KR100322513B1 - 압전 트랜스포머를 위한 제어 회로 및 방법 - Google Patents

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Abstract

압전 트랜스포머(1)에 연결된 부하(2)를 구동하는 압전 트랜스포머 제어 회로에서, 압전 트랜스포머(1) 구동의 기초로서 발진 신호가 발진되고, 압전 트랜스포머(1)는 그 발진 신호를 기반으로 구동 회로(4)에 의해 구동된다. 구동 회로(4)로 펄스 전압을 공급하는 펄스 전력 공급 회로(5)는 구동 회로(4)로 공급될 펄스 전압을 펄스 변조함으로써 구동 회로(4)를 간헐적으로 구동한다.

Description

압전 트랜스포머를 위한 제어 회로 및 방법{CONTROL CIRCUIT AND METHOD FOR PIEZOELECTRIC TRANSFORMER}
최근, 액정 디스플레이는, 휴대용 노트북 컴퓨터등의 디스플레이 장치로서 광범위하게 사용되고 있다. 이러한 액정 디스플레이 장치는, 뒤로부터 액정 디스플레이 패널을 밝히기 위해 백 라이트라 불려지는 냉음극 형광 램프를 일체화한다. 이 냉음극 형광 램프를 켜는 것은 배터리등의 낮은 직류 전압을 초기 라이팅(lighting)시에 1,000Vrms 또는 그 이상의 높은 교류 전압으로 전환하고 안정된 라이팅시에는 약 500Vrms의 교류 전압으로 전환할 수 있는 인버터를 필요로한다. 통상적으로, 권선 트랜스포머가 이 인버터의 부스팅(boosting) 트랜스포머로서 사용된다. 그러나 최근에는, 기계적 에너지를 통해 전기적 전환을 수행하고 그에따라 부스팅을 수행하는 압전 트랜스포머가 사용되기 시작하고 있다. 이 압전 트랜스포머는 일반적으로 바람직하지 않은 특성을 가지는데, 즉, 출력 부하(부하 저항)의 크기에 따라 자신의 부스팅율을 크게 변화시킨다. 한편, 부하 저항에의 이러한 종속성은 냉음극 형광 램프를 위한 인버터 전력 공급 특성에 적합하다. 따라서, 압전 트랜스포머는 작은 크기의, 액정 디스플레이 장치의 저 프로파일 및 고효율에 대한 수요를 만족시키는 고전압 전력 공급기로서 주의를 끌고 있다. 이 압전 트랜스포머를 위한 제어 회로의 기본적인 구성이 도 1 내지 도 4를 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 1은 제1종래기술로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 1에서, 참조번호 101은 압전 트랜스포머; 102는 압전 트랜스포머(101)의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프와 같은 부하; 103은 사각파와 같은 교류 신호를 발진하기 위한 발진 회로; 104는 발진 회로(103)로부터의 발진 신호에 따라 압전 트랜스포머(101)를 구동하기 위한 구동 회로를 나타낸다.
압전 트랜스포머가 입력 교류 전압의 주파수에 따라 언덕 형태의 출력 전압을 크게 변화시키고, 압전 트랜스포머가 자신의 공진 주파수에 의해 구동될 때 출력 전압이 최대값을 취하며, 온도 또는 출력 부하(부하 저항)의 크기에 따라 공진 주파수가 달라진다는 것이 일반적으로 알려져 있다. 따라서, 일반적인 시도는 발진 회로(103)가 주파수에 있어 공진 주파수와 같은 발진 신호를 출력하고 이 발진 신호를 기반으로 구동 회로(104)에 의해 압전 트랜스포머(101)를 구동하도록 야기함으로써 압전 트랜스포머(101)의 출력 단자에서 고전압을 발생하도록 하는 것이다.
도 1의 블록 다이어그램에서, 구동 회로(104)는 도 2에서 보여진바와 같은 배열을 가질 수 있다.
도 2는 제2종래 기술로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 2에서, 구동 회로(104)는 반-브리지(half-bridge) 회로를 형성하도록 연결된 p형 트랜지스터(Field-Effect Transistor;FET)(104a) 및 n형 트랜지스터(FET)(104b)를 포함한다. 이들 두 트랜지스터(104a 및 104b)는 발진 회로(103)로부터의 출력 발진 신호의 상태에 따라 교대로 스위칭을 수행한다. 구동 회로(104)의 이 스위칭 동작에 의해, 크기가 입력 전압 Vi인 구동 전압(교류 전압)이 압전 트랜스포머(101)로 공급된다.
상기 구성을 갖는 제어회로에서, 냉음극 형광 램프의 밝기를 제어하기 위해, 부하(102)로서 연결된 냉음극 형광 램프에 흐르는 램프 전류(부하 전류)를 변화시킬 필요가 있다. 이러한 결과를 위해, 냉음극 형광 램프로의 공급 전압(압전 트랜스포머(101)로부터의 출력 전압)이 조정되어야만 한다. 공급 전압을 조정하기 위해, 공급 전압의 기반으로서 발진 회로(103)로부터의 발진 신호를 정격화할 필요가 있다. 이 발진 신호의 ON 기간의 넓이는 압전 트랜스포머(101)로 공급되는 에너지량이라고 간주될 수 있다.
따라서, 압전 트랜스포머(101)로부터의 출력 전압은 이 에너지량을 변화시킴으로서 변화될 수 있다. 통상의 압전 트랜스포머 제어 회로에서는, 그래서, 냉음극 형광 램프의 밝기가 도 3 및 도 4에서 보여지는 바와 같은 방법에 의해 제어된다.
도 3 및 도 4는 냉음극 형광 램프의 밝기를 제어하는 통상의 방법을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 3에 보여진 방법에서, 구동 회로로부터 압전 트랜스포머로 공급되는 에너지량은 발진 신호의 크기를 변화시킴으로써 조절되고, 따라서 출력 전압(의 크기)가 조정된다. 도 4에 도시된 방법에서, 일본 특허 공개 번호 5-64437 또는 7-220888등에서 공개된 대로, 펄스폭 변조(PWM) 회로(미도시)는 도 1 또는 도 2에 도시된 제어회로와 같이 배열된다. 이 PWM 회로로부터의 신호에 따라 발진 회로로부터의 발진 신호의 듀티비(Ton/Ton+Toff)가 구동 회로로부터 압전 트랜스포머로 공급되는 에너지량을 조절하도록 바뀌어짐으로써 출력 전압(의 크기)를 조정한다.
공교롭게도, 상기 통상의 방법에 의해 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 강하시킴으로써 부하인 냉음극 형광 램프의 밝기가 낮아질 때, 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압이 냉음극 형광 램프를 방전하게 하는데 필요한 전압보다 낮아지면 라이팅 상태는 불안정해진다. 그 결과인 깜박거림은 인간의 시각적 감각에 문제가 된다. 따라서, 상기 통상적 방법에 의해 밝기를 조정하는 것은, 안정한 밝기가 얻어지는 디밍(dimming) 범위를 좁게 하는 문제를 가진다.
냉음극 형광 램프의 밝기를 소정 밝기로 유지할 수 있는 또다른 종래 기술로서의 압전 트랜스포머 제어 회로가 도 5 내지 도 10을 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 5는 제3종래 기술로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 5에서, 참조 번호 201은 압전 트랜스포머; 202는 압전 트랜스포머(201)의 출력단자에 연결된 냉음극 형광 램프와 같은 부하; 203은 부하에 흐르는 전류를 검출하기 위한 검출 저항 Rdet; 204는 검출 저항(203)에서 발생된 교류 전압을 직류 전압으로 전환하기 위한 정류 회로; 205는 정류 회로(204)에 의해 정류된 전압 Vri를 참고 전압 Vref와 비교하고 비교 결과로서의 차이를 증폭하기 위한 에러 증폭기; 206은 에러 증폭기(205)로부터의 출력 전압에 따라 발진 신호를 출력하기 위한 전압-제어(voltage-controlled) 발진 회로; 207은 전압 제어 발진 회로(206)로부터의 발진 신호에 따라 압전 트랜스포머(201)를 구동하기 위한 구동회로를 나타낸다. 상기 구성을 갖는 제어 회로의 동작은 도 6a 및 도 6b를 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 6a는 압전 트랜스포머의 출력전압과 주파수 사이의 관계를 설명하기 위한 그래프이다. 도 6b는 압전 트랜스포머의 주파수와 압전 트랜스포머에 연결된 부하의 부하 전류사이의 관계를 설명하기 위한 그래프이다.
도 6a에 도시된 바와 같이, 압전 트랜스포머(201)는 피크가 압전 트랜스포머(201)의 공진 주파수인, 언덕모양의 공진 주파수 특성을 가진다. 압전 트랜스포머(201)로부터의 출력 전압으로 인해 부하(202)에 흐르는 전류 또한 비슷한 언덕모양의 특성을 가진다는 것이 일반적으로 알려져 있다. 도 6b에서, 이 부하 전류는 부하 전류 검출 전압 Vri에 의해 나타내진다. 이 특성의 우측(하강) 영역을 이용한 제어가 아래에 설명될 것이다. 이 제어 회로의 전력 공급이 턴 온 될 때, 전압-제어 발진 회로(206)는 초기 주파수 fa에서 발진을 시작한다. 그 때 부하(202)로 전류가 흐르지 않기 때문에, 검출 저항(203)에서 발생된 전압은 0이다. 따라서, 에러 증폭기(205)는 부하 전류 검출 전압 Vri와 참조 전압 Vref를 비교한 결과인 음의 전압을 전압 제어 발진 회로(206)로 출력한다. 이 전압에 따라, 전압-제어 발진 회로(206)는 발진 신호의 발진 주파수를 보다 낮은 주파수로 이동한다. 따라서, 주파수가 보다 낮은 주파수로 이동하기 때문에, 압전 트랜스포머(201)로부터의 출력 전압이 올라가고, 부하 전류(부하 전류 검출 전압 Vri) 역시 증가한다. 부하 전류(부하 전류 검출 전압 Vri) 및 참조 전압 Vref가 서로 같아질 때, 주파수가 안정된다(fb). 온도 변화 또는 시간의 변화로 인해 공진 주파수가 변한다고 해도, 주파수는 결국 부하 전류가 실질적으로 항상 일정하도록 이동한다.
따라서, 도 6에서 보여진 제어 회로에서, 주파수 제어는 부하 전류 검출 전압 Vri가 참조 전압 Vref와 같아지도록 수행되고, 부하 전류는 이 주파수 제어에 의해 소정 값으로 유지된다. 냉음극 형광 램프가 이 압전 트랜스포머 제어 회로의 부하로서 사용되고 제어 회로가 냉음극 형광 램프를 위한 라이팅 장치로서 사용될 때, 냉음극 형광 램프의 밝기를 소정 밝기로 유지하는 기능은 냉음극 형광 램프의 밝기가 냉음극 형광 램프로 흐르는 램프 전류에 비례하기 때문에 달성될 수 있다.
상술한 바와 같이, 도 5에서 보여진 제어 회로는 냉음극 형광 램프의 라이팅 상태를 소정 밝기로 유지할 수 있다. 그러나, 실제로는 밝기를 변화시키는 기능(디밍 기능)이 소정 밝기로 라이팅 상태를 유지하는 기능에 부가적으로 요구되어진다.
