JP2000166257A - 圧電トランスインバ―タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 調光部の出力反転時に圧電トランスに大きな
ストレスが加わることがなく、昇圧回路に用いられてい
るトランジスタに大きな耐圧を必要としない圧電トラン
スインバータを提供する。 【解決手段】 平滑回路４７から出力される信号と三角
波発生回路５６から出力される三角波とを比較器５７で
比較することによって矩形波を出力し、この矩形波のデ
ューティ比でチョップ部４４のスイッチング素子４５を
オン、オフ制御する。バースト信号がハイでチョッパ部
４４が停止している時も、サンプルホールド回路５５
が、チョッパ部４４駆動時における平滑回路４７の出力
を記憶保持しており、比較器５７からはスイッチング素
子４５を制御するための矩形波が出力されている。ただ
し、チョッパ部４４停止時には、オアゲート５８に入力
されたバースト信号のため、比較器出力はスイッチング
素子４５から切断されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランスインバ
ータに関する。特に、液晶表示パネルのバックライト用
蛍光管（冷陰極管）を点灯させるための圧電トランスイ
ンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】（圧電トランスインバータに求められる
性能）近年、携帯電話やノートパソコンなどの携帯用情
報処理機器のディスプレイ装置として、バックライト付
き液晶ディスプレイが一般的に使用されている。このバ
ックライトの光源としては、冷陰極管等の蛍光管が用い
られている。蛍光管を点灯させるには高圧の交流電圧を
印加する必要があり、またノートパソコンなどの携帯用
情報処理機器の入力電源としては、バッテリーとＡＣア
ダプターの併用が一般的である。それゆえ、このような
バックライトには、入力電源から供給される低電圧の直
流電圧を蛍光管が点灯可能な高圧の交流電圧に変換する
ＤＣ／ＡＣインバータなどの蛍光管点灯装置が必要とな
る。

【０００３】近年、このような蛍光管点灯装置として、
電磁トランスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧
電トランスインバータの開発が進められている。これら
の用途に用いるためには、圧電トランスインバータに
は、 電池でもバッテリーチャージャーでも駆動できるよ
うに広入力電圧範囲であること、 液晶表示パネルの表示面の明るさ（つまり冷陰極管
の輝度に相当する）を絞って消費電力を小さくし、動作
時間を長くすることができるように広い輝度調光範囲が
とれること、 といった性能が要求される。

【０００４】このような要求に対応するために提案され
ている従来技術としては、特開平９−１０７６８４号に
開示された圧電トランスインバータがある。この圧電ト
ランスインバータの構成を図１に示す。この圧電トラン
スインバータ１は、負荷である蛍光管２に電圧を印加す
る圧電トランス３と、圧電トランス３の二次電極から蛍
光管２に供給される電流を検出し、この管電流を所定値
に保持するために圧電トランス３の駆動周波数を制御す
る周波数制御回路４と、周波数制御回路４によって作ら
れた駆動周波数を分周回路１２で分周し、その分周周波
数の駆動電圧を発生させて圧電トランス３の一次電極に
印加する昇圧回路（駆動回路）５と、入力電源電圧Ｖ_DD
が変化しても圧電トランス３に印加される駆動電圧が所
定電圧となるように制御するための駆動電圧制御回路６
と、蛍光管２に流れる平均管電流をＰＷＭ制御するため
の調光回路７とから構成されている。

【０００５】昇圧回路５は２つのトランジスタ８、９と
２つのコイル１０、１１を用いてプッシュプル動作（準
Ｅ級動作）構成としている。このようなプッシュプル動
作における圧電トランスインバータ１では、昇圧回路５
の２つのトランジスタ８、９のオン、オフにより圧電ト
ランス３の一次電極間に印加される駆動電圧は、正弦波
に近い波形となる。さらに、この圧電トランスインバー
タ１では、コイル１０、１１とトランジスタ８、９を２
個ずつ用いてプッシュプル動作させているので、圧電ト
ランス３の入力電圧を２倍にすることができる。

