WO2004047280A1 - 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ - Google Patents

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WO2004047280A1
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Kenichi Fukumoto
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Rohm Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a DC-AC converter (hereinafter, referred to as an inverter) that generates an AC voltage for driving a load from a DC power supply such as a battery or a power adapter attached to an electric device, and a controller Ic thereof.
  • a DC-AC converter hereinafter, referred to as an inverter
  • Cold cathode fluorescent lamps have been increasingly used as backlight sources for LCD monitors of notebook computers and LCD displays such as LCD TV receivers.
  • This CCFL has almost the same high efficiency and long life as ordinary hot cathode fluorescent lamps, and eliminates the filament that hot cathode fluorescent lamps have.
  • a high AC voltage is required to start and operate this CCFL.
  • the starting voltage is about 100 V and the operating voltage is about 600 V.
  • This high AC voltage is generated from a DC power supply such as a notebook computer or an LCD TV using an inverter.
  • a Royer (Royer) circuit has been generally used as an inverter for CCFL.
  • This lower circuit is composed of a saturable magnetic core transformer, a control transistor, and the like, and self-oscillates according to the non-linear permeability of the saturable magnetic core transformer and the non-linear current gain characteristics of the control transistor.
  • the lower circuit itself does not require an external clock or driver circuit.
  • the lower circuit is basically a constant voltage inversion, and cannot maintain a constant output voltage when the input voltage or the load current changes. Therefore, a regulator is required to supply power to the lower circuit. Because of this, Royer times It is difficult to reduce the size of an inverter using a circuit, and the power conversion efficiency is low.
  • C CFL inverter designed to increase power conversion efficiency (see Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-50489).
  • a first semiconductor switch is connected in series to a primary winding of a transformer
  • a second semiconductor switch and a capacitor connected in series are connected in parallel to a primary winding of the transformer
  • a second semiconductor switch is connected to the primary winding of the transformer.
  • the first and second semiconductor switches are turned on and off by a control signal from a control circuit to supply AC power to the load.
  • a full-bridge (also referred to as H-bridge) type CCF FL inverter using four semiconductor switches has been proposed (see US Pat. No. 6,259,615).
  • the output terminal of the full bridge is connected to the primary winding of the transformer via a resonance capacitor in series, and the load is connected to the secondary winding of the transformer.
  • the first set of two semiconductor switches forms a current path in the primary winding of the transformer in the first direction
  • the second set of two semiconductor switches changes the current path.
  • a current path in the second direction is formed in the primary winding of the compressor.
  • control circuit supplies a control signal in which the relative position of the pulse is controlled with the same fixed pulse width to the semiconductor switch of the full bridge to adjust the power supply to the load. Also, the voltage of the secondary winding of the transformer is detected to perform overvoltage protection.
  • the current flowing to the CCFL is detected, and the lighting during non-intermittent operation of the inverter power supply is turned on by adjusting the duty factor of pulse width modulation (PWM) so that the current becomes a predetermined value.
  • PWM pulse width modulation
  • the power supply to the load is controlled by controlling the ON period of the semiconductor switch so that the current flowing to the load becomes a predetermined value.
  • the width of the control pulse for turning on the semiconductor switch must be narrowed.However, the width of the control pulse is narrowed, and a small amount of power is supplied stably to the load. There are limits to doing so. Therefore, it is difficult to extend the dimming range of the CCFL, which is the load, toward the lower limit. I got it.
  • the control state fluctuates rapidly at the time of rising and falling of the ON in the intermittent operation, and especially at the time of rising, an overshoot occurs in the output current.
  • the excessive current, excessive voltage, or overshoot gives stress to the load C C FL, which causes a reduction in the life of the load.
  • main circuit devices such as transformers, semiconductor switches, and battery power sources had to be able to withstand excessive current.
  • the present invention provides a semiconductor switch circuit in a primary winding of a transformer in which a secondary winding is connected to a load, and performs pulse width modulation (PWM) on each switch of the semiconductor switch circuit to perform constant current control.
  • PWM pulse width modulation
  • Another object of the present invention is to provide an inverter and a controller IC that enable fine-grained control while expanding the range in which power can be supplied to a load by using intermittent operation control.
  • an object of the present invention is to provide an impeller and a controller IC thereof that can be suppressed. Disclosure of the invention
  • An inverter comprises: a DC power supply; a transformer having a primary winding and at least one secondary winding; and a first power supply and a second power supply; A semiconductor switch circuit for flowing a current, a load connected to the secondary winding, and a current flowing through the load.
  • a current detection circuit that detects a current to be generated and generates a current detection signal; a triangular wave signal generation circuit for PWM that generates a triangular wave signal for PWM; and receiving the triangular wave signal for PWM and the current detection signal.
  • a PWM control signal generation circuit for comparing an error signal based on the current detection signal with the triangular wave signal for PWM to generate a PWM control signal; and when the intermittent operation is off based on the intermittent operation signal, the error signal is substantially zero.
  • An intermittent operation control circuit for setting the semiconductor switching circuit according to the PWM control signal.
  • An inverter comprises: a DC power supply; a transformer having a primary winding and at least one secondary winding; and an alternating current from the DC power supply to the primary winding in a first direction and a second direction.
  • a semiconductor switch circuit for flowing, a load connected to the secondary winding, a current detection circuit for detecting a current flowing to the load and generating a current detection signal, and detecting a voltage applied to the load.
  • a voltage detection circuit for generating a voltage detection signal
  • a PWM triangular wave signal generation circuit for generating a PWM triangular wave signal, and receiving the PWM triangular wave signal, the current detection signal, and the voltage detection signal
  • a PWM control signal generating circuit that compares an error signal based on the current detection signal and the voltage detection signal with the PWM triangular signal to generate a PWM control signal; and an intermittent operation based on the intermittent operation signal.
  • An intermittent operation control circuit for setting the semiconductor switch circuit to substantially zero, wherein the semiconductor switch circuit is switched in accordance with the PWM control signal.
  • the controller IC of the present invention is a controller IC for driving a semiconductor switch circuit to control AC power supplied to a load, and is connected to an external oscillation capacitor and an oscillation resistor.
  • a PWM triangular wave signal generation block for generating a PWM triangular wave signal; a PWM triangular wave signal; a current detection signal detecting a current flowing through the load; and a voltage detection signal detecting a voltage applied to the load.
  • a PWM control signal generating circuit that generates a PWM control signal by comparing an error signal based on the current detection signal and the voltage detection signal with the PWM triangular wave signal;
  • the error signal is set to substantially zero based on the intermittent operation signal.
  • a non-operation control circuit wherein the semiconductor switch circuit is switched in accordance with the PWM control signal.
  • the PWM control signal generating circuit may further include: a magnitude of a current error signal based on a difference between the current detection signal and the current reference signal; and a magnitude of a voltage error signal based on a difference between the voltage detection signal and the voltage reference signal.
  • An error signal generating circuit that automatically selects one of the current error signal and the voltage error signal and outputs the error signal as the error signal, and compares the PWM triangular wave signal with the error signal.
  • a PWM signal comparator that outputs the PWM control signal, and the intermittent operation control circuit is coupled to the error signal generation circuit, and is turned on or off by the intermittent operation signal. The intermittent operation control element is switched so that the error signal becomes substantially zero when the intermittent operation is off.
  • the error signal generation circuit may include a first error amplifier that compares the current detection signal with the current reference signal to generate a first error output, and a second error amplifier that compares the voltage detection signal with the voltage reference signal.
  • An output terminal of the first control element comprising: a second error amplifier that generates an error output; a first control element that is controlled by the first error output; and a second control element that is controlled by the second error output.
  • the output end of the second control element are interconnected, and the error signal is output from the interconnection point, and the intermittent operation control circuit is configured to output the current detection signal or the second signal to the first error amplifier.
  • a first feedback capacitor is connected between the interconnection point and a current detection signal input terminal of the first error amplifier, and a connection between the interconnection point and a voltage detection signal input terminal of the second error amplifier is provided.
  • a second feedback capacitor is connected therebetween, and gradually changes the error signal at the time of transition from intermittent operation on to intermittent operation off and at the time of transition from intermittent operation off to intermittent operation on. .
  • the intermittent operation triangular wave signal generating circuit for generating the intermittent operation triangular wave signal is compared with the intermittent operation triangular wave signal and the duty signal, and the intermittent operation is performed according to the comparison result. And a comparator for outputting an operation signal.
  • the load is a cold cathode fluorescent lamp.
  • an inverter that performs PWM control so that a current supplied to a load becomes a constant current and a controller Ic therefor
  • PWM control is performed on each switch of the semiconductor switch circuit, and constant current control is performed.
  • the range in which power can be supplied to the load is expanded, and fine power control is enabled.
  • the intermittent operation is controlled by setting the error signal for PWM to substantially zero when the intermittent operation is off, so that a simple configuration can be achieved.
  • the capacitor included in the feedback circuit is charged in the direction in which the PWM control error signal becomes zero when the intermittent operation is turned off, and the error signal increases from zero when the intermittent operation is turned on. Discharges the capacitor charge in the direction of As a result, when the intermittent operation is off and on, the error signal of the PWM control gradually decreases or gradually increases. Therefore, the constant current control by PWM is performed by slow start and slow end both when the intermittent operation is on and off, so that the control state is prevented from abrupt fluctuations, output current overshoot and transformer noise. Can be reduced.
  • the slow start and slow end of the intermittent operation are performed by charging and discharging the capacitor of the feedback circuit, they can be set to any short time apart from the slow start when the inverter is started. Therefore, it is possible to perform slow start and slow end suitable for intermittent operation.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of an inverter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an internal configuration diagram of the controller IC for FIG.
  • FIG. 3 is an explanatory circuit diagram relating to a slow start and a throw end.
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of FIG.
  • FIG. 5 is another timing chart for explaining the operation of FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of an inverter according to a first embodiment of the present invention that performs PWM control using an insulating transformer and a full-bridge switch circuit
  • FIG. 3 is a diagram showing an internal configuration of a controller IC (that is, an inverter control IC).
