMOS 303 and the second capacitor 304 form a current path in the second direction to the primary winding 308 of the transformer TR1.
  • Each of these PMOS 303 and NMOS 302 has a body diode (that is, a back gate diode). With this body diode, a current in the direction opposite to the original current path can flow. Note that a diode that performs the same function as the body diode may be separately provided.
  • the power supply voltage VDD of the DC power supply BAT is supplied to the primary winding 308 of the transformer TR1 via the PMO S 303, the NMOS 302, and the capacitors 301 and 304, and the secondary windings 3 09 and 3 10 have a winding ratio.
  • a high voltage is induced according to The induced high voltage is supplied to the cold cathode fluorescent lamps FL11 and FL12, and the cold cathode fluorescent lamps FL11 and FL12 are turned on.
  • the zener diode 305, the resistor 306, and the capacitor 307 are used to shift the level of the gate voltage because the power supply voltage VDD of the DC power supply BAT is different from the power supply voltage VCC of the controller IC 600.
  • Capacitors 31 1 and 312 and capacitors 315 and 316 detect the voltage applied to the cold cathode fluorescent lamps FL 11 and FL 12 together with the resistors 319 and 320 and feed them back to the controller IC 600. .
  • the resistors 323 and 326 detect the current flowing through the cold cathode fluorescent lamps FL11 and FL12 and feed back the detected current to the controller IC 600.
  • the capacitors 311 and 315 are used to resonate with the capacitance and the inductance component of the transformer TR1, and the parasitic capacitance of the cold cathode fluorescent lamps FL11 and FL12 also contributes to the resonance.
  • 313, 314, 317, 318, 321, 322, 324, and 325 are diodes.
  • 327 is a capacitor for smoothing the detection signal.
  • the numbers of the respective components are in the 400s, and the same numbers are given to the components of the system of the first transformer TR1.
  • the primary winding is 408 versus 308. Others are the same. Therefore, the configuration is the same, and the description will not be repeated.
  • the controller IC 600 has a plurality of input / output pins. This IC 600 is almost the same as the controller IC 200 in the first embodiment in the pin arrangement and the internal configuration thereof. However, having two systems, a system gun for the first transformer TR1 and a system gun for the second transformer TR2, a cold cathode fluorescent lamp FL for each of the two secondary windings of each transformer TR1, TR2. Because they have 11 to FL22, they are different in some configurations such as feedback systems. Controller IC 600 force Only the points that are different from controller IC 200 will be additionally explained.
  • the second pin 2P is a resistor connection terminal for connecting a resistor 501 for setting a charge / discharge current of the triangle wave signal BCT for burst.
  • the fourth pin 4P is a resistor connection terminal for connecting a resistor 503 for setting a discharge current of the triangle wave signal CT for PWM. These terminals can also be provided on the controller IC200 as needed.
  • the 15th pin 15P is a terminal that outputs an abnormality detection signal (corresponding to the output of FF242 in FIG. 2) to the outside.
  • the 17th pin 17P and the 18th pin 18P are connected to the second cold cathode fluorescent lamps FL12 and FL22 of the first transformer TR1 system and the second transformer TR2 system.
  • a detection signal for overcurrent protection is input, and each detection signal is compared with a reference voltage by an internal comparator.
  • the 19th pin 19P is a terminal for outputting the output voltage of the regulator provided inside to the outside.
  • the first pin 1P to the 28th pin 28P of the controller IC C600 and each pin of the controller IC 200 in the first embodiment are indicated by the symbols in parentheses together with the pin numbers (for example, DUTY and DUTY).
  • FB and FB 1 and FB 2) correspond to each other.
  • the resistor 501 is connected to the second pin 2P
  • the capacitor 502 is connected to the third pin 3P
  • the resistor 503 is connected to the fourth pin 4P
  • the resistor 504 is connected to the fifth pin 5P
  • the resistor 505, 506 is connected to 6th pin 6P
  • capacitor 507 is connected to 7th pin 7P and ground.
  • the capacitor 508 is connected between the ninth pin 9P and the tenth pin 10P, and the detection current I S1 is input to the tenth pin 10P via the resistor 513.
  • the capacitor 509 is connected between the 9th pin 9P and the 11th pin 11P, and the detection voltage VS1 is input to the 11th pin 11P.
  • the capacitor 511 is connected between the 12th pin 12P and the 13th pin 13P, and the detection current IS2 is input to the 13th pin 13P via the resistor 514.
  • a capacitor 512 is connected between the 12th pin 12P and the 14th pin 14P, and the detection voltage VS2 is input to the 14th pin 14P.
  • Reference numerals 531 to 534 denote capacitors.
  • the voltage VDD of the DC power supply BAT is adjusted to the predetermined power supply voltage VC C (for example, 5 to 12 V) of the IC 600 by a series regulator consisting of the resistor 522, the diode 523, and the NPN 524. Supply to the IC 600.
  • the capacitors 521 and 526 are stabilizing capacitors and are installed at other necessary places as needed.
  • FIG. 7 illustrates the control in the system of the first transformer TR1.
  • the internal configuration and operation of the IC 600 are the same as in the first embodiment. It is almost the same as I C200 (Fig. 2).
  • PWM control is performed during a period when the duty signal DUTY exceeds the burst triangular wave signal BCT, that is, during an on-duty period (ON DUTY).
  • the PWM control is stopped, and accordingly, the cold cathode fluorescent lamps FL11 and FL12 are turned off. Is stopped.
  • the frequency of the triangular wave signal CT for PWM is, for example, 100 kHz
  • the burst is controlled by the triangular wave signal BCT having a frequency of, for example, 30 OHz, so that there is no visual problem.
  • the magnitude of the duty signal DUTY the power supply is controlled over a wider range beyond the range that can be supplied to the cold cathode fluorescent lamps FL11 to FL22 by the PWM control, that is, the light amount. Can be controlled.
  • the feedback voltage FB is regulated to a low voltage.
  • the PWM control is not performed, the gate drive voltage P1 is at the H level, and the gate drive voltage N1 is at the L level. Therefore, power is not supplied to the transformer T R1 because the PMO S 303 and the NMO S 302 continue to be in the off state.
  • the PWM control is performed in the IC 600, the gate drive signals P I and N 1 are output, and the PMOS 303 and the NMOS 302 are PWM controlled.
  • the gate drive signals Pl and N1 are generated at a timing when a simultaneous off period T off in which both the PMOS 303 and the NMOS 302 are off. Further, at the timing when the current flowing in the primary winding 308 of the transformer TR1 is switched from the first direction to the second direction or from the second direction to the first direction when the current value is switched to zero, The gate drive signals P 1 and N 1 are generated. In FIG. 7, in section i, the gate drive signal N 1 is at the H level, the gate drive signal P 1 is at the H level, passes through the first capacitor 301 and the NMOS 302, and passes through the primary winding 310 in the first direction. Current is flowing from the power supply BAT.
  • both the PMOS 303 and the NMOS 302 are turned off until the gate drive signal N 1 goes to the L level and the gate drive signal P 1 goes to the L level, and a through current flows. Is preventing that.
  • the current in the first direction continues to flow through the body diodes of the PMOS 303 and the capacitors 301 and 304 due to the accumulated energy of the transformer TR1.
  • the current in the first direction goes to zero when the energy stored in the transformer TR1 is exhausted.
  • a state where the current is zero is formed before the direction of the current of the primary winding 308 is switched.
  • the state where the current is reduced to zero is determined by the transformer TR1, the resonance capacitor 311, 312, 315, 316, the cold cathode fluorescent lamps FL11, FL1 It can be obtained by setting the pulse width range in PWM control according to electrical conditions such as 2.
  • the PMOS 303 and the NMOS 302 are both turned off until the gate drive signal P 1 goes to the H level and the gate drive signal N 1 goes to the H level. We prevent flowing.
  • a current in the second direction continues to flow through the body diode of the NMOS 302 and the capacitors 301 and 304 due to the accumulated energy of the transformer TR1.
  • the DC-AC converter and the AC power supply method according to the present invention are suitable for use as a backlight light source for a liquid crystal display device that requires a low DC voltage to a high AC voltage. .

