JPH10223390A

JPH10223390A - 圧電トランスの制御回路

Info

Publication number: JPH10223390A
Application number: JP9023870A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Fujimura; 健藤村; Katsuyuki Ishikawa; 勝之石川; Masaaki Toyama; 正明外山
Original assignee: Nihon Cement Co Ltd
Current assignee: Taiheiyo Cement Corp
Priority date: 1997-02-06
Filing date: 1997-02-06
Publication date: 1998-08-21

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷である冷陰極管の管電流を略一定に保つ
機能と、間欠発振による広範囲な輝度調整機能との両立
が可能であって、特に輝度調整による消灯・再点灯が可
能な圧電トランスの制御回路の提供。【解決手段】電圧制御発振回路６Ａのストローブ端子
ＰがHighのとき、誤差増幅回路５の出力電圧に応じて管
電流を略一定にする周波数制御を行う。Lowのときは、
基準電圧（Ｖref2）に応じた上限周波数を出力する。パ
ルス電源回路８にて発振期間を０％にすると、検出電圧
Ｖri＜Ｖref2となって電圧比較回路９はLowを出力する
ため、電圧制御発振回路６Ａは上限周波数の発振信号を
出力する。発振期間を０％から大きくし、整流回路１１
からの出力検出電圧がＶref2より大きくなると上記の周
波数制御により冷陰極管は再点灯する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、冷陰極管の駆動装
置に使用して好適な圧電トランスの制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、持ち運びの容易なノート型パーソ
ナルコンピュータ等には、その表示装置として液晶表示
器が広く用いられている。この液晶表示装置の内部に
は、液晶表示パネルを背照すべく、所謂バックライトと
して冷陰極管が備えられており、その冷陰極管を点灯さ
せるには、電池等の直流低電圧から点灯開始時１０００
Ｖrms 以上、定常点灯時、５００Ｖrms 程度の交流高電
圧への変換が可能な昇圧インバータが必要とされる。従
来、この昇圧インバータの昇圧用トランスとして、巻線
トランスが使われてきたが、最近では機械エネルギを介
して電気変換することにより昇圧を行う圧電トランスが
使用されるようになりつつある。この圧電トランスは、
出力負荷（負荷抵抗）の大きさによって昇圧比が大きく
変化するという一般には好ましくない特性を有している
が、一方でこの負荷抵抗への依存性が冷陰極管のインバ
ータ電源の特性に適しており、液晶表示器の薄型化、高
効率化の要求に応える小型高圧電源として注目されてい
る。このような圧電トランスの制御回路の一例を、図１
を参照して説明する。

【０００３】図１は、従来例としての圧電トランスの制
御回路のブロック構成図である。

【０００４】図中、１０１は圧電トランス、１０２は圧
電トランス１０１の出力側に接続された冷陰極管等の負
荷、１０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用
抵抗Ｒ det、１０４は検出用抵抗１０３に生じた交流電
圧を直流電圧に変換する整流回路、１０５は整流回路４
にて整流後の電圧Ｖriと基準電圧Ｖref とを比較し、そ
の比較結果である差を増幅する誤差増幅回路、１０６は
誤差増幅回路１０５の出力電圧に応じて発振信号を出力
する電圧制御発振回路、そして１０７は電圧制御発振回
路１０６の発振信号に応じて圧電トランス１０１を駆動
する駆動回路である。次に、上記の構成を備える制御回
路の動作について図２を用いて説明する。