도 7 및 도 8은 다른 종래 기술을 보인다. 도 7은 압전 트랜스포머로의 구동 전류를 실질적으로 일정하게 유지하는 기능을 갖는 회로의 블록 다이어그램이다. 도 8은 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능을 갖는 회로의 블록 다이어그램이다. 이들 회로에서, 에러 증폭기(205)는 검출 저항들(210a와 210b)과 정류 회로(204)에 의해 검출된 전압을 참조 전압과 비교한다.비교의 결과에 따라, 펄스폭 변조(PWM)라는 것을 수행하는 PWM 발진 회로(211)로부터의 출력 사각파 신호의 듀티율이 제어된다. 이 사각파 신호의 듀티율이 제어될 때, 사각파에 기본파로서 포함된 사인파의 크기가 바뀔 수 있다. 이것은 전압-제어 발진 회로(206)의 경우에서와 같이 구동 전압 또는 출력 전압을 소정값으로 유지하기 위한 제어를 가능케한다.
도 9는 램프 신호가 PWM 발진 회로(211)로부터의 출력 사각파 신호의 듀티율을 조정함으로써 제어되는 또다른 종래 기술을 보인다. 이 제어 회로에서, 램프 전류는 저항(203)의 사용에 의해 검출된다. 또한 도 10에 보여진 제어 회로는 도 8의 PWM 발진 회로(211) 대신 도 5에 설명된 전압-제어 발진 회로(206)를 사용한다.
부가적으로, 일본 특허 공개 번호 8-139382는 파형이 실제로 버스트(burst) 파형으로 간주되는 스텝트-업(stepped-up) 출력 전압을 갖는 압전 트랜스포머를 위한 제어기를 제시하고 있다. 보다 실제적으로, 그 자료는 버스트 파형 신호에 해당하는 트랜스포머의 출력 파형 신호의 여파(aftershock) 신호를 차단하는 것이 지시되어 있다. 그 자료에서는, AND 게이트 회로를 사용하여 발진 신호에 따라 반-브릿지형 구동 회로를 간헐적으로 동작시키는 방법이 도 2에 도시된 제어 회로와 관련된 반-브릿지형 압전 트랜스포머 구동회로로서 제시되어 있다. 그러나, 이 방법에서, 반-브릿지 회로를 형성하도록 연결된 두 개의 트랜지스터는 AND 게이트 회로로부터의 동일한 출력 펄스 신호에 의해 턴 온 및 턴 오프된다. 따라서, 두 트랜지스터들 모두 이 펄스 신호의 간헐적인 기간에 턴 오프된다. 즉, 펄스 신호의 간헐적 기간에, 압전 트랜스포머로의 구동 전압은 0 전위로부터 표류하여 불안정한 상태의 결과를 낳는다. 결국, 그 기간동안 0 전위이어야 할 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압은 반드시 0은 아니다. 또, 냉음극 형광 램프가 잔파(울림) 신호가 제거된 출력 파형 신호에 의해 구동되면, 램프가 출력 파형 신호에 의해 손상될 수 있기 때문에, 냉음극 형광 램프의 수명이 짧아지게 된다.
본 발명은 압전 트랜스포머를 위한 제어 회로 및 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 냉음극 형광 램프(cold-cathode fluorescent lamp;CCFL)의 구동 장치에 사용하기 알맞는 압전 소자를 위한 제어 회로 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 제1종래기술로서의 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 2는 제2종래기술로서의 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 3은 종래 기술로서 냉음극 형광 램프의 밝기를 제어하는 방법을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 4는 종래 기술로서 냉음극 형광 램프의 밝기를 제어하는 방법을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 5는 제3종래 기술로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 6a는 압전 트랜스포머의 주파수와 압전 트랜스포머의 출력 전압 사이의 관계를 설명하기 위한 그래프이다.
도 6b는 압전 트랜스포머의 주파수와 압전 트랜스포머에 연결된 부하의 부하전류의 관계를 설명하기 위한 그래프이다.
도 7은 압전 트랜스포머로의 구동 전압을 실질적으로 일정하기 유지하는 기능을 가지는 회로의 블록 다이어그램이다.
도 8은 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능을 가진 회로의 블록 다이어그램이다.
도 9는 압전 트랜스포머의 램프 전류를 실질적으로 일정하게 유지하는 기능을 가진 회로의 블록 다이어그램이다.
도 10은 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능을 가진 회로의 블록 다이어그램이다.
도 11은 본 발명의 제1실시예로서 압전 트래스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 12는 (최대 밝기의 경우에) 본 발명의 제1실시예로서 제어 회로의 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 13은 (디밍의 경우에) 본 발명의 제1실시예로서 제어 회로의 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 14는 본 발명의 제1실시예로서 펄스 전력 공급 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 본 발명의 제1실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 16은 본 발명의 제1실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 17은 본 발명의 제1실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 18은 냉음극 형광 램프를 디밍할 수 있는 펄스 전력 공급 회로를 포함하는 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 19는 본 발명의 제2실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 20은 본 발명의 제2실시예로서 제어 회로의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 21은 본 발명의 제2실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 22는 본 발명의 제2실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 23은 본 발명의 제2실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 24는 본 발명의 제3실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 25는 본 발명의 제3실시예로서 펄스 전력 공급 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 26은 본 발명의 제3실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 27은 본 발명의 제3실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 28은 본 발명의 제3실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 29는 본 발명의 제3실시예의 제4변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 30은 본 발명의 제3실시예의 제5변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의블록 다이어그램이다.
도 31은 본 발명의 제3실시예의 제6변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 32는 본 발명의 제4실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 33은 본 발명의 제4실시예로서 전압-제어 발진 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 34는 본 발명의 제4실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 35는 본 발명의 제4실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 36은 본 발명의 제4실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 37은 본 발명의 제5실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 38은 본 발명의 제5실시예로서 전압-제어 발진 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 39는 본 발명의 제5실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 40은 본 발명의 제5실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의블록 다이어그램이다.
도 41은 본 발명의 제5실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
본 발명은 상기 상황을 고려하여 만들어 졌으며, 냉음극 형광 램프의 램프 전류(전류 흐름)를 실질적으로 일정하게 유지함으로써 안정한 밝기를 얻는 기능 및 간헐적 발진에 의해 밝기를 조정하는 기능을 동시에 달성할 수 있는 압전 트랜스포머의 제어 회로 및 방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다.상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 압전 트랜스포머 제어 회로는 다음의 구성을 가진다.즉, 압전 트랜스포머에 연결된 냉음극 형광 램프를 구동하기 위한 압전 트랜스포머 제어 회로는,제어 전압에 따라 발진 신호를 발생하는 발진 수단,발진 수단으로부터의 발진 신호에 따라 발생된 교류 전압에 의해 압전 트랜스포머를 구동하는 구동 수단,압전 트랜스포머의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프에 흐르는 전류를 검출하는 부하 전류 검출 수단,소정 제어 신호에 따라 부하 전류 검출 수단으로부터의 출력을 샘플링 및 홀딩하는 샘플 및 홀드 수단,샘플 및 홀드 수단으로부터의 출력을 소정 값과 비교하고 비교 결과에 따라 제어 전압을 출력하는 부하 전류 에러 출력 수단 및펄스 신호를 펄스 변조함으로써 구동 수단을 간헐적으로 구동하고 압전 트랜스포머를 간헐적으로 구동하기 위해, 구동 수단에 공급되어야 할 간헐적 발진 수단을 구비하며,여기서 샘플 및 홀드 수단은, 간헐적 발진 수단이 발진하지 않을 때, 간헐적 발진 수단의 발진 기간동안 부하 전류 검출 수단으로부터의 출력에 상응하는 보유 전압을 부하 전류 에러 출력 수단으로 출력하고,간헐적 발진 수단은 발생될 펄스 신호의 듀티비를 조정할 수 있음을 특징으로 한다.또, 상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 압전 트랜스포머 제어 방법은 다음의 구성을 가진다.즉, 압전 트랜스포머에 연결된 냉음극 형광 램프를 구동하기 위해, 제어 전압 및 펄스 변조된 신호에 따라 발진 신호를 발생하고 발진 신호에 따라 발생된 교류 전압에 의해 압전 트랜스포머를 간헐적으로 구동하는 압전 트랜스포머 제어 방법은,압전 트랜스포머의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프에 흐르는 전류를 검출하고 전류 흐름이 실질적으로 일정하게 유지되도록 제어 전압을 제어함으로써 발진 신호의 발진 주파수를 제어하는 단계,소정 제어 신호에 따라 전류 흐름에 상응하는 전압 신호를 샘플링 및 홀딩하는 단계 및펄스 변조된 신호가 발진되지 않을 때 펄스 변조된 신호의 발진 기간동안의 전압 신호에 상응하는 보유 전압을 출력하는 단계를 구비하고이때, 냉음극 형광 램프의 밝기는 펄스 변조된 신호의 듀티비를 조정함으로써 변화 될 수 있음을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특징들 및 잇점들은, 참조 문자가 본 발명의 그림들에 걸쳐 같거나 유사한 부분을 나타내는 첨부된 도면에 연계된 다음의 설명으로부터 명백해질 것이다.
본 발명에 따른 압전 트랜스포머 제어 회로의 실시예들은 첨부된 도면을 참조하여 아래에 상세하게 설명될 것이다.
[제1실시예]
본 발명에 따른 압전 트랜스포머 제어 회로의 제1실시예는 도 11 내지 도 17을 참조하여 아래에 설명될 것이다. 먼저, 이 실시예의 압전 트랜스포머 제어 회로의 구성이 설명될 것이다.
도 11은 본 발명의 제1실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 11에서, 참조 번호 1은 압전 트래스포머; 2는 압전 트랜스포머(1)의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프와 같은 부하; 3은 사각파와 같은 교류 신호를 발진하기 위한 발진 회로; 4는 발진 회로(3)으로부터의 발진 신호에 따라 압전 트랜스포머(1)를 구동하기 위한 구동회로를 나타낸다. 이 회로들은 앞서 서술된 종래기술에 있어서와 공통적인 것이므로, 그에대한 상세한 설명은 생략될 것이다.
참조 번호 5는 냉음극 형광 램프의 밝기를 바꾸기 위해 입력 전압 Vi(이 실시예에서는 5V)로부터 구동 회로(4)로 공급될 펄스 전력 공급 전압을 발생하고 (이후에 상세히 설명될) 펄스 전력 공급 전압의 펄스폭 및 간격을 제어하는 펄스 전력공급 회로를 나타낸다. 또한, 펄스 전력 공급 회로(5)는 사용자에 의해 원하는 밝기를 맞추기 위한 세팅 수단(미도시)를 포함한다. 참조 번호 6은 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압으로 인해 부하(2)에 흐르는 부하 전류를 검출하기 위한 전류 검출 회로를 나타낸다. 이 부하 전류 검출 회로(6)는 전압으로서 부하 전류를 검출하기 위한 저항(6a)과 저항(6a)에서 발생된 검출 전압을 직류로 정류하기 위한 정류 회로(6b)를 포함한다.
상기 구성과 함께 제어 회로의 제어 동작이 도 12 내지 도 13과 함께 아래에 설명될 것이다.
도 12는 (최대 밝기의 경우에) 본 발명의 제1실시예로서 제어 회로의 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 13은 (디밍의 경우에) 본 발명의 제1실시예로서 제어 회로의 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 12 및 도 13에서, 횡축은 시간을 나타내며, 종축은 위로부터, 펄스 전력 공급 회로(5)로부터 구동 회로(4)로 공급될 펄스 전압, 발진 회로(3)로부터의 출력 발진 신호 및 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압을 나타낸다.
도 12는 냉음극 형광 램프가 최대 밝기에서 켜진 경우를 보인다. 펄스 전력 공급 회로(5)로부터 구동 회로(4)로 공급될 펄스 전압은 펄스 간격을 0으로 정함으로써 직류 상태로 정해진다. 이는 구동 회로(4)를 보통 온(on)이 되게 하기 때문에, 압전 트랜스포머(1)는 발진 회로(3)로부터의 발진 신호에 따라 구동되고 연속적으로 출력 전압을 출력한다.