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Abstract

直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するためのインバーターにおいて、負荷への電力供給をきめ細かく調整すること。このために、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、フルブリッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スイッチ回路を設け、半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭ制御する。ＰＷＭ信号に基づいて、複数の半導体スイッチをスイッチングするロジックを工夫し、ゼロカレントスイッチング、貫通電流防止などの制御を行う。また、パルス幅変調制御と共に、オンデューティ期間とオフデューティ期間との比を調整可能なバースト制御を行うことにより、パルス幅変調制御の限界を超えて、負荷への供給電力を広範囲に調整する。

Description

明細書 直流一交流変換装置、 及び交流電力供給方法 技術分野
本発明は、 電気機器付属の電源アダプタや、 バッテリーなどの直流電源から、 負荷 'を駆動するための交流電圧を発生する直流一交流変換装置 （以下、 インバーター、 と いう） 、 及ぴ交流電力供給方法に関する。 背景技術
ノートパソコンの液晶モニタや、 液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバッ クライト光源として、 冷陰極蛍光灯 （以下、 C C F L、 という） が用いられるように ' なってきている。 この C C F Lは、 通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い 寿命を持っており、 そして、 熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。 この C C F Lを起動及ぴ動作させるためには、 高い交流電圧を必要とする。 例えば、 起動電圧は約 1 0 0 0 Vであり、 動作電圧は約 6 0 0 Vである。 この高い交流電圧を、 ィンバータを用いて、 ノートバソコンゃ液晶テレビ受像機などの直流電源から発生さ せる。
以前から、 C C F L用インバータとして、 ロイヤー （R o y e r ) 回路が一般的に 用いられている。 このロイヤー回路は、 可飽和磁芯変圧器、 制御トランジスタなどか ら構成され、 そして、 可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、 制御トランジスタの非線形 電流ゲイン特性により自己発振する。 ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー 回路を必要としない。
しかし、 ロイヤー回路は、 基本的には一定電圧インバータであり、 入力電圧や負荷 電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。 したがって、 ロイヤー回路に 電力を供給するためのレギユレータを必要とする。 このようなことから、 ロイヤー回 路を用いたインバータは、 小型化が難しく、 また、 電力変換効率も低い。 電力変換効率を高めるようにした C C F L用インバータが提案されている （特開平 1 0 - 5 0 4 8 9号公報参照） 。 このィンバータは、 変圧器の一次卷線に第 1半導体 スィツチを直列に接続し、 直列接続された第 2半導体スィツチとコンデンサを変圧器 の一次巻線に並列に接続し、 かつ、 変圧器の二次卷線に結合コンデンサと負荷とを直 列に接続する。 そして、 制御回路からの制御信号により、 第 1， 第 2半導体スィッチ をオン ·オフ制御して、 負荷に交流電力を供給するようにしている。
また、 4つの半導体スィッチを用いてフルブリッジ （Hブリッジとも言う） 型の C C F L用インバータが提案されている （米国特許第 6 2 5 9 6 1 5号明細書参照） 。 このインバータでは、 変圧器の一次卷線に、 共振用コンデンサを直列に介して、 フル ブリッジの出力端を接続し、 変圧器の二次卷線に負荷を接続する。 フルブリッジを構 成する 4つの半導体スィツチのうちの、 第 1組の 2つの半導体スィツチにより変圧器 の一次卷線に第 1方向の電流経路を形成し、 第 2組の 2つの半導体スィツチにより変 圧器の一次卷線に第 2方向の電流経路を形成する。 そして、 制御回路から、 固定され た同一パルス幅で、 そのパルスの相対位置が制御された制御信号を、 フルブリッジの 半導体スィツチに供給し、 負荷への供給電力を調整している。
従来のロイヤー回路を用いたものでは小型化が難しく、 また、 変換効率も低い問題 がある。 特許文献 1のものでは、 変圧器の一次側主回路にコンデンサを設ける他、 制 御信号を一次側電流に基づいて形成しており、 負荷状態 （負荷電流、 負荷電圧） を正 確に検出することができない。 また、 特許文献 2のものでは、 変圧器の一次側卷線に 直列にコンデンサを設ける他、 固定幅のパルスの相対位置が制御された制御信号によ つて、 フルブリッジの半導体スィツチのオン ·オフを制御して負荷への供給電力を調 整している。 このため、 4つの半導体スィッチは全て同一の導電型のスィッチを用い る必要があり、 回路構成に制約を受ける。 また、 特許文献 1 , 2とも、 調光時など負 荷への供給電力を広範囲に調整することが困難である。
そこで、 本発明は、 直流電源から、 負荷を駆動するための交流電圧を発生するため のインバーターであって、 二次卷線が負荷に接続される変圧器の一次卷線に、 フルプ リッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スィッチ回路を設ける。 そして、 半導体 スィッチ回路の各スィッチをパルス幅変調 （P WM) 制御し、 ゼロカレントスィッチ ングし、 貫通電流防止などの高度な制御を行い、 また、 負荷への電力供給をきめ細か く調整可能にする、 インバーターを提供することを目的とする。
また、 調光時など負荷への供給電力を広範囲に調整することができる、 インバータ 一を提供することを目的とする。 発明の開示
本発明の直流一交流変換装置は、 直流電源と、 一次巻線と少なくとも 1つの二次卷 線とを持つ変圧器と、 前記一次卷線を間に介して直列に接続され前記直流電源からの 電流を第 1方向に流すための第 1半導体スィツチ及び第 2半導体スィツチと、 前記一 次巻線を間に介して直列に接続きれ前記直流電源からの電流を第 2方向に流すための 第 3半導体スィッチ及ぴ第 4半導体スイッチとを含むスィツチ回路と、 前記二次卷線 に接続された負荷に流れる電流に応じた検出電流を検出するための電流検出回路と、 パルス幅制御用三角波信号を発生する変調用三角波信号発生回路と、 前記電流検出回 路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と前記パルス幅制御用三角波信号列とを 比較して、 パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調信号 に基づいて、 前記第 1半導体スィッチをオン 'オフさせる第 1スィッチ信号と、 前記 第 2半導体スィッチをオン 'オフさせる第 2スィッチ信号と、 前記第 3半導体スイツ チをオン ·オフさせる第 3スィツチ信号と、 前記第 4半導体スィツチをオン ·オフさ せる第 4スィツチ信号とを、 発生するスィッチ信号出力用のロジック回路とを備え、 前記ロジック回路は、 前記第 1スィツチ及び前記第 2スィツチの両方が同時にオン して前記第 1方向の電流を流す第 1導電経路と、 前記第 3スィツチ及び前記第 4スィ ッチの両方が同時にオンして前記第 2方向の電流を流す第 2導電経路とを交互に形成 するとともに、 前記第 1スィツチと前記第 4スィツチとの両方がオフしている同時ォ フ期間及び前記第 3スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている同時オフ期 間を設けるように、 且つ前記一次卷線に流れる電流の方向を前記第 1方向から前記第 2方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が零の状態で 切り換える、 タイミングで前記第 1〜第 4スイツチ信号を発生する。
また、 前記第 2スィツチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点 の時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継 続し、 前記第 1スィッチは、 前記第 2スィッチがオンする時点の所定時間前にオンし、 前記第 2スィツチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、 前記第 4スィツチは、 前記三角波信号列の前記第 2スィツチがオンする三角波信号と は異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波信号と 前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、 前記第 3スィッチは、 前記第 2スィ ツチがオフで前記第 1スィツチがオンしている時点であって、 前記第 4スィツチがォ ンする所定期間前からオンし、 前記第 4スィツチがオフした直後の三角波信号の他方 頂点の時点までオンを継続するものであるとともに、 前記第 1スィッチと前記第 3ス イッチは、 常時そのいずれかのスィッチがオンしているように前記所定期間のそれぞ れの長さを設定している。
さらに、 前記二次卷線に接続された負荷に供給される電圧を検出して検出電圧を発 生するための電圧検出回路と、 検出基準電圧と前記検出電圧とを比較しこの比較によ る誤差信号に応じて前記帰還信号を制御する帰還信号制御回路を有している。
