JPH04190679A - インバータ制御式エンジン発電機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、携帯用の交流電源装置等に使用されるインバ
ータ制御方式のエンジン発電機に関する。

（従来の技術） 近年、携帯用の交流電源装置には、出力周波数を安定化
させるためにインバータ装置を使用することが多くなっ
てきており、例えばエンジンで駆動される交流発電機に
よって商用周波数の交流電力を出力する携帯用電源装置
においては、エンジンを回転数の高い領域にて運転させ
て発電機から高出力の交流電流を得、この交流電流を一
旦直流に変換した後、インバータ装置により商用周波数
の交流に変換して出力するようにした装置が、実開昭５
９−１３２３９８号公報等によって知られている。

（発明が解決しようとする課題） ところで、インバータ装置を駆動するための駆動電源は
一般に発電機出力に頼っており、且つエンジンの始動初
期における発電機の低速回転域では発電機出力が十分で
ないことにより、エンジン始動時にインバータ装置の駆
動電源の電源電圧が不安定になり易い。特にインバータ
装置がＦＥＴブリッジ回路で構成される場合において、
上記のような電流電圧が不安定な状態にあるときには、
本来オフしているべきＦＥＴが外乱等で不規則にオン動
作しないように構成する必要があり、対策にたいへん苦
慮していた。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、エンジン
の始動初期におけるインバータ回路の不安定動作を抑制
したインバ＝り制御式エンジン発電機を提供することを
目的とする。

（課題を解決するための手段〉 上記目的を達成するために本発明によれば、エンジンと
、このエンジンで駆動される発電機と、この発電機の出
力巻線の交流出力を整流して所定の直流電圧に維持する
直流電圧制御回路と、この直流電圧制御回路からの出力
電力を所定周波数の交流出力電力に変換するインバータ
回路とを有するインバータ制御式エンジン発電機におい
て、前記直流電圧制御回路は、前記エンジンの回転数が
定格運転時の回転数よりも低い値に設定した設定値以下
のときには前記所定の直流電圧に維持するためのフィー
ドバック制御を禁止して整流出力を前記インバータ回路
へ供給しないように構成するとともに、前記エンジンの
回転数が前記設定値を越えたときから前記フィードバッ
ク制御をソフトスタートさせることにより前記直流電圧
制御回路の導通制御量を徐々に増加させて前記所定の直
流電圧にまで至らしめるように構成することを特徴とす
るインバータ制御式エンジン発電機が提供される。

（作用） エンジンで駆動される発電機の出力巻線からの交流出力
は、直流電圧制御回路で整流されて所定の直流電圧に維
持されるようにフィードバック制御が行われ、続くイン
バータ回路で所定周波数の交流出力電力に変換される。

直流電圧制御回路では、エンジンの回転数が定格運転時
の回転数よりも低く設定した設定値を越えていることを
条件として前記所定の直流電圧に維持するようにフィー
ドバック制御が行われる。エンジンの始動時等の回転数
が低い時点では前記フィードバック制御は禁止され、前
記直流電圧制御回路からの整流出力はインバータ回路へ
供給されない。エンジンの回転数が前記設定値を越えた
ときから前記フィードバック制御をソフトスタートさせ
ることにより直流変換制御回路の導通制御量を徐々に増
加させて前記所定の直流電圧にまで至らしめるようにす
る。

（実施例） 以下、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。

第１図は、本発明に係るインバータ制御式エンジン発電
機の全体構成図であり、図中１．２はそれぞれ交流発電
機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は
三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子（
図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されており
、エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように
構成されている。三相出力巻線１の出力端は、３つのサ
イリスタと３つのダイオードとで構成されるブリッジ整
流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出力端は平
滑回路４に接続される。

単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力端子Ｅ、　　
Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。

定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２がらの−の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電
流に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出
力端子Ｅ、　Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

６はサイリスタ制御回路であり、電源入力側の一端が定
電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が平
滑回路４の正極側端子とともに接地される。サイリスタ
制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ１，抵抗Ｒ１〜
Ｒ３の直列回路で構成され〈コンデンサＣ１側の一端は
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、抵抗Ｒ
３側の他端は平滑回路４の負極側端子に接続される。抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベー
スに、このトランジスタＱ１のコレクタはトランジスタ
Ｑ２のベースに、このトランジスタＱ２のコレクタはブ
リッジ整流回路３の各サイリスタのゲート入力回路に接
続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて
ゲート入力回路の入力信号を制御するように構成されて
いる（サイリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本
願出願人による特願平１−２３０９０８号に開示される
のでここでは省略する）。

コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１−との接続点Ｋには過渡抑制
回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路７は、本発
明の主要部に係るものであり次のように構成される。即
ち、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設けられた
定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイオードＤ
１のカソード側が接続され、ツェナーダイオードＤ１の
アノード側が抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して定電圧供給装置５
の負極出力端子Ｆに接続される。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続
点はオペアンプから成る反転比較器７０１の反転端子（
−）に接続され、反転比較器７０１の非反転端子（＋）
は抵抗を介して接地される。反転比較器７０１の出力側
はＮＯＲ回路７０２の入力側に接続され、一方ＮＯＲ回
路７０２の入力側のもう１つの端子にはエンジン発電機
の過電流状態等の、保護が必要な状態になっていること
を検出するための保護装置８が接続され、保護が必要な
状態を検出した時に高レベル信号がＮＯＲ回路７０２に
供給される。

ＮＯＲ回路７０２の出力側はインバータ７０３．抵抗Ｒ
６を介してトランジスタＱ３のベースに接続される。ト
ランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給装置５の負極出
力端子Ｆに接続され、一方コレクタは、抵抗Ｒ７を介し
て定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続されるとと
もにコンデンサＣ２を介して定電圧供給装置５の負極出
力端子Ｆに接続される。コンデンサＣ２の正極端子には
トランジスタＱ４のベースが接続され、トランジスタＱ
４のコ・レクタは定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに
接紘され、一方エミッタは、ダイオードＤ２のアノード
に接続されるとともにサイリスタ制御回路６のコンデン
サＣ１と抵抗Ｒ１との接続点に゛に接続される。ダイオ
ードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の正極端子に接続
される。

ブリッジ整流回路３．サイリスタ制御回路６及び過渡抑
制回路７が直流電圧制御回路を構成する。

平滑回路４の出力側はインバータ回路９に接続される。

インバータ回路９は４つのＦＥＴ　（電界効果トランジ
スタ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構成される。

ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続される駆動信号
回路に関しては後述する。

インバータ回路９の出力側はローパスフィルタから成る
出力回路１０を介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１．１２に接続される。

出力端子１１．１２の両端（ローパスフィルタを構成す
るコンデンサの両端Ｈ）は、分割抵抗や差動アンプから
成る検出回路１３に接続される。

検出回路１３は、出力端子１１．１２に現れる出力電圧
の波形どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。

１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正
弦波を発生する正弦波発振器である。この正弦波発振器
１４の出力側と検出回路１３の出力側とは差動アンプ１
５に接続される。差動アンプ１５は、正弦波発振器１４
から出力される正弦波の振幅基準レベルを検出回路１３
から出力される検出信号で補正し、補正された正弦波信
号を出力するものである。

１６は矩形波発振器であり、この矩形波発振器ｌ６で発
振される矩形波の周波数は正弦波発振器１４から出力さ
れる正弦波の周波数よりも格段に大きい値に設定される
。矩形波発振器１６の出力側は積分回路１７に接続され
、積分回路１７は矩形波を積分して三角波信号に変換す
る。

差動アンプ１５から出力される補正された正弦波信号と
積分回路１７から出力される三角波信号とは重畳されて
インバータバッファ１８に供給される。インバータバッ
ファ１８は所定のしきい値（スレッシュホールドレベル
）を有し、このしきい値を越えたレベルの信号が入力し
たときは低レベルの信号を出力し、一方しきい値以下の
レベルの信号が入力したときは高レベルの信号を出力し
、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を形成するもの
であり、例えばゲート端子への入力信号に対し固定され
たしきい値を有するＣ−ＭＯＳゲートＩＣで構成する。

インバータバッファ１８の出力側は、インバータ１９を
経てＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端に入力するととも
にそのまま直接ＮＡＮＤ回路２１の一方の入力端にも入
力する。ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端とＮＡＮＤ回
路２１の他方の入力端には過渡抑制回路７のＮＯＲ回路
７０２の出力端−Ｊが接続される。

ＮＡＮＤ回路２０．２１の各出力側はＦＥＴゲート駆動
信号用回路２２．２３に夫々接続される。ＦＥＴゲート
駆動信号用回路２２はプッシュプル増幅器、サージ吸収
用ダイオード、低周波成分カット用のコンデンサＣ３、
パルストランスＡ、　Ｃの同次側コイルから構成され、
同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２３はプッシュプル
増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用
のコンデンサＣ４、パルストランスＢ、Ｄの同次側コイ
ルから構成される。