【０００５】図２は、圧電トランスの出力電圧及び負荷
電流についての周波数特性の一例を説明する図である。

【０００６】圧電トランス１０１は、同図（上側）に示
す如く圧電トランス１０１が有する共振周波数を頂上と
する山形の共振周波数特性を有し、圧電トランス１０１
の出力電圧によって負荷１０２に流れる電流も同様な山
形の特性となることが一般的に知られている。尚、同図
（下側）では、負荷電流を負荷電流検出電圧Ｖriで表わ
している。この特性において、右側（右下がり）の部分
を使った制御について説明する。当該制御回路への電源
を投入すると、電圧制御発振回路１０６は初期周波数ｆ
ａで発振を開始する。その際、負荷１０２には電流が流
れていないため、検出抵抗１０３に発生する電圧は零で
ある。従って、誤差増幅回路１０５は、負荷電流検出電
圧Ｖriと基準電圧Ｖrefとを比較した結果である負の電
圧を電圧制御増幅回路１０６に出力する。そして、電圧
制御回路１０６はその電圧に応じて発振信号の発振周波
数を低周波側にシフトさせるため、周波数が低周波側に
シフトしていくに従って圧電トランス１０１の出力電圧
は上昇し、負荷電流（負荷電流検出電圧Ｖri）も増加し
始める。そして、負荷電流（負荷電流検出電圧Ｖri）と
基準電圧Ｖrefとが同じになったところで周波数が安定
する（ｆｂ）。もし、温度変化や経時変化により共振周
波数が変化してもそれに応じて周波数がシフトして常に
負荷電流を略一定に保つことができる。

【０００７】従って、図１の制御回路によれば、負荷電
流検出電圧Ｖriを基準電圧Ｖrefにすべく周波数制御が
行われ、その周波数制御によって負荷電流が所定値に保
持されるようになる。このような圧電トランスの制御回
路において負荷を冷陰極管とし、冷陰極管の点灯装置と
して使用すれば、冷陰極管の輝度はそれに流れる管電流
に比例するため、所定の輝度に保持できるという重要な
機能が達成できる。但し、冷陰極管の点灯装置では、所
定の輝度に保持する機能の他に、輝度を変える機能（調
光機能）が必要である。その手法の１つとして、例え
ば、本願出願人による先行する特願平８−２２８４５８
号においては、圧電トランスに間欠的なパルス電圧を印
加して駆動することにより、冷陰極管の平均管電流を調
整する手法を提案している。ここで、その手法の概要
を、図３及び図４を参照して説明する。

【０００８】図３は、従来例としての冷陰極管の輝度調
節が可能な圧電トランスの制御回路のブロック構成図で
ある。

【０００９】図４は、従来例としての冷陰極管の輝度調
節が可能な圧電トランスの制御回路の動作を説明する図
である。同図において、横軸はそれぞれ時間を示してお
り、縦軸はそれぞれ上から順に、パルス電源回路１０８
から駆動回路１０７に供給されるパルス電圧、発振回路
１０９から出力される発振信号、そして圧電トランス１
０１の出力電圧を示している。

【００１０】輝度を小さくする場合は、パルス電源回路
１０８よりあるパルス間隔を持ったパルス電圧を駆動回
路１０７に供給する。ここで、パルス電源回路１０８よ
り駆動回路１０７に供給されるパルス電圧のＨｉｇｈ期
間（Ｔhigh）は、発振回路１０９から得られる発振信号
の周期より十分大きいものとする（例えば、パルス電圧
の周波数が１００ｋＨｚに対し、発振信号の周波数は数
百Ｈｚ程度とする）。図示の如く、パルス状の電源電圧
がＬｏｗ期間（Ｔlow）であるときは、駆動回路１０７
は圧電トランス１０１を駆動できないため、出力電圧は
零である。一方、パルス電圧がＨｉｇｈ期間（Ｔhigh）
のときは、駆動回路１０７に電圧が印加されて動作する
ため、圧電トランス１０１は駆動されて出力電圧が発生
する。この動作が繰り返されることにより、冷陰極管
（負荷２）に流れる管電流（負荷電流）の平均値が小さ
くなり、輝度を低下させることができる。この場合、パ
ルス電圧におけるＨｉｇｈ期間をさらに短く、またはＬ
ｏｗ期間を更に長くすれば、冷陰極管に流れる平均管電
流はより小さくなり、輝度は低下する。人間の視覚にと
っては、Ｈｉｇｈ期間における残像が残るためである。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３の
手法を図１に示した圧電トランスの制御回路に組み込ん
で調光機能を付加しようとしても、調光機能は得られな
い。なぜならば、調光させるべく間欠発振によって平均
管電流を減少させると、負荷電流検出電圧Ｖriが基準電
圧Ｖrefより小さくなるため、電圧制御発振回路１０６
の発振周波数が低周波側にシフトし、駆動回路１０７が
管電流を増加させる方向に働き、結局平均管電流は変わ
らなくなってしまうためである。即ち、圧電トランスの
制御回路が持つ、「管電流を略一定に保つ機能」によ
り、「調光機能」が機能しなくなってしまうためであ
る。