また、 前記パルス幅制御信号に基づいて前記スィッチ回路の第 1〜第 4スィッチを 制御するオンデューティ期間と、 前記パルス幅制御信号に関わらず前記スィツチ回路 を停止させるオフデューティ期間とを設定するためのバースト制御信号を発生するバ ースト制御信号発生回路を備えて、 前記オンデューティ期間と前記オフデューティ期 間との比率を調整可能としている。
また、 前記バースト制御信号発生回路は、 バースト制御用三角波信号を発生するバ ースト用発振回路と、 任意にレベルを調整できるデューティ信号と前記バースト用三 角波信号とを比較し比較結果に基づいて前記パースト制御信号を発生する。
また、 前記バースト制御信号に基づいて前記電流検出回路の検出電流の大きさを規 定値に規制するか規制しないかを切り替えることによって、 バースト制御とパルス幅 制御とを切り替える制御モード切替回路を有している。
また、 本発明は、 変圧器の二次卷線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供 給方法であって、 直流電源間に前記変圧器の一次卷線を間に介して該一次巻線に第 1 方向に電流を流すための第 1半導体スィツチ及び第 2半導体スィツチを直列に接続し、 前記直流電源間に前記一次卷線を間に介して該一次卷線に第 2方向に電流を流すため の第 3半導体スィツチ及び第 4半導体スィツチを直列に接続し、 前記二次卷線に接続 された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、 前記電流検出回路により検出 された電流に基づいて帰還信号を形成し、 この帰還信号と三角波信号列とを比較して、 パルス幅変調信号を発生し、 前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィ ツチをオンさせる第 1スィツチ信号と、 前記第 2半導体スィツチをオンさせる第 2ス イッチ信号と、 前記第 3半導体スィッチをオンさせる第 3スィッチ信号と、 前記第 4 半導体スィッチをオンさせる第 4スィッチ信号とを、 前記第 1スィッチと前記第 4ス ィツチとの両方がオフしている同時オフ期間及ぴ前記第 3スィツチと前記第 2スィッ チとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、 且つ前記一次巻線に流れる 電流の方向を前記第 1方向から前記第 2方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向 へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで、 発生する。
また、 前記第 2スィツチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点 の時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継 続し、 前記第 1スィッチは、 前記第 2スィッチがオンする時点の所定時間前にオンし、 前記第 2スィツチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、 前記第 4スィッチは、 前記三角波信号列の前記第 2スィツチがオンする三角波信号と は異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波信号と 前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、 前記第 3スィッチは、 前記第 2スィ ツチがオフで前記第 1スィツチがオンしている時点であ όて、 前記第 4スィツチがォ ンする所定期間前からオンし、 前記第 4スィツチがオフした直後の三角波信号の他方 頂点の時点までオンを継続し、 前記第 1スィッチと前記第 3スィッチは、 常時そのい ずれかのスィツチがオンしているように前記所定期間のそれぞれの長さが設定されて いる。
また、 本発明の直流一交流変換装置は、 直流電源と、 一次卷線と少なくとも 1つの 二次卷線とを持つ変圧器と、 前記一次卷線を間に介して直列に接続され、 前記直流電 源からの電流を第 1方向に流すための第 1コンデンサと第 1半導体スィツチと、 前記 一次卷線を間に介して直列に接続され、 前記直流電源からの電流を第 2方向に流すた めの第 2半導体スィッチ及び第 2コンデンサとを含むスィッチ回路と、 前記二次巻線 に接続された負荷に流れる電流に応じた検出電流を検出するための電流検出回路と、 パルス幅制御用三角波信号列を発生する変調用三角波信号発生回路と、 前記電流検出 回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と前記パルス幅制御用三角波信号列と を比較して、 パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調信 号に基づいて、 前記第 1半導体スィッチをオン ·オフさせる第 1スィッチ信号と、 前 記第 2半導体スィッチをオン ·オフさせる第 2スィッチ信号とを発生するスィッチ信 号出力用のロジック回路とを備え、 前記ロジック回路は、 前記第 1スィッチをオンし て前記第 1コンデンサとともに前記第 1方向の電流を流す第 1導電経路と、 前記第 2 スィツチをオンして前記第 2コンデンサとともに前記第 2方向の電流を流す第 2導電 経路とを交互に形成するとともに、 前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとの両方が オフしている同時オフ期間を設けるように、 且つ前記一次卷線に流れる電流の方向を 前記第 1方向から前記第 2方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える 際の電流値が零の状態で切り換えるタイミングで前記第 1 , 第 2スィツチ信号を発生 する。
また、 前記第 1スィッチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点 の時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継 続し、 前記第 2スィッチは、 前記三角波信号列の前記第 1スィッチがオンする三角波 信号とは異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波 信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続する。
また、 変圧器の二次卷線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であ つて、 直流電源間に前記変圧器の一次卷線を間に介して前記一次卷線に第 1方向に電 流を流すための第 1コンデンサと第 1半導体スィッチとを直列に接続し、 前記直流電 源間に前記一次卷線を間に介して前記一次卷線に第 2方向に電流を流すための第 2半 導体スィツチ及び第 2コンデンサとを直列に接続し、 前記二次卷線に接続された負荷 に流れる電流を電流検出回路により検出し、 前記電流検出回路により検出された電流 に基づいて帰還信号を形成し、 この帰還信号と三角波信号列とを比較して、 パルス幅 変調信号を発生し、 前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィッチをォ ンさせる第 1スィッチ信号と、 前記第 2半導体スィツチをオンさせる第 2スィツチ信 号とを、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている同時オフ期間 を設けるように、 且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第 1方向から前記第 2 方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切 り換えるタイミングで、 発生する。
本発明によれば、 直流電源から、 負荷を駆動するための交流電圧を発生するための インパーターにおいて、 二次卷線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に、 フルブリ ッジあるいはハーフブリッジ構成の半導体スィツチ回路を設け、 負荷に流れる電流を 帰還して各スィッチをパルス幅変調 （PWM) 制御することにより、 負荷への電力供 給をきめ細かく調整することができる。
また、 パルス幅変調 （PWM) 信号に基づいて、 複数の半導体スィッチをスィッチ ングするロジックを工夫することによって、 ゼロカレントスイッチング、 貫通電流防 止、 スィツチング損失の低減などの高度な制御を可能とすることができる。
また、 パルス幅変調制御と共に、 オンデューティ期間とオフデューティ期間との比 を調整可能なバースト制御を行うことによって、 パルス幅変調制御の限界を超えて、 負荷への供給電力を広範囲に調整することができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の第 1実施の形態に係るインバーターの全体構成図である。 図 2は、 図 1のためのコントローラ I Cの内部構成図である。 図 3は、 図 1のインバ一ターの タイミングチャートである。 図 4は、 図 3の一部を詳細に説明するタイミングチヤ一 トである。 図 5は、 各タイミングにおけるフルブリッジの動作状態を示す図である。 図 6は、 本発明の第 2実施の形態に係るインバーターの全体構成図である。 図 7は、 図 6のインバーターのタイミングチヤ一トである。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面を参照して、 本発明の直流電¾¾から、 負荷を駆動するための交流電圧を 発生するィンバーター、 及び交流電力供給方法の実施の形態について説明する。