밝기를 감소시키도록 디밍을 수행하는데 있어, 도 13에 도시된 바와 같이, 펄스 전력 공급 회로(5)는 어떤 펄스 간격을 갖는 펄스 구동 전압을 구동 회로(4)로 공급한다. 펄스 전력 공급 회로(5)로부터 구동 회로(4)로 공급된 펄스 전압의 하이(high) 기간(Thigh)이 발진 회로(3)로부터의 발진 신호의 주기 보다 훨씬 길다는 것에 유의한다(가령, 이 실시예에서 펄스 전압의 주파수는 1KHz이고 발진 신호는 약 100KHz이다). 도 13에 도시된 바와 같이, 펄스 구동 전압이 로우(low) 기간(Tlow)일 때, 어떤 전압도 구동회로에 공급되지 않기 때문에 구동 회로(4)는 동작하지 않는다. 따라서, 압전 트랜스포머(1)는 구동되지 않고, 출력 전압은 0이다. 한편, 펄스 전압이 하이 기간(Thigh)일 때, 전압은 구동 회로를 구동하기 위해 구동회로(4)로 공급되며, 따라서 압전 트랜스포머(1) 역시 구동되어 출력 전압을 발생한다. 이 동작이 반복될 때, 냉음극 형광 램프(부하 2)에 흐르는 램프 전류(부하 전류)의 평균값은 도 12에 도시된 연속적인 출력 상태에서의 평균값과 비교할 때 감소된다. 결국, 밝기가 낮아질 수 있다. 냉음극 형광 램프로 흐르는 평균 램프 전류가 더 감소되기 때문에, 펄스 전압의 로우 기간을 더 연장함으로써 밝기는 더 낮아진다. 이것은 하이 기간의 잔상(after-image)이 인간의 시각적 감각에 남기 때문이다. 펄스 전력 공급 회로(5)의 실제 예가 도 14를 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 14는 본 발명의 제1실시예로서 펄스 전력 공급 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 14를 참조하면, 스위칭 소자(5b)를 발진 회로(5a)로부터의 출력 신호에따라 직류 전압인 입력 전압 Vi를 스위치 온 및 오프하도록 함으로써, 펄스 전력 공급 회로(5)는 펄스 전압을 구동 회로(4)로 출력한다. 바람직한 실시예에서, MOS-FET(MOS Field-Effect Transistor)가 스위칭 소자(5b)로서 사용될 수 있다.
펄스 전압의 펄스는 상술한 바와 같이 로우 기간을 변화시켜 한 사이클 주기(Thigh + Tlow)를 바꾸거나 한 사이클 주기를 고정시키는 반면 듀티비를 조정함으로서 조정될 수 있다.
이 실시예의 상기 방법에 따라 수행된 디밍 동작에서, 도 11에 보여진 바와 같이, 부하 전류 검출 회로(6)에 의해 검출된 부하 전류는 전압으로 전환된 후에 펄스 전력 공급 회로(5)로 피드백되고, 펄스 전력 공급 회로(5)로부터의 출력 구동 전압의 펄스는 부하 전류의 변화에 따라 조정된다. 따라서, 압전 트랜스포머(1)의 공진 주파수가 제어 회로의 주변 온도 또는 압전 트랜스포머(1) 자신의 온도 변화로 인해 바뀌고, 그에따라 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압이 바뀌어도, 냉음극 형광 램프는 소정 밝기로 유지될 수 있다. 펄스 전력 공급 회로(5)에 의해 행해진 이러한 조정 동작에서, 상술한 밝기 세팅 수단에 의해 맞춰진 사용자가 원하는 밝기에 당연히 우선권이 주어진다.
[제1실시예의 효과]
상술한 바와 같이, 발진 신호의 크기와 구동 회로(4)로 공급될 구동 전압의 크기는 각자 소정 값에서 변화되지 않고 유지된다. 따라서, 압전 트랜스포머(1)가 출력 전압을 발생하는 동안의 기간에, 이 출력 전압은 냉음극 형광 램프의 방전 유지 전압을 초과하는 값으로 일정하게 맞춰질 수 있다. 압전 트랜스포머(1)는 구동회로(4)의 전력 공급 전압으로서 펄스 전압을 이용하고 구동 회로(4)를 간헐적으로 구동하도록 이 펄스 전압의 로우 기간을 변화시키거나 한 사이클 주기를 고정시키는 한편 듀티비를 고정시킴으로써 출력 전압을 간헐적으로 발생하도록 만들어진다. 결국, 냉음극 형광 램프를 안정한 라이팅 상태로 유지하고 디밍 범위를 넓히는 것이 가능하다.
<제1실시예의 제1변형>
도 15는 본 발명의 제1실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 15는 제어 회로가 부하 전류 검출 회로(6) 대신에, 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압을 검출하기 위한 출력 전압 검출 회로(7)를 포함한다는 것에서 도 11에 도시된 구성과 다르다. 출력 전압 검출 회로(7)는 저항(7a 및 7b) 및 정류 회로(7c)를 포함한다. 저항(7a 및 7b)은 출력 전압을 추출하도록 그라운드와 압전 트랜스포머(1)의 출력 단자 사이에서 부하(2)와 병렬로 연결되어 있다. 정류 회로(7c)는 저항(7a 및 7b)에 의해 분압된 전압을 직류로 정류한다. 저항(7a 및 7b)의 합성 레지스턴스는 부하에 아무 영향도 끼지지 않는 1M또는 그 이상의 값을 취한다. 이 출력 전압 검출 회로(7)로부터의 출력은 펄스 전력 공급 회로(5)로 피드백된다. 출력의 변화에 따라, 펄스 전력 공급 회로(5)로부터의 출력 펄스 전압의 펄스가 조정된다. 구성의 나머지는 도 11에 보여진 구성과 같으므로 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
<제1실시예의 제2 및 제3변형>
어떤 부하도 압전 트랜스포머에 제공되지 않으면, 출력 전압이 갑작스럽게 증가하여 주변 부품들이나 압전 트랜스포머 자체를 파손시킬 수 있다. 따라서, 상기 실시예를 기반으로 하고 파손으로부터 전체 제어 회로 및 압전 트랜스미터 자신을 보호할 수 있는 제어 회로의 예가 도 16 및 도 17을 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 16은 본 발명의 제1실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 17은 본 발명의 제1실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 16 및 도 17을 참조하면, 제어 회로 및 압전 트랜스포머(1)는 압전 트랜스포머(1)에 연결된 부하(2)가 해제될 때 구동 회로(4)로부터 압전 트랜스포머(1)로의 입력 전압과 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압 사이의 위상차의 변화를 기반으로 한 파손으로부터 보호된다.
압전 트랜스포머는 어떤 공진 주파수에서 부스팅율이 최대가 되는 주파수 종속성을 가진다. 일반적으로, 압전 트랜스포머는 압전 트랜스포머의 입력 단자에서의 전압보다 높은 전압을 얻기위해 이 공진 주파수에서 구동된다. 압전 트랜스포머(1)에 연결된 부하(2)가 끊어지거나 손상되고 압전 트랜스포머(1)의 출력 단자가 개방되면 부스팅율이 증가하여 매우 큰 출력 전압을 발생한다. 동시에, 입력과 출력 전압의 위상차는 압전 트랜스포머(1)의 출력 단자에 있는 부하(2)의 변화에 따라 바뀌는 특성을 갖는다. 위상차의 이런 변화는 검출 전압으로 전환되고위상 검출 회로(11)에 의해 보호 회로(10)로 공급된다. 보호 회로(10)는 입력 검출 전압을 미리 정해진(이하 프리셋) 문턱값과 비교하고 비교 결과에 따라 펄스 전력 공급 회로(5)로부터 공급된 펄스 전압의 펄스 폭이 0이 되도록 제어를 수행한다. 결국, 전체 제어 회로 및 압전 트랜스포머 자신이 파손으로부터 보호될 수 있다. 이 위상차 검출 회로(11)의 실제 회로 구성은 다음과 같다. 압전 트랜스포머(1)의 입력 및 출력 전압은 사각파 또는 사인파이다. 따라서, 이들 전압 신호가 위상차에 해당하는 전압을 얻기 위해 배타적 논리합(EX-OR;EXclusive OR) 게이트형 위상 비교기로 공급된다. 이 전압은 비교기에 의해 소정 문턱값과 비교된다. 구성의 나머지는 도 11 및 도 15에 도시된 것들과 동일하므로(위상 검출 회로(11)가 위상을 검출하기 때문에 정류 회로(6b 및 7c)가 사용되지 않는다는 것을 제외하고), 그에 따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
상술한 바와 같이, 이 실시예는 구동될 냉음극 형광 램프의 넓은 디밍 범위를 가지고 안정한 밝기를 얻을 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로를 제공할 수 있다.
[제2실시예]
제1실시예에서 설명된 디밍 기능은 도 2에 보인 트랜지스터를 사용하는 구동 회로를 구비한 제어 회로에도 적용될 수 있다.
도 18은 냉음극 형광 램프를 디밍할 수 있는 펄스 전력 공급 회로를 포함하는 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 18을 참조하면, 구동회로(4)는 반-브릿지 회로를 형성하도록 연결된 p형 트랜지스터(FET:Field-EffectTransistor)(4a) 및 n형 트랜지스터(FET)(4b)를 포함한다. 이들 두 트랜지스터(4a 및 4b)는 발진 회로(3)으로부터의 출력 발진 신호의 상태에 따라 교대로 스위칭을 수행한다. 구동 회로(4)의 이러한 스위칭 동작에 의해, 크기가 입력 전압 Vi인 구동 전압(교류 전압)이 압전 트랜스포머(1)로 공급된다. 펄스 전력 공급 회로(5)는 도 14에 도시된 펄스 전력 공급 회로와 유사하다. 구동 회로(4) 및 압전 트랜스포머(1)는 펄스 전력 공급 회로(5)로부터의 출력 펄스 전압에 의해 간헐적으로 구동된다. 따라서, 디밍 기능은 펄스 전력 공급 회로(5)내 스위칭 소자(5b)의 스위칭 타이밍을 조정함으로써 실현된다.
도 18에 도시된 제어 회로에서는 그러나, 펄스 전력 공급 회로(5)의 내부 스위칭 소자에 의해 발생된 스위칭 노이즈가 압전 트랜스포머(1)를 구동하기 위한 펄스 전압에 직접적으로 중첩된다. 따라서, 이 스위칭 노이즈는 구동 회로(4)를 경유해 압전 트랜스포머로 전송될 수 있다.
또한, 트랜지스터(FET)의 온에서 오프로의 온/오프 특성 및 오프에서 온으로의 오프/온 특성은 일반적으로 서로 다르다. 그래서, 구동 회로(4)와 같은 회로 구성이 사용될 때, 사용된 개개의 트랜지스터들의 온/오프 동작들 사이의 시간차가 순간적으로 구동 회로(4)를 단락시킬 수 있고 압전 트랜스포머(1)에 큰 불안정 전류(노이즈)를 발생할 수 있기 때문에 그 효율이 낮아진다.
제2실시예에서는, 그래서, 사용된 스위칭 소자에 의해 발생된 스위칭 노이즈의 영향을 완화할 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로가 도 19 내지 도 23을 참조하여 아래에 설명될 것이다. 먼저, 본 발명에 따른 압전 트랜스포머 제어 회로의구성이 설명될 것이다.