パルストランスＡの二次側コイル（インバータ回路９内
に表示）は減衰抵抗、復調用のコンンデンサＣ５、双方
向電圧規制ダイオードＤ３．　Ｄ４を介してＦＥＴＱ５
のゲートに接続される。パルストランスＢ、　Ｃ，Ｄの
各二次側コイルも、パルストランスＡの二次側回路と全
く同様な回路を介してＦＥＴＱ６．Ｑ７．Ｑ８の各ゲー
トに夫々接続される。

次に、以上のように構成されるインバータ制御式エンジ
ン発電機の作動について説明する。

エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から出力された三
相交流電力はブリッジ整流回路３で整流され、続く平滑
回路４で平滑されて直流電力に変換されるとともに、平
滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して
サイリスク制御回路６で検出され、その検出信号に基づ
いてブリッジ整流回路３の各サイリスクの導通角（導通
制御ｆｆ１）を制御することにより平滑回路４の出力電
圧が所定の直流電圧に安定に維持されるようなフィード
バック制御が行われる。なおサイリスタ制御回路６には
過渡抑制回路７からの出力信号も入力するが、この信号
に基づくサイリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３
の作動については後に詳述する。

インバータ回路９のＦＥＴＱ５．Ｑ７及びＦＥＴＱ６．
−Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調信号（ＰＷＭ
）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦＥＴＱ５
．Ｑ７及びＦＥＴＱ６．Ｑ８を交互に導通させることに
より平滑回路４の直流出力をスイッチング制御して出力
回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波成分をカ
ットして商用周波数の交流電力を出力端子１１．１２か
ら負荷に供給する。

出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出力端子１２に
現れる出力電圧の波形は、検出回路１３で比較され、そ
の差、即ち出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット成
分が検出され、その検出信号が差動アンプ１５に出力さ
れる。

差動アンプ１５は、正弦波発振器１４から出力された商
用周波数の正弦波信号と検出回路１３から出力された出
力電圧の波形の歪みあるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号によって正弦波信号の振幅基準レベルを補正し、こ
の補正された正弦波信号を出力する。

矩形波発振器１６から出力された矩形波信号は積分回路
１７で積分されて三角波信号に変換される。この三角波
信号と差動アンプ１５からの補正正弦波信号とが重畳さ
れて重置信号が形成され、インバータバッファ１８に入
力される。インバータバッファ１８では、重畳信号がし
きい値を越えるときには低レベルの信号を出力し、一方
しきい値以下のときには高レベルの信号を出力して、結
果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波によりパル
ス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとなる。この
ＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき形成され
るため、前記出力電圧の歪み及びオフセット成分を減少
させることが可能となるとともに、応答時間がコンパレ
ータ（約１μ５ｅｃ）に比べ格段に速いインバータバッ
ファ（約５０　ｎ５ｅｃ）をＰＷＭ信号の形成に使用す
るため搬送波の周波数をより高くすることが可能となり
、これにより出力波形をより正弦波に近似させた、より
高品質の交流電力を供給することを可能ならしめる。

インバータバッファ１８から出力されたＰＷＭ信号は一
方はインバータ１９で反転されてＮＡＮＤ回路２０へ、
他方はそのままＮＡＮＤ回路２１へ入力される。ＮＡＮ
Ｄ回路２０．２１には過渡抑制回路７から、過電流状態
等の保護が必要な状態が検出された時またはエンジン始
動時等の低回転状態が検出された時に低レベル信号が供
給され、この時にはＮＡＮＤ回路２０．２１の出力はＰ
ＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号となり、この状
態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送されない。一方、
保護を必要とする状態が検出されずかつエンジン回転数
も低回転でないときには過渡抑制回路７から高レベル信
号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２０゜２１は夫
々入力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じて夫々反
転または非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出力し、Ｆ
ＥＴゲート駆動信号用回路２２にはＰＷＭ信号が、また
ＦＥＴゲート駆動信号用回路２３には反転したＰＷＭ信
号が供給される。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２では、ＰＷＭ信号は、
プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ３で低周波成
分、即ち商用周波数成分がカットされる。コンデンサＣ
３を通過する直前の信号は基準レベルに対し振幅一定の
ＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧（積分値）は
、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の周期で変化し
ており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦波と同一の周
波数（商用周波数）成分を含んでいる。このＰＷＭ信号
がコンデンサＣ３を通過した後は商用周波数成分とは逆
相にパルス列全体が上下して平均電圧が常時零であるパ
ルス信号列に変換される。