図 1は、 絶縁変圧器、 フルブリッジのスィッチ回路とを用いて、 PWM制御する本 発明の第 1の実施の形態に係るィンバーターの全体構成を示す図であり、 図 2は、 そ のためのコントローラ I C (即ち、 インバータ制御用 I C) の内部構成を示す図であ る。 また、 図 3は、 第 1の実施の形態におけるタイミングチャートであり、 図 4はそ の一部をさらに詳細に説明するためのタイミングチャートである。 また、 図 5は各タ ィミングにおけるフルブリッジの動作状態を示す図である。
図 1において、 第 1スィッチである P型 MOS FET (以下、 PMOS) 1 01と 第 2スィッチである N型 MO S F ET (以下、 NMOS) 102とで、 変圧器 T尺の 一次卷線 1 05への第 1方向の電流経路を形成する。 また、 第 3スィッチである PM OS 1 03と第 4スィツチである NMO S 1 04とで、 変圧器 TRの一次卷線 1 0 5 への第 2方向の電流経路を形成する。 これらの PMOS 1 01， 103、 NMO S 1 02、 1 04は、 それぞれボディダイオード （即ち、 バックゲートダイオード） を有 している。 このボディダイオードにより、 本来の電流経路と逆方向の電流を流すこと ができる。 なお、 ボディダイォマドと同様の機能を果たすダイォードを別に設けても よい。
直流電源 BATの電源電圧 yCCが PMO S 1 0 1， 1 03、 NMOS 1 02、 1 04を介して変圧器 TRの 次卷線 i 05に供給され、 その 2次巻線 1 0 6に卷線比 5 に応じた高電圧が誘起さ る。 この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯 F Lに供給され て、 冷陰極蛍光灯 FL 点灯する。
コンデンサ 1 1 コンデンサ 1 1 2は、 抵抗 1 1 7， 抵抗 1 1 8とともに、 冷陰 極蛍光灯 F Lに 加される電圧を検出して、 コントローラ I C 2 00にフィードバッ クするもので る。 抵抗 1 1 4, 抵抗 1 1 5は、 冷陰極蛍光灯 F Lに流れる電流を検 ΛΡ- 'て、 コントローラ I C 2 0 0にフィードパックするものである。 また、 コンデン サ 1 1 1は、 そのキャパシタンスと変圧器 TRのインダクタンス成分とで共振させる ための'ものであり、 この共振には冷陰極蛍光灯 F Lの寄生キヤパシタンスも寄与する。 1 1 3， 1 1 6， 1 1 9， 1 2 0は、 ダイォードである。 また、 1 5 1、 1 5 2は電 源電圧安定用のコンデンサである。
5 コントローラ I C 200は複数の入出力ピンを有している。 第 1ピン 1 Ρは、 PW Μモードと間欠動作 （以下、 バースト） モードの切替端子である。 この第 1ピン 1 P には、 外部からそれらモードの切替及ぴバーストモード時のデューティ比を決定する デューティ信号 DUTYが入力される。 第 2ピン 2 Pは、 バーストモード発振器 (B O S C) の発振周波数設定用のコンデンサを接続する容量接続端子である。 この第 20 ピン 2 Pには、 設定用コンデンサ 1 3 1が接続され、 そこにバースト用三角波信号 B CTが発生する。
第 3ピン 3 Pは、 PWMモード発振器 （OS C) の発振周波数設定用のコンデンサ を接続する容量接続端子である。 この第 3ピン 3 Pには、 設定用コンデンサ 1 3 2力 S 接続され、 そこに PWM用三角波信号 CTが発生する。 第 4ピン 4 Pは、 第 3ピン 35 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。 この第 4ピン 4 Pには、 設定用抵 抗 1 3 3が接続され、 その電位 RTと抵抗値に応じた電流が流れる。 第 5ピン 5 Pは、 接地端子であり、 グランド電位 GNDにある。
第 6ピン 6 Pは、 第 3ピン 3 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。 こ の第 6ピン 6 Pには、 設定用抵抗 1 34が接続され、 コントローラ I C 200の内部 回路の制御によりこの抵抗 1 34が設定用抵抗 1 33に並列に接続されるかあるいは 切り離される。 その第 6ピン 6 Pの電位 S RTはグランド電位 GND力 \ 第 4ピン 4 Pの電位 RTになる。 第 7ピン 7 Pは、 タイマーラッチを設定するための設定容量接 続端子である。 この第 7ピン 7 Pには、 内部の保護動作用の動作時限を決定するため のコンデンサ 1 35が接続され、 コンデンサ 1 35の電荷に応じた電位 S CPが努生 する。
第 9ピン 9 Pは、 第 1誤差増幅器用入力端子である。 この第 9ピン 9 Pには、 抵抗 1 40を介して、 冷陰極蛍光灯 FLに流れる電流に応じた電流検出信号 （以下、 検出 電流） I Sが入力される。 その検出電流 I Sが、 第 1誤差増幅器に入力される。 第 8 ピン 8 Pは、 第 1誤差増幅器用出力端子である。 この第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pと の間にコンデンサ 1 36が接続される。 第 8ピン 8 Pの電位が帰還電圧 FBとなり、 PWM制御のための制御電圧になる。 以下、 各電圧は、 特に断らない限り、 グランド 電位を基準としている。
第 1 0ピン 1 0 Pは、 第 2誤差増幅器用入力端子である。 この第 10ピン 10 Pに は、 抵抗 1 39を介して、 冷陰極蛍光灯 FLに印加される電圧に応じた電圧検出信号 (以下、 検出電圧） VSが入力される。 そして、 その検出電圧 VSが第 2誤差増幅器 に入力される。 第 1 0ピン 1 0 Pには、 コンデンサ 1 3 7が第 8ピン 8 Pとの間に接 |fc れる。
第 1 1ピン 1 1 Pは、 起動及び起動時間設定端子である。 この第 1 1ピン 1 1 Pに は、 抵抗 143とコンデンサ 142により、 起動信号 STが遅延されノイズを抑制さ れた信号 STBが印加される。 第 1 2ピン 1 2 Pは、 スロースタート時間を設定する ための容量を接続する容量接続端子である。 この第 1 2ピン 1 2 Pには、 コンデンサ 141がグランドとの間に接続され、 起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電 圧 s sが発生する。
第 1 3ピン 1 3 Pは、 同期用端子であり、 他のコントローラ I Cと協働させる場合 に、 それと接続される。 第 14ピン 1 4 Pは、 内部クロック入出力端子であり、 他の コントローラ I Cと齒働させる場合に、 それと接続される。
第 1 5ピン 1 5 Pは、 外付け FETドライブ回路のグランド端子である。 第 1 6ピ ン 1 6 Pは、 NMO S 1 02のゲート駆動信号 N1を出力する端子である。 第 1 7ピ ン 1 7 Pは、 NMO S 1 04のゲート駆動信号 N 2を出力する端子である。 第 1 8ピ ン 1 8 Pは、 PMO S 1 03のゲート駆動信号 P 2を出力する端子である。 第 1 9ピ ン 1 9 Pは、 PMO S 1 01のゲート駆動信号 P 1を出力する端子である。 第 20ピ ン 20 Pは、 電源電圧 VCCを入力する電源端子である。
コントローラ I C200の内部構成を示す図 2において、 OSCブロック 201は、 第 3ピン 3 Pに接続されたコンデンサ 132と第 4ピン 4 Pに接続された抵抗 1 33、 134により周期が決定される PWM三角波信号 CTを発生し、 PWM比較器 21 4 に供給する。 OS Cブロック 201はまた、 内部ク口ックを発生しロジックブロック 203に供給する。
BOS Cブロック 202は、 バースト用三角波信号発振回路であり、 第 2ピン 2 P に接続されたコンデンサ 1 3 1により決定されるバースト用三角波信号 BCTを発生 する。 バースト用三角波信号 BCTの周波数は、 PWM三角波信号 CTの周波数より、 著しく低く設定される （BCT周波数く CT周波数） 。 第 1ピン 1 Pに供給されるァ ナログ （直流電圧） のデューティ信号 DUTYとバースト用三角波信号 BCTを比較 器 221で比較する。 この比較器 221の比較出力でオア回路 239を介して、 NP Nトランジスタ （以下、 NPN) 234を駆動する。 なお、 第 1ピン 1 Pにディジタ ル （PWM形式） のデューティ信号 DUTYが供給される場合には、 第 2ピン 2 Pに 抵抗を接続し B OS Cプロック 202からバースト用所定電圧を発生させる。
ロジックブロック 20 3は、 P WM制御信号などが入力され、 所定のロジックにし たがってスィッチ駆動信号を生成する。 出力ブロック 204は、 ロジックブロック 2 03からのスィッチ駆動信号にしたがって、 ゲート駆動信号 P I, P 2, N 1 , N 2 を生成し、 PM〇S 101、 1 03、 NMOS 102, 104のゲートに印加する。 スロースタートブロック 205は、 起動信号 STが入力され、 コンデンサ 142、 抵抗 143により緩やかに上昇する電圧 STBである比較器 2 1 7への入力がその基 準電圧 Vr e f 6を越えると、 比較器 21 7の出力により起動する。 比較器 21 7の 出力は、 ロジックブロック 203を駆動可能にする。 なお、 249は、 反転回路であ る。 また、 比較器 21 7の出力により、 オア回路 243を介してフリップフロップ （F F) 回路 242をリセットする。 スタートブロック 205が起動すると、 スロースタ ート電圧 S Sが徐々に上昇し、 PWM比較器 214に比較入力として入力される。 し たがって、 起動時には、 PWM制御は、 スロースタート電圧 S Sにしたがって行われ る。
なお、 起動時に、 比較器 21 6は、 入力が基準電圧 V r e f 5を越えた時点で、 ォ ァ回路 247を介して、 NMO S 246をオフする。 これにより、 抵抗 1 34を切り 離し、 PWM用三角波信号 CTの周波数を変更する。 また、 オア回路 247には、 比 較器 213の出力も入力される。