【０００６】また、周波数制御回路４では、蛍光管２に
流れる電流を電流電圧変換回路１３で管電流と比例した
電圧信号に変換した後、その電圧信号を整流回路１４で
整流して直流電圧信号とし、この直流電圧信号と基準電
圧Ｖrefを比較器１５で比較し、整流回路出力と基準電
圧Ｖrefの大小に応じて比較器１５から出力される直流
電圧信号を積分回路１６で積分し、電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）１７から出力される三角波と矩形波の各発振周波
数を比較器出力に応じて制御している。これにより、周
波数制御回路４から分周回路１２へ出力される矩形波の
周波数を変化させ、蛍光管２に流れる電流が所望の電流
値となるように駆動周波数制御を行っている。

【０００７】しかし、この駆動周波数制御だけで管電流
を制御しようとすると、入力される電源電圧が高くなっ
た場合に、駆動周波数が圧電トランス３の効率がもっと
も良い共振周波数近傍から大きく外れてしまい、変換効
率の低下が著しくなるという問題がある。

【０００８】そこで、この圧電トランスインバータ１で
は、昇圧回路５と直流電源の電源電圧Ｖ_DDの間に駆動電
圧制御回路６を付加し、駆動電圧制御回路６のスイッチ
ング素子１９をオン、オフさせることにより平均入力電
圧が一定となるようにしている。すなわち、圧電トラン
ス３の一方の一次電極の電圧（駆動電圧）を整流回路２
０で整流して直流電圧に変換した後、比較器２１に入力
し、比較器２１において周波数制御回路４（電圧制御発
振器１７）から出力される三角波と整流回路２０の直流
出力とを比較して矩形波を出力し、比較器出力がロー
（Ｌ）のときにスイッチング素子１９をオンにし、比較
器出力がハイ（Ｈ）のときにスイッチング素子１９をオ
フに制御している。従って、電源電圧Ｖ_DDが低くなって
圧電トランス３の駆動電圧が低下し、整流回路２０から
出力される直流電圧が小さくなると、スイッチング素子
１９のデューティ比（オン・デューティをいう。以下、
同じ）が大きくなって圧電トランス３に供給される平均
入力電圧が大きくなる。逆に、電源電圧Ｖ_DDが高くなっ
て圧電トランス３の駆動電圧が上昇し、整流回路２０か
ら出力される直流電圧が大きくなると、スイッチング素
子１９のデューティ比が小さくなって圧電トランス３に
供給される平均入力電圧が小さくなる。こうして入力電
源電圧Ｖ_DDが変動しても圧電トランスに供給される平均
入力電圧をほぼ一定に保つことができ、駆動周波数の制
御変化幅を小さくし、広い入力電圧範囲に対応できるよ
うにする。

【０００９】さらに、調光回路７は、調光電圧によって
調光範囲を調整する。調光回路７は、三角波発振回路２
２から出力される三角波と調光電圧を比較器２３で比較
して矩形波を出力するようになっており、調光電圧を大
きくすると、比較器２３から出力される矩形波のデュー
ティ比が小さくなる。