도 19는 본 발명의 제2실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 19에서, 참조 번호 1은 압전 트랜스포머; 2는 압전 트랜스포머(1)의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프와 같은 부하; 3은 사각파와 같은 교류 신호를 발진하기 위한 발진 회로; 4는 발진 회로(3)로부터의 발진 신호에 따라 압전 트랜스포머(1)를 구동하기 위한 반-브릿지 구동 회로를 나타낸다. 이 회로들은 일찍이 설명된 종래 기술에서와 공통되므로 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
참조 번호 6은 냉음극 형광 램프의 밝기를 바꾸기 위한 펄스 신호를 발생하고 또한 펄스 신호의 폭 및 간격을 제어하는 펄스 발진 회로; 7은 펄스 발진 회로(6)로부터의 펄스 신호와 발진 회로(3)로부터의 발진 신호의 논리곱으로부터 높은 쪽에 있는 트랜지스터(4a)의 게이트 신호를 발생하기 위한 AND 회로이다.
상기 구성을 가진 제어 회로의 동작은 도 20을 참조하여 이하에서 설명될 것이다.
도 20은 본 발명의 제2실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 동작을 설명하기 위한 타이밍도이다.
도 20을 참조하면, 횡축은 시간을 가리키고 종축은, 위로부터 펄스 발진 회로(6)로부터의 출력 펄스 신호, 발진 회로(3)로부터의 출력 발진 신호, 높은 쪽 트랜지스터(4a)의 게이트 신호, 낮은 쪽 트랜지스터(4b)의 게이트 신호, 높고 낮은 쪽 트랜지스터들의 동작 상태 및 압전 트랜스포머(1)로부터의 출력 전압을 가리킨다. 발진 신호의 주파수가 펄스 신호의 주파수보다 훨씬 높다는 것에 주목하라.
발진 회로(3)로부터의 출력 발진 신호는 게이트 신호로서 낮은 쪽 트랜지스터(4b)로 일정하게 공급된다. 따라서, 낮은 쪽 트랜지스터(4b)는 발진 회로(3)로부터의 발진 신호의 주기에 따라 일정하게 턴 온 및 오프된다. 한편, 높은 쪽 트랜지스터(4a)는 게이트 신호로서, 펄스 발진 회로(6)로부터의 펄스 신호와 발진 회로(3)으로부터의 발진 신호의 역신호의 논리곱인 빗(comb) 신호의 역신호를 받는다. 따라서, 높은 쪽의 트랜지스터(4a)는 펄스 신호의 하이 기간동안 발진 신호의 로우 기간에만 턴 온되고, 나머지 기간에는 턴 오프된다. 즉, 높은 쪽의 트랜지스터(4a)는, 압전 트랜스포머(1)를 구동하기 위한 교류 전압을 발생하도록 구동 회로(4)에 의해 행해지는 스위칭 동작 및 구동 회로(4)로부터의 출력 교류 전압을 간헐적으로 턴 온 및 턴 오프하는 동작 모두에 사용된다. 따라서, 도 18에 도시된 제어 회로에서와 같이, 냉음극 형광 램프(부하 2)의 밝기는 압전 트랜스포머(1)를 간헐적으로 구동하고 펄스 신호의 하이 또는 로우 기간의 길이(듀티비)를 제어함으로써 안정한 라이팅 상태에서 조정될 수 있다.
<제2실시예의 제1변형>
도 21은 본 발명의 제2실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 21은 펄스 발진 회로(6)로부터의 펄스 신호와 발진 회로(3)로부터의 발진 신호의 논리곱 신호가 낮은 쪽 트랜지스터(4b)의 게이트 신호로서 공급된다는 것에서 도 19와 다르다. 즉, 높고 낮은 쪽 트랜지스터들의 동작이 상술한 동작들과 반대라는 것을 제외하고, 도 21은 냉음극 형광 램프가 압전 트랜스포머(1)를 간헐적으로 구동함으로써 디밍될 수 있다는 것에서 도 19에 보인 제어 회로와 동일하다. 따라서, 도 19에서와 같은 참조 번호들이 도 21에서 같은 부분들을 나타내며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
[제2실시예의 효과]
펄스 발진 회로(6)로부터의 펄스 신호와 발진 회로(3)로부터의 발진 신호의 논리곱 신호는 구동 회로(4)의 높은 쪽(도 19) 또는 낮은 쪽(도 21) 트랜지스터의 게이트 신호로서 공급된다. 결국, 이 트랜지스터는 펄스 전력 공급 회로(5)의 압전 트랜스포머 구동 교류 전압을 발생하기 위한 스위칭 소자와 구동 회로(4)의 스위칭 트랜지스터 양쪽 모두로서 제공된다. 따라서, 간헐적인 동작은 입력 전압 라인을 통해 흐르는 전류보다 훨씬 적은 전류가 흐르는 구동 회로(4)의 스위칭 트랜지스터의 라인에 의해 실현된다. 이것은 압전 트랜스포머(1)로의 스위칭 노이즈의 원인들을 감소시킨다. 압전 트랜스포머(1)는 또한 도 18에 도시된 제어 회로에서와 같이 간헐적으로 구동될 수 있다. 그래서, 냉음극 형광 램프(부하 2)의 밝기는 안정한 라이팅 상태에서 조정될 수 있다.
덧붙여, 높고 낮은 쪽의 트랜지스터들은 도 18에 보인 제어 회로에서와 같지 않게 공통 게이트 신호에 의해 동작되지 않는다; 즉, 트랜지스터들(4a 및 4b)은 각각 개개의 게이트 신호들에 의해 동작되고, 이들 트랜지스터들 중 하나(도 19에서는, 낮은 쪽 트랜지스터(4b))는 펄스 신호의 Tlow 기간에서 조차 일정하게 턴 온 및 턴 오프된다. 따라서, 두 트랜지스터들 모두 펄스 신호의 Tlow 기간에 턴 오프되는 동안의 시간은 도 18에 보인 회로에서와 같이 1/2로 감소된다. 결국, 0 전위로부터 압전 트랜스포머의 구동 전압이 표류하는 동안의 불안정한 시간이 감소될 가능성이 있다.
<제2실시예의 제2변형>
도 22는 본 발명의 제2실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 22는 구동 회로(4A)가 도 22에 도시된 바와 같이 트랜지스터(4a 및 4b) 및 트랜지스터(4c 및 4d)에 의해 완전-브릿지 회로로 구성되고, NOT 회로(인버터)들(8)이 트랜지스터(4c 및 4d)의 입력에 연결된다는 것에서 도 19에 보여진 회로 구성과 다르다. 트랜지스터(4a 및 4c) 및 트랜지스터(4b 및 4d)들이 교대로 턴 온 및 턴 오프되는 완전-브릿지형 구동 회로(4A)의 스위칭 동작은 이 분야의 기술에 숙련된 자들에게 알려져 있으므로 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다. 이 변형에서, 트랜지스터(4b 및 4d)는 발진 회로(3)로부터의 발진 신호에 의해 일정하게 반복적으로 턴 온 및 오프되고, 트랜지스터(4a 및 4c)는 간헐적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 그러나, 이 변형은 냉음극 형광 램프가 압전 트랜스포머(1)를 간헐적으로 구동함으로써 디밍될 수 있다는 것에서 도 19와 동일하다. 따라서, 도 19에서와 동일한 참조 번호들이 도 22의 동일한 부분을 나타내며 그에 따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
<제2실시예의 제3변형>
도 23은 본 발명의 제2실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 23을 참조하면, 도 21에 도시된 반-브릿지형 구동 회로가완전-브릿지 회로로 바뀐다. 이 변형에서, 트랜지스터(4a 및 4c)는 발진 회로(3)로부터의 발진 신호에 의해 일정하게 반복적으로 턴 온 및 턴 오프되고 트랜지스터(4b 및 4d)는 간헐적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 동작의 나머지는 상술한 제2변형(도 22)과 같다. 즉, 이 변형은 압전 트랜스포머(1)를 간헐적으로 구동함으로써 냉음극 형광 램프가 디밍될 수 있다는 것에서 도 22와 동일하다. 따라서, 도 22에서와 같은 참조 번호들이 도 23의 같은 부분들을 나타내며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
상술한 바와 같이, 이 실시예는 사용된 스위칭 소자에 의해 발생된 스위칭 노이즈의 영향을 완화시킬 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로를 제공할 수 있다.
[제3실시예]
제1실시예에서 설명된 간헐적 발진을 수행하기 위한 회로가 도 5에 도시된 압전 트랜스포머 제어 회로에 통합된 경우를 고려해 보라. 이 경우에, 디밍을 수행하기 위해 평균 램프 전류가 간헐적 발진에 의해 감소된다면, 부하 전류 검출 전압 Vri는 참조 전압 Vref 보다 낮아지게 된다. 결국, 전압-제어 발진 회로(206)의 발진 주파수는 보다 낮은 주파수로 이동하고 구동 회로(207)는 램프 전류를 증가시키도록 동작한다. 궁극적으로, 평균 램프 전류는 바뀌지 않고 유지된다. 즉, '디밍 기능'은 도 5에 도시된 압전 트랜스포머 제어 회로가 가지는 '램프 전류를 실질적으로 일정하게 유지하는 기능'으로 인해 더 이상 동작하지 않는다.
유사하게, 간헐적 발진을 수행하기 위한 회로가 도 7 내지 도 10에 도시된 회로들에 통합될 때, '디밍 기능'이 '램프 전류, 구동 전압 또는 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능'으로 인해 더 이상 동작하지 않기 때문에 어떤 바람직한 제어도 획득될 수 없다.
제3실시예에서는, 따라서, 부하로서의 냉음극 형광 램프의 램프 전류, 구동 전압 또는 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능 및 간헐적 발진에 의해 밝기를 조정하는 기능을 동시에 할 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로가 도 24 내지 도 31을 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 24는 본 발명의 제3실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 24에서, 참조 번호21은 압전 트랜스포머; 22는 압전 트랜스포머(21)의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프와 같은 부하; 23은 부하에 흐르는 전류를 검출하기 위한 검출 저항 Rdet; 24는 검출 저항(23)에서 발생된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하기 위한 정류 회로; 32는 펄스 전력 공급 회로(28)로부터의 신호에 따라 정류 회로(24)로부터의 출력 전압(이후부터 부하 전류 검출 전압 Vri라 칭함)을 샘플링 및 홀딩하기 위한 샘플 및 홀드 회로; 25는 샘플 및 홀드 회로(32)로부터의 출력 전압을 참조 전압 Vref와 비교하고 그 차이를 증폭하기 위한 에러 증폭기; 26은 에러 증폭기(25)로부터의 출력에 따라 발진 신호를 출력하기 위한 전압-제어 발진 회로; 27은 전압-제어 발진 회로(26)로부터의 발진 신호에 따라 압전 트랜스포머(21)를 구동하기 위한 구동 회로를 나타낸다. 냉음극 형광 램프(부하 22)의 밝기를 바꾸기 위해, 펄스 전력 공급 회로(28)는 입력 전압 Vi로부터 구동 회로(27)로 공급될 펄스 전력 공급 전압을 발생하고 또한 펄스 전력 공급 전압의 펄스 폭 및간격을 제어한다.
도 24에 도시된 바와 같이, 샘플 및 홀드 회로(32)는 버퍼(32a), 충전 커패시터(32b) 및 스위칭 소자(32c)를 포함한다.