第 1誤差増幅器 2 1 1は、 冷陰極蛍光灯 F Lの電流に比例した検出電流 I Sと基準 電圧 V r e f 2 (例、 1. 25 v) とを比較し、 その誤差に応じた出力によって定電 流源 I 1に接続された NPN 23 5を制御する。 この NPN 2 35のコレクタは第 8 ピン 8 Pに接続されており、 この接続点 （即ち、 第 8ピン 8 P) の電位が帰還電圧 F Bとなり、 P WM比較器 214に比較入力として入力される。
?^^1^比較器2 1 4では、 三角波信号 CTと、 帰還電圧 FBあるいはスロースター ト電圧 S Sの低い方の電圧とを比較して、 PWM制御信号を発生し、 アンド回路 24 8を介してロジックブロック 203に、 供給する。 起動終了後の定常状態では、 三角 波信号 CTと帰還電圧 F Bとが比較され、 設定された電流が冷陰極蛍光灯 F Lに流れ るように自動的に制御される。
なお、 第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pとの間には、 コンデンサ 1 36が接続されてい る力 ら、 帰還電圧 F Bは滑らかに増加あるいは減少する。 したがって、 PWM制御は ショックなく、 円滑に行われる。
第 2誤差増幅器 2 1 2は、 冷陰極蛍光灯 FLの電圧に比例した検出電圧 VSと基準 電圧 V r e f 3 (例、 1. 25 v) とを比較し、 その誤差に応じた出力により、 ダブ ルコレクタの一方が定電流源 I 1に接続されたダブルコレクタ構造の NPN 238を 制御する。 この NPN238のコレクタはやはり第 8ピン 8 Pに接続されているから、 検出電圧 VSによっても 帰還電圧 FBが制御される。 したがって、 比較器 21 2及 び N P N 238は、 帰還信号 F Bを制御する帰還信号制御回路を構成する。
なお、 帰還電圧 FBが基準電圧 V r e f 1 (例、 3 v) を越えると、 PNPトラン ジスタ （以下、 PNP) 231がオンし、 帰還電圧 FBの過上昇を制限する。
比較器 21 5は、 電源電圧 V C Cを抵抗 240、 241で分圧した電圧と基準電圧 V r e f 7 (例、 2. 2 v) とを比較し、 電源電圧 V C Cが所定値に達した時点でそ の出力を反転し、 オア回路 243を介して FF回路 242をリセットする。
比較器 21 8は、 スロースタート電圧 S Sを基準電圧 V r e f 8 (例、 2. 2 v) と比較し、 電圧 S Sが大きくなるとアンド回路 244及びオア回路 239を介して N PN 234をオンする。 NPN 234のオンにより、 ダイオード 232が電流源 I 2 により逆バイアスされ、 その結果第 1誤差増幅器 21 1の通常動作を可能にする。 し たがって、 N P N 234、 ダイォード 232及び電流源 I 2は、 バースト制御とパノレ ス幅制御とを切り替える制御モード切替回路を構成している。
比較器 21 9は、 ダブルコレクタの他方が定電流源 I 3に接続された NPN23 8 が第 2誤差増幅器 2 1 2によりオンされると、 そのコレクタの電圧が基準電圧 V r e f 9 (例、 3. 0 v) より低下し、 比較出力が反転する。 比較器 220は、 帰還電圧 FBを基準電圧 Vr e f 1 0 (例、 3. 0 v) と比較し、 帰還電圧 F Bが高くなると、 比較出力が反転する。 比較器 21 9、 220の出力及 比較器 2 1 8の出力の反転信 号をオア回路 245を介してタイマーブロック 206に印加し、 所定時間を計測して 出力する。 このタイマープロック 206の出力により、 FF 242をセットし、 この FF回路 242の Q出力によりロジックプロック 203の動作を停止する。
次に、 以上のように構成されるインバーターの動作を、 図 3, 図 4のタイミングチ ヤート、 及び図 5の動作状態図を参照して説明する。
図 3を参照して、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 BCTを越えて いる期間、 即ちオンデューティ期間 （ON DUTY) は、 PWM制御が行われる。 一方、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを下回っている期間、 即ちオフデューティ期間 （OFF DUTY) は、 PWM制御が停止され、 したがつ て冷陰極蛍光灯 F Lへの電力供給は停止される。
PWM用三角波信号 CTの周波数は例えば 1 20 kHZであり、 これを周波数が例 えば 1 50Hzのバースト用三角波信号 B CTでバースト制御するから、 視覚上で何 らの問題はない。 そして、 デューティ信号 DUTYの大きさを制御することにより、 PWM制御によって冷陰極蛍光灯 F Lへ供給可能な範囲を超えて、 さらに広範囲に電 力供給の制御、 即ち光量の制御を行うことができる。
具体的に回路動作を見ると、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 BC Tを下回っている間は、 比較器 221の出力は低 （L) レベルにあり、 NPN234 はオフしている。
これにより、 ダイオード 23 2が定電流源 I 2により順バイァスされ、 第 1誤差増 幅器 2 1 1の入力は高い値になり、 NPNトランジスタ 23 5がオンされ、 帰還電圧
F Bは低!/、電圧に規制される。
^^1比較器214は、 2つの負 （―） 入力のうちのより低い方の電圧と、 正 （+ ) の三角波信号 CTとが比較されるから、 図 3の例えば左端側に示されるように、 PW
M制御信号は出力されない。
次に、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを上回ると、 NPN
234はオンし、 ダイオード 234は逆バイアスされてオフする。 このとき、 検出電 流 I Sは低い値にあるから、 第 1誤差増幅器 21 1は入力される検出電流 I Sに応じ た出力を発生し、 NPN 23 5の導通度を制御する。 NPN 235のコレクタ電圧、 即ち帰還電圧 FBは、 第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 P間に接続されているコンデンサ 1 36の作用により、 緩やかに上昇して行き、 本来の帰還に応じた定常値に達する。 こ れにより、 P WM比較器 214から P WM制御信号がロジックブロック 203に供給 されて、 ゲート駆動信号 P 1〜N 2が出力されて、 PMOS 101, 103， NMO S 102, 104が PWM制御される。
PWM制御時のロジックブロック 203， 出カブ口ック 204におけるゲート駆動 信号 P 1〜N2の形成ロジックを、 図 4， 図 5を参照して、 詳しく説明する。
パルス幅変調信号、 即ち PWM用三角波信号 CTと帰還電圧 F B、 に基づいて、 第 1半導体スィッチである PMOS 101を駆動する第 1ゲート駆動信号 P 1と、 第 2 半導体スィッチである NMO S 102を駆動する第 2ゲート駆動信号 N 1と、 第 3半 導体スィッチである PMOS 103を駆動する第 3ゲート駆動信号 P 2と、 第 4半導 体スィッチである NMOS 104を駆動する第 4ゲート駆動信号 N 2とを、 PMOS 101と NMOS 104との両方がオフしている同時オフ期間 T o f f及ぴ PM〇 S 103と NMOS 102との両方がオフしている同時オフ期間 T o f f を設けるタイ ミングで発生する。 さらに、 変圧器 TRの一次卷線 105に流れる電流の方向を第 1 方向から第 2方向へ、 あるいは第 2方向から第 1方向へ切り換える際の電流値が零の 状態で切り換えるタイミングで、 各ゲート駆動信号 P 1〜N 2を発生する。
図 4において、 区間 iでゲート駆動信号 N 1は Hレベルであり、 ゲート駆動信号 P 1は Lレベル、 ゲート駆動信号 P 2は Hレベルにあり、 PMO S 101と NMO S 1 02がオンし、 一次巻線 105には第 1方向に電源 BATから電流が流れている。 こ の状態が、 図 5 (a) に示されている。
区間 iiになると、 ゲート駆動信号 N1が Lレベルになり、 ゲート駆動信号 P 2が L レベルになるまで、 PMOS 103と NMOS 102は共にオフの期間 To f f が形 成され、 貫通電流が流れることを防止している。 この期聞は、 PMOS 101のみが オンされているが、 変圧器 TRの蓄積エネルギーにより、 第 1方向の電流が、 PMO S 103のボディダイォードと PMO S 101を通して流れ続ける。 区間 iiの後半では、 ゲート駆動信号 P 2が Lレベルになることにより、 PMOS 1 03がオンし、 ボディダイオードに流れていた電流は PMO S 1 03のチャンネルに 移る。 この区間 iiの状態が、 図 5 (b) に示されている。
区間 iiiになると、 ゲート駆動信号 P 1が Hレベルになり、 PMOS 1 01がオフす る。 まだ、 第 1方向に電流が流れている場合には、 オフされている NMO S 1 04の ボディダイオードを通して、 電流が流れる。 このとき、 @点の電位は、 区間 iiの VCCから、 ボディダイオードによる電圧降下 V f だけ低くなる。 この区間 iiiの状態 、 図 5 (c) に示されている。
変圧器 TRの蓄積エネルギーによる第 1方向の電流が零になると、 区間 ivに入る。 この区間 ivでは、 図 5 (d) に示されるように、 電流が零で、 PMOS 1 03のみが オンしている。 このように、 本発明では、 一次卷線 105の電流の方向を切り換える 以前に、 電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、 電流を零とする状態は、 変圧器 TR、 共振コン デンサ 1 1 1， 1 1 2、 冷陰極蛍光灯 F Lなどの電気的条件に合わせて、 PWM制御 におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、 得られる。