【００１０】駆動電圧制御回路６に設けられているスイ
ッチング素子１９の制御端子（ゲート）にはオアゲート
１８が接続され、調光回路７から出力される比較的周波
数の小さな矩形波と、比較器２１から出力される比較的
周波数の大きな矩形波とがオアゲート１８に入力され、
そのオア（ＯＲ）信号でスイッチング素子１６を制御す
る。従って、スイッチング素子１９は、比較器２１から
の矩形波によって比較的短い周期でオン、オフさせられ
る。その一方、スイッチング素子１９は、調光回路７か
らの矩形波によって比較的長い周期で間欠的にオフ状態
に保持され、駆動電圧制御回路６の出力も停止させら
れ、管電流が断続される。この間欠駆動の周波数を２１
０Ｈｚ程度にすると、人の目には速すぎてそのオン、オ
フが認識できないため、あたかも蛍光管の輝度が一様に
下がったかのように見える。よって、調光電圧に応じて
駆動電圧制御回路６を間欠的に作動または停止させてデ
ューティ比を変化させることにより、広い調光範囲に対
応することができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来例に
は、以下に説明するような技術的課題が存在している。
調光回路の出力がロー、ハイ、ローと変化しているとき
の、圧電トランスインバータ１の動作状態を図２（ａ）
〜（ｆ）に示す。図２（ａ）は調光回路７（比較器２
３）の出力信号波形を示している。また、図２（ｂ）は
周波数制御回路４（電圧制御発振器１７）の出力波形と
整流回路２０の出力の変化を表わしている。図２（ｃ）
は駆動電圧制御回路６の比較器２１からの出力を示して
いる。図２（ｄ）はオアゲート１８の出力、図２（ｅ）
は駆動電圧制御回路６からの出力、図２（ｆ）は圧電ト
ランス３の入力電圧（駆動電圧）を表わしている。

【００１２】図２（ｂ）（ｃ）に示すように、駆動電圧
制御回路６では、圧電トランス３の入力電圧を整流した
直流電圧（整流回路出力）と周波数制御回路４（電圧制
御発振器１７）からの出力（三角波）とを比較して比較
器２１から出力する。そして、図２（ａ）（ｄ）（ｅ）
に示すように、この比較器出力と調光回路出力のオア出
力により駆動電圧制御回路６の出力を制御している。

【００１３】しかし、調光回路７からの出力により駆動
電圧制御回路６が間欠的にオフになっている期間（図２
（ａ）において、調光回路７の比較器出力がハイ（Ｈ）
になっている期間）は、図２（ｆ）に示すように駆動電
圧制御回路６から圧電トランス３に入力される入力電圧
が零になる。そのため整流回路出力は減少し、図２
（ｃ）の駆動電圧制御回路６の比較器出力もロー（Ｌ）
になる。ついで、調光回路７の出力がローに戻って駆動
電圧制御回路６が再度動作を始めると、整流回路出力は
再び増加していき、駆動電圧制御回路６の出力電圧が所
望の一定値（Ｖ_DD）になるまで増加する。

【００１４】このように駆動電圧制御回路６が再度動作
を始めてから、整流回路出力電圧が所望の値に安定する
までの過渡期間は、図２（ｅ）のようにスイッチング素
子１９のデューティ比が大きすぎて駆動電圧制御回路６
の平均出力電圧が過大になる。この過渡期間には、図２
（ｆ）のように圧電トランス３の入力電圧が大きくなる
ので、圧電トランス３ヘのストレスが大きい、昇圧
回路５のトランジスタ８、９に耐圧の大きいＦＥＴを用
いなければならない、といった問題があった。

【００１５】本発明は上述の技術的問題点を解決するた
めになされたものであり、その目的とするところは、調
光部の出力反転時に圧電トランスに大きなストレスが加
わったりすることがなく、昇圧回路に用いられているト
ランジスタ等の素子に大きな耐圧を要求することがない
圧電トランスインバータを提供することにある。

【００１６】

【発明の開示】請求項１に記載した圧電トランスインバ
ータは、一次電極間に印加された交流電圧を電圧変換し
て二次電極に接続された負荷に供給する圧電トランス
と、前記圧電トランスの駆動周波数を変化させることに
より負荷駆動時の負荷電流を制御する駆動周波数制御部
と、前記駆動周波数の２倍以上の周波数で前記駆動周波
数制御部への入力電圧をチョッピングし、そのチョッピ
ング動作のデューティ比を変化させることにより前記駆
動周波数制御部への平均入力電圧を制御するチョッパ部
と、前記圧電トランスの駆動周波数よりも小さな周波数
で前記チョッパ部の動作を間欠的に停止させることによ
り、前記駆動周波数制御手段を間欠的に停止させる調光
部とを備え、前記調光部により前記チョッパ部を間欠的
に停止している期間においても、チョッパ部にチョッピ
ング動作させるためのデューティ比を有する信号をチョ
ッパ部の内部で持続させるようにしたことを特徴として
いる。