도 25는 본 발명의 제3실시예로서 펄스 전력 공급 회로의 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 25를 참조하면, 펄스 전력 공급 회로(28)는, 스위칭 소자(28b), 가령 MOS-FET(MOS Field-Effect Transistor)를 펄스 발진 회로(28a)로부터의 출력 신호에 따라 직류 전압인 입력 전압 Vi를 스위치 온 및 오프하도록 함으로써 구동 회로(27)로 펄스 전압을 출력한다. 펄스 발진 회로(28a)로부터의 출력 신호는 또한 샘플 및 홀드 회로(32)의 스위칭 소자(32c)로 공급된다. 따라서, 스위칭 소자(28b 및 32c)의 스위칭율은 펄스 발진 회로(28a)로부터의 출력 신호에 의해 제어된다.
상기 구성을 갖는 압전 트랜스포머 제어 회로의 동작이 이하에서 설명될 것이다.
밝기를 최대화하기 위해, 펄스 전력 공급 회로(28)로부터 공급된 펄스 전력 공급 전압은 연속적인 직류 전압이 되고, 샘플 및 홀드 회로(32)에서 스위칭 소자(32c)는 보통 닫혀진다. 따라서, 제어는 도 5를 참조하여 이전에 설명된 회로의 제어와 같으므로 그에 따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
밝기를 낮추기 위해, 펄스 발진 회로(28a)가 조정되고 펄스 전력 공급 전압이 펄스 전력 공급 회로(28)로부터 구동 회로(27)로 공급되고 압전 트랜스포머(21)가 간헐적으로 구동되는 동작이 다음에 설명될 것이다.
펄스 전력 공급 회로(28)의 스위칭 소자(28b)가 닫혀지고 전압 Vi가 구동 회로(24)로 공급될 때, 압전 트랜스포머(21)는 구동 회로(27)로부터의 구동 전압에 의해 구동되고, 램프 전류는 냉음극 형광 램프에 흐른다(발진 기간). 이때, 펄스 전력 공급 회로(28)내 펄스 발진 회로(28a)로부터의 신호는 샘플 및 홀드 회로(32)의 스위칭 소자(32c)의 제어 단자에 공급된다. 따라서, 스위칭 소자(32c)는 펄스 전력 공급 회로(28)의 스위칭 소자(28b)와 비슷하게 닫혀진다. 결국, 충전 커패시터(32b)는 검출 저항(23) 및 정류 회로(24)에 의해 검출된 부하 전류 검출 전압 Vri로 충전되고, 또한 전압 Vri는 버퍼(32a)를 통해 에러 증폭기(25)로 출력된다. 따라서, 에러 증폭기(25)는 부하 전류 검출 전압 Vri 와 참조 전압 Vref 사이의 차이에 해당하는 전압을 출력한다. 그 결과, 압전 트랜스포머(21)가 구동된다.
펄스 전력 공급 회로(28)의 스위칭 소자(28b)가 오픈되어 있고 구동 회로(24)에는 어떤 전압도 공급되지 않을 때, 압전 트랜스포머(21)는 구동되지 않으므로 냉음극 형광 램프에는 어떤 램프 전류도 흐르지 않는다(아이들(idle) 기간). 이때, 샘플 및 홀드 회로(32)의 스위칭 소자(32c)가 오픈된다. 따라서, 스위칭 소자(32c)가 닫혀있는 동안 샘플 및 홀드 회로(32)의 충전 커패시터(32b)에 충전된 전압, 즉, 온 기간동안의 부하 전류 검출 전압 Vri는 정류 회로(24)로부터의 부하 전류 검출 전압 Vri에 의해 영향을 받지 않고 에러 증폭기(27)로 출력된다.
따라서, 이 아이들 기간에서도, 발진 기간동안 부하 전류 검출 전압 Vri에 의해 충전된 전압을 사용함으로써 발진 주파수를 제어하는 것이 가능하다. 결국,발진 기간의 압전 트랜스포머(21)의 구동 상태가 유지된다. 또한, 냉음극 형광 램프를 디밍하기 위해 펄스 발진 회로(28a)를 조정함으로써 Thigh 또는 Tlow가 바뀔 때, 평균 램프 전류가 바뀔 수 있다. 결국, 냉음극 형광 램프의 밝기 또한 바뀔 수 있다.
[제3실시예의 효과]
냉음극 형광 램프를 디밍하기 위해 압전 트랜스포머가 간헐적으로 구동될 때, 발진 기간동안의 램프 전류와 등가인 전압-제어 발진 회로로의 전압은 샘플 및 홀드 회로의 제어하에 유지될 수 있다. 따라서, 아이들 기간에서도 발진 기간동안의 구동 회로의 구동 상태가 유지될 수 있다. 또, 평균 램프 전류가 발진 기간 또는 아이들 기간의 길이를 바꿈으로써 조정될 수 있기 때문에 냉음극 형광 램프의 밝기가 조정될 수 있다.
<제3실시예의 변형들>
도 26 내지 도 29는 본 발명의 제3실시예의 제1 내지 제4변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
먼저, 도 26에 보여진 바와 같이, 램프 전류는 상기 실시예(도 24)의 전압-제어 발진 회로 대신 PWM 발진 회로(31)를 사용함으로써 발진 기간의 값으로 당연하게 유지될 수 있다.
또한, 도 27 내지 도 29는 램프 전류를 발진 기간에서의 값으로 유지하는 기능 대신에, 압전 트랜스포머로의 구동 전압을 발진 기간의 값으로 유지하는 기능을 가진 회로 및 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 발진 기간의 값으로 유지하는기능을 갖는 회로들을 도시한다.
상기 실시예(도 24)에서와 같이, 압전 트랜스포머로의 구동 전압을 발진 기간의 값으로 유지하는 기능을 갖는 회로(도 27)와 압전 트랜스로머로부터의 출력 전압을 발진 기간의 값으로 유지하는 기능을 갖는 회로(도 28 및 도 29)에서, 샘플 및 홀드 회로(32)는 정류 회로(24) 및 에러 증폭기(25) 사이에 삽입되고 펄스 전력 공급 회로(28)의 펄스 발진 회로(28a)로부터의 신호에 의해 제어된다. 결국, 구동 전압 또는 출력 전압이 발진 기간의 값으로 유지되는 한편 아이들 기간에서도 압전 트랜스포머의 구동 전압 또는 출력 전압은 간헐적인 발진에 의해 조정될 수 있다. 도 27 및 도 28에 도시된 회로에서, PWM 발진 회로(31)는 도 7 및 도 8에서와 같은 전압-제어 발진 회로(26) 대신에 각각 사용된다. 도 27 및 도 29의 나머지 구성은 도 24에서와 동일하다. 따라서, 도 24에서와 같은 참조 번호들이 도 27 및 도 28의 동일한 부분들을 나타내며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
각각 트랜지스터들을 포함하는, 브릿지형이라 불리는 구동 회로가 도 24의 구동 회로(27)로서 사용되는 제3실시예의 제5 및 제6변형들이 도 30 및 도 31을 각각 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 30 및 도 31은 본 발명의 제3실시예의 제5 및 제6변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 30 및 도 31 각각에서, 반-브릿지 회로 구성이 구동 회로(27)로서 보여진다. 도 24에 도시된 구성에서는, 구동 회로(27) 자신은 펄스 전력 공급 회로(28)를 사용하여 간헐적으로 구동된다. 그러나, 이들 변형에 있어서와 같이 브릿지형 구동 회로들이 사용될 때, 펄스 발진 회로(33) 및AND 회로(34)가 사용된다. 펄스 발진 회로(33)는 조정 수단(미도시)을 포함하고 출력 펄스 신호의 듀티비를 조정할 수 있다.
제5 및 제6변형에서, 구동 회로(27)는 반-브릿지 회로를 형성하도록 연결된 p형 트랜지스터(FET:Field-Effect Transistor)(27a) 및 n형 트랜지스터(FET)(27b)를 포함한다. 이들 두 트랜지스터(27a 및 27b)는, 펄스 발진 회로(33)로부터의 출력 펄스 신호, 전압-제어 발진 회로(26)로부터의 출력 발진 신호 및 AND 회로(34)에 의해 이들 신호들로부터 얻어진 AND 신호를 이용함으로써 교대로 스위칭을 수행한다. 구동 회로(27)의 이 스위칭 동작에 의해, 크기가 입력 전압 Vi인 구동 전압(교류 전압)이 압전 트랜스포머(21)로 간헐적으로 공급된다. 또한, 샘플 및 홀드 회로(32)는 펄스 발진 회로(33)로부터의 출력 펄스 신호에 의해 제어된다. 도 30 및 도 31의 나머지 구성은 도 24와 동일하다. 따라서, 도 24에서와 같은 참조 번호는 도 30 및 도 31의 같은 부분을 나타내며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
상기 제5 및 제6변형이 도 24에 도시된 제어 회로를 기초로 설명된다. 그러나, 도 26 내지 도 29에 도시된 각각의 제어 회로에서, 구동 회로(27)로서 반-브릿지 회로를 사용하고 펄스 전력 공급 회로(28) 대신 펄스 발진 회로(33) 및 AND 회로(34)를 사용하는 것이 당연히 가능하다. 구동 회로(27)로서, 반-브릿지 회로 대신 완전-브릿지 회로를 사용하는 것 또한 당연히 가능하다.
상술한 바와 같이, 제3실시예는 부하인 냉음극 형광 전류의 램프 전류, 구동 전압 또는 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능 및 간헐적 발진에 의해 밝기를 조정하는 기능을 동시에 이룰 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로를 제공할수 있다.
[제4실시예]
상술한 제3실시예에 따라 도 24에 도시된 제어 회로에서, 압전 트랜스포머가 냉음극 형광 램프를 디밍하도록 간헐적으로 구동될 때, 발진 기간의 램프 전류와 등가인 전압-제어 발진 회로(26)로의 전압은 샘플 및 홀드 회로(32)의 제어하에 유지될 수 있다. 따라서, 아이들 기간에서도 발진 기간 동안의 구동 회로(27)의 구동 상태가 유지될 수 있다. 또, 평균 램프 전류가 발진 기간 또는 아이들 기간의 길이를 바꿈으로써 조정될 수 있기 때문에 형광 램프의 밝기 또한 조정될 수 있다.
상기 방법에서는, 그러나, 20%에서 100%까지 펄스 전력 공급 회로의 발진 기간(듀티)을 조정함으로써 상대적 밝기가 약 10%부터 100%까지 변화될 수 있음에도 불구하고, 이하에 설명될 이유 때문에 상대적 밝기를 0%로 조정하는 것은 어렵다. 발진 기간이 0%로 정해질 때, 즉, 압전 트랜스포머(21)의 구동이 멈출 때, 램프 전류는 0이 된다. 따라서, 주파수는 전압-제어 발진 회로(26)가 소정 값에서 램프 전류를 유지하도록 동작하는 주파수 제어에 의해 하한값(가령, 도 6b에 되시된 언덕 모양 특성의 좌단에 가까운 값)으로 스위핑된다. 이 하한 주파수는 공진 주파수와 크게 다르다. 따라서, 압전 트랜스포머(21)는 냉음극 형광 램프를 턴 온 하기 위해 필요한 고전압을 발생할 수 없고, 그래서 냉음극 형광 램프는 다시 턴 온 될 수 없다. 또한 냉음극 형광 램프가 다시 턴 온 되더라도, 램프 전류가 실질적으로 일정하게 유지되는 주파수 제어가 공진 특성의 왼편의 양의 피드백 제어이기 때문에 어떤 정상적인 제어도 수행될 수 없다. 즉, 밝기가 0%로 조정된 후 동작이 정상적인동작으로 복귀할 수 없을 가능성이 있다. 따라서, 이 문제를 푸는 제4실시예가 도 32 내지 도 36을 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 32는 본 발명의 제4실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 32에서, 제3실시예(도 24)에서와 같은 참조 번호들은 같은 부분들을 나타내며 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
참조 번호 30a 및 30b는 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압을 검출하기 위한 검출 저항; 41은 검출 저항(30b)을 검출함으로써 검출된 교류 전압을 직류 전압으로 전환하기 위한 정류 회로; 29는 정류 회로(41)에 의해 정류되고 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압을 나타내는 출력 검출 전압 Vrv를 참조 전압 Vref2와 비교하고, 비교 결과에 따라 하이 또는 로우 신호를 출력하기 위한 전압 비교기를 나타낸다. 전압-제어 발진 회로(26A)는 도 24의 전압-제어 발진 회로(26)와 유사하게, 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압에 따라 구동 회로(27)로 발진 신호를 출력하는 회로이다. 이 전압-제어 발진 회로(26A)는 전압-제어 발진 회로(26A)로부터의 출력 발진 신호의 주파수를 최대화하기 위한 스트로브 단자 P를 구비한다. 전압-제어 발진 회로(26A)의 구성 및 동작이 이하에서 설명될 것이다.