この平均電圧が常時零であるパルス信号列がパルストラ
ンスＡ、Ｃの各−次コイルに供給されるので、パルスト
ランスＡ、Ｃを構成するトランスコアには、商用周波数
成分による磁気飽和の悪影響がほとんどなくなり、従っ
てトランスＡ、Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数で磁気飽和しな
い程度の小型サイズのもので構成することが可能となる
。

ＦＥＴゲート駆動信号用回路２３の作動も上記ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２２の作動と全く同様である。

パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス信号
はツェナーダイオードＤ３．Ｄ４の各降伏電圧と比較さ
れ、各降伏電圧を越えた分によりコンデンサＣ５が充放
電され、コンデンサＣ５の両端には各降伏電圧を越えた
分による平均電圧（これは商用周波数を有する）が現れ
る。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース間には、商用
周波数を有するコンデンサＣ５の両端電圧と、パルスト
ランスＡの二次コイルから出力したパルス信号とが重畳
した信号、即ちコンデンサＣ３を通過前のＰＷＭ信号が
復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の正パルスがゲ
ートに入力されている間だけ導通する。

パルストランスＣの二次コイルから出力したパルス信号
も上述のパルストランスＡの二次コイルから出力したパ
ルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ７の導通はＦ
ＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われる。

パルストランスＢ、　　Ｄの二次コイルから出力したパ
ルス信号も上述のパルストランスＡ、Ｃの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理される。但しパ
ルストランスＢ、Ｄに入力するＰＷＭ信号とパルストラ
ンスＡ、Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が逆であるか
ら、ＦＥＴＱ５゜Ｑ７が導通するときはＦＥＴＱ６．Ｑ
８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５．Ｑ７が非導通と
なるときはＦＥＴＱ６．Ｑ８が導通するように作動する
。

以上のように、出力波形に基づきフィードバック補正さ
れた商用周波数の正弦波を高周波の三角波でパルス幅変
調し、このパルス幅変調信号に基づきインバータ回路９
でスイッチング制御が行われ、その後出力回路１０で搬
送周波数成分がカットされ、はぼ正弦波に近似した商用
周波数の交流電力が出力端子１１．１２から負荷に供給
される。

以上のインバータ回路９及び検出回路１３乃至ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２３の構成及び作動に関するより詳
細な説明は、既に平成２年１１月１３日付で本願出願人
により出願されたインバータ装置に記載されている。

次に本発明に係る過渡抑制回路７の作動を説明する。

エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧が低いため、
定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５ａの入力端の
電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダイオードＤ１
の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低い値に設定し
たエンジン回転数の設定値に相当）を越えることはなく
、ツェナーダイオードＤ１は非導通である。そのため反
転比較器７０１の反転端子（−）は低レベルであり、反
転比較器７０１の出力は高レベルとなる。

ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一方に高レベル
信号が入力すれば低レベル信号を出力するので、ＮＯＲ
回路７０２の出力は、反転比較器７０１の高レベル出力
または保護装置８の高レベル出力で低レベルとなる。

この低レベル信号がインバータ７０３で反転されて高レ
ベル信号となり、トランジスタＱ３を導通してコンデン
サＣ２を放電させる。従ってトランジスタＱ４は非導通
となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にの電位
は低レベルとなる。

従ってサイリスク制御回路６のトランジスタＱ１は非導
通となり、トランジスタＱ２は導通となり、ブリッジ整
流回路３の各サイリスタのゲートには低レベル信号が供
給される。これにより、各サイリスクは導通せず、ブリ
ッジ整流回路３は整流出力を供給しない。即ち、エンジ
ン回転数が設定値以下であるか、または保護が必要な状
態が検出されたときにはブリッジ整流回路３は整流出力
を供給しないようにされ、これによりエンジン始動時に
おけるインバータ回路の不安定動作が抑制されるととも
に過負荷による過電流状態等の、保護が必要とされる状
態が検出された時の出力供給も停止される。

次に、エンジン始動後、交流発電機の出力電圧が徐々に
上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が高くなり、ツ
ェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越えると、即ちエン
ジン回転数が設定値を越えるとツェナーダイオードＤ１
は導通し、反転比較器７０１の反転端子（−）は高レベ
ルに転じ、反転比較器７０１の出力は低レベルとなる。