【００１７】ここで、チョッパ部にチョッピング動作さ
せるためのデューティ比を有する信号とは、チョッパ部
がスイッチング素子をオン、オフすることによってチョ
ッピング動作している場合には、このスイッチング素子
をオン、オフ制御するための信号である。また、チョッ
パ部を間欠的に停止するとは、チョッパ部から全く出力
されない場合のほか、圧電トランスからの出力が小さく
負荷が駆動されない程度の出力がある場合も含んでい
る。

【００１８】このためには、例えば請求項２に記載して
いるように、前記チョッパ部はチョッパ部を駆動もしく
は停止させるためのスイッチング素子を備え、チョッパ
部にチョッピング動作させるためのデューティ比を有す
る信号によって当該スイッチング素子をオン、オフ動作
させると共に、前記調光部の出力レベルによって当該ス
イッチング素子と前記チョッパ部にチョッピング動作さ
せるためのデューティ比を有する信号を接続または切断
させるようにすればよい。

【００１９】従来例の圧電トランスインバータにおいて
は、調光部によってチョッパ部を動作停止している期間
では、チョッパ部をチョッピング動作させるためのデュ
ーティ比を有する信号を発生させないようにしてチョッ
パ部を動作停止させていた。これに対し、請求項１に記
載した圧電トランスインバータでは、調光部によってチ
ョッパ部を動作停止している期間も、チョッパ部をチョ
ッピング動作させるためのデューティ比を有する信号を
持続させておき、この信号を継続的に発生させたままで
チョッパ部を動作停止させている。

【００２０】従って、調光部によってチョッパ部が駆動
停止状態から駆動状態に変化させられた時には、チョッ
パ部は直ちにほぼ正常なデューティ比でチョッピング動
作し、圧電トランス入力電圧が過渡的に大きくなり過ぎ
るのを防止することができる。よって、従来のように、
調光部出力電圧が変化するときに圧電トランスに過大な
ストレスが加わることがない。また、圧電トランスに過
大な駆動電圧が印可されることがないため、圧電トラン
スを駆動しているＦＦＴ等の素子にも耐圧の低い、安価
な素子を使用できる。

【００２１】また、請求項３に記載した圧電トランスイ
ンバータは、一次電極間に印加された交流電圧を電圧変
換して二次電極に接続された負荷に供給する圧電トラン
スと、前記圧電トランスの駆動周波数を変化させること
により負荷駆動時の負荷電流を制御する駆動周波数制御
部と、前記駆動周波数の２倍以上の周波数で前記駆動周
波数制御部への入力電圧をチョッピングし、そのチョッ
ピング動作のデューティ比を変化させることにより前記
駆動周波数制御部への平均入力電圧を制御するチョッパ
部と、前記圧電トランスの駆動周波数よりも小さな周波
数で前記チョッパ部の動作を間欠的に停止させることに
より、前記駆動周波数制御手段を間欠的に停止させる調
光部とを備え、前記調光部により前記チョッパ部を停止
から駆動に変化させた場合には、チョッパ部におけるチ
ョッピング動作のためのデューティ比を次第に増加させ
るようにしたことを特徴としている。

【００２２】この圧電トランスインバータでは、チョッ
パ部を停止から駆動に変化させた場合には、チョッパ部
におけるチョッピング動作のためのデューティ比が駆動
時のデューティ比まで次第に増加するようにしているの
で、調光部によってチョッパ部が停止状態から駆動状態
に変化させられた時でも、チョッパ部のデューティ比が
過大になることがなく、圧電トランス入力電圧が過渡的
に大きくなり過ぎるのを防止することができる。よっ
て、従来のように、調光部出力電圧が変化するときに圧
電トランスに過大なストレスが加わることがない。ま
た、圧電トランスに過大な駆動電圧が印可されることが
ないため、圧電トランスを駆動しているＦＦＴ等の素子
にも耐圧の低い、安価な素子を使用できる。