【００１２】そこで本発明は、負荷である冷陰極管の管
電流を略一定に保つ機能と、間欠発振による広範囲な輝
度調整機能との両立が可能であって、特に輝度調整によ
る消灯・再点灯が可能な圧電トランスの制御回路の提供
を目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の圧電トランスの制御回路は、以下の構成を
特徴とする。

【００１４】即ち、制御電圧に応じて発振信号を生成す
る発振手段と、その発振手段からの発振信号に応じて発
生させた交流電圧により圧電トランスを駆動する駆動手
段と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負
荷電流を検出し、その負荷電流を略一定にすべく該発振
手段の発振周波数を制御する制御手段と、を備える圧電
トランスの制御回路であって、前記圧電トランスの負荷
電流が所定値より小さいときに、前記発振手段の発振周
波数を現在の発振周波数とは異なる所定周波数に掃引す
る掃引手段を備えることを特徴とする。

【００１５】例えば、前記現在の発振周波数とは異なる
所定周波数は、前記圧電トランスが複数有する共振特性
のうち、前記制御手段が使用している共振特性における
出力電圧が極小値を示す周波数であることを特徴とし、
好ましくは、前記制御手段が使用している共振特性のう
ち、その共振特性における出力電圧が極大値を採る周波
数よりも高周波数側の周波数特性を使用している場合に
おいて、前記出力電圧が極小値を示す周波数は、該高周
波数側の周波数とするとよい。これにより、例えば負荷
が冷陰極管であり、所定値が略ゼロの場合は、その冷陰
極管の再点灯を実現する。

【００１６】また、好ましくは、前記圧電トランスを間
欠的に駆動するためのパルス信号を生成し、そのパルス
信号を前記駆動手段に供給する間欠発振手段を備え、そ
の間欠発振手段は、生成するパルス信号のデューティ比
の調整することにより、前記負荷電流を調整する調整手
段を含むとよい。

【００１７】また、前記負荷電流が所定値より小さいか
否かの検出は、更に、前記圧電トランスの出力電圧を検
知する出力電圧検出手段、または前記圧電トランスの負
荷電流を検知する負荷電流検出手段、または前記間欠発
振手段の生成するパルス信号のデューティ比を検知する
デューティ比検出手段を備え、その出力に基づいて検出
するとよい。

【００１８】好ましくは、更にサンプルホールド手段を
備え、そのサンプルホールド手段からの出力に基づい
て、前記発振手段の制御電圧を生成する制御電圧生成手
段と、を備えることを特徴とする。これにより、間欠発
振により駆動手段が間欠駆動されても、負荷電流の略一
定にする周波数制御を実現する。

【００１９】

【発明の実施の形態】

［第１の実施形態］以下、本発明に係る圧電トランスの
制御回路の第１の実施形態を図面を参照して説明する。

【００２０】図５は、本発明の第１の実施形態としての
圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【００２１】図中、１は圧電トランス、２は圧電トラン
ス１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷、３は負荷
に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒ det、４は
検出用抵抗３に生じた交流電圧を直流電圧に変換する整
流回路、１２は整流回路４の出力電圧（以下、負荷電流
検出電圧Ｖri）をパルス電源回路８からの信号に応じて
保持するサンプルホールド回路、５はサンプルホールド
回路１２の出力電圧と基準電圧Ｖ refとを比較してその
差を増幅する誤差増幅回路、６は誤差増幅回路５の出力
電圧に応じて発振信号を出力する電圧制御発振回路、７
は電圧制御発振回路６の発振信号に応じて圧電トランス
１を駆動する駆動回路である。また、８はパルス電源回
路であり、冷陰極管（負荷２）の輝度を変化させるべく
駆動回路７に供給するパルス状の電源電圧を入力電圧Ｖ
iより生成し、且つそのパルス状の電源電圧におけるパ
ルス幅及び間隔を制御する。