  • a P-type MOS FET (hereinafter referred to as PMOS) 101 as a first switch and an N-type MOS FET (hereinafter referred to as NMOS) 1 ⁇ 2 as a second switch form a primary winding 1 of a transformer TR.
  • PMOS P-type MOS FET
  • NMOS N-type MOS FET
  • the PMOS 103 as the third switch and the NMOS 104 as the fourth switch form a current path in the second direction to the primary winding 105 of the transformer TR.
  • These PMOSs 101, 103 and NMOSs 102, 104 each have a body diode (that is, a back gate diode). With this body diode, a current in a direction opposite to the original current path can flow. Note that a diode that performs the same function as the body diode may be separately provided.
  • the power supply voltage VCC of the DC power supply BAT is supplied to the primary winding 105 of the transformer TR through the PMOs 101 and 103 and the NMOSs 102 and 104, and the secondary winding 106 has a winding ratio.
  • High voltage is induced according to 3 ⁇ 4. The induced high voltage is supplied to the cold cathode fluorescent lamp FL, and the cold cathode fluorescent lamp FL is turned on.
  • Capacitors 111 and 112 together with resistors 117 and 118, detect the voltage applied to the cold cathode fluorescent lamp FL and provide feedback to the controller IC 200.
  • the resistors 114 and 115 detect the current flowing through the cold-cathode fluorescent lamp FL and feed it back to the controller IC 20 °.
  • the capacitor 1 1 1 resonates with its capacitance and the inductance component of the transformer TR.
  • the parasitic capacitance of the cold cathode fluorescent lamp FL also contributes to this resonance.
  • Reference numerals 151 and 152 denote capacitors for stabilizing the power supply voltage.
  • the controller IC 200 has a plurality of input / output pins.
  • the first pin IP is a switching pin for switching between PWM mode and intermittent operation (hereinafter, burst) mode.
  • burst PWM mode and intermittent operation
  • the 2nd pin 2P is a capacitor connection pin for connecting a capacitor for setting the oscillation frequency of the burst mode oscillator (B OSC).
  • B OSC burst mode oscillator
  • a setting capacitor 131 is connected to the second pin 2P, and a burst triangular wave signal BCT is generated there.
  • the 3rd pin 3P is a capacitor connection pin for connecting a capacitor for setting the oscillation frequency of the PWM mode oscillator (OSC).
  • a setting capacitor 132 is connected to the third pin 3P, and a PWM triangular wave signal CT is generated there.
  • the fourth pin 4P is a setting resistor connection terminal for setting the charging current of the third pin 3P.
  • a setting resistor 133 is connected to the fourth pin 4 P, and a current flows according to the potential RT and the resistance value.
  • the fifth pin 5P is a ground terminal and is at the ground potential GND.
  • the sixth pin 6P is a setting resistor connection terminal for setting the charging current of the third pin 3P.
  • a setting resistor 134 is connected to the sixth pin 6P, and the resistor 134 is connected in parallel to the setting resistor 133 or disconnected according to control of an internal circuit of the controller IC 200.
  • the potential S RT of the sixth pin 6P becomes the ground potential GND or the potential RT of the fourth pin 4P.
  • the seventh pin 7P is a setting capacitor connection terminal for setting the timer latch.
  • a capacitor 135 for determining an operation time limit for internal protection operation is connected to the seventh pin 7P, and a potential SCP corresponding to the charge of the capacitor 135 is generated.
  • the ninth pin 9P is a first error amplifier input terminal.
  • the 9th pin 9P has a current detection signal (hereinafter, “detection”) corresponding to the current flowing through the cold cathode fluorescent lamp FL via the resistor 140.
  • Current) IS is input.
  • the detection current IS is input to the first error amplifier.
  • the eighth pin 8P is an output terminal for the first error amplifier.
  • a capacitor 136 is connected between the eighth pin 8P and the ninth pin 9P.
  • the potential of the eighth pin 8P 'becomes the feedback voltage FB, which becomes the control voltage for PWM control.
  • each voltage is based on the ground potential unless otherwise specified.
  • the 10th pin 10P is an input terminal for the second error amplifier.
  • a voltage detection signal (hereinafter, detection voltage) VS corresponding to the voltage applied to the cold cathode fluorescent lamp FL is input to the tenth pin 10P via the resistor 139. Then, the detection voltage VS is input to the second error amplifier.
  • the capacitor 137 is connected between the 10th pin 10P and the 8th pin 8P.
  • the 11th pin 11P is a start-up and start-up time setting terminal.
  • the start signal ST is delayed by the resistor 143 and the capacitor 142 by the resistor 143 and the capacitor 142, and a signal STB in which noise is suppressed is applied to the eleventh pin 11P.
  • the 12th pin 12P is a capacitor connection terminal for connecting a capacitor for setting the slow start time.
  • a capacitor 141 is connected to the twelfth pin 12P between the ground and the ground, and a voltage SS for a slow start that gradually increases at the time of startup is generated.
  • the 13th pin 13P is a synchronization terminal, and is connected to it when cooperating with another controller IC.
  • the 14th pin 14P is an internal clock input / output terminal, and is connected to it when cooperating with another controller IC.
  • the 15th pin 15P is the ground terminal of the external FET drive circuit.
  • the 16th pin 16P is a terminal that outputs the gate drive signal N1 of the NMOS 102.
  • the 17th pin 17P is a terminal that outputs the gate drive signal N2 of the NMOS 104.
  • the eighteenth pin 18P is a terminal that outputs the gate drive signal P2 of the PMOS 103.
  • the 19th pin 19P is a terminal for outputting the gate drive signal P1 of the PMOS 101.
  • the 20th pin 20P is a power supply pin for inputting the power supply voltage VCC.
  • the OSC block 201 is A PWM triangular signal CT whose period is determined by a capacitor 132 connected to the third pin 3P and resistors 133 and 134 connected to the fourth pin 4P is generated and supplied to a PWM comparator 214.
  • the OSC block 201 also generates an internal clock and supplies it to the logic block 203.
  • the BOSC block 202 is a burst triangular wave signal oscillation circuit, and generates a burst triangular wave signal BCT determined by the capacitor 131 connected to the second pin 2P.
  • the frequency of the burst triangle wave signal BCT is set to be significantly lower than the frequency of the PWM triangle wave signal CT (BCT frequency minus CT frequency).
  • the comparator 221 compares the analog duty signal DUTY supplied to the first pin 1P with the burst triangular wave signal BCT.
  • the comparison output of the comparator 221 drives an NPN transistor (hereinafter, NPN) 234 via an OR circuit 239.
  • NPN NPN transistor
  • the logic block 203 receives a PWM control signal and the like, and generates a switch drive signal according to a predetermined logic.
  • the output block 204 generates gate drive signals P1, P2, N1, and N2 according to the switch drive signal from the logic block 203, and applies the gate drive signals to the gates of the PMOSs 101, 103 and NMOSs 102, 104.
  • the start signal ST is input and the input to the comparator 217, which is the voltage STB that gradually rises by the capacitor 142 and the resistor 143, exceeds the reference voltage Vref6, the slow start block 205 Triggered by the output of The output of comparator 217 enables logic block 203 to be driven.
  • 249 is an inverting circuit.
  • the flip-flop (FF) circuit 242 is reset via the OR circuit 243 by the output of the comparator 217.
  • the slow start voltage SS gradually increases and is input to the PWM comparator 214 as a comparison input. Therefore, at startup, PWM control is performed according to the slow start voltage SS.
  • the comparator 216 turns off the NMOS 246 via the read circuit 247 when the input exceeds the reference voltage Vref5. As a result, the resistor 134 is disconnected, and the frequency of the PWM triangular wave signal CT is changed.
  • the output of the comparator 213 is also input to the OR circuit 247.
  • the first error amplifier 211 compares the detection current IS proportional to the current of the cold cathode fluorescent lamp FL with a reference voltage Vref2 (e.g., 1.25 V), and outputs a constant current source according to an output corresponding to the error. Controls the NPN235 connected to I1. The collector of the NPN235 is connected to the eighth pin 8P, and the potential at this connection point (that is, the eighth pin 8P) becomes the feedback voltage FB and is input to the PWM comparator 214 as a comparison input.
  • Vref2 e.g. 1.25 V
  • the PWM comparator 214 compares the triangular wave signal CT with the lower voltage of the feedback voltage FB or the slow start voltage SS, generates a PWM control signal, and outputs the PWM control signal to the logic block 203 via the AND circuit 248. Supply.
  • the triangular wave signal CT and the feedback voltage FB are compared, and the set current is automatically controlled to flow through the cold cathode fluorescent lamp FL.
  • the capacitor 136 Since the capacitor 136 is connected between the eighth pin 8P and the ninth pin 9P, the feedback voltage FB increases or decreases smoothly. Therefore, PWM control is performed smoothly without shock.
  • the second error amplifier 212 compares the detection voltage VS, which is proportional to the voltage of the cold cathode fluorescent lamp FL, with a reference voltage Vref 3 (e.g., 1.25 v). One of them controls the NPN 238 with a double collector structure connected to the constant current source I1. Since the collector of this NPN238 is also connected to the 8th pin 8P, the feedback voltage FB is also controlled by the detection voltage VS. Therefore, comparator 212 and NPN 238 constitute a feedback signal control circuit that controls feedback signal FB.
  • the PNP transistor (hereinafter, PNP) 231 turns on, limiting the excessive rise of the feedback voltage FB.
  • the comparator 215 is composed of a voltage obtained by dividing the power supply voltage VCC by resistors 240 and 241 and a reference voltage. The output is inverted when the power supply voltage VCC reaches a predetermined value, and the FF circuit 242 is reset via the OR circuit 243.
  • the comparator 218 compares the slow start voltage S S with a reference voltage Vref 8 (eg, 2.2 v), and turns on the NPN 234 via the AND circuit 244 and the OR circuit 239 when the voltage S S increases. Turning on NPN 234 causes diode 232 to be reverse biased by current source I 2, thereby enabling normal operation of first error amplifier 211. Therefore, the NPN 234, the diode 232, and the current source I2 constitute a control mode switching circuit that switches between burst control and pulse width control.