【００２３】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）本発明の第１
の実施形態による圧電トランスインバータ３１の構成を
図３に示す。この圧電トランスインバータ３１は、４つ
の回路ブロック、すなわち圧電トランス３２、昇圧回路
３８、周波数制御回路４３、チョッパ部４４、バースト
調光部５９から構成されている。なお、昇圧回路３８と
周波数制御回路４３によって駆動周波数制御部が構成さ
れている。

【００２４】圧電トランス３２は、圧電効果を利用して
一次電極３４間に印加された交流電圧を昇圧した交流高
電圧を二次電極３５から出力し、冷陰極管のような蛍光
管３６に交流電流（管電流）を供給して点灯させるもの
である。ここで用いている圧電トランス３２は、ローゼ
ン型の圧電トランス３２であって、圧電基板３３の一方
領域においては、その両主面に一次電極３４を設け、一
次電極３４と垂直な方向に分極処理を施し、他方領域に
おいては、その端面に二次電極３５を設け、二次電極３
５と垂直な方向に分極処理を施している。圧電トランス
３２の二次電極３５とグランドの間には、蛍光管３６と
検出抵抗３７が直列に接続されている。

【００２５】昇圧回路３８は、圧電トランス３２の一次
電極３４に所定駆動周波数の交流電圧（駆動電圧）を印
加して圧電トランス３２を駆動し、昇圧動作させるもの
である。この昇圧回路３８は、２個のコイル４１、４２
と２個のトランジスタ３９、４０とから構成されてお
り、コイル４１とトランジスタ３９は直列に接続され、
コイル４２とトランジスタ４０も直列に接続され、コイ
ル４１及びトランジスタ３９の直列接続体とコイル４２
及びトランジスタ４０の直列接続体は互いに並列に接続
されている。この昇圧回路３８の両コイル４１、４２の
接続点にはチョッパ部４４の出力が接続されており、両
トランジスタ３９、４０の接続点はグランドに接地され
ている。また、コイル４１とトランジスタ３９の接続点
は圧電トランス３２の一方の一次電極３４に接続され、
コイル４２とトランジスタ４０の接続点は他方の一次電
極３４に接続されている

【００２６】周波数制御回路４３には、蛍光管３６と検
出抵抗３７の間の電圧が入力されており、周波数制御回
路４３は管電流の大きさを検出する。また、周波数制御
回路４３の２つの出力は、昇圧回路３８の２つのトラン
ジスタ３９、４０のゲートにそれぞれ接続されており、
各出力からは位相が１８０度ずれた矩形波を出力し、２
つのトランジスタ３９、４０を交互にオン／オフ制御す
る。トランジスタ３９又は４０がオンになった側のコイ
ル４１又は４２には、入力電源から供給される電流が流
れ、電磁エネルギーとしてチャージされる。一方、トラ
ンジスタ３９又は４０がオフになると、コイル４１又は
４２にチャージされていた電磁エネルギーが放出され、
入力電源電圧Ｖ_DDよりも高い電圧が発生する。従って、
周波数制御回路４３により２個のトランジスタ３９、４
０を交互にオン／オフ制御すると、圧電トランス３２の
各一次電極３４には、半周期毎に正弦波に近い交流電圧
（半波電圧）が印加され、この結果圧電トランス３２の
一次電極３４間には、正弦波に近い交流電圧（全波電
圧）が印加される。しかして、周波数制御回路４３は、
蛍光管３６に流れる管電流を検出し、駆動周波数を可変
制御し、圧電トランス３２の昇圧比の駆動周波数依存を
利用して管電流が一定になるよう調整する。