【００２２】また、サンプルホールド回路１２は、同図
に示す如くバッファ１２ａ、充電用のコンデンサ２ｂ、
スイッチング素子１２ｃで構成される。

【００２３】図６は、本発明の第１の実施形態としての
パルス電源回路の構成を説明する図である。

【００２４】図中、パルス電源回路８は、直流電圧であ
る入力電圧Ｖｉを、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電
界効果トランジスタ）等のスイッチング素子８ｂにより
パルス発振回路８ａから出力される信号に応じてオン／
オフさせることにより、駆動回路７へパルス電圧を出力
する。また、パルス発振回路８ａから出力される信号
は、サンプルホールド回路１２のスイッチング素子１２
ｃにも供給されている。従って、パルス発振回路８ａか
ら出力される信号によってスイッチング素子８ｂとスイ
ッチング素子１２ｃとのスイッチング速度が制御される
ように構成されている。

【００２５】次に、上記のような構成を備える圧電トラ
ンスの制御回路の動作について説明する。

【００２６】はじめに、輝度を最大にする場合は、パル
ス電源回路８から供給されるパルス状の電源電圧は連続
的な直流電圧となり、サンプルホールド回路１２ではス
イッチング素子１２ｃは常に閉じた状態となる。従っ
て、サンプルホールド回路１２が無い状態となって従来
技術で説明した回路と同様な制御であるので説明を省略
する。

【００２７】次に、輝度を下げるべくパルス発振回路８
ａが調整され、パルス電源回路８からパルス状の電源電
圧が駆動回路７に供給され、圧電トランス１が間欠駆動
されている場合の動作について説明する。

【００２８】今、パルス電源回路８内部のスイッチング
素子８ｂが閉じて駆動回路４に電圧Ｖｉが供給されてい
る時、駆動回路７からの駆動電圧によって圧電トランス
１は駆動され、冷陰極管には管電流が流れる（発振期
間）。この時、サンプルホールド回路１２内部のスイッ
チング素子１２ｃの制御端子には、パルス電源回路内部
のパルス発振回路８ａからの信号が入力されているの
で、パルス電源回路８内部のスイッチング素子８ｂと同
じく閉じており、検出抵抗３及び整流回路４により検出
された負荷電流検出電圧Ｖriは、コンデンサ１２ｂに充
電されると共に、バッファ１２ａを介して誤差増幅回路
５に出力される。従って、誤差増幅回路５からは負荷電
流検出電圧Ｖriと基準電圧Ｖrefとの差に応じた電圧が
出力され、結果として圧電トランス１が駆動される。

【００２９】次に、パルス電源回路８内部のスイッチン
グ素子８ｂが開き、駆動回路４に電圧が供給されていな
い時には、圧電トランス１が駆動されないため、冷陰極
管には管電流が流れない（休止期間）。この時、サンプ
ルホールド回路１２内部のスイッチング素子１２ｃは開
いているので、整流回路４からの負荷電流検出電圧Ｖri
には影響されず、サンプルホールド回路１２内部の充電
コンデンサ１２ｂにスイッチング素子１２ｃが閉じてい
る間に充電されていた電圧、即ち点灯時の負荷電流検出
電圧Ｖriが誤差増幅回路５に出力される。

【００３０】従って、休止期間においても、発振期間の
負荷電流検出電圧Ｖriにより充電された電圧を使って発
振周波数の制御が可能となるため、発振期間における圧
電トランス１の駆動状態が保持されることになる。ま
た、冷陰極管の調光をするためにパルス発振回路８ａを
調整してＴhigh もしくはＴlow を変化させることによ
り、平均管電流を変化させることができるので、結果と
して冷陰極管の輝度を変えることも可能となる。