  • Vref 8 eg, 2.2 v
  • the comparison output is inverted.
  • the comparator 220 compares the feedback voltage FB with a reference voltage Vref10 (eg, 3.0 v). When the feedback voltage FB increases, the comparison output is inverted.
  • the output of the comparators 219 and 220 and the inverted signal of the output of the comparator 218 are applied to the timer block 206 via the OR circuit 245, and a predetermined time is measured and output.
  • the FF 242 is set by the output of the timer block 206, and the operation of the logic block 203 is stopped by the Q output of the FF circuit 242.
  • FIG. 3 is a circuit diagram for explanation in which a portion related to the slow start and the burst mode at the time of startup is extracted from FIGS. 1 and 2.
  • FIGS. 4 and 5 are timing charts for explaining the operation.
  • the power supply voltage VCC is supplied to the controller IC 200.
  • a triangular wave signal generation circuit composed of an OSC block 201 for triangular wave signal oscillation, a capacitor 132, and a resistor 133
  • a triangular wave signal CT having a frequency determined by the capacitance of the capacitor 132 and the resistance of the resistor 133 is generated. Generated.
  • the triangular wave signal CT is input to the (+) input terminal of the PWM comparator 214.
  • the feedback voltage FB input to one of the two (-) input terminals of the PWM comparator 214 is higher than that of the common circuit composed of the constant current source II, NPN 235, and NPN 238 when the power supply voltage VCC is supplied. Value (upper limit).
  • the value of the feedback voltage FB is limited to a constant value by the P NP 231 and the reference voltage V ref 1.
  • the slow start voltage S S input to the other (1) input terminal of the PWM comparator 214 is zero voltage because the start signal ST is not received. Since the lower input signal of the feedback voltage FB and the slow start voltage S S is given priority to the PWM comparator 214, the PWM comparator 214 does not output the PWM control signal yet.
  • the start signal ST When the start signal ST is externally supplied to the start block 205, which is a slow start circuit, the constant current source inside the start block 205 is driven, and the constant current starts flowing into the capacitor 141. Since the capacitor 141 is charged by the constant current, the slow start voltage S S starts to rise linearly with a predetermined slope. That is, a slow start at the time of startup is started.
  • the PWM comparator 214 compares the gradually rising slow start voltage S S with the triangular wave signal CT, and the PWM comparator 214 outputs a PWM control signal corresponding to the value of the slow start voltage S S.
  • This PWM control signal is supplied to the MOS FETs 101 to 104 via the logic block 203 and the output block 204, and the inverter operation is performed.
  • the output voltage Vo rises as the slow start voltage SS increases in the first stage of the slow start. I do. Therefore, unlike the conventional case, an excessive output voltage Vo (for example, 2000 to 2500 V) is not applied to the cold cathode fluorescent lamp FL according to the feedback voltage FB at the upper limit. In addition, since there is no inrush current due to the application of excessive output voltage Vo, it is applied to the cold cathode fluorescent lamp FL and main circuit components of the inverter (MOSFE T101 ⁇ : L04, transformer TR, battery BAT, etc.) Significantly reduces damage and stress.
  • MOSFE T101 ⁇ : L04, transformer TR, battery BAT, etc. main circuit components of the inverter
  • the output current Io is detected, and the detected current IS is input to the first error amplifier 211.
  • the detection current IS is compared with the reference voltage V re ⁇ 2 by the first error amplifier 211, and ⁇ 235 is controlled by the comparison output.
  • the output voltage Vo is detected, and the detected voltage VS is input to the second error amplifier 212.
  • the detection voltage VS is compared with the reference voltage Vref3 by the second error amplifier 212, and the comparison output controls the NPN 238.
  • the feedback voltage FB decreases from the upper limit.
  • the output voltage Vo rises and reaches the starting voltage (approximately 1000 V)
  • the output current Io starts to flow and the cold cathode fluorescent lamp FL lights up, and the output voltage Vo decreases to the operating voltage (approximately 600 V). Will come. Even at this point, no excessive inrush current flows.
  • the output current Io gradually increases, the output voltage Vo is maintained at a substantially constant operating voltage.
  • the feedback voltage FB increases as the output voltage Vo or the output current Io increases, and NPN2
  • the NPN 238 When the NPN 238 is controlled, it gradually decreases from the upper limit due to the feedback action via the feedback capacitors 136 and 137.
  • the output current Io increases and the feedback voltage FB decreases.
  • the object to be compared with the triangular wave signal CT in the PWM comparator 214 shifts from the slow start voltage S S to the feedback voltage FB. This means that the slow start has been completed.
  • the time required for the slow start is relatively long because the cold cathode fluorescent lamp FL starts up from a stopped state.
  • the output current Io is controlled to a predetermined value determined by the reference voltage Vref2.
  • the brightness of the cold cathode fluorescent lamp FL is determined by the current flowing through it, and an almost constant operating voltage is applied to maintain this current. Therefore, as the voltage Vo, a high voltage is applied to turn on the cold cathode fluorescent lamp FL at the time of start-up, and a low operating voltage is sufficient after the voltage is once turned on. Therefore, in a steady state, the feedback voltage FB is determined based on the output current Io.
  • a discharge circuit for discharging the accumulated charge of the capacitor 141 is provided inside the start block 205 in preparation for restarting when the inverter stops. This discharge can be performed, for example, by a start signal ST.
  • the outputs of the first error amplifier 211 and the second error amplifier 212 may be directly input to the PWM comparator 214 without passing through a common circuit such as NPN235 or NPN238. In such a case,; ⁇
  • the (1) input of the comparator 214 is of a three-input type.
  • the inverting input terminal (1) and the non-inverting input terminal (+) of the first error amplifier 211 and the second error amplifier 212 are reversed in polarity and the feedback paths to the capacitor 136 and the capacitor 137 are provided separately. .
  • the burst mode When the power supply voltage V CC is supplied to the controller IC 200, the burst OSC block 202 for burst triangular wave signal oscillation and the burst triangular wave signal generation circuit consisting of the capacitor 131 generate the capacitance of the capacitor 131 and BOSC.
  • the burst mode is controlled by changing the level of the duty signal DUTY. That is, this is performed by adjusting the power and whether or not the duty signal DUTY crosses the burst triangular wave signal BCT and the crossing time.
  • PWM control is performed during the on-duty period ( ⁇ N DUTY) in which the duty signal DUTY exceeds the burst triangular wave signal BCT.
  • the off-duty period when the duty signal DUTY is lower than the burst triangular wave signal BCT.
  • the PWM control is stopped and the power supply to the cold cathode fluorescent lamp FL is stopped.
  • the frequency of the PWM triangular wave signal CT is, for example, 120 kHz. Since this PWM triangular wave signal CT is burst-controlled by a triangular wave signal BCT having a frequency of, for example, 15 OHz, there is no visual problem.
  • PWM control that is, the light amount can be controlled. Can be.
  • the intermittent operation signal (burst signal) BRT output from the comparator 221 is at a low (L) level, and the NPN234 is off.
  • the diode 232 is forward-biased by the constant current source I2.
  • the capacitor 136 of the feedback circuit is charged via the diode 232 from the constant current source I2. Therefore, the detection current IS has a high value, the error output of the first error amplifier 211 is at a high level, and the NP 235 is on, so that the feedback voltage FB is almost zero voltage.
  • the ⁇ ⁇ 1 ⁇ comparator 214 compares the input signal having the lower voltage of the two negative (1) inputs with the triangular wave signal CT having the positive (+) input. Therefore, during the off-duty period, as shown in the left end of FIG. 4, for example, no PWM control signal is output.
  • the burst signal BRT changes from the L level to the H level, and the NPN234 turns on. This releases the diode 232 from being forward biased by the constant current source I2.
  • the charge stored in the capacitor 136 is discharged through the path of the constant current source I1, capacitor 136, resistor 140, and resistor 115. As the electric charge of the capacitor 136 is discharged, the detection current IS decreases gradually, and the feedback voltage FB similarly increases gradually. Then, the state where the detection current IS reaches the set predetermined value is reached, and the normal PWM control is performed. Control is performed.
  • the feedback voltage FB gradually changes from almost zero voltage to the time required for discharging the capacitor 136 (indicated by “H” in FIG. 5). To rise. Therefore, the pulse width of the PWM control signal gradually increases from a narrow state, and the output current I 0 starts gradually and gradually increases. Therefore, an overshoot of the output current Io does not occur with the transition to the on-duty period.
  • the burst signal BRT goes to a high (H) level, turning on the NPN234 and turning off the diode 234 in reverse bias.
  • the first error amplifier 211 generates an output according to the input detection current IS, and controls the conductivity of the NPN 235.
  • a PWM control signal is supplied from the PWM comparator 214 to the logic block 203, and the gate drive signals P1 to N2 are output, and the PMOS 101, 103 and the NMOS 102, 104 are subjected to PWM control.
  • TOFF in Fig. 4 is a simultaneous OFF period set to prevent shoot-through current.
  • the burst signal BRT changes from the H level to the L level, and the NPN234 turns off.
  • the diode 232 is forward-biased by the constant current source I2.
  • the capacitor 136 is charged through the path of the constant current source I2, the capacitor 136, and the NPN235. As the electric charge is charged to the capacitor 136, the detection current IS gradually rises, and the feedback voltage FB likewise gradually falls (represented by “j3” in FIG. 5). The detection current IS becomes the upper limit (the power supply voltage of the constant current source I2; 3 V), and the return voltage FB becomes almost zero. In this case, the PWM control is stopped.
  • the feedback voltage FB gradually decreases from almost the value obtained by the PWM control over the time required for the charging operation of the capacitor 136. That is, it has a slow end. Therefore, the pulse width of the PWM control signal also gradually narrows from the normal control state. Therefore, shift to the off-duty period The output current Io accompanying the gradual decrease gradually.
  • the time required for the slow start and the slow end is shorter than the time required for the slow start at the start.