【００２７】なお、詳細は省略するが（特開平９−１０
７６８４の実施例を参照）、本発明においては、間欠消
灯期間に駆動周波数が変化しないように制御されている
ことが望ましい。

【００２８】チョッパ部４４においては、バッテリー等
の電源からの電圧を入力する電源入力端とチョッパ部４
４の出力端との間にスイッチング素子４５が接続され、
チョッパ部４４の出力端とグランドの間にダイオード４
６が挿入されている。しかして、スイッチング素子４５
のデューティ比を制御することにより、入力電源電圧Ｖ
_DDの大小に関わらず、その矩形波出力の平均電圧が一定
値となるようにしている。ここで、スイッチング素子４
５のスイッチング周波数は蛍光管３６の駆動周波数（通
常数１０ｋＨｚ程度）の少なくとも２倍以上の周波数に
なるように設定しておく。

【００２９】バースト調光部５９は、三角波発生回路６
０と比較器６１とからなり、三角波発生回路６０から出
力される三角波と調光電圧が比較器６１に入力され、比
較器６１からは蛍光管３６の駆動周波数に比較して十分
低い周波数（２００〜数１００Ｈｚ程度）の矩形波（以
下、バースト信号という）が出力されている。バースト
調光部５９の出力はオアゲート５８を介してスイッチン
グ素子４５の制御端子（ゲート）に入力されており、バ
ースト調光部５９の比較器６１から出力されている電圧
がハイの期間はスイッチング素子４５の駆動が停止され
オフ状態に保持される。よって、バースト調光部５９か
らの出力電圧によって蛍光管３６を間欠的に消灯させて
その輝度を調光する。また、外部からバースト調光部５
９に入力される調光電圧を変化させると、バースト調光
部５９から出力される矩形波のデューティ比が変化して
蛍光管３６の間欠的な消灯期間のデューティ比が調整さ
れ、所望の輝度を得ることができる。

【００３０】また、チョッパ部４４の出力電圧は平滑回
路４７によって平滑化された後、サンプルホールド回路
５５に入力される。この平滑回路４７は、チョッパ部４
４の出力端とグランドの間に抵抗４８とコンデンサ４９
を直列にして接続し、この抵抗４８とコンデンサ４９の
間の電圧をさらに分圧抵抗５０、５１によって分圧し、
分圧抵抗５０、５１によって分圧された電圧をコンデン
サ５３とオペアンプ５２からなる積分回路に入力し、基
準電源５４からオペアンプ５２に入力されている基準電
圧Ｖoとの差電圧を積分して出力する。また、チョッパ
部４４のサンプルホールド回路５５には、バースト調光
部５９から出力されるバースト信号も入力されている。
このサンプルホールド回路５５は、バースト信号がロー
で蛍光管３６が点灯している期間にはサンプリング状態
となり、入力されているバースト信号がハイで蛍光管３
６が消灯されている期間にはホールド状態となり、バー
スト信号がローからハイに切り替わる直前の平滑回路出
力値を保持するように設定されている。

【００３１】スイッチング素子４５の制御端子に接続さ
れているオアゲート５８の他方の入力には比較回路５７
の出力が接続されており、比較回路５７の反転入力端子
にはサンプルホールド回路５５の出力が接続され、比較
回路５７の非反転入力端子には三角波発生回路５６から
三角波が入力されている。

【００３２】このチョッパ部４４の回路動作を図４
（ａ）〜（ｆ）により説明する。図４は、図２と同様、
バースト調光部５９から出力されるバースト信号がロ
ー、ハイ、ローと変化している期間の各部波形を示して
いる。図４（ａ）はバースト調光部５９の出力（比較器
６１の出力）を示す波形図、図４（ｂ）はチョッパ部４
４の三角波発生回路５６の出力Ａと平滑回路４７の出力
Ｂと、サンプルホールド回路５５の出力を比較して示す
波形図、図４（ｃ）はサンプルホールド回路５５のホー
ルド状態とサンプリング状態の変化を示す図、図４
（ｄ）はチョッパ部４４の比較器５７の出力を示す波形
図、図４（ｅ）はチョッパ部４４の出力波形を示す図、
図４（ｆ）は圧電トランス３２の入力電圧（駆動電圧）
を示す図である。