【００３１】以上説明した図５の制御回路によれば、冷
陰極管を調光すべく間欠的に圧電トランスを駆動した場
合において、発振期間の管電流に相当する電圧制御発振
回路への電圧をサンプルホールド回路の制御により保持
できるため、休止期間であっても該発振期間における駆
動回路の駆動状態を保持可能となり、且つ発振期間もし
くは休止期間の長さを変えることによって平均管電流を
調整できるため、冷陰極管の輝度の調整も可能となる。

【００３２】しかしながら、上述の手法によると、パル
ス電源回路８の発振期間（デューティ）を２０％〜１０
０％に調整することで、相対輝度を約１０％〜１００％
の範囲で変えることができるが、相対輝度を０％まで調
整することは不可能である。その理由について説明する
と、発振期間を０％、即ち圧電トランス１の駆動を停止
させると、管電流が零となるため、管電流を所定値に保
持しようとする電圧制御発振回路８の周波数制御によ
り、周波数が下限値（例えば、図２の山形の特性の左端
付近）まで掃引される。下限周波数では、共振周波数か
ら大きくずれているため、圧電トランス１は冷陰極管の
点灯開始に必要な高電圧を発生させることができず、再
点灯できなくなってしまう。また、再点灯しても共振特
性の左側では管電流を略一定にする周波数制御が正帰還
となるために正常な制御が行われない。つまり、輝度を
０％に調整した後、正常な動作に戻れないという問題が
生じる。そこでこの問題を改善した第２の実施形態を以
下に説明する。

【００３３】［第２の実施形態］図７は、本発明の第２
の実施形態としての圧電トランスの制御回路のブロック
構成図であり、同図において、第１の実施形態（図５）
と同様な回路構成の部分については、同一の参照番号を
付して説明は省略する。

【００３４】１０ａ，１０ｂは、圧電トランスの出力電
圧を検出するための検出用抵抗である。１１は、検出用
抵抗１０ｂに生じた交流電圧を直流電圧に変換する整流
回路である。９は、整流回路１１にて整流された圧電ト
ランス１の出力電圧を表わす出力検出電圧Ｖriと基準電
圧Ｖref2とを比較し、その比較結果に応じてＨｉｇｈま
たはＬｏｗの信号を出力する電圧比較回路である。電圧
制御発振回路６Ａは、図５の電圧制御発振回路６と同
様、誤差増幅回路５の出力電圧に応じて駆動回路７に発
振信号を出力する電圧制御発振回路であるが、電圧制御
発振回路６Ａが出力する発振信号の周波数を極限値にす
るストローブ端子Ｐが設けられている。以下、電圧制御
発振回路６Ａの構成及び動作について説明する。

【００３５】図８は、本発明の第２の実施形態としての
電圧制御発振回路の構成を示す図である。

【００３６】図中、スイッチング素子６ａには、誤差増
幅回路５の出力電圧と電圧比較回路９の基準電圧Ｖref2
とが入力されている。尚、基準電圧Ｖref2は、駆動回路
７への発振信号を上限周波数（極限値）に固定するため
に用いる。これらの入力は、ストローブ端子Ｐに入力さ
れる信号の状態に応じてスイッチング素子６ａにより切
り換えられ、Ｖ／Ｆコンバータ６ｂに入力されて周波数
に変換される。ここで、上限周波数は、圧電トランス１
の共振特性の高周波数側で出力電圧が極小値（例えば、
図２のｆａ）を示す周波数にするのが望ましい。これ
は、一般に圧電トランスが整数倍毎に共振周波数を有す
るため、当該上限周波数より大きな周波数を採用すると
次の山型の共振特性の範囲に入ってしまい、正常な制御
ができなくなってしまうからである。

【００３７】本実施形態において、電圧制御発振回路６
Ａには、誤差増幅回路５の出力電圧が入力されており、
ストローブ端子Ｐに‘Ｈｉｇｈ’が入力されたときには
誤差増幅回路５の出力電圧に応じた周波数の信号を出力
し（通常動作）、‘Ｌｏｗ’が入力されたときには基準
電圧Ｖref2に応じた周波数の信号を出力する。