  • the circuit for soft start at start-up is used for slow start and burst end in burst mode, the time required for rise ⁇ ; and the time required for fall] 3 will be long, and load control will be accurate. Difficult to do. Conversely, if the circuit used for slow start and slow end in burst mode is used for soft start at startup, the inrush current at startup cannot be effectively suppressed.
  • the slow start and the slow end in the burst mode are performed using the capacitor 136 provided in the feedback circuit, and the time is determined. Therefore, the slow start and the slow end can be appropriately performed by using the circuit element provided for the PWM control without providing special circuit means.
  • the DC-AC converter and its controller IC according to the present invention are suitable for use as a light source for a backlight of a liquid crystal display device requiring a low AC voltage to a high AC voltage. .

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Abstract

二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、この半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭして定電流制御する。そして、間欠動作による制御を併用して、負荷へ供給できる交流電力範囲を下限方向に広げるとともに、きめ細かい制御を行う。間欠動作の制御は、間欠動作オフ期間に、ＰＷＭ制御の誤差信号を零にする。また、間欠動作のオフ時及びオン時に、ＰＷＭ制御の誤差信号を、帰還回路のコンデンサ電荷を充放電させることにより緩やかに減少し、あるいは増加させる。これにより、間欠動作のオン時、オフ時ともＰＷＭによる定電流制御をスロースタート、スローエンドに行う。

Description

明細書 直流一交流変換装置、 及びそのコントローラ I C 技術分野
本発明は、 電気機器付属の電源アダプタや、 バッテリーなどの直流電源から、 負荷 を駆動するための交流電圧を発生する直流一交流変換装置 （以下、 インバータという） 、 及びそのコントローラ I cに関する。 - 背景技術
ノートパソコンの液晶モニタや、 液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバッ クライト光源として、 冷陰極蛍光灯 （以下、 C C F L、 という） が用いられるように なってきている。 この C C F Lは、 通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い 寿命を持っており、 そして、 熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。 この C C F Lを起動及び動作させるためには、 高い交流電圧を必要とする。 例えば、 起動電圧は約 1 0 0 0 Vであり、 動作電圧は約 6 0 0 Vである。 この高い交流電圧を、 インバ一タを用いて、 ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生さ せる。
以前から、 C C F L用インバ一タとして、 ロイヤー （R o y e r ) 回路が一般的に 用いられている。 このロイヤー回路は、 可飽和磁芯変圧器、 制御トランジスタなどか ら構成され、 そして、 可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、 制御トランジスタの非線形 電流ゲイン特性により自己発振する。 ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバ一 回路を必要としない。
しかし、 ロイヤー回路は、 基本的には一定電圧インバークであり、 入力電圧や負荷 電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。 したがって、 ロイヤー回路に 電力を供給するためのレギユレータを必要とする。 このようなことから、 ロイヤー回 路を用いたインバータは、 小型化が難しく、 また、 電力変換効率も低い。
電力変換効率を高めるようにした C C F L用インバータが提案されている （特開平 1 0— 5 0 4 8 9号公報参照） 。 このィンバータは、 変圧器の一次巻線に第 1半導体 スィツチを直列に接続し、 直列接続された第 2半導体スィツチとコンデンサを変圧器 の一次卷線に並列に接続し、 かつ、 変圧器の二次巻線に結合コンデンサと負荷とを直 列に接続する。 そして、 制御回路からの制御信号により、 第 1， 第 2半導体スィッチ をオン ·オフ制御して、 負荷に交流電力を供給するようにしている。
また、 4つの半導体スィッチを用いてフルブリッジ （Hブリッジとも言う） 型の C C F L用インバータが提案されている （米国特許第 6 2 5 9 6 1 5号明細書参照） 。 このインバータでは、 変圧器の一次卷線に、 共振用コンデンサを直列に介して、 フル ブリッジの出力端を接続し、 変圧器の二次巻線に負荷を接続する。 フルブリッジを構 成する 4つの半導体スィッチのうちの、 第 1組の 2つの半導体スィッチにより変圧器 の一次卷線に第 1方向の電流経路を形成し、 第 2組の 2つの半導体スィツチにより変 圧器の一次卷線に第 2方向の電流経路を形成する。 そして、 制御回路から、 固定され た同一パルス幅で、 そのパルスの相対位置が制御された制御信号を、 フルブリッジの 半導体スィッチに供給し、 負荷への供給電力を調整している。 また、 変圧器の二次卷 線の電圧を検出して、 過電圧保護を行うようにしている。
また、 C C F Lに流れる電流を検出し、 その電流が所定値となるようにインバータ 電源装置の間欠動作における点灯 Z非点灯をパルス幅変調 （PWM) のデューティフ アクターを調整して点灯 Z非点灯の時間比を調整するようにしたものも知られている (特開 2 0 0 2— 2 2 1 7 0 1号公報参照） 。
従来のィンバータでは、 負荷に流れる電流が所定値になるように半導体スィツチの オン期間を制御して、 負荷への供給電力を制御している。 負荷への供給電力を小さく するため.には、 半導体スィツチをオンするための制御パルスの幅を狭くすることにな るが、 制御パルスの幅を狭くして小さい電力を安定して負荷に供給するには限界があ る。 したがって、 負荷である C C F Lの調光範囲を下限方向に拡げることは困難であ つた。
また、 従来の間欠動作における点灯 （オン） Z非点灯 （オフ） の時間比を制御する インバータでは、 間欠動作のみの制御であるから、 きめ細かい調光を行うことは困難 である。
また、 従来のものでは、 インバータの起動時に、 定電流制御のループ遅延により、 負荷である C C F Lに過大電流が流れたり、 過電圧保護の動作遅延により、 過大な電 圧が印加されてしまう。 また、 間欠動作におけるオンの立ち上がり時及び立ち下がり 時に制御状態が急激に変動し、 特に立ち上がり時には出力電流にオーバーシュートが 発生する。 この過大電流や、 過大な電圧、 あるいはオーバーシュートによって、 負荷 である C C F Lにス トレスを与えることになり、 その寿命低下の原因となっていた。 また、 変圧器や半導体スィッチ、 電池電源などの主回路機器は、 過大電流などに耐え られるものが必要とされていた。
そこで、 本発明は、 二次卷線が負荷に接続される変圧器の一次卷線に半導体スイツ チ回路を設け、 この半導体スィッチ回路の各スィッチをパルス幅変調 （P WM) して 定電流制御するとともに、 間欠動作による制御を併用して、 負荷へ電力供給できる範 囲を広げるとともに、 きめ細かい制御を可能とするインバータ及ぴそのコントローラ I Cを提供することを目的とする。
また、 パ_ /レス幅変調 （PWM) して定電流制御するとともに、 間欠動作による制御 を行うものにおいて、 間欠動作における制御状態の急激な変動を、 起動時のスロース タートとは異なる簡易な構成で、 抑制することができるインパータ及ぴそのコント口 ーラ I Cを提供することを目的とする。 発明の開示
本発明のインバ一タは、 直流電源と、 一次巻線と少なくとも 1つの二次卷線とを持 つ変圧器と、 前記直流電源から前記一次巻線に第 1方向及び第 2方向に交互に電流を 流すための半導体スィッチ回路と、 前記二次巻線に接続された負荷と、 前記負荷に流 れる電流を検出し、 電流検出信号を発生する電流検出回路と、 P WM用三角波信号を 発生する P WM用三角波信号 生回路と、 前記 P WM用三角波信号及ぴ前記電流検出 信号を受けて、 前記電流検出信号に基づく誤差信号と前記 PWM用三角波信号とを比 較して PWM制御信号を発生する PWM制御信号発生回路と、 間欠動作信号に基づい て間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させる間欠動作制御回路とを有し、 前記半導体スィツチ回路を前記 PWM制御信号にしたがってスィツチングすることを 特徴とする。
本発明のィンバータは、 直流電源と、 一次卷線と少なくとも 1つの二次卷線とを持 つ変圧器と、 前記直流電源から前記一次卷線に第 1方向及び第 2方向に交互に電流を 流すための半導体スィッチ回路と、 前記二次卷線に接続された負荷と、 前記負荷に流 れる電流を検出し、 電流検出信号を発生する電流検出回路と、 前記負荷に印加される 電圧を検出し、 電圧検出信号を発生する電圧検出回路と、 PWM用三角波信号を発生 する P WM用三角波信号発生回路と、 前記 P WM用三角波信号、 前記電流検出信号及 び前記電圧検出信号を受けて、 前記電流検出信号と前記電圧検出信号とに基づく誤差 信号と前記 P WM用三角波信号とを比較して P WM制御信号を発生する P WM制御信 号発生回路と、 間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に 設定させる間欠動作制御回路とを有し、 前記半導体スィツチ回路を前記 P WM制御信 号にしたがってスィツチングすることを特徴とする。