도 33은 본 발명의 제4실시예로서 전압-제어 발진 회로의 구성을 보이는 도면이다.
도 33을 참조하면, 스위칭 소자(26a)는 에러 증폭기(25)로부터 출력 전압을, 전압 비교기(29)로부터 내부 전압 Vid를 받는다. 이 내부 전압 Vid는 구동 회로(27)로의 발진 신호를 상한 주파수(최대값)까지 고정시키는데 사용된다. 이 입력들은 스위칭 소자(26a)에 의해 스트로브 단자 P로의 입력 신호의 상태에 따라 스위칭된다. 선택된 입력은 V/F 컨버터(26b)로 공급되고 주파수로 전환된다. 상한 주파수는, 출력 전압이 압전 트랜스포머(21)의 공진 주파수의 고주파수측 최소값(가령, 도 6b의 fa)을 취한 주파수임이 바람직하다. 이것은 압전 트랜스포머가 일반적으로 각 주요한 배수 주파수에서 공진 주파수를 가지기 때문이며, 따라서 상한 주파수보다 높은 주파수는 다음 언덕 모양의 공진 특성의 범위로 들어가고, 이것은 정상 제어를 수행하는 것을 불가능하게 한다.
이 실시예에서, 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압은 전압-제어 발진 회로(26A)로 공급된다. '하이'가 스트로브 단자 P로 입력될 때, 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압에 상응하는 주파수의 신호가 출력된다(정상 동작). '로우'가 입력될 때, 내부 전압 Vid에 상응하는 주파수의 신호가 출력된다.
펄스 전력 공급 회로(28)(도 25)의 발진 기간이 20% 내지 100%일 때, 검출 저항(30a 및 30b) 및 정류 회로(41)에 의해 검출된 전압 Vrv는 참조값 Vref2 보다 높다. 따라서, 전압 비교기(29)는 '하이'를 출력하고, 전압-제어 발진 회로(26A)는 상술한 정상 동작을 수행한다.
한편, 발진 기간이 0%일 때, 압전 트랜스포머(21)는 구동되지 않으므로, 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압은 실질적으로 0이다. 이 때, 정류 회로(41)로부터의 출력 검출 전압은 참조값 Vref2보다 낮고, 전압 비교기(29)는 '로우'를 출력한다. 결국, 전압-제어 발진 회로(26A)는 상술한 상한 주파수의 발진 신호를 출력한다.
펄스 전력 공급 회로(28)의 펄스 발진 회로(28a)를 조정함으로써 발진 기간이 0%로부터 연장될 때, 출력 전압이 압전 트랜스포머(21)의 출력에 나타난다. 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압을 나타내는, 정류 회로(4)로부터의 출력 검출 전압이 Vref2보다 높으면, 전압-제어 발진 회로(6A)는 정상 동작으로 복귀한다. 정상 동작에서, 램프 전류를 소정 값으로 제어하기 위한 주파수 제어가 수행된다. 따라서, 냉음극 형광 램프는 다시 턴 온 될 수 있다.
<제4실시예의 변형들>
도 34는 본 발명의 제4실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 34와 도 32에 도시된 구성과의 차이는 다음과 같다. 샘플 및 홀드 회로(32)로부터의 출력이 전압 비교기(29)로 공급된다. 그 전압이 소정 참조 Vref2 보다 낮으면, 냉음극 형광 램프의 상태가 오프로 정해지고, 전압 비교기(29)가 '로우'를 출력한다. 따라서, 전압-제어 발진 회로(26A)는 상한 주파수의 신호를 출력한다. 한편, 전압이 소정 전압 Vref2보다 높으면, 전압 비교기(29)는 '하이'를 출력하고, 전압-제어 발진 회로(26A)는 정상 동작을 수행한다. 구성의 나머지는 상술한 제3 및 제4실시예에서와 같으므로, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
도 35는 본 발명의 제4실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 35는 도 35의 제어 회로가, 펄스 전력 공급 회로(28)로부터의 출력 펄스 전압의 듀티비를 소정 듀티비와 비교하고 하이 또는 로우 신호를 출력하기 위한 펄스 폭 비교기(44)를 포함한다는 것에서 도 32에 도시된 구성과 다르다. 펄스 전압의 듀티비가 소정 듀티비(가령, 5% 또는 그 이하)보다 낮으면, 펄스 폭 비교기(44)는 '로우'를 출력한다. 결국, 전압-제어 발진 회로(26A)가 상한 주파수의 신호를 출력한다. 한편, 펄스 전압의 듀티비가 소정 듀티비보다 높으면, 펄스 폭 비교기(44)는 '하이'를 출력하고, 전압-제어 발진 회로(26A)는 정상 동작을 수행한다. 구성의 나머지는 상술한 제3 및 제4실시예에서와 같으므로 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
또, 제4실시예의 제3변형으로서, 상술한 도 32의 구동 회로(27)로서 트랜지스터를 포함하는 브릿지형이라 불리는 구동 회로가 사용되는 회로 구성이 도 36을 참조하여 이하에 설명될 것이다.
도 36은 본 발명의 제4실시예의 제3변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 36에서, 반-브릿지 회로 구성이 구동 회로(37)로서 보여진다. 도 32에 도시된 구성에서, 구동 회로(27) 자신은 펄스 전력 공급 회로(28)를 사용함으로써 간헐적으로 구동된다. 그러나, 이 변형에서와 같이 브릿지형 구동 회로가 사용될 때, 펄스 발진 회로(43) 및 AND 회로(35)가 사용된다. 펄스 발진 회로(43)는 조정 수단(미도시)을 포함하고 출력 펄스 신호의 듀티비를 조정할 수 있다.
제3변형에서, 구동 회로(27)는 반-브릿지 회로를 형성하도록 연결된 p형 트랜지스터(FET:Field-Effect Transistor)(27a) 및 n형 트랜지스터(FET)(27b)를 포함한다. 이들 두 트랜지스터(27a 및 27b)는 펄스 발진 회로(43)로부터의 출력 펄스신호, 전압-제어 발진 회로(26A)로부터의 출력 발진 신호 및 AND 회로(35)에 의해 이들 신호들로부터 얻어진 논리곱 신호를 이용함으로써 교대로 스위칭을 수행한다. 구동 회로(27)의 이 스위칭 동작에 의해, 크기가 입력 전압 Vi인 구동 전압(교류 전압)은 압전 트랜스포머(21)로 간헐적으로 공급된다. 또한, 샘플 및 홀드 회로(32)는 펄스 발진 회로(43)로부터의 출력 펄스 신호에 의해 제어된다. 도 36의 나머지 구성은 도 32에서와 동일하다. 따라서, 도 32에서와 같은 참조 번호들은 도 36의 같은 부분들을 나타내며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
상기 제3변형은 도 32에 도시된 제어 회로를 기초로 설명된다. 그러나, 도 34 및 도 35에 도시된 각 제어 회로에서, 구동 회로(27)로서 반-브릿지 회로를 사용하는 것과 펄스 전력 공급 회로(28) 대신 펄스 발진 회로(43) 및 AND 회로(37)를 사용하는 것이 당연히 가능하다. 그러나, 도 35에 도시된 변형의 경우에는, 펄스 발진 회로(43)로부터의 출력 펄스 신호가 펄스 폭 비교기(44)로 공급되고, 이 펄스 신호의 듀티비는 소정 값(듀티비)과 비교된다. 구동 회로(27)로서 반-브릿지 회로 대신 완전-브릿지 회로를 사용하는 것 또한 당연히 가능하다.
상술한 바와 같이, 제4실시예는 부하로서 냉음극 형광 램프의 램프 전류, 구동 전압 또는 출력 전압을 실질적으로 일정하게 유지하는 기능과 간헐적인 발진에 의해 밝기를 조정하는 기능을 동시에 이룰수 있고, 특히 밝기 조정에 의해 냉음극 형광 램프를 턴 오프 및 다시 턴 온할 수 있는 압전 트랜스포머 제어 회로를 제공할 수 있다.
즉, 밝기 조정은 펄스 전력 공급 회로나 펄스 발진 회로의 발진 기간의 0%내지 100% 범위에 걸쳐 실현된다. 냉음극 형광 램프가 턴 오프되는 것이 검출되었을 때, 전압-제어 발진 회로의 발진 주파수가 상한값으로 정해짐으로써 발진 기간이 0% 보다 크게 되도록 조정할 수 있다. 결국, 램프 전류를 소정 값으로 정하는 주파수 제어가 냉음극 형광 램프를 다시 턴 온되도록 재시작될 수 있다.
[제5실시예]
제4실시예에서 제시된 제3실시예의 문제는 이하에서 설명될 제5실시예에 의해 역시 해결될 수 있다. 제5실시예는 도 37내지 도 41을 참조하여 이하에서 설명될 것이다.
도 37은 본 발명의 제5실시예로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다. 도 37에서, 제3실시예(도 24)에 있어서와 같은 참조 번호들은 동일한 부분을 나타내며, 그에 따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
도 37에서, 참조 번호 29는 에러 증폭기(27)로부터의 출력 제어 전압 Vctr을 참조 전압 Vref2와 비교하고 그 비교 결과에 따라 하이 또는 로우 신호를 출력하기 위한 전압 비교기를 나타낸다. 전압-제어 발진 회로(26A)는 도 24의 전압-제어 발진 회로(260와 유사한, 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압에 따라 발진 신호를 구동 회로(27)로 출력하는 회로이다. 이 전압-제어 발진 회로(26A)는 또한 전압-제어 발진 회로(26A)로부터의 출력 발진 신호의 주파수를 상한 주파수(초기 주파수)로 맞추기 위한 스트로브 단자 P를 포함한다. 전압-제어 발진 회로(26A)의 구성 및 동작이 이하에서 설명될 것이다.
도 38은 본 발명의 제5실시예로서 전압-제어 발진 회로의 구성을 보이기 위한 도면이다.
도 38을 참조하면, 스위칭 소자(26a)는 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압 및 내부 전압 Vid를 받는다. 이 내부 전압 Vid는 구동 회로(27)로의 발진 신호를 상한 주파수(초기 주파수)까지 고정시키는데 사용된다. 이 입력들은 스트로브 단자 P로의 입력 신호의 상태에 따라 스위칭 소자(26a)에 의해 스위칭된다. 선택된입력은 V/F 컨버터(26b)로 공급되고 주파수로 전환된다.