【００３８】パルス電源回路８の発振期間が２０％〜１
００％である場合において、検出抵抗１０ａ，１０ｂ及
び整流回路１１により検出された電圧Ｖriは基準値Ｖre
f2より大きいため、電圧比較回路９は‘Ｈｉｇｈ’を出
力し、電圧制御発振回路６Ａは上記の通常動作を行う。

【００３９】一方、発振期間を０％とすると圧電トラン
ス１は駆動されないため、圧電トランス１の出力電圧は
略零を示す。その際、整流回路１１から出力される出力
検出電圧は、基準値Ｖref2より小さくなり、電圧比較回
路９は‘Ｌｏｗ’を出力するため、電圧制御発振回路６
Ａは上記の上限周波数の発振信号を出力する。

【００４０】そこで、発振期間０％の状態から、パルス
電源回路８内のパルス発振回路８ａを調整して発振期間
を伸ばしていくと、圧電トランス１の出力には出力電圧
が発生する。そして、圧電トランス１の出力電圧を表わ
す整流回路１１からの出力検出電圧がＶref2より大きく
なったとき、電圧制御発振回路６Ａは上記の通常動作に
戻る。通常動作時には、管電流を所定値に制御する周波
数制御が行われるため、冷陰極管は再点灯が可能とな
る。

【００４１】＜第２の実施形態の変形例＞図９は、本発
明の第２の実施形態の変形例１としての圧電トランスの
制御回路のブロック構成図である。

【００４２】同図において、前述の図７と異なる構成を
説明すれば、サンプルホールド回路１２の出力を電圧比
較回路９に入力し、その電圧値が所定の基準Ｖref3より
小さければ消灯状態と判断し、電圧比較回路９が‘Ｌｏ
ｗ’を出力するため、電圧制御発振回路６Ａが上限周波
数の信号を出力する。一方、所定の基準Ｖref3より大き
いときには、電圧比較回路９が‘Ｈｉｇｈ’を出力する
ため、電圧制御発振回路６Ａが通常動作を行う。それ以
外の部分は上述の第１及び第２の実施形態と同様なため
説明を省略する。

【００４３】図１０は、本発明の第２の実施形態の変形
例２としての圧電トランスの制御回路のブロック構成図
である。

【００４４】同図において、前述の図７と異なる構成を
説明すれば、パルス電源回路８の出力するパルス電圧の
デューティ比と所定のデューティ比とを比較してＨｉｇ
ｈまたはＬｏｗの信号を出力するパルス幅比較回路１４
が備えられており、パルス電圧のデューティ比が所定の
デューティ比（例えば、５％以下）より小さくなったと
きには、パルス幅比較回路１４が‘Ｌｏｗ’を出力する
ため、電圧制御発振回路６Ａが上限周波数の信号を出力
する。一方、所定のデューティ比より大きいときには、
パルス幅比較回路１４が‘Ｈｉｇｈ’を出力するため、
電圧制御発振回路６Ａが通常動作を行う。それ以外の部
分は上述の第１及び第２の実施形態と同様なため説明を
省略する。

【００４５】更に、本実施形態の変形例３として、前述
の図７における駆動回路７を、トランジスタにより構成
した所謂ブリッジ型の駆動回路とした場合について図１
１を参照して説明する。

【００４６】図１１は、本発明の第２の実施形態の変形
例３としての圧電トランスの制御回路のブロック構成図
である。同図では、駆動回路７にハーフブリッジ型の回
路構成を示している。前述の図７の場合は、パルス電源
回路８により駆動回路７自体を間欠駆動させたが、本変
形例のようなブリッジ型駆動回路の場合には、パルス発
振回路１３及びアンド（ＡＮＤ）回路１５を使用する。
パルス発振回路１３は、不図示の調整手段を備えてお
り、出力するパルス信号のデューティ比の調整が可能で
ある。