本発明のコントローラ I Cは、 半導体スィッチ回路を駆動して、 負荷へ供給する交 流電力を制御するためのコントローラ I Cであって、 外付けの発振用コンデンサと発 振用抵抗とが接続されて、 PWM用三角波信号を発生する P WM用三角波信号発生プ ロックと、 前記 PWM用三角波信号、 前記負荷に流れる電流を検出した電流検出信号 及び前記負荷に印加される電圧を検出した電圧検出信号を受けて、 前記電流検出信号 と前記電圧検出信号とに基づく誤差信号と前記 P WM用三角波信号とを比較して P W M制御信号を発生する P WM制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づレ、て間欠動作ォフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させる間 欠動作制御回路とを有し、 前記半導体スィツチ回路を前記 P WM制御信号にしたがつ てスィツチングさせることを特徴とする。
また、 前記 PWM制御信号発生回路は、 前記電流検出信号と電流基準信号との差に 基づく電流誤差信号の大きさと、 前記電圧検出信号と電圧基準信号との差に基づく電 圧誤差信号の大きさに応じて、 前記電流誤差信号と前記電圧誤差信号のいずれか一方 が自動的に選択されて前記誤差信号として出力される誤差信号発生回路と、 前記 P W M用三角波信号と前記誤差信号とを比較して前記 P WM制御信号を出力する 'P WM信 号比較器とを有し、 前記間欠動作制御回路は、 前記誤差信号発生回路に結合され、 前 記間欠動作信号によつてオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、 間 欠動作オフ時に前記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスィ ツチングされる。
また、 前記誤差信号発生回路は、 前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較して 第 1誤差出力を発生する第 1誤差増幅器と、 前記電圧検出信号を前記電圧基準信号と 比較して第 2誤差出力を発生する第 2誤差増幅器と、 前記第 1誤差出力により制御さ れる第 1制御素子と、 前記第 2誤差出力により制御される第 2制御素子を含み、 前記 第 1制御素子の出力端と前記第 2制御素子の出力端とが相互接続され、 その相互接続 点から前記誤差信号を出力し、 前記間欠動作制御回路は、 前記第 1誤差増幅器への前 記電流検出信号もしくは前記第 2誤差増幅器への前記電圧検出信号のいずれかを所定 値に設定することにより、 前記誤差信号を実質上零にする。
また、 前記相互接続点と前記第 1誤差増幅器の電流検出信号入力端との間に第 1帰 還コンデンサが接続され、 かつ前記相互接続点と前記第 2誤差増幅器の電圧検出信号 入力端との間に第 2帰還コンデンサが接続されており、 間欠動作オンから間欠動作ォ フへの移行時及び間欠動作オフから間欠動作オンへの移行時に前記誤差信号を緩やか に変化させる。 。
また、 間欠動作用三角波信号を発生する間欠動作用三角波信号発生回路と、 前記間 欠動作用三角波信号とデューティ信号とを比較し、 その比較結果に応じて前記間欠動 作信号を出力する比較器とを有する。
また、 前記負荷は、 冷陰極蛍光灯である。
本発明によれば、 負荷に供給される電流を定電流になるように P WM制御するイン バータやそのためのコントローラ I cにおいて、 半導体スィツチ回路の各スィツチを PWMして定電流制御するとともに、 間欠動作による制御を併用することにより、 負 荷へ電力供給できる範囲を広げるとともに、 きめ細かい電力制御を可能とする。 また、 間欠動作オフ時に PWMのための誤差信号を実質上零に設定させることにより、 間欠 動作を制御するから、 簡易な構成とすることができる。 ·
また、 間欠動作の制御は、 間欠動作オフへの移行時に PWM制御の誤差信号が零に なる方向に帰還回路に含まれるコンデンサを充電し、 間欠動作オンへの移行時にその 誤差信号が零から増加する方向にそのコンデンサ電荷を放電させる。 これにより、 間 欠動作のオフ時及ぴオン時に、 PWM制御の誤差信号が緩やかに減少し、 あるいは緩 やかに増加する。 したがって、 間欠動作のオン時、 オフ時とも PWMによる定電流制 御がスロースタート、 スローエンドにより行われるから、 制御状態の急激な変動が抑 制され、 出力電流のオーバーシュートや変圧器の音鳴りを低減することができる。 また、 間欠動作のスロースタート、 スローエンドは、 帰還回路のコンデンサへの充 放電を利用して行うから、 インバータ起動時のスロースタートとは別に、 任意の短時 間に設定することができる。 したがって、 間欠動作に適したスロースタート、 スロー ェンドを行うことができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本発明の実施の形態に係るインバ―タの全体構成図である。 図 2は、 図 1 のためのコントローラ I Cの内部構成図である。 図 3は、 スロ一スタート、 スローェ ンドに関係する説明用の回路図である。 図 4は、 図 3の動作を説明するためのタイミ ングチャートである。 図 5は、 図 3の動作を説明するための他のタイミングチャート である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 図面を参照して、 本発明の、 直流電源から負荷を駆動するための交流電圧を 発生するインバータ、 及ぴそのコントローラ I Cの実施の形態について説明する。 図 1は、 絶縁変圧器、 フルブリッジのスィッチ回路とを用いて、 PWM制御する本 発明の第 1の実施の形態に係るインバーターの全体構成を示す図であり、 図 2は、 そ のためのコントローラ I C (即ち、 インバータ制御用 I C) の内部構成を示す図であ る。
図 1において、 第 1スィッチである P型 MO S FET (以下、 PMOS) 10 1と 第 2スィッチである N型 MO S F ET (以下、 NMOS) 1Ό 2とで、 変圧器 TRの 一次巻線 1 05への第 1方向の電流経路を形成する。 また、 第 3スィッチである PM O S 1 03と第 4スィツチである NMO S 1 04とで、 変圧器 TRの一次巻線 1 05 への第 2方向の電流経路を形成する。 これらの PMOS 1 01, 1 03、 NMOS 1 02、 1 04は、 それぞれボディダイォード (即ち、 バックゲートダイォード） を有 している。 このボディダイオードにより、 本来の電流経路と逆方向の電流を流すこと ができる。 なお、 ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けても よい。
直流電源 B ATの電源電圧 VCCが PMO S 1 01， 1 03、 NMOS 1 02、 1 04を介して変圧器 TRの一次卷線 1 05に供給され、 その 2次卷線 1 06に卷線比 に応じた高電圧が誘起され ¾。 この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯 FLに供給され て、 冷陰極蛍光灯 FLが点灯する。
コンデンサ 1 1 1， コンデンサ 1 1 2は、 抵抗 1 1 7， 抵抗 1 1 8とともに、 冷陰 極蛍光灯 F Lに印加される電圧を検出して、 コントローラ I C 200にフィードバッ クするものである。 抵抗 1 14， 抵抗 1 1 5は、 冷陰極蛍光灯 F Lに流れる電流を検 出して、 コントローラ I C 20◦にフィードバックするものである。 また、 コンデン サ 1 1 1は、 そのキャパシタンスと変圧器 TRのインダクタンス成分とで共振させる ためのものであり、 この共振には冷陰極蛍光灯 F Lの寄生キャパシタンスも寄与する。 113, 1 16, 1 19, 120は、 ダイォ一ドである。 また、 151、 152は電 源電圧安定用のコンデンサである。
コントローラ I C 200は複数の入出力ピンを有している。 第 1ピン I Pは、 PW Mモードと間欠動作 （以下、 バースト） モードの切替端子である。 この第 1ピン 1 P には、 外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定する デューティ信号 DUTYが入力される。 第 2ピン 2 Pは、 パーストモード発振器 (B OSC) の発振周波数設定用のコンデンサを接続する容量接続端子である。 この第 2 ピン 2 Pには、 設定用コンデンサ 131が接続され、 そこにバースト用三角波信号 B CTが発生する。
第 3ピン 3 Pは、 PWMモード発振器 （OSC) の発振周波数設定用のコンデンサ を接続する容量接続端子である。 この第 3ピン 3 Pには、 設定用コンデンサ 132が 接続され、 そこに PWM用三角波信号 CTが発生する。 第 4ピン 4 Pは、 第 3ピン 3 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。 この第 4ピン 4 Pには、 設定用抵 抗 133が接続され、 その電位 RTと抵抗値に応じた電流が流れる。 第 5ピン 5 Pは、 接地端子であり、 グランド電位 GNDにある。
第 6ピン 6 Pは、 第 3ピン 3 Pの充電電流を設定する設定抵抗接続端子である。 こ の第 6ピン 6 Pには、 設定用抵抗 134が接続され、 コントローラ I C 200の内部 回路の制御によりこの抵抗 134が設定用抵抗 133に並列に接続されるかあるいは 切り離される。 その第 6ピン 6 Pの電位 S RTはグランド電位 GNDか、 第 4ピン 4 Pの電位 RTになる。 第 7ピン 7 Pは、 タイマーラッチを設定するための設定容量接 続端子である。 この第 7ピン 7 Pには、 内部の保護動作用の動作時限を決定するため のコンデンサ 135が接続され、 コンデンサ 1 35の電荷に応じた電位 S CPが発生 する。
第 9ピン 9 Pは、 第 1誤差増幅器用入力端子である。 この第 9ピン 9 Pには、 抵抗 140を介して、 冷陰極蛍光灯 F Lに流れる電流に応じた電流検出信号 （以下、 検出 電流） I Sが入力される。 その検出電流 I Sが、 第 1誤差増幅器に入力される。 第 8 ピン 8 Pは、 第 1誤差増幅器用出力端子である。 この第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pと の間にコンデンサ 1 36が接続される。 第 8ピン 8 P'の電位が帰還電圧 FBとなり、 PWM制御のための制御電圧になる。 以下、 各電圧は、 特に断らない限り、 グランド 電位を基準としている。