区間 Vにおいて、 ゲート駆動信号 P 2は Lレベル、 ゲート駆動信号 P 1は Hレベル にあり、 PMOS ί 03がオンしている状態で、 ゲート駆動信号 Ν 2が Ηレべノレにな ると NMOS 1 04はオンとなり、 ゼロカレントスイッチングが行われる。 PMOS 1 03と NMO S 1 04のオンにより、 一次巻線 1 05には第 2方向に電源 B AT力 ら電流が流れる。 この状態が、 図 5 (e) に示されている。
区間 vi になると、 ゲート駆動信号 N 2が Lレベルになり、 ゲート駆動信号 P 1が L レベルになるまで、 PMOS 1 0 1と NMOS 1 04は共にオフの期間 T o f f が形 成され、 貫通電流が流れることを防止している。 この期間は、 PMOS 1 03のみが オンされているが、 変圧器 TRの蓄積エネルギーにより、 第 2方向の電流が、 PMO S 1 01のボディダイオードと PMO S 1 03を通して流れ続ける。 区間 viの後半で は、 ゲート駆動信号 P 1が Lレベルになることにより、 PMOS 1 0 1がオンし、 ボ ディダイオードに流れていた電流は PMO S 1 01のチャンネルに移る。 この区間 vi の状態が、 図 5 (f ) に示されている。
以下、 区間 viiになると、 電流方向が逆になるだけで、 区間 iiiと同様に、 動作する。 その状態が図 5 (g) に示されている。 また、 区間 viiiになると、 第 2方向の電流が 零になり、 図 5 (h) に示されるように、 PMOS 1 01のみがオンしている状態に なる。 @点の電位は、 図示のように変化する。
この第 2方向から第 1方向に電流方向が切り替わる際にも、 やはりゼロカレントス ィツチングが行われる。
以上のように、 NMOS 1 02は、 三角波信号列の 1つおきの三角波信号 CTの一 方頂点 （下側頂点） の時点でオンし、 その直後の三角波信号 CTと帰還信号 FBとが 等しくなるまでオンを継続する。 PMOS 101は、 NMO S 1 02がオンする時点 の所定時間前にオンし、 NMOS 1 0 2がオフした直後の三角波信号 CTの他方頂点 (上側頂点） の時点までオンを継続する。 NMOS 1 04は、 三角波信号列の NMO S 1 02がオンする三角波信号とは異なる 1つおきの三角波信号 CTの一方頂点 （下 側頂点） の時点でオンし、 その直後の三角波信号 CTと帰還信号 FBとが等しくなる までオンを継続する。 また、 PMOS 1 03は、 NMO S 1 02がオフで PMO S 1 01がオンしている時点であって、 NMOS 104がオンする所定期間前からオンし、 NMOS 1 04がオフした直後の三角波信号 CTの他方頂点 （上側頂点） の時点まで オンを継続する。
そして、 PMOS 1 0 1と PMOS 1 03は、 常時そのいずれかのスィッチがオン しているように前述の所定期間のそれぞれの長さを設定している。 即ち、 PMOS 1 0 1と PMO S 1 03のそれぞれは、 三角波信号 CTの 1周期よりも長い期間を通し てオンしている。
これにより、 貫通電流の発生を防止しつつ、 半導体スィッチ （即ち、 PMOS 1 0 1と PMOS 1 03) のボディダイオードを電流が流れる期間を短くする。 これによ り、 スイッチングに伴う損失を極めて小さくしている。 なお、 図 1において、 PMO S 1 01及び PMO S 1 03に代えて、 第 1スィツチ 及ぴ第 3スィッチとして、 NMOSを用いることもできる。 この場合には、 この変更 に合わせて、 ゲート駆動信号も変更することになる。
図 6は、 絶縁変圧器、 ハーフブリッジのスィッチ回路を用いて、 PWM制御する本 発明の第 2の実施の形態に係るインバーターの全体構成を示す図である。 また、 図 7 は、 第 2の実施の形態におけるタイミングチヤ一トである。
図 6においては、 2台の変圧器 TR 1、 TR 2を設け、 ハーフブリッジ型のスイツ チング回路により PWM制御するとともに、 各変圧器 TR1、 TR 2にそれぞれ 2つ の二次卷線 309， 310、 409、 410を設けている。 これら各二次卷線 309， 310、 409、 410には、 それぞれ冷陰極蛍光灯 F L 1 1 , F L 1 2, F L 21 , F L 22を接続して、 計 4本の冷陰極蛍光灯の点灯を制御する例を示している。
図 6において、 まず、 第 1変圧器 TR 1の系統について説明する。 このハーフブリ ッジ型のスィッチ回路は、 第 1コンデンサ 30 1と第 1スィッチである NMO S 3 0 2とで、 変圧器 TR 1の一次卷線 308への第 1方向の電流経路を形成する。 また、 第 2スィッチである PMOS 303と第 2コンデンサ 304とで、 変圧器 TR 1の一 次卷線 308への第 2方向の電流経路を形成する。 これらの PMOS 303、 NMO S 302は、 それぞれボディダイォード (即ち、 バックゲートダイオード） を有して いる。 このボディダイオードにより、 本来の電流経路と逆方向の電流を流すことがで きる。 なお、 ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。 直流電源 B ATの電源電圧 VDDが PMO S 303、 NMOS 302、 コンデンサ 301, 304を介して変圧器 TR1の一次巻線 308に供給され、 その 2次卷線 3 09, 3 1 0に卷線比に応じた高電圧が誘起される。 この誘起された高電圧が冷陰極 蛍光灯 F L 1 1 , F L 1 2に供給されて、 冷陰極蛍光灯 F L 1 1 , F L 1 2が点灯す る。 なお、 ツエナーダイオード 305 , 抵抗 306、 コンデンサ 307は、 直流電源 BATの電源電圧 VDDと、 コントローラ I C 600の電源電圧 V C Cとが異なるた めに、 ゲート電圧をレベルシフトするためのものである。 コンデンサ 31 1, 312、 コンデンサ 315， 316は、 抵抗 319, 抵抗 32 0とともに、 冷陰極蛍光灯 FL 1 1， FL 12に印加される電圧を検出して、 コント ローラ I C 600にフィードバックするものである。 抵抗 323， 抵抗 326は、 冷 陰極蛍光灯 FL 11， FL 12に流れる電流を検出して、 コントローラ I C 600に フィードバックするものである。 また、 コンデンサ 311， 315は、 そのキャパシ タンスと変圧器 TR 1のインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、 この 共振には冷陰極蛍光灯 FL 11 , F L 12の寄生キャパシタンスも寄与する。 313， 314， 317, 318, 321, 322, 324， 325は、 ダイオードである。 また、 327は検出信号を平滑するコンデンサである。
次に、 第 2変圧器 TR 2の系統については、 各構成要素の番号を、 400番台にし て、 第 1変圧器 TR1の系統の構成要素と同じ番号を付している。 例示すると、 一次 卷線が 308に対して 408である。 その他も、 同様である。 したがって、 同じ構成 であるから、 再度の説明を省略する。
コントローラ I C 600は複数の入出力ピンを有している。 この I C 600は、 第 1実施の形態でのコントローラ I C 200とそのピン配置やその内部構成はほぼ同様 である。 ただ、 第 1変圧器 TR 1の系統と第 2変圧器 TR 2の系銃の 2系統を持つこ と、 各変圧器 TR1， TR 2の 2つの二次卷線毎に、 冷陰極蛍光灯 F L 1 1〜F L 2 2を持つことから、 フィードバック系などの一部の構成において、 異なっている。 コントローラ I C 600力 コントローラ I C 200と異なる点についてのみ、 追 加的に説明する。 第 2ピン 2 Pは、 パースト用三角波信号 B CTの充放電電流を設定 するための抵抗 501を接続する抵抗接続端子である。 第 4ピン 4Pは、 PWM用三 角波信号 CTの放電電流を設定するための抵抗 503を接続する抵抗接続端子である。 これらの端子は必要に応じてコントローラ I C200にも設けることができる。
第 1 5ピン 15 Pは、 異常検出信号 （図 2の FF 242の出力に相当する） を外部 に出力する端子である。 第 17ピン 1 7 P及び第 18ピン 18 Pは、 第 1変圧器 TR 1の系統と第 2変圧器 TR 2の系統の第 2番目の冷陰極蛍光灯 F L 12， F L 22の 過電流保護を行うための検出信号を入力するものであり、 この検出信号はそれぞれ内 部の比較器で基準電圧と比較される。 第 1 9ピン 1 9 Pは、 内部に設けられるレギ ユレータの出力電圧を外部に出力する端子である。
このコントローラ I C600の第 1ピン 1 P〜第 28ピン 28 Pと、 第 1実施の形 態でのコントローラ I C 200の各ピンとは、 ピン番号とともに括弧内に示している 記号 （例えば、 DUTYと DUTY； FBと FB 1， FB 2) が同じものがそれぞれ 対応する。
この I C 600において、 抵抗 50 1が第 2ピン 2 Pに、 コンデンサ 502が第 3 ピン 3 Pに、 抵抗 503が第 4ピン 4 Pに、 抵抗 504が第 5ピン 5 Pに、 抵抗 50 5, 506が第 6ピン 6 Pに、 コンデンサ 507が第 7ピン 7 Pに、 グランドとの間 に接続されている。
コンデンサ 508が第 9ピン 9 Pと第 1 0ピン 10 Pとの間に接続され、 また第 1 0ピン 1 0 Pに抵抗 51 3を介して、 検出電流 I S 1が入力される。 コンデンサ 50 9が第 9ピン 9 Pと第 1 1ピン 1 1 Pとの間に接続され、 また第 1 1ピン 1 1 Pに、 検出電圧 VS 1が入力される。