【００４７】変形例３において、駆動回路７は、ハーフ
ブリッジ型に接続されたＰ型トランジスタ（ＦＥＴ：電
界効果トランジスタ）７ａとＮ型トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）７ｂとで構成されされており、パルス発振回路１３
が出力するパルス信号、電圧制御発振回路６Ａの出力す
る発振信号、これらの信号のアンド回路１５による論理
積信号を使用して２つのトランジスタ（７ａ，７ｂ）が
交互にスイッチングを行う。この駆動回路７のスイッチ
ング動作により、圧電トランス１には入力電圧Ｖｉを振
幅とする駆動電圧（交流電圧）が間欠的に印加される。
また、パルス発振回路１３が出力するパルス信号により
サンプルホールド回路１２を制御する。前記の構成以外
は図７と同様なため、同一の参照番号を付して詳細な説
明は省略する。

【００４８】尚、上述の変形例３では、図７の制御回路
に基づいて説明したが、図９，図１０の制御回路につい
ても駆動回路７をハーフブリッジ型とし、パルス電源回
路８の代わりにパルス発振回路１３及びアンド回路１５
を使用してもよいことは言うまでもない。但し、図１０
の変形例の場合は、パルス幅比較回路１４にはパルス発
振回路１３の出力するパルス信号が入力され、そのパル
ス信号のデューティ比と所定値（デューティ比）とを比
較することになる。また、駆動回路７をハーフブリッジ
型ではなく、フルブリッジ型に構成することも可能であ
ることは言うまでもない。

【００４９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
負荷である冷陰極管の管電流を略一定に保つ機能と、間
欠発振による広範囲な輝度調整機能との両立が可能であ
って、特に輝度調整による消灯・再点灯が可能な圧電ト
ランスの制御回路の提供が実現する。即ち、パルス電源
回路の発振期間が０％〜１００％の範囲における輝度調
整が実現し、冷陰極管が消灯したことを検知した場合に
は電圧制御発振回路の発振周波数を上限値に設定した。
これにより、発振期間を調整して０％から大きくすれ
ば、管電流を所定値にする周波数制御が再び開始されて
冷陰極管は再点灯できるようになる。

【００５０】

【図面の簡単な説明】

【図１】従来例としての圧電トランスの制御回路のブロ
ック構成図である。

【図２】圧電トランスの出力電圧及び負荷電流について
の周波数特性の一例を説明する図である。

【図３】従来例としての冷陰極管の輝度調節が可能な圧
電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【図４】従来例としての冷陰極管の輝度調節が可能な圧
電トランスの制御回路の動作を説明する図である。

【図５】本発明の第１の実施形態としての圧電トランス
の制御回路のブロック構成図である。

【図６】本発明の第１の実施形態としてのパルス電源回
路の構成を説明する図である。

【図７】本発明の第２の実施形態としての圧電トランス
の制御回路のブロック構成図である。

【図８】本発明の第２の実施形態としての電圧制御発振
回路の構成を示す図である。

【図９】本発明の第２の実施形態の変形例１としての圧
電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【図１０】本発明の第２の実施形態の変形例２としての
圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【図１１】本発明の第２の実施形態の変形例３としての
圧電トランスの制御回路のブロック構成図である。