第 10ピン 10 Pは、 第 2誤差増幅器用入力端子である。 この第 10ピン 10 Pに は、 抵抗 1 39を介して、 冷陰極蛍光灯 FLに印加される電圧に応じた電圧検出信号 (以下、 検出電圧） VSが入力される。 そして、 その検出電圧 VSが第 2誤差増幅器 に入力される。 第 10ピン 1 0 Pには、 コンデンサ 137が第 8ピン 8 Pとの間に接 続される。
第 1 1ピン 11 Pは、 起動及び起動時間設定端子である。 この第 11ピン 11 Pに は、 抵抗 143とコンデンサ 142により、 起動信号 STが遅延されノイズを抑制さ れた信号 STBが印加される。 第 12ピン 12 Pは、 スロースタート時間を設定する ための容量を接続する容量接続端子である。 この第 12ピン 12 Pには、 コンデンサ 141がグランドとの間に接続され、 起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電 圧 S Sが発生する。
第 13ピン 1 3 Pは、 同期用端子であり、 他のコントローラ I Cと協働させる場合 に、 それと接続される。 第 14ピン 14 Pは、 内部クロック入出力端子であり、 他の コントローラ I Cと協働させる場合に、 それと接続される。
第 15ピン 15 Pは、 外付け FETドライブ回路のグランド端子である。 第 16ピ ン 16 Pは、 NMOS 102のゲート駆動信号 N1を出力する端子である。 第 17ピ ン 17Pは、 NMO S 104のゲート駆動信号 N 2を出力する端子である。 第 18ピ ン 18 Pは、 PMOS 103のゲート駆動信号 P 2を出力する端子である。 第 19ピ ン 1 9 Pは、 PMO S 101のゲート駆動信号 P 1を出力する端子である。 第 20ピ ン 20Pは、 電源電圧 VCCを入力する電源端子である。
コントローラ I C 200の内部構成を示す図 2において、 OS Cブロック 201は、 第 3ピン 3 Pに接続されたコンデンサ 132と第 4ピン 4 Pに接続された抵抗 133、 134により周期が決定される PWM三角波信号 CTを発生し、 PWM比較器 214 に供給する。 OS Cプロック 201はまた、 内部クロックを発生しロジックブロック 203に供給する。
BOSCブロック 202は、 バースト用三角波信号発振回路であり、 第 2ピン 2 P に接続されたコンデンサ 131により決定されるバースト用三角波信号 BCTを発生 する。 バースト用三角波信号 BCTの周波数は、 PWM三角波信号 CTの周波数より、 著しく低く設定される （B CT周波数く CT周波数） 。 第 1ピン 1 Pに供給されるァ ナログ （直流電圧） のデューティ信号 DUTYとバースト用三角波信号 B CTを比較 器 221で比較する。 この比較器 221の比較出力でオア回路 239を介して、 NP Nトランジスタ （以下、 NPN) 234を駆動する。 なお、 第 1ピン 1 Pにディジタ ノレ （PWM形式） のデューティ信号 DUTYが供給される場合には、 第 2ピン 2 Pに 抵抗を接続し BOSCブロック 202からバースト用所定電圧を発生させる。
ロジックプロック 203は、 PWM制御信号などが入力され、 所定のロジックにし たがってスィッチ駆動信号を生成する。 出力ブロック 204は、 ロジックブロック 2 03からのスィッチ駆動信号にしたがって、 ゲート駆動信号 P l， P 2, N 1 , N2 を生成し、 PMOS 101、 103、 NMO S 102, 104のゲートに印加する。 スロースタートブロック 205は、 起動信号 STが入力され、 コンデンサ 142、 抵抗 143により緩やかに上昇する電圧 STBである比較器 21 7への入力がその基 準電圧 V r e f 6を越えると、 比較器 21 7の出力により起動する。 比較器 217の 出力は、 ロジックブロック 203を駆動可能にする。 なお、 249は、 反転回路であ る。 また、 比較器 217の出力により、 オア回路 243を介してフリップフロップ （F F) 回路 242をリセットする。 スタートブロック 205が起動すると、 スロースタ ート電圧 S Sが徐々に上昇し、 PWM比較器 214に比較入力として入力される。 し たがって、 起動時には、 PWM制御は、 スロースタート電圧 S Sにしたがって行われ る。 なお、 起動時に、 比較器 216は、 入力が基準電圧 Vr e f 5を越えた時点で、 ォ ァ回路 247を介して、 NMO S 246をオフする。 これにより、 抵抗 134を.切り 離し、 PWM用三角波信号 CTの周波数を変更する。 また、 オア回路 247には、 比 較器 213の出力も入力される。
第 1誤差増幅器 211は、 冷陰極蛍光灯 F Lの電流に比例した検出電流 I Sと基準 電圧 Vr e f 2 (例、 1. 25 v) とを比較し、 その誤差に応じた出力によって定電 流源 I 1に接続された NPN235を制御する。 この NPN235のコレクタは第 8 ピン 8 Pに接続されており、 この接続点 （即ち、 第 8ピン 8 P) の電位が帰還電圧 F Bとなり、 PWM比較器 214に比較入力として入力される。
PWM比較器214では、 三角波信号 CTと、 帰還電圧 FBあるいはスロースター ト電圧 S Sの低い方の電圧とを比較して、 PWM制御信号を発生し、 アンド回路 24 8を介してロジックブロック 203に、 供給する。 起動終了後の定常状態では、 三角 波信号 C Tと帰還電圧 F Bとが比較され、 設定された電流が冷陰極蛍光灯 F Lに流れ るように自動的に制御される。
なお、 第 8ピン 8 Pと第 9ピン 9 Pとの間には、 コンデンサ 136が接続されてい るから、 帰還電圧 F Bは滑らかに増加あるいは減少する。 したがって、 PWM制御は ショックなく、 円滑に行われる。
第 2誤差増幅器 212は、 冷陰極蛍光灯 F Lの電圧に比例した検出電圧 VSと基準 電圧 Vr e f 3 (例、 1. 25 v) とを比較し、 その誤差に応じた出力により、 ダブ ルコレクタの一方が定電流源 I 1に接続されたダブルコレクタ構造の NPN 238を 制御する。 この NPN238のコレクタはやはり第 8ピン 8 Pに接続されているから、 検出電圧 VSによっても 帰還電圧 FBが制御される。 したがって、 比較器 212及 ぴ N P N 238は、 帰還信号 F Bを制御する帰還信号制御回路を構成する。
なお、 帰還電圧 FBが基準電圧 V r e f 1 (例、 3 v) を越えると、 PNPトラン ジスタ （以下、 PNP) 231がオンし、 帰還電圧 FBの過上昇を制限する。
比較器 21 5は、 電源電圧 V C Cを抵抗 240、 241で分圧した電圧と基準電圧 V r e f 7 (例、 2. 2 v) とを比較し、 電源電圧 V C Cが所定値に達した時点でそ の出力を反転し、 オア回路 243を介して FF回路 242をリセットする。
比較器 218は、 スロースタート電圧 S Sを基準電圧 Vr e f 8 (例、 2. 2 v) と比較し、 電圧 S Sが大きくなるとアンド回路 244及びオア回路 239を介して N PN234をオンする。 NPN 234のオンにより、 ダイオード 232が電流源 I 2 により逆バイアスされ、 その結果第 1誤差増幅器 211の通常動作を可能にする。 し たがって、 N P N 234、 ダイォード 232及び電流源 I 2は、 バースト制御とパル ス幅制御とを切り替える制御モード切替回路を構成している。
比較器 219は、 ダブルコレクタの他方が定電流源 I 3に接続された NPN238 が第 2誤差増幅器 212によりオンされると、 そのコレクタの電圧が基準電圧 V r e f 9 (例、 3. 0 v) より低下し、 比較出力が反転する。 比較器 220は、 帰還電圧 FBを基準電圧 V r e f 10 (例、 3. 0 v) と比較し、 帰還電圧 F Bが高くなると、 比較出力が反転する。 比較器 219, 220の出力及ぴ比較器 218の出力の反転信 号をオア回路 245を介してタイマーブロック 206に印加し、 所定時間を計測して 出力する。 このタイマーブロック 206の出力により、 FF 242をセットし、 この FF回路 242の Q出力によりロジックブロック 203の動作を停止する。
次に、 以上のように構成されるインバータの動作、 特に起動時の動作及びバース ト モード時の動作を、 図 3, 図 4及ぴ図 5をも参照して説明する。 図 3は、 図 1及び図 2から起動時のスロースタート及びバーストモ一ドに関係する部分を取り出した説明 用の回路図である。 図 4、 図 5はその動作を説明するためのタイミングチャートであ る。
さて、 コントローラ I C 200に電源電圧 VCCが供給される。 三角波信号発振用 の OS Cブロック 201と、 コンデンサ 132と、 抵抗 133とで構成される三角波 信号発生回路から、 コンデンサ 132のキャパシタンスと、 抵抗 133の抵抗値で決 定される周波数の三角波信号 CTが発生される。 この三角波信号 CTが、 PWM比較 器 214の （+ ) 入力端子に入力される。 PWM比較器 214の 2つの （―） 入力端子の一方に入力される帰還電圧 FBは、 電源電圧 VCCが供給されて、 定電流源 I I、 NPN 235、 NPN 238から構成 される共通化回路により高い値 （上限値） になる。 なお、 この帰還電圧 FBの値は P NP 231と基準電圧 V r e f 1とにより、 一定値に制限される。
しカゝし、 PWM比較器 214の他方の （一） 入力端子に入力されるスロースタート 電圧 S Sは、 起動信号 STを受けていないので零電圧である。 PWM比較器214は、 帰還電圧 F Bとスロースタート電圧 S Sのうちの低い入力信号が優先されるので、 ま だ、 P WM比較器 214力ゝらは P WM制御信号は出力されない。
起動信号 S Tが外部からスロースタート回路であるスタートプロック 205に供給 されると、 スタートブロック 205内部の定電流源が駆動されて、 その定電流がコン デンサ 141に流れ込み始める。 この定電流によってコンデンサ 141が充電される から、 スロースタート電圧 S Sが所定の傾きで直線状に上昇を開始する。 即ち、 起動 時のスロースタートが開始される。
PWM比較器 214では、 徐々に上昇するスロースタート電圧 S Sと三角波信号 C Tとが比較され、 PWM比較器 214からスロースタート電圧 S Sの値に応じた PW M制御信号が出力される。 この PWM制御信号が、 ロジックブロック 203、 出カブ ロック 204を介して MOS FET 101〜104に供給されて、 ィンバータ動作が 行われる。 '