コンデンサ 51 1が第 1 2ピン 1 2 Pと第 1 3ピン 1 3 Pとの間に接続され、 また 第 1 3ピン 1 3 Pに抵抗 514を介して、 検出電流 I S 2が入力される。 コンデンサ 5 1 2が第 1 2ピン 1 2 Pと第 14ピン 14 Pとの間に接続され、 また第 14ピン 1 4 Pに、 検出電圧 VS 2が入力される。 なお、 531〜534は、 コンデンサである。 また、 直流電源 BATの電圧 VDDを、 抵抗 522、 ッヱナ一ダイオード 523及 ぴ NPN524とからなるシリーズレギユレータで I C 600の所定の電源電圧 VC C (例、 5〜 1 2 V) に調整して、 I C 600に供給する。 なお、 コンデンサ 521， 526は安定用コンデンサであり、 この他適宜必要な箇所に設置される。
次に、 以上のように構成される第 2の実施の形態に係るインバ一ターの動作を、 図 7のタイミングチャートを参照して説明する。 図 7では、 第 1変圧器 TR 1の系統で の制御について説明している。 なお、 I C 600の内部構成及び動作は第 1実施の形 態における I C200 (図 2) とほぼ同様である。
図 7を参照して、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを越えて いる期間、 即ちオンデューティ期間 （ON DUTY) は、 PWM制御が行われる。 一方、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 BCTを下回っている期間、 即ちオフデューティ期間 （OFF DUTY) は、 PWM制御が停止され、 したがつ て、 冷陰極蛍光灯 F L 1 1 , FL 1 2への電力供給は停止される。
この実施の形態でも、 PWM用三角波信号 CTの周波数は例えば 1 00 kHZであ り、 これを周波数が例えば 30 OH zの三角波信号 B CTでバースト制御するから、 視覚上で何らの問題はない。 そして、 デューティ信号 DUTYの大きさを制御するこ とにより、 P WM制御によつて冷陰極蛍光灯 FL 1 1〜FL 22へ供給可能な範囲を 超えて、 さらに広範囲に電力供給の制御、 即ち光量の制御を行うことができる。
図 7のタイミングチャートを見ると、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波 信号 B CTを下回っている間は、 帰還電圧 FBは低い電圧に規制される。 これにより、 PWM制御は行われず、 ゲート駆動電圧 P 1は Hレベルにあり、 ゲート駆動電圧 N 1 は Lレベルにある。 このため、 PMO S 303及ぴ NMO S 302はオフ状態を継続 するから、 変圧器 T R 1への電力供給は行われない。
次に、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを上回ると、 帰還電 圧 FB Iは、 第 9、 第 1 0ピン間に接続されているコンデンサ 508の作用により、 緩やかに上昇して行き、 本来の帰還に応じた定常値に達する。 これにより、 I C 6 0 0では PWM制御が行われて、 ゲート駆動信号 P I, N 1が出力されて、 PMOS 3 03, NMO S 302が PWM制御される。
PWM制御時の動作を詳しく説明すると、 ゲート駆動信号 P l、 N 1は、 PMOS 303と NMOS 302の両方がオフしている同時オフ期間 T o f f を設けるタイミ ングで発生する。 さらに、 変圧器 TR 1の一次卷線 308に流れる電流の方向を第 1 方向から第 2方向へ、 あるいは第 2方向から第 1方向へ切り換える際の電流値が零の 状態で切り換えるタイミングで、 各ゲート駆動信号 P 1 , N 1を発生する。 図 7において、 区間 iでゲート駆動信号 N 1は Hレベルであり、 ゲート駆動信号 P 1は Hレベルにあり、 第 1コンデンサ 301と NMOS 302を通って、 一次卷線 3 08には第 1方向に電源 BATから電流が流れている。
区間 iiになると、 ゲート駆動信号 N 1が Lレベルになり、 ゲート駆動信号 P 1が L レベルになるまで、 PMOS 303と NMOS 3 02は共にオフの期間 T o f f が形 成され、 貫通電流が流れることを防止している。 この区間 iiでは、 変圧器 TR 1の蓄 積エネルギーにより、 第 1方向の電流が、 PMO S 303のボディダイオードとコン デンサ 301、 304を通して流れ続ける。
第 1方向の電流は、 変圧器 TR 1の蓄積エネルギーがなくなると、 零になる。 この ように、 この第 2の実施の形態でも、 一次卷線 308の電流の方向を切り換える以前 に、 電流が零の状態が形成される。
この電流方向を切り換える以前に、 電流を零とする状態は、 変圧器 TR 1、 共振コ ンデンサ 3 1 1, 3 1 2, 3 1 5, 3 1 6、 冷陰極蛍光灯 F L 1 1 , FL 1 2などの 電気的条件に合わせて、 PWM制御におけるパルス幅の範囲設定を行うことにより、 得られる。
区間 iiiにおいて、 ゲ一ト駆動信号 P 1が Lレベルになると、 PMOS 303と第 2 コンデンサ 304とを通って、 一次卷線 308には第 2方向に電源 BATから電流が 流れている。
区間 ivになると、 ゲート駆動信号 P 1が Hレベルになり、 ゲ一ト駆動信号 N 1が H レベルになるまで、 PMOS 303と NMOS 302は共にオフの期間 T o f f が形 成され、 貫通電流が流れることを防止している。 この区間 ivでは、 変圧器 TR 1の蓄 積エネルギーにより、 第 2方向の電流が、 NMOS 302のボディダイオードとコン デンサ 301、 304を通して流れ続ける。
この第 2方向の電流は、 変圧器丁 R 1の蓄積エネルギーがなくなると、 零になる。 このように、 この第 2の実施の形態でも、 一次卷線 308の電流の方向を切り換える 以前に、 電流が零の状態が形成される。 なお、 図 6において、 P MO S 3 0 3に代えて、 第 1スィッチとして、 NMO Sを 用いることもできる。 この場合には、 この変更に合わせて、 ゲート駆動信号も変更す ることになる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明に係る直流一交流変換装置、 及ぴ交流電力供給方法は、 低い 直流電圧から高い交流電圧を必要とする、 液晶表示装置のバックライト用光源として 用いるのに適している。

Claims

請求の範囲
1 . 直流電源と、
—次巻線と少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、
前記一次卷線を間に介して直列に接続され前記直流電源からの電流を第 1方向に流 すための第 1半導体スィツチ及ぴ第 2半導体スィツチと、 前記一次卷線を間に介して 直列に接続され前記直流電源からの電流を第 2方向に流すための第 3半導体スィツチ 及び第 4半導体スィッチとを含むスィツチ回路と、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流に応じた検出電流を検出するための電 流検出回路と、
パルス幅制御用三角波信号を発生する変調用三角波信号発生回路と、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と前記パルス幅制御用 三角波信号列とを比較して、 パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィツチをオン 'オフさせる第 1スィッチ信号と、前記第 2半導体スィッチをオン'オフさせる第 2スィッチ信号と、 前記第 3半導体スィツチをオン ·オフさせる第 3スィツチ信号と、 前記第 4半導体ス ィツチをオン ·オフさせる第 4スィツチ信号とを、 発生するスィツチ信号出力用の口 ジック回路とを備え、
前記ロジック回路は、 前記第 1スィツチ及び前記第 2スィツチの両方が同時にオン して前記第 1方向の電流を流す第 1導電経路と、 前記第 3スィッチ及び前記第 4スィ ツチの両方が同時にオンして前記第 2方向の電流を流す第 2導電経路とを交互に形成 するとともに、 前記第 1スィツチと前記第 4スィツチとの両方がオフしている同時ォ フ期間及び前記第 3スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている同時オフ期 間を設けるように、 且つ前記一次卷線に流れる電流の方向を前記第 1方向から前記第 2方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が零の状態で 切り換える、 タイミングで前記第 1〜第 4スィツチ信号を発生することを特徴とする 直流一交流変換装置。
2 . 前記第 2スィツチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点の 時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続 し、
前記第 1スィッチは、 前記第 2スィッチがオンする時点の所定時間前にオンし、 前 記第 2スィツチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、 前記第 4スィッチは、 前記三角波信号列の前記第 2スィツチがオンする三角波信号 とは異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波信号 と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第 3スィッチは、 前記第 2スィッチがオフで前記第 1スィッチがオンしている 時点であって、 前記第 4スィッチがオンする所定期間前からオンし、 前記第 4スイツ チがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続するものであるとと もに、 ，