이 실시예에서, '하이'가 스트로브 단자 P로 입력될 때, 전압-제어 발진 회로(26A)는 에러 증폭기(25)로부터의 출력 전압을 선택하고 출력 전압에 상응하는 주파수의 신호를 구동 회로(27)로 출력한다. 이 동작 시퀀스는 이후부터 '정상적 디밍 동작'으로 불려질 것이다. 한편, 스트로브 단자 P로 '로우'가 입력될 때, 전압-제어 발진 회로(26A)는 내부 전압 Vid를 선택하고 그 내부 전압 Vid에 상응하는 주파수의 신호를 구동 회로(27)로 출력한다.
상한 주파수는, 출력 전압이 압전 트랜스포머(21)의 여러 공진 특성중 하나에서 고주파수측의 소정 제어 범위 내에서 최소값(가령, 도 6b의 fa)을 취하고, 제어를 위해 제어 회로에 의해 사용되는 주파수임이 바람직하다. 이는 압전 트랜스포머가 보통 자신의 자연 주파수의 각 주요한 배수 주파수에서 공진 주파수를 가지기 때문이며, 따라서 디밍 제어의 제어 회로에 의해 사용된 상한 주파수보다 높은 주파수는 다음의 언덕모양 공진 특성의 범위로 들어가고, 이는 정상 제어의 수행을 불가능하게 한다.
이 실시예에서, 펄스 전력 공급 회로(도 25)의 발진 주기가 실질적으로 20%내지 100% 일 때, 도 24에 도시된 제어 회로의 제어와 비슷한 제어가 수행된다. 따라서, 발진 주파수는 공진 주파수보다 높다, 즉, 제어 전압 Vctr은 참조 전압 Vref2보다 높다. 따라서, 전압 비교기(29)는 '하이'를 출력하고 상술한 정상 디밍 동작이 약 10% 내지 100%의 상대적 밝기의 범위내에서 수행된다.
펄스 전력 공급 회로(28)의 발진 기간이 20%보다 짧도록 조정되면, 냉음극 형광 램프(부하)(22)는 제4실시예의 도입부에서 설명된것과 같이 더 이상 디밍될 수 없다(턴 오프된다).
펄스 전력 공급 회로(28)의 발진 기간을 0%로 정하고 냉음극 형광 램프(부하)(22)를 오프 상태로부터 다시 턴 온하는 동작이 도 39를 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 39는 본 발명의 제5실시예로서 압전 트랜스포머의 동작을 설명하기 위한 그래프이다. 도 39는 전압-제어 발진 회로(26A)의 발진 신호의 주파수의 함수로서 제어 전압 Vctr 및 부하 전류 검출 전압 Vri를 보인다.
이 실시예에서, 펄스 전력 공급 회로(28)의 펄스 발진 회로(28a)의 발진 기간이 0%로 정해질 때, 압전 트랜스포머(21)는 구동되지 않는다. 따라서, 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압은 실질적으로 0이고, 부하 전류는 실질적으로 0이다. 에러 증폭기(25)에서는, 따라서, 부하 전류 검출 전압 Vri가 참조 전압 Vref1 보다 낮아진다. 결국, 에러 증폭기(25)로부터의 출력 제어 전압 Vctr은 감소하고, 발진 주파수는 공진 주파수 너머의 보다 낮은 주파수로 이동한다. 제어 전압 Vctr이 참조 전압 Vref2 보다 낮아지면, 전압 비교기(29)는 '로우'를 출력한다. 그 결과, 전압-제어 발진 회로(26A)는 상술한 상한 주파수를 정하기 위한 발진 신호를 출력한다.
발진 신호의 주파수가 전압-제어 발진 회로(26A)에 의해 상한 주파수 fa로 복귀된다고 해도, 부하 전류가 실질적으로 0이기 때문에 제어 전압 Vctr은 다시 보다 낮아진다. 그리고나서, 제어 전압 Vctr은 참조 전압 Vref2보다 낮아진다. 결국, 발진 신호는 상한 주파수 fa로 다시 복귀된다. 따라서, 펄스 발진 회로(28a)의 발진 기간이 0%로 정해진 한편 에러 증폭기(25)의 제어 전압 Vctr이 참조 전압 Vref2 보다 낮아질 때, 전압-제어 발진 회로(26A)가 발진 신호의 주파수를 상한 주파수 fa로 복귀시키는 동작이 반복된다(도 39).
발진 기간이 펄스 전력 공급 회로(28)의 펄스 발진 회로(28a)를 조정하여 이 상태, 즉 0% 발진 기간의 상태로부터 연장될 때, 출력 전압이 압전 트랜스포머(21)의 출력에 나타난다. 그 결과, 부하 전류가 냉음극 형광 램프(부하(22))를 턴 온하도록 흐른다. 부하 전류 검출 전압 Vri가 참조 전압 Vref1보다 높아지면, 전압-제어 발진 회로(26A)는 앞서 설명된 정상 디밍 동작으로 복귀한다.
상술한 바와 같이, 제5실시예는 부하인 냉음극 형광 램프의 램프 전류를 실질적으로 일정하게 유지하는 기능과 펄스 전력 공급 회로의 발진 기간의 0% 내지 100% 범위에 걸쳐 밝기를 조정하는 기능을 동시에 달성할 수 있고, 또한 냉음극 형광 램프를 0% 발진 기간으로부터 안정하게 턴 온 할 수 있다.
<제5실시예의 변형들>
도 40은 본 발명의 제5실시예의 제1변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의블록 다이어그램이다.
도 40은 전압-제어 발진 회로(26)가 스트로브 단자를 포함하지 않는다는 것, 즉, 도 23에 도시된 것과 같다는 것 그리고 대신에, 에러 증폭기(26A)가 증폭기(25a), 스위칭 소자(25b) 및 스위칭 소자(25b)를 통해 증폭기(25a)로 공급될 참조 전압 Vref1 및 Vref3를 스위칭하기 위한 스트로브 단자 P를 포함한다는 것에서 도 27에 도시된 구성과 다르다.
이 변형에서, 전압-제어 발진 회로(26)로 공급될 제어 전압 Vctr이 참조 전압 Vref2 보다 높으면, 전압 비교기(49)는 '하이'를 출력한다. 그에따라, 참조 전압 Vref1이 에러 증폭기(25A)의 음의 입력 단자로 공급된다. 참조 전압 Vref1이 에러 증폭기(25A)의 음의 입력 단자로 공급될 때의 동작은 상술한 실시예(도 37)의 정상 디밍 동작과 유사하며, 그에따른 상세한 설명은 생략될 것이다.
한편, 제어 전압 Vctr이 참조 전압 Vref2 보다 낮으면, 가령, 펄스 발진 회로(28a)에서 발진 기간이 0%로 정해지고 결국 냉음극 형광 램프(22)가 턴 오프되면, 전압 비교기(49)는 '로우'를 출력한다. 그에따라, 예를 들어 음의 전압이 참조 전압 Vref3로서 에러 증폭기(25A)의 음의 입력 단자로 공급된다. 그러한 상태에서, 부하 전류 검출 전압 Vri는 참조 전압 Vref3 보다 항상 높고, 이 변형의 에러 증폭기(27A)는 전압을 출력하고, 그에따라 전압-제어 발진 회로(26)는 제어 전압 Vctr 때문에 발진 신호의 주파수를 상한 주파수 fa로 복구시킬 수 있다.
제5실시예의 제2변형으로서, 트랜지스터들을 포함하는 브릿지형이라 불리는 구동회로가 도 37에 도시된 구동 회로(27)로서 사용되는 제어 회로는 도 41을 참조하여 아래에 설명될 것이다.
도 41은 본 발명의 제5실시예의 제2변형으로서 압전 트랜스포머 제어 회로의 블록 다이어그램이다.
도 37에 도시된 제어회로에서, 압전 트랜스포머(21)는 펄스 전력 공급 회로(28)에 의해 구동 회로(27) 자신을 간헐적으로 구동함에 따라 간헐적으로 구동된다. 한편, 이 변형에서는, 반-브릿지 회로가 구동 회로(27)로서 사용되고, 압전 트랜스포머(21)는 펄스 발진 회로(43) 및 AND 회로(35)를 사용하여 간헐적으로 구동된다.
도 41을 참조하면, 펄스 발진 회로(43)는 조정 수단(미도시)을 포함하고 출력 펄스 신호의 듀티비를 조정할 수 있다. AND 회로(35)는 펄스 발진 회로(430로부터의 출력 펄스 신호와 전압-제어 발진 회로(26A)로부터의 출력 발진 신호의 논리곱 신호를 출력한다.
이 변형의 구동 회로(27)는 반-브릿지 회로를 형성하도록 연결된 p형 트랜지스터(FET:Field-Effect Transistor)(27a) 및 n형 트랜지스터(FET)(27b)를 포함한다.
AND 회로(35)로부터의 논리곱 신호와 전압-제어 발진 회로(26A)로부터의 출력 발진 신호가 트랜지스터의 게이트 신호로서 각각 이 구동 회로(27)의 높은쪽 단자와 낮은 쪽 단자로 입력될 때, 두 트랜지스터(27a 및 27b)는 교대로 스위칭을 수행한다. 따라서, 입력 전압 Vi가 구동 회로(27)로 공급되더라도, 크기가 입력 전압 Vi인 구동 전압(교류 전압)은 두 트랜지스터(27a 및 27b)의 스위칭 동작에 의해 압전 트랜스포머(21)로 간헐적으로 공급된다. 또한, 펄스 발진 회로(43)로부터의 출력 펄스 신호가 샘플 및 홀드 회로(32)의 스위칭 소자(32c)로 공급된다. 이 펄스 신호와 동기하여, 스위칭 소자(32c)의 스위칭은 도 37에 도시된 실시예에서와 같은 방식으로 제어된다.
나머지 구성은 도 37의 실시예와 같다. 따라서, 도 37에서와 같은 참조 번호들은 도 41의 같은 부분들을 나타내고, 그에 따른 상세한 설명은 생략될 것이다. 이 회로 구성을 가지고도, 도 37에 도시된 제어 회로에서와 같은 효과가 얻어질 수 있다.
제2변형은 도 37에 도시된 제어 회로를 기초로 설명된다. 그러나, 도 40에 도시된 제어 회로에서, 반-브릿지형 구동 회로(27)를 사용하고, 펄스 전력 공급 회로(28) 대신 펄스 발진 회로(43) 및 AND 회로(35)를 사용하는 것은 당연히 가능하다. 구동 회로(27)가 반-브릿지 회로로 한정되지 않고 완전-브릿지 회로일 수 있다는 것 또한 당연한 것이다.
상술한 바와 같이, 제5실시예는 부하인 냉음극 형광 램프의 램프 전류를 실질적으로 일정하게 유지하는 기능 및 간헐적 발진에 의해 넓은 범위에 걸쳐 밝기를 조정하는 기능을 동시에 성취할 수 있고, 특히 밝기 조정에 의해 냉음극 형광 램프를 턴 오프하고 다시 턴 온 할 수 있는 압전 트랜스포머를 위한 제어 회로 및 방법을 제공할 수 있다.
즉, 밝기 조정은 펄스 전력 공급 회로나 펄스 발진 회로의 발진 기간의 0% 내지 100% 범위에 걸쳐 실현된다. 발진 주파수가 소정 제어 범위 밖으로 벗어나는것이 검출 될 때, 전압-제어 발진 회로의 발진 주파수는 상한값으로 복귀되고, 그에따라 발진 기간을 0% 보다 크도록 조정한다. 결국, 램프 전류가 소정 값으로 정해지게 하는 주파수 제어가 냉음극 형광 램프를 다시 턴 온하기위해 재시작된다.