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯 FLは、 印加される電圧が所定の値になるま では点灯しないから、 スロースタートの最初の段階では出力電圧 Voがスロースター ト電圧 S Sの上昇に連れて上昇する。 したがって、 従来のように、 上限値にある帰還 電圧 FBにしたがって過大な出力電圧 Vo (例えば、 2000~2500 V) が冷陰 極蛍光灯 F Lに印加されることがない。 また、 過大な出力電圧 Voの印加に伴う、 突 入電流の発生もないから、 冷陰極蛍光灯 FLやインバータの主回路部品 （MOSFE T101〜： L 04、 変圧器 TR、 電池 BATなど） に与える損傷やス トレスを著しく 低減する。 出力電流 I oが検出され、 その検出電流 I Sが第 1誤差増幅器 211に入力される。 この第 1誤差増幅器 21 1で検出電流 I Sが墓準電圧 V r e ί 2と比較され、 その比 較出力で ΝΡΝ235を制御する。 また、 出力電圧 Voが検出され、 その検出電圧 V Sが第 2誤差増幅器 212に入力される。 この第 2誤差増幅器 212で検出電圧 VS が基準電圧 V r e f 3と比較され、 その比較出力で N P N 238を制御する。 NPN
235、 あるいは NPN 238が制御されるようになると、 帰還電圧 FBが上限値か ら低下してくる。
出力電圧 Voが上昇し、 起動電圧 （約 1000 V) に達すると、 出力電流 I oが流 れ始めて冷陰極蛍光灯 F Lが点灯すると共に、 出力電圧 V oは動作電圧 （約 600 V) に低下してくる。 この時点においても、 過大な突入電流が流れることはない。 そして、 出力電流 I oが徐々に上昇する一方、 出力電圧 Voはほぼ一定の動作電圧に維持され る。 また、 帰還電圧 FBは、 出力電圧 V oあるいは出力電流 I oが上昇し、 NPN2
35、 NPN 238が制御されるようになると、 帰還用のコンデンサ 136、 137 を介した帰還作用により、 上限値から徐々に低下してくる。
スロースタート電圧 S Sが上昇すると共に、 出力電流 I oが増加して帰還電圧 FB が低下してくる。 帰還電圧 FBがスロースタート電圧 S Sと等しくなつた時点におい て、 PWM比較器 214での三角波信号 CTとの比較対象が、 それまでのスロースタ 一ト電圧 S Sから帰還電圧 FBに移る。 これによりスロースタートが終了したことに なる。 このスロースタートに要する時間は、 冷陰極蛍光灯 FLが停止している状態か ら立ち上がるために、 比較的に長い。
出力電流 I oは基準電圧 Vr e f 2で決まる所定値に一定制御される。 冷陰極蛍光 灯 FLの明るさは、 それに流れる電流により決まり、 この電流を維持するためにほぼ 一定の動作電圧が印加される。 したがって、 電圧 Voは、 起動時に冷陰極蛍光灯 FL を点灯するために高い電圧が印加され、 一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。 この ため、 定常状態では、 帰還電圧 FBは、 出力電流 I oに基づいて决定されることにな る。 なお、 インバータが停止した場合に、 再度の起動に備えて、 コンデンサ 141の蓄 積電荷を放電する放電回路をスタートブロック 205の内部に設ける。 この放電は、 例えば起動信号 S Tにより行うことができる。
このようにして、 冷陰極蛍光灯 F Lに供給される出力電圧 V o及び出力電流 I oを それぞれ PWM制御する際に、 スロースタートを出力電圧 Vo及び出力電流 I oにつ いて共通に行うことにより、 異常過電圧の発生や、 過大な突入電流の発生を防ぐこと ができる。
なお、 第 1誤差増幅器 21 1、 第 2誤差増幅器 21 2の出力を、 NPN235、 N PN238などの共通化回路を介することなく、 PWM比較器 214に直接入力する ようにしてもよい。 このようにする場合には、 ；^比較器214の （一） 入力を 3 入力型にする。 第 1誤差増幅器 211、 第 2誤差増幅器 212の反転入力端子 （一） 及び非反転入力端子 （+ ) をそれぞれ正負を逆にすると共に、 コンデンサ 136、 コ ンデンサ 137への帰還経路をそれぞれ別々に設ける。 そして、 PWM比較器 214 の （+ ) 入力に三角波信号 CTを入力し、 3つの （一） 入力に第 1誤差増幅器 21 1、 第 2誤差増幅器 212の出力と、 スロ一スタート信号 S Sを入力すればよい。
次に、 バーストモードについて説明する。 コントローラ I C 200に電源電圧 VC Cが供給されている状態では、 バースト用三角波信号発振用の B OS Cプロック 20 2、 コンデンサ 131で構成されるバースト用三角波信号発生回路から、 コンデンサ 131のキャパシタンスと BOSCブロック 202の内部抵抗の抵抗値で決定される 周波数のバースト用三角波信号 B CTが発生されている。 バーストモ一ドの制御は、 デューティ信号 DUTYのレベルを変更することにより行う。 即ち、 デューティ信号 DUTYを、 バ一スト用三角波信号 B CTと交叉させるかどう力、 及ぴ交叉されてい る時間を調整することにより、 行われる。
図 4を参照して、 デューティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを越えて いるオンデューティ期間 （〇N DUTY) は、 PWM制御が行われる。 一方、 デュ 一ティ信号 DUTYがバースト用三角波信号 B CTを下回っているオフデューティ期 間 （OFF DUTY) は、 PWM制御が停止され、 冷陰極蛍光灯 F Lへの電力供給 は停止される。
PWM用三角波信号 CTの周波数は例えば 120kHZである。 この PWM用三角 波信号 CTを、 周波数が例えば 1 5 OH zの三角波信号 B CTでバースト制御するか ら、 視覚上で何らの問題はない。 そして、 デュ一 fィ信号 DUTYの大きさを制御す ることにより、 PWM制御によって冷陰極蛍光灯 FLへ供給可能な範囲を超えて、 さ らに広範囲に電力供給、 即ち光量の制御を行うことができる。
より具体的に回路動作を、 図 4、 図 5を参照して、 説明する。 オフデューティ期間 では、 比較器 221の出力である間欠動作信号 （バースト信号） BRTは低 （L) レ ベルにあり、 NPN234はオフしている。
これにより、 ダイオード 232が定電流源 I 2により順バイアスされている。 帰還 回路のコンデンサ 136は、 定電流源 I 2からダイォード 232を介して充電されて いる。 したがって、 検出電流 I Sは高い値になり、 第 1誤差増幅器 211の誤差出力 は高いレベルにあり、 N P 235はオンしているから、 帰還電圧 FBはほぼ零電圧 である。
^¥1^比較器214は、 2つの負 （一） 入力のうちの電圧がより低い方の入力信号 と、 正 （+ ) 入力の三角波信号 CTとが比較される。 従って、 オフデューティ期間で は、 図 4の例えば左端側に示されるように、 PWM制御信号は出力されない。
時点 t lで、 オフデューティ期間からオンデューティ期間へ移るときには、 バース ト信号 BRTは、 Lレベルから Hレベルに変わり、 NPN234がオンする。 これに より、 ダイオード 232が定電流源 I 2により順バイアスされている状態から解除さ れる。
コンデンサ 136に充電されている電荷は、 定電流源 I 1、 コンデンサ 136、 抵 抗 140、 抵抗 1 15の経路で放電される。 このコンデンサ 136の電荷の放電に伴 い、 検出電流 I Sは緩やかに低下し、 また帰還電圧 FBは同様に緩やかに上昇してい く。 そして、 検出電流 I Sが設定された所定値になる状態に到達し、 通常の PWM制 御が行われる。
このようにオフデューティ期間からオンデュ一ティ期間へ移るときに、 帰還電圧 F Bは、 ほぼ零電圧からコンデンサ 136の放電動作による時間 （図 5で 「ひ」 にて表 している） をかけて緩やかに上昇する。 したがって、 PWM制御信号のパルス幅も狭 い状態から徐々に広くなるから、 出力電流 I 0はス口一スタートして徐々に増加する。 よって、 オンデューティ期間への移行に伴う出力電流 I oのオーバーシュートが、 発 生することはない。
オンデューティ期間では、 バースト信号 BRTは高 （H) レベルになって NPN2 34はオンし、 ダイオード 234は逆バイアスされてオフしている。 このとき、 第 1 誤差増幅器 211は入力される検出電流 I Sに応じた出力を発生し、 NPN 235の 導通度を制御する。 これにより、 PWM比較器 214から PWM制御信号がロジック ブロック 203に供給されて、 ゲート駆動信号 P 1〜N 2が出力されて、 PMOS 1 01， 103, NMOS 102, 104が P WM制御される。 なお、 図 4の TOFF は、 貫通電流を防止するために設定されている、 同時オフ期間である。
時点 t 2で、 オンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときには、 バース ト信号 BRTは、 Hレベルから Lレベルに変わり、 NPN234がオフする。 これに より、 ダイオード 232が定電流源 I 2により順バイァスされる。
そして、 コンデンサ 1 36は、 定電流源 I 2、 コンデンサ 1 36、 NPN235の 経路で充電される。 このコンデンサ 136への電荷の充電に伴い、 検出電流 I Sは緩 やかに上昇し、 また帰還電圧 FBは同様に緩やかに低下していく （図 5で 「j3」 にて 表している） 。 検出電流 I Sは上限値 （定電流源 I 2の電源電圧； 3 V) になり、 帰 還電圧 FBはほぼ零電圧になる。 この場合には、 PWM制御は停止される。
このようにオンデューティ期間からオフデューティ期間へ移るときに、 帰還電圧 F Bは、 ほぼ PWM制御での値からコンデンサ 136の充電動作による時間を掛けて緩 やかに低下する。 即ち、 スローエンドする。 したがって、 PWM制御信号のパルス幅 も通常の制御状態から徐々に狭くなつていく。 よって、 オフデューティ期間への移行 に伴う出力電流 I oは、 徐々に減少していく。
バーストモードにおいては、 起動時とは異なり、 既に冷陰極蛍光灯 F Lは点灯状態 にあるから、 スロースタート及ぴスローエンドに掛ける時間は、 起動時のスロースタ ートに要する時間より、 短くする。
もし、 起動時のソフトスタート用の回路を、 バーストモードでのスロースタート及 ぴスローエンドに用いる場合には、 立ち上がりに要する時間 α；、 立ち下がりに要する 時間 ]3が長くなり、 負荷制御を正確に行うことが困難である。 逆に、 バース トモード でのスロースタ一ト及びスローエンドに用いる回路を、 起動時のソフトスタート用に 用いる場合には、 起動時の突入電流を有効に抑制することはできない。