【符号の説明】

１，１０１圧電トランス２，１０２負荷３，１０ａ，１０ｂ，１０３検出用抵抗４，１０４整流回路５，１０５誤差増幅回路６，６Ａ，１０６電圧制御発振回路６ａスイッチング素子６ｂＶ／Ｆコンバータ７，１０７駆動回路７ａ，７ｂトランジスタ８ａ，１３パルス発振回路８ｂ，１２ｃスイッチング素子９電圧比較回路１０９発振回路１２サンプルホールド回路１２ａバッファ１２ｂコンデンサ１４パルス幅比較回路１５ＡＮＤ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御電圧に応じて発振信号を生成する発
振手段と、その発振手段からの発振信号に応じて発生さ
せた交流電圧により圧電トランスを駆動する駆動手段
と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷
電流を検出し、その負荷電流を略一定にすべく該発振手
段の発振周波数を制御する制御手段と、を備える圧電ト
ランスの制御回路であって、前記圧電トランスの負荷電流が所定値より小さいとき
に、前記発振手段の発振周波数を現在の発振周波数とは
異なる所定周波数に掃引する掃引手段を備えることを特
徴とする圧電トランスの制御回路。
【請求項２】前記現在の発振周波数とは異なる所定周
波数は、前記圧電トランスが複数有する共振特性のう
ち、前記制御手段が使用している共振特性における出力
電圧が極小値を示す周波数であることを特徴とする請求
項１記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項３】前記制御手段が使用している共振特性の
うち、その共振特性における出力電圧が極大値を採る周
波数よりも高周波数側の周波数特性を使用している場合
において、前記出力電圧が極小値を示す周波数は、該高
周波数側の周波数とすることを特徴とする請求項２記載
の圧電トランスの制御回路。
【請求項４】更に、前記圧電トランスを間欠的に駆動
するためのパルス信号を生成し、そのパルス信号を前記
駆動手段に供給する間欠発振手段を備え、その間欠発振
手段は、生成するパルス信号のデューティ比の調整する
ことにより、前記負荷電流を調整する調整手段を含むこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載の
圧電トランスの制御回路。
【請求項５】前記間欠発振手段は、前記交流電圧の基
となる直流電圧からパルス電圧を発生するパルス電圧手
段であることを特徴とする請求項４記載の圧電トランス
の制御回路。
【請求項６】前記駆動手段は、トランジスタをブリッ
ジ型に構成したブリッジ回路を含み、前記間欠発振手段
は、パルス信号を生成するパルス発振手段と、そのパルス発振手段からのパルス信号と前記発振手段か
らの発振信号とに基づいて論理積を算出する論理積算出
手段と、を備え、前記トランジスタのそれぞれを、前記
発振手段からの発振信号または前記論理積算出手段から
の出力信号により駆動することを特徴とする請求項４記
載の圧電トランスの制御回路。
【請求項７】更に、前記圧電トランスの出力電圧を検
知する出力電圧検出手段を備え、その出力電圧検出手段
の出力に基づいて、前記負荷電流が所定値より小さいと
きを検出することを特徴とする請求項１乃至請求項６の
何れかに記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項８】更に、前記圧電トランスの負荷電流を検
知する負荷電流検出手段を備え、その負荷電流検出手段
の出力に基づいて、前記負荷電流が所定値より小さいと
きを検出することを特徴とする請求項１乃至請求項６の
何れかに記載の圧電トランスの制御回路。
【請求項９】更に、前記間欠発振手段の生成するパル
ス信号のデューティ比を検知するデューティ比検出手段
を備え、そのデューティ比検出手段によって前記負荷電
流が所定値より小さいときを検出することを特徴とする
請求項１乃至請求項４の何れかに記載の圧電トランスの
制御回路。
【請求項１０】前記負荷電流の所定値は、略ゼロであ
ることを特徴とする請求項１乃至請求項９の何れかに記
載の圧電トランスの制御回路。
【請求項１１】前記負荷は冷陰極管であって、前記負
荷電流が略ゼロであるときは、冷陰極管が消灯したとき
であることを特徴とする請求項１０記載の圧電トランス
の制御回路。
【請求項１２】更に、前記負荷電流検出手段の出力を
前記パルス電圧に同期してサンプリングし、ホールドす
るサンプルホールド手段と、そのサンプルホールド手段からの出力に基づいて、前記
発振手段の制御電圧を生成する制御電圧生成手段と、を
備えることを特徴とする請求項８記載の圧電トランスの
制御回路。
【請求項１３】更に、前記圧電トランスの負荷電流を
検知する負荷電流検出手段と、その負荷電流検出手段の出力を前記パルス電圧に同期し
てサンプリングし、ホールドするサンプルホールド手段
と、そのサンプルホールド手段からの出力に基づいて、前記
発振手段の制御電圧を生成する制御電圧生成手段と、を
備えることを特徴とする請求項７または請求項９記載の
圧電トランスの制御回路。