상기 실시예들중 어느 압전 트랜스포머 제어 회로라도 부하인 냉음극 형광 램프를 구동하는 것 뿐 아니라 냉음극 형광 램프를 사용하는 디스플레이 장치에 바람직하게 사용될 수 있다. 또한, 압전 트랜스포머 제어 회로가 디스플레이 장치를 포함하는 컴퓨터 또는 휴대용 정보 단말기(PDA:Personal Digital Assistants)에 사용될 때, 장치의 크기나 중량을 줄이는 것이 당연히 가능하다.
또, 자외선 램프가 상기 실시예들 중 어느 압전 트랜스포머 제어 회로에 의해 구동될 때, 램프에 의해 객체 위로 방사된 자외선 빛에 의한 활성화에 의해 객체가 살균되거나, 방취되거나 분해될 수 있다. 즉, 살균 램프로서 자외선 램프를 사용하는 정수기나 살균 장치 또는 촉매 작용을 촉진하기 위한 광원으로서 자외선 램프를 사용하는 탈취 장치등을 제공하는 것이 가능하다.
또한, 상기 실시예들 중 어느 압전 트랜스포머라도 오존 발생 장치나 DC-DC 컨버터를 구동하기 위한 고전압 발생기에 사용될 수 있다.
본 발명의 많은 명백하고 광범위하게 다른 실시예들이 그에따른 발명의 정신과 범위로부터 분리되지 않고 만들어질 수 있기 때문에, 부가되는 청구항들에 정의된 것과 같은 것을 제외하고 발명이 그에따른 특정 실시예들에 한정되지 않는다는 것이 이해되어야 한다.

Claims (34)

  1. 제11항에 있어서, 상기 논리곱 산출 수단으로부터의 출력 신호는 상기 구동 수단의 높은 쪽 트랜지스터(27a) 또는 낮은 쪽 트랜지스터(27b)의 한 트랜지스터로만 공급됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  2. 제3항에 있어서, 상기 논리곱 산출 수단으로부터 출력 신호가 공급되지 않는 낮은 쪽이나 높은 쪽 트랜지스터는, 상기 발진 수단으로부터 발진 신호가 공급됨으로써 지속적으로 턴 온 및 턴 오프됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  3. 압전 트랜스포머(21)에 연결된 냉음극 형광 램프(22)를 구동하기 위한 압전 트랜스포머 제어 회로에 있어서,
    제어 전압에 따라 발진 신호를 발생하는 발진 수단(26, 31);
    상기 발진 수단으로부터의 발진 신호에 따라 발생된 교류 전압에 의해 상기 압전 트랜스포머를 구동하는 구동 수단(27);
    상기 압전 트랜스포머의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프에 흐르는 전류를 검출하는 부하 전류 검출 수단(23, 24);
    소정 제어 신호에 따라 상기 부하 전류 검출 수단으로부터의 출력을 샘플링 및 홀딩하는 샘플 및 홀드 수단(32);
    상기 샘플 및 홀드 수단으로부터의 출력을 소정 값과 비교하고 비교 결과에 따라 제어 전압을 출력하는 부하 전류 에러 출력 수단(25); 및
    펄스 신호를 펄스 변조함으로써 상기 구동 수단을 간헐적으로 구동하고 상기 압전 트랜스포머를 간헐적으로 구동하기 위해, 상기 구동 수단에 제공되어야 할 간헐적 발진 수단(28)을 구비하고,
    이때 상기 샘플 및 홀드 수단은, 상기 간헐적 발진 수단이 발진하지 않을 때, 상기 간헐적 발진 수단의 발진 기간동안 상기 부하 전류 검출 수단으로부터의 출력에 상응하는 보유 전압을 상기 부하 전류 에러 출력 수단에 출력하고,
    상기 간헐적 발진 수단은 발생될 펄스 신호의 듀티비를 조정할 수 있음을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  4. 제5항에 있어서, 소정 제어 신호 및 펄스 신호는 동기됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  5. 제5항에 있어서, 상기 간헐적 발진 수단은, 교류 전압 기반으로서 직류 전압으로부터 펄스 신호인 펄스 전압을 발생하는 펄스 전력 공급 회로임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 구동 수단은 다수의 트랜지스터(27a, 27b)로 구성된 브릿지형 회로를 포함하고,
    상기 간헐적 발진 수단은,
    펄스 신호를 발생하는 펄스 발진 수단(33) 및
    상기 펄스 발진 수단으로부터의 펄스 신호와 상기 발진 수단으로부터의 발진 신호를 기반으로 논리곱을 산출하는 논리곱 산출 수단(34)을 구비하고,
    상기 각각의 트랜지스터들은 상기 발진 수단으로부터의 발진 신호 또는 상기 논리곱 산출 수단으로부터의 출력 신호에 의해 구동됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  7. 제5항에 있어서, 전류 흐름이 소정값보다 적으면, 상기 발진 수단(26A)의 발진 주파수를 현재의 발진 주파수와 다른 소정 주파수로 스위핑하는 스위핑 수단(29, 44)을 더 구비함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  8. 제13항에 있어서, 현재의 발진 주파수와 다른 소정 주파수는,
    출력 전압이 상기 제어 회로에 의해 사용되는 상기 압전 트랜스포머의 다수의 공진 특성중 하나의 최소값을 취하는 주파수임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  9. 제14항에 있어서, 출력 전압이 상기 제어 회로에 의해 사용된 공진 특성의 최대값을 취하는 주파수보다 높은 주파수일 때, 출력 전압이 최소값을 취하는 주파수는 보다 높은 주파수 특성에 포함됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  10. 제13항에 있어서, 상기 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압을 검출하는 출력 전압 검출 수단(30a, 30b, 41)을 더 구비하고,
    여기서 전류 흐름은, 상기 출력 전압 검출 수단으로부터의 출력을 기반으로 상기 스위핑 수단(29)에 의해 소정 값보다 적도록 검출됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  11. 제13항에 있어서, 전류 흐름이, 상기 부하 전류 검출 수단으로부터의 출력을 기반으로 상기 스위핑 수단(29)에 의해 소정 값보다 적도록 검출됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  12. 제13항에 있어서, 상기 간헐적 발진 수단에 의해 발생된 펄스 신호의 듀티비를 검출하는 듀티비 검출 수단(44)을 더 구비하고,
    이때 전류 흐름은, 상기 간헐적 발진 수단에 의해 발생된 펄스 신호를 기반으로 상기 듀티비 검출 수단에 의해 소정값 보다 적도록 검출됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  13. 제13항 내지 21항중 어느 한 항에 있어서, 전류 흐름의 소정값은 실질적으로 0임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  14. 제5항에 있어서, 발진 주파수가 소정 제어 범위 밖으로 벗어나면, 상기 발진 수단(26A)의 발진 주파수를 소정 주파수로 스위핑하는 스위핑 수단(25, 25A)을 더 구비함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  15. 제25항에 있어서, 소정 주파수는 출력 전압이 상기 제어 회로에 의해 사용되는, 상기 압전 트랜스포머(21)의 다수의 공진 특성중 하나에서 최소값을 취하는 주파수임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  16. 제26항에 있어서, 소정 제어 범위는, 상기 압전 트랜스포머(21)로부터의 출력 전압이 상기 제어 회로에 의해 사용된 공진 특성에서 최대값을 취하는 주파수 보다 더 높은 주파수 특성에 포함되고, 소정 수파수를 포함함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  17. 제25항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 발진 수단에 대한 제어 전압을 검출하는 제어 전압 검출 수단(49)을 더 구비하고,
    여기서 상기 스위핑 수단(25A)은 상기 제어 전압 검출 수단으로부터의 출력을 기반으로, 상기 발진 수단의 발진 주파수가 소정 제어 범위 밖으로 벗어나는지를 검출함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  18. 제5항에 있어서, 펄스 신호를 위해 상기 간헐적 발진 수단에 의해 수행된 펄스 변조에 있어, 펄스 신호의 오프 기간 길이가 제어됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  19. 제5항에 있어서, 펄스 신호를 위해 상기 간헐적 발진 수단에 의해 수행된 펄스 변조에 있어, 펄스 신호 한 사이클의 듀티비가 제어됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  20. 제22항에 있어서, 냉음극 형광 램프는 전류 흐름이 실질적으로 0일 때 턴 오프됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  21. 제5항에 있어서, 상기 제어 회로는 상기 냉음극 형광 램프 대신 자외선 램프를 위한 구동 장치에 사용됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 회로.
  22. 냉음극 형광 램프가, 제5항에 따른 회로에 의해 제어되는 압전 트랜스포머에 의해 제어되는 디스플레이 장치.
  23. 디스플레이 수단으로서 제45항에 따른 디스플레이 장치를 구비한 컴퓨터.
  24. 디스플레이 수단으로서 제45항에 따른 디스플레이 장치를 구비한 휴대용 정보 단말기.
  25. 촉매를 자극하기 위한 광원으로서 제44항에 따른 자외선 램프를 구비한 탈취 장치.
  26. 살균 램프로서 제44항에 따른 자외선 램프를 구비한 살균 장치.
  27. 살균 램프로서 제44항에 따른 자외선 램프를 구비한 정수기.
  28. 제59항에 있어서,
    전류 흐름이 소정값보다 적으면, 발진 주파수를 현재의 발진 주파수와 다른 소정의 주파수로 스위핑하는 단계를 더 구비함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  29. 제53항에 있어서, 현재의 발진 주파수와 다른 소정 주파수는,
    출력 전압이, 상기 제어 방법에 사용되는 상기 압전 트랜스포머의 여러 공진 특성들 중 한 개의 최소값을 취한 주파수임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  30. 제54항에 있어서, 출력 전압이 상기 제어 방법에 의해 사용된 공진 특성의 최대값을 취한 주파수 보다 더 큰 주파수가 사용될 때, 출력 전압이 최소값을 취한 주파수는 보다 높은 주파수 특성에 포함됨을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  31. 제59항에 있어서,
    발진 주파수가 소정 제어 범위 밖으로 벗어나면, 발진 주파수를 현재의 발진 주파수와 다른 소정의 주파수로 스위핑하는 단계를 더 포함함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  32. 제56항에 있어서,
    소정 주파수는, 출력 전압이, 상기 압전 트랜스포머의 상기 제어 방법에 의해 사용된 다수의 공진 특성들중 하나에서 최소값을 취한 주파수임을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  33. 제57항에 있어서,
    소정 제어 범위는, 상기 압전 트랜스포머로부터의 출력 전압이 상기 제어 방법에 의해 사용된 공진 특성의 최대값을 취한 주파수 보다 더 높은 주파수 특성에 포함되고, 소정 주파수를 포함함을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
  34. 압전 트랜스포머에 연결된 냉음극 형광 램프를 구동하기 위해, 제어 전압 및 펄스 변조된 신호에 따라 발진 신호를 발생하고 발진 신호에 따라 발생된 교류 전압에 의해 압전 트랜스포머를 간헐적으로 구동하는 압전 트랜스포머 제어 방법에 있어서,
    상기 압전 트랜스포머의 출력 단자에 연결된 냉음극 형광 램프에 흐르는 전류를 검출하고 전류 흐름이 실질적으로 일정하게 유지되도록 제어 전압을 제어함으로써 발진 신호의 발진 주파수를 제어하는 단계;
    소정 제어 신호에 따라 전류 흐름에 상응하는 전압 신호를 샘플링 및 홀딩하는 단계; 및
    펄스 변조된 신호가 발진 되지 않을 때, 펄스 변조된 신호의 발진 기간동안의 전압 신호에 상응하는 보유 전압을 출력하는 단계를 구비하고,
    이때 냉음극 형광 램프의 밝기는 펄스 변조된 신호의 듀티비를 조정함으로써 바뀔 수 있음을 특징으로 하는 압전 트랜스포머 제어 방법.
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