本発明では、 バーストモードにおけるスロースタート及びスローエンドを、 帰還回 路に設けられるコンデンサ 1 3 6を利用して行い、 その時間を決定している。 したが つて、 格別に他の回路手段を設けることなく、 PWM制御のために設けられている回 路素子を利用して、 適切にスロースタート及ぴスローエンドを行うことができる。 産業上の利用可能性
以上のように、 本発明に係る直流一交流変換装置及ぴそのコントローラ I Cは、 低 い直流電圧から高い交流電圧を必要とする、 液晶表示装置のバックライト用光源とし て用いるのに適している。

Claims

請求の範囲
1 . 直流電源と、
—次卷線と少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、
前記直流電源から前記一次卷線に第 1方向及び第 2方向に交互に電流を流すための 华導体スィッチ回路と、
前記二次巻線に接続された負荷と、
' 前記負荷に流れる電流を検出し、 電流検出信号を発生する電流検出回路と、
PWM用三角波信号を発生する PWM用三角波信号発生回路と、
前記 P WM用三角波信号及び前記電流検出信号を受けて、 前記電流検出信号に基づ く誤差信号と前記 P WM用三角波信号とを比較して PWM制御信号を発生する PWM 制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させる間 欠動作制御回路とを有し、
前記半導体スィツチ回路を前記 PWM制御信号にしたがってスイッチングすること を特徴とする、 直流一交流変換装置。
2 . 前記 P WM制御信号発生回路は、 前記電流検出信号と電流基準信号との差に基 づく誤差信号が出力される誤差信号発生回路と、 前記 P WM用三角波信号と前記誤差 信号とを比較して前記 P WM制御信号を出力する PWM信号比較器とを有し、
前記間欠動作制御回路は、 前記誤差信号発生回路に結合され、 前記間欠動作信号に よつてオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、 間欠動作オフ時に前 記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスィツチングされるこ とを特徴とする、 請求の範囲第 1項記載の直流—交流変換装置。
3 . 前記誤差信号発生回路は、 前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較する誤 差増幅器の誤差出力に基づいて前記誤差信号を出力し、
前記間欠動作制御回路は、 前記誤差増幅器への前記電流検出信号を所定値に設定す ることにより、 前記誤差信号を実質上零にすることを特徴とする、 請求の範囲第 2項 記載の直流一交流変換装置。
4 . 前記誤差信号発生回路の出力端と前記誤差増幅器の電流検出信号入力端との間 に帰還コンデンサが接続されており、
間欠動作オンから間欠動作オフへの移行時及び間欠動作オフから間欠動作オンへの 移行時に前記誤差信号を緩やかに変化させることを特徴とする、 請求の範囲第 3項記 載の直流一交流変換装置。
5 . 直流電源と、
一次卷線と少なくとも 1つの二次卷線とを持つ変圧器と、
前記直流電源から前記一次卷線に第 1方向及ぴ第 2方向に交互に電流を流すための 半導体スィツチ回路と、
前記二次卷線に接続された負荷と、
前記負荷に流れる電流を検出し、 電流検出信号を発生する電流検出回路と、 前記負荷に印加される電圧を検出し、 電圧検出信号を発生する電圧検出回路と、 PWM用三角波信号を発生する PWM用三角波信号発生回路と、
前記 PWM用三角波信号、 前記電流検出信号及び前記電圧検出信号を受けて、 前記 電流検出信号と前記電圧検出信号とに基づく誤差信号と前記 PWM用三角波信号とを 比較して PWM制御信号を発生する P WM制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づレ、て間欠動作ォフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させる間 欠動作制御回路とを有し、
前記半導体スィツチ回路を前記 PWM制御信号にしたがってスィツチングすること を特徴とする、 直流一交流変換装置。
6 . 前記 PWM制御信号発生回路は、 前記電流検出信号と電流基準信号との差に基 づく電流誤差信号の大きさと、 前記電圧検出信号と電圧基準信号との差に基づく電圧 誤差信号の大きさに応じて、 前記電流誤差信号と前記電圧誤差信号のいずれか一方が 自動的に選択されて前記誤差信号として出力される誤差信号発生回路と、 前記 PWM 用三角波信号と前記誤差信号とを比較して前記 PWM制御信号を出力する PWM信号 比較器とを有し、
前記間欠動作制御回路は、 前記誤差信号発生回路に結合され、 前記間欠動作信号に よってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、 間欠動作オフ時に前 記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスィツチングされるこ とを特徴とする、 請求の範囲第 5項記載の直流一交流変換装置。
7 . 前記誤差信号発生回路は、 前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較して第 1誤差出力を発生する第 1誤差増幅器と、 前記電圧検出信号を前記電圧基準信号と比 較して第 2誤差出力を発生する第 2誤差増幅器と、 前記第 1誤差出力により制御され る第 1制御素子と、 前記第 2誤差出力により制御される第 2制御素子を含み、 前記第
1制御素子の出力端と前記第 2制御素子の出力端とが相互接続され、 その相互接続点 カゝら前記誤差信号を出力し、
前記間欠動作制御回路は、 前記第 1誤差増幅器への前記電流検出信号もしくは前記 第 2誤差増幅器への前記電圧検出信号のいずれかを所定値に設定することにより、 前 記誤差信号を実質上零にすることを特徴とする、 請求の範囲第 6項記載の直流一交流 変換装置。
8 . 前記相互接続点と前記第 1誤差増幅器の電流検出信号入力端との間に第 1帰還 コンデンサが接続され、 かつ前記相互接続点と前記第 2誤差増幅器の電圧検出信号入 力端との間に第 2帰還コンデンサが接続されており、
間欠動作オンから間欠動作オフへの移行時及び間欠動作オフから間欠動作オンへの 移行時に前記誤差信号を緩やかに変化させることを特徴とする、 請求の範囲第 7項記 載の直流一交流変換装置。
9 . 間欠動作用三角波信号を発生する間欠動作用三角波信号発生回路と、 前記間欠 動作用三角波信号とデューティ信号とを比較し、 その比較結果に応じて前記間欠動作 信号を出力す 比較器とを有することを特徴とする、 請求の範囲第 1項及び第 5項記 載の直流一交流変換装置。
1 0 . 前記負荷は、 冷陰極蛍光灯であることを特徴とする、 請求の範囲第 1項及ぴ 第 5項記載の直流一交流変換装置。
1 1 . 半導体スィッチ回路を駆動して、 負荷へ供給する交流電力を制御するための コントローラ I Cであって、
外付けの発振用コンデンサと発振用抵抗とが接続されて、 PWM用三角波信号を発 生する PWM用三角波信号発生プロックと、
前記 PWM用三角波信号、 前記負荷に流れる電流を検出した電流検出信号及び前記 負荷に印加される電圧を検出した電圧検出信号.を受けて、 前記電流検出信号と前記電 圧検出信号とに基づく誤差信号と前記 P WM用三角波信号とを比較して P WM制御信 号を発生する P WM制御信号発生回路と、
間欠動作信号に基づいて間欠動作オフ時に前記誤差信号を実質上零に設定させる間 欠動作制御回路とを有し、
前記半導体スィツチ回路を前記 PWM制御信号にしたがってスィツチングさせるこ とを待徵とする、 コントローラ I C。
1 2 . 外付けの発振用コンデンサが接続されて、 間欠動作用三角波信号を発生する 間欠動作用三角波信号発生ブロックと、 前記間欠動作用三角波信号とデューティ信号 とを比較し、 その比較結果に応じて前記間欠動作信号を出力する比較器とを有するこ とを特徴とする、 請求の範囲第 1 1項記載のコントローラ I C。
1 3 . 前記 PWM制御信号発生回路は、 前記電流検出信号と電流基準信号との差に 基づく電流誤差信号の大きさと、 前記電圧検出信号と電圧基準信号との差に基づく電 圧誤差信号の大きさに応じて、 前記電流誤差信号と前記電圧誤差信号のいずれか一方 が自動的に選択されて前記誤差信号として出力される誤差信号発生回路と、 前記 PW M用三角波信号と前記誤差信号とを比較して前記 P WM制御信号を出力する P WM信 号比較器とを有し、
前記間欠動作制御回路は、 前記誤差信号発生回路に結合され、 前記間欠動作信号に よってオン或いはオフに制御される間欠動作用制御素子を有し、 間欠動作ォフ時に前 記誤差信号が実質上零になるように前記間欠動作用制御素子がスィツチングされるこ とを特徴とする、 請求の範囲第 1 1項記載のコントローラ I c。
1 4 . 前記誤差信号発生回路は、 前記電流検出信号を前記電流基準信号と比較して 第 1誤差出力を発生する第 1誤差増幅'器と、 前記電圧検出信号を前記電圧基準信号と 比較して第 2誤差出力を発生する第 2誤差増幅器と、 前記第 1誤差出力により制御さ れる第 1制御素子と、 前記第 2誤差出力により制御される第 2制御素子を含み、 前記 第 1制御素子の出力端と前記第 2制御素子の出力端とが相互接続され、 その相互接続 点から前記誤差信号を出力し、
前記間欠動作制御回路は、 前記第 1誤差増幅器への前記電流検出信号もしくは前記 第 2誤差増幅器への前記電圧検出信号のいずれかを所定値に設定することにより、 前 記誤差信号を実質上零にすることを特徴とする、 請求の範囲第 1 3項記載のコント口 ーラ I C。
1 5 . 前記相互接続点と前記第 1誤差増幅器の電流検出信号入力端との間に第 1帰 還コンデンサが接続され、 かつ前記相互接続点と前記第 2誤差増幅器の電圧検出信号 入力端との間に第 2帰還コンデンサが接続されており、
間欠動作オンから間欠動作オフへの移行時及び間欠動作オフから間欠動作オンへの 移行時に前記誤差信号を緩やかに変化させることを特徴とする、 請求の範囲第 1 4項 記載のコントローラ I C。
1 6 . 前記第 1帰還コンデンサ及び前記第 2帰還コンデンサは外付け型であり、 前 記第 1、 第 2帰還コンデンサの 1端が接続される帰還端子と、 前記第 1、 第 2帰還コ ンデンサの他端がそれぞれ接続される、 前記電流検出信号を入力する前記第 1誤差増 幅器用入力端子及び前記電圧検出信号を入力する前記第 2誤差増幅器用入力端子を備 えていることを特徴とする、 請求項 1 5記載のコントローラ I C。
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