このとき保護が必要な状態が検出されていなければ、Ｎ
ＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、インバータ７
０３の出力は低レベルとなる。従ってトランジスタＱ３
は非導通となり、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ７を介して充
電される。この充電によりコンデンサＣ２の正極側電位
は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決ま
る時定数に基づき徐々に上昇する。コンデンサＣ２の正
極側電位の上昇によりトランジスタＱ４が導通するが、
このトランジスタＱ４の導通によりトランジスタＱ４の
エミッタ電位が上昇してトランジスタＱ４のベース電位
より高くなるようなことがあればトランジスタＱ４は非
導通に転じるので、Ｋ点の電位はコンデンサＣ２の正極
側電位より僅か低い値に常時維持されることになる。即
ちに点の電位は、エンジン回転数が設定値を越えた時点
以降、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ７の抵抗値で決
まる時定数に基づき徐々に上昇することとなる。

従って、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧は
徐々に上昇してトランジスタＱ１は徐々に導通し、トラ
ンジスタＱ２は徐々に非導通となり、ブリッジ整流回路
３の各サイリスタに入力するゲート電圧は徐々に上昇し
、徐々に導通角を広げていくことになる。そして最終的
にに点電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至り
、各サイリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との
接続点の電位を所定値に維持するための所定のフィード
バック制御入力値に至る。

斯くして、たとえエンジン始動のとき出力端子１１．１
２に負荷が接続されたままの状態であってもブリッジ整
流回路３の各サイリスクに急激に電流が突入することを
防止できるものである。それと同時に、ブリッジ整流回
路３の各サイリスタに入力するゲート電圧が徐々に上昇
するように制御されることにより、平滑回路４の直流出
力はエンジン始動後徐々に上昇し、これによりインバー
タ回路９の各ＦＥＴに対して急激な電圧変化が加わるこ
とも防止される。こうした防止効果は、エンジン始動時
に出力端子１１．１２に接続されている負荷が大きい程
大きく、特に負荷が短絡状態にある場合にはサイリスタ
やＦＥＴに対する悪影響の抑制効果がきわめて大きい。

（発明の効果） 以上詳述したように本発明は、エンジンと、このエンジ
ンで駆動される発電機と、この発電機の出力巻線の交流
出力を整流して所定の直流電圧に維持する直流電圧制御
回路と、この直流電圧制御回路からの出力電力を所定周
波数の交流出力電力に変換するインバータ回路とを有す
るインバータ制御式エンジン発電機において、前記直流
電圧制御回路は、前記エンジンの回転数が定格運転時の
回転数よりも低い値に設定した設定値以下のときには前
記所定の直流電圧に維持するためのフィードバック制御
を禁止して整流出力を前記インバータ回路へ供給しない
ように構成するとともに、前記エンジンの回転数が前記
設定値を越えたときから前記フィードバック制御をソフ
トスタートさせることにより前記直流電圧制御回路の導
通制御量を徐々に増加させて前記所定の直流電圧にまで
至らしめるように構成するので、エンジン始動時におけ
るインバータ回路の不安定動作を抑制することができる
とともに、急激な出力電圧の立上がりも抑制されるため
、たとえ負荷が出力端子に接続されたまま始動操作が行
われたとしても、各電力素子への過渡的負担は大幅に低
減され得、各電力素子の劣化の要因を除くことができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るインバータ制御式エンジン発電機
の全体構成図である。 １．２・・・三相出力巻線、単相補助巻線（発電機）、
３．６．７・・・ブリッジ整流回路、サイリスタ制御回
路、過渡抑制回路（直流電圧制御回路）、９・・・イン
バータ回路。 出願人　　　本田技研工業株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、エンジンと、このエンジンで駆動される発電機と、
   この発電機の出力巻線の交流出力を整流して所定の直流
   電圧に維持する直流電圧制御回路と、この直流電圧制御
   回路からの出力電力を所定周波数の交流出力電力に変換
   するインバータ回路とを有するインバータ制御式エンジ
   ン発電機において、前記直流電圧制御回路は、前記エン
   ジンの回転数が定格運転時の回転数よりも低い値に設定
   した設定値以下のときには前記所定の直流電圧に維持す
   るためのフィードバック制御を禁止して整流出力を前記
   インバータ回路へ供給しないように構成するとともに、
   前記エンジンの回転数が前記設定値を越えたときから前
   記フィードバック制御をソフトスタートさせることによ
   り前記直流電圧制御回路の導通制御量を徐々に増加させ
   て前記所定の直流電圧にまで至らしめるように構成する
   ことを特徴とするインバータ制御式エンジン発電機。 ２、前記直流電圧制御回路を、サイリスタブリッジ回路
   で構成するとともに、前記エンジンの回転数が前記設定
   値を越えた後は前記サイリスタブリッジ回路のゲート入
   力信号を所定のフィードバック制御入力値まで徐々に上
   昇させるように構成することを特徴とする請求項１記載
   のインバータ制御式エンジン発電機。