前記第 1スィツチと前記第 3スィツチは、 常時そのいずれかのスィツチがオンして いるように前記所定期間のそれぞれの長さを設定していることを特徴とする、 クレー ム 1記載の直流一交流変換装置。
3 . さらに、 前記二次卷線に接続された負荷に供給される電圧を検出して検出電圧 を発生するための電圧検出回路と、 検出基準電圧と前記検出電圧とを比較しこの比較 による誤差信号に応じて前記帰還信号を制御する帰還信号制御回路を有することを特 徴とする、 クレーム 1， 2記載の直流一交流変換装置。
4 . 前記パルス幅制御信号に基づいて前記スィツチ回路の第 1〜第 4スィツチを制 御するオンデューティ期間と、 前記パルス幅制御信号に関わらず前記スィツチ回路を 停止させるオフデューティ期間とを設定するためのバース ト制御信号を発生するバー スト制御信号発生回路を備えて、 前記オンデューティ期間と前記オフデューティ期間 との比率を調整可能としたことを特徴とする、 クレーム 1 ~ 3記載の直流一交流変換
5 . 前記パース ト制御信号発生回路は、 バース ト制御用三角波信号を発生するバー スト用発振回路と、 任意にレベルを調整できるデューティ信号と前記バースト用三角 波信号とを比較し比較結果に基づいて前記バースト制御信号を発生することを特徴と する、 クレーム 4記載の直流一交流変換装置。
6 . 前記バース ト制御信号に基づいて前記電流検出回路の検出電流の大きさを規定 値に規制するか規制しないかを切り替えることによって、 バースト制御とパルス幅制 御とを切り替える制御モード切替回路を有することを特徴とする、 クレーム 5記載の 直流一交流変換装置。
7 . 変圧器の二次卷線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であつ て、
直流電源間に前記変圧器の一次卷線を間に介して該一次卷線に第 1方向に電流を流 すための第 1半導体スィツチ及び第 2半導体スィツチを直列に接続し、
前記直流電源間に前記一次卷線を間に介して該一次巻線に第 2方向に電流を流すた めの第 3半導体スィツチ及び第 4半導体スィツチを直列に接続し、
前記二次卷線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、 前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、 この帰還信 号と三角波信号列とを比較して、 パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィツチをオンさせる第 1スィ ツチ信号と、 前記第 2半導体スィッチをオンさせる第 2スィッチ信号と、 前記第 3半 導体スィッチをオンさせる第 3スィッチ信号と、 前記第 4半導体スィッチをオンさせ る第 4スィツチ信号とを、 前記第 1スィツチと前記第 4スィツチとの両方がオフして いる同時オフ期間及び前記第 3スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている 同時オフ期間を設けるように、 且つ前記一次巻線に流れる電流の方向を前記第 1方向 力 ^前記第 2方向あるいは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が 零の状態で切り換えるタイミングで、 発生することを特徴とする、 交流電力供給方法。
8 . 前記第 2スィツチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点の 時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続 し、
前記第 1スィッチは、 前記第 2スィッチがオンする時点の所定時間前にオンし、 前 記第 2スィツチがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、 前記第 4スィッチは、 前記三角波信号列の前記第 2スィッチがオンする三角波信号 とは異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波信号 と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続し、
前記第 3スィツチは、 前記第 2スィツチがオフで前記第 1スィツチがオンしている 時点であって、 前記第 4スィッチがオンする所定期間前からオンし、 前記第 4スイツ チがオフした直後の三角波信号の他方頂点の時点までオンを継続し、
前記第 1スィツチと前記第 3スィツチは、 常時そのいずれかのスィツチがオンして いるように前記所定期間のそれぞれの長さが設定されていることを特徴とする、 タレ ーム 7記載の交流電力供給方法。
9 . 直流電源と、
一次巻線と少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、
前記一次巻線を間に介して直列に接続され、 前記直流電源からの電流を第 1方向に 流すための第 1コンデンサと第 1半導体スィッチと、 前記一次卷線を間に介して直列 に接続され、 前記直流電源からの電流を第 2方向に流すための第 2半導体スィツチ及 ぴ第 2コンデンサとを含むスィッチ回路と、
前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流に応じた検出電流を検出するための電 流検出回路と、
パルス幅制御用三角波信号列を発生する変調用三角波信号発生回路と、
前記電流検出回路の検出電流に基づいて形成された帰還信号と前記パルス幅制御用 三角波信号列とを比較して、 パルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、 前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィツチをオン ·オフさせる第 1スィッチ信号と、 前記第 2半導体スィッチをオン ·オフさせる第 2スィッチ信号と を発生するスィッチ信号出力用のロジック回路とを備え、
前記ロジック回路は、 前記第 1スィツチをオンして前記第 1コンデンサとともに前 記第 1方向の電流を流す第 1導電経路と、 前記第 2スィツチをオンして前記第 2コン デンサとともに前記第 2方向の電流を流す第 2導電経路とを交互に形成するとともに、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている同時オフ期間を設ける ように、 且つ前記一次卷線に流れる電流の方向を前記第 1方向から前記第 2方向ある いは前記第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換える タイミングで前記第 1， 第 2スィッチ信号を発生することを特徴とする、 直流一交流 1 0 . 前記第 1スィッチは、 前記三角波信号列の 1つおきの三角波信号の一方頂点 の時点でオンし、 その直後の三角波信号と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継 続レ、
前記第 2スィツチは、 前記三角波信号列の前記第 1スィツチがオンする三角波信号 とは異なる 1つおきの三角波信号の一方頂点の時点でオンし、 その直後の三角波信号 と前記帰還信号とが等しくなるまでオンを継続することを特徴とする、 請求項 5記載 の直流—交流変換装置。
1 1 . さらに、 前記二次巻線に接続された負荷に供給される電圧を検出して検出電 圧を発生するための電圧検出回路と、 検出基準電圧と前記検出電圧とを比較しこの比 較による誤差信号に応じて前記帰還信号を制御する帰還信号制御回路を有することを 特徴とする、 クレーム 9， 1 0記載の直流一交流変換装置。
1 2 . 前記パルス幅制御信号に基づいて前記スィツチ回路の第 1、 第 2スィツチを 制御するオンデューティ期間と、 前記パルス幅制御信号に関わらず前記スイッチ回路 を停止させるオフデューティ期間とを設定するためのバース ト制御信号を発生するパ ースト制御信号発生回路を備えて、 前記オンデューティ期間と前記オフデューティ期 間との比率を調整可能としたことを特徴とする、 クレーム 9〜 1 1記載の直流一交流
1 3 . 前記バ一スト制御信号発生回路は、 バースト制御用三角波信号を発生するバ ースト用発振回路と、 任意にレベルを調整できるデューティ信号と前記バースト用三 角波信号とを比較し比較結果に基づいて前記バースト制御信号を発生することを特徴 とする、 クレーム 1 2記載の直流一交流変換装置。
1 4 . 前記パ一スト制御信号に基づいて前記電流検出回路の検出電流の大きさを規 定値に規制するか規制しないかを切り替えることによって、 パースト制御とパルス幅 制御とを切り替える制御モード切替回路を有することを特徴とする、 クレーム 1 3記 載の直流一交流変換装置。
1 5 . 変圧器の二次卷線に接続された負荷に交流電力を供給する電力供給方法であ つて、
直流電源間に前記変圧器の一次卷線を間に介して前記一次卷線に第 1方向に電流を 流すための第 1コンデンサと第 1半導体スィツチとを直列に接続し、
前記直流電源間に前記一次卷線を間に介して前記一次巻線に第 2方向に電流を流す ための第 2半導体スィツチ及び第 2コンデンサとを直列に接続し、
前記二次卷線に接続された負荷に流れる電流を電流検出回路により検出し、 前記電流検出回路により検出された電流に基づいて帰還信号を形成し、 この帰還信 号と三角波信号列とを比較して、 パルス幅変調信号を発生し、
前記パルス幅変調信号に基づいて、 前記第 1半導体スィツチをオンさせる第 1スィ ツチ信号と、 前記第 2半導体スィッチをオンさせる第 2スィッチ信号とを、 前記第 1 スィツチと前記第 2スィツチとの両方がオフしている同時オフ期間を設けるように、 且つ前記一次卷線に流れる電流の方向を前記第 1方向から前記第 2方向あるいは前記 第 2方向から前記第 1方向へ切り換える際の電流値が零の状態で切り換えるタイミン グで、 発生することを特徴とする、 交流電力供給方法。
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