【００３３】この図４を参照して説明すると、バースト
調光部５９の出力［図４（ａ）］がハイの期間（蛍光管
消灯期間）では、サンプルホールド回路５５が平滑回路
４７から比較器５７へ入力される信号レベルをホールド
するので、チョッパ部４４の平均出力電圧は零になって
いて［図４（ｅ）］平滑回路４７の出力が大きくなって
いるにもかかわらず［図４（ｂ）］、比較器５７からは
バースト調光部５９の出力がローの期間と同一のデュー
ティ比の信号が持続して出力される［図４（ｄ）］。こ
のため、バースト調光部５９の出力がハイからローに切
り替わった後の遅延期間においても、スイッチング素子
４５のデューティ比が大きくなりすぎず、チョッパ部の
出力電圧のデューティ比も従来例のように過渡的に大き
くなることがなくなる。

【００３４】従って、蛍光管３６の消灯期間から点灯期
間に切り替わる過渡期間に、チョッパ部４４の平均出力
電圧が過大になることがなく、圧電トランス３２ヘの
ストレスが大きい、昇圧回路３８のトランジスタ３
９、４０に耐圧の大きいＦＥＴを用いなければならな
い、といった従来例の問題を解決することができる。

【００３５】なお、サンプルホールド回路５５は、サン
プリング状態からホールド状態に切り替わる時には、バ
ースト信号の変化に応じて即座に切り替わり、ホールド
状態からサンプリング状態に切り替わる時には、バース
ト信号よりも少し遅れて反応することが望ましい。この
時間遅れにより、平滑回路４７の出力が安定してからサ
ンプリングモードに入ることができるので、チョッパ部
４４の出力電圧の変動をさらに小さくできるためであ
る。

【００３６】（第２の実施形態）図５は本発明の第２の
実施形態による圧電トランスインバータ７１の構成を示
す回路図である。この圧電トランスコンバータ７１は、
圧電トランス３２、昇圧回路３８、周波数制御回路４３
及びバースト調光部５９の構成は第１の実施形態の場合
と同じである。また、チョッパ部４４も、整流／平滑回
路７２を用いている点を除けば第１の実施形態の場合と
ほぼ同じである。

【００３７】圧電トランス３２は蛍光管３６を駆動、点
灯させる。周波数制御回路４３は蛍光管３６の管電流を
検出し、蛍光管３６が点灯しているときの電流値が一定
になるように昇圧回路３８の駆動周波数を可変する。バ
ースト調光部５９は、蛍光管３６の駆動周波数に比べて
十分低い周波数で、チョッパ部４４を間欠的に駆動また
は停止させることにより、蛍光管３６を間欠的に消灯さ
せてその輝度を調光する。また、調光電圧に応じてバー
スト信号のデューティ比を制御し、蛍光管の輝度を調整
する。ここでも特開平９−１０７６８４の実施例と同様
にバースト信号がハイの期間に駆動周波数が変化しない
ように制御されていることが望ましい。

【００３８】この実施形態のチョッパ部４４が、第１の
実施形態と異なっている点はつぎの通りである。このチ
ョッパ部４４では、圧電トランス３２の一次電極３４を
整流／平滑回路７２の入力に接続してあり、圧電トラン
ス３２の駆動電圧を検出して整流及び平滑化し、直流電
圧化された圧電トランス駆動電圧を直接に比較器５７の
反転入力端子に入力している。ここで、整流／平滑回路
７２の時定数はバースト調光部５９から出力されるバー
スト信号の周期（間欠駆動の周期）Ｔ_Bよりも十分長く
設定しておく。

【００３９】整流／平滑回路７２は、圧電トランス３２
の一次電極３４に印加されている入力電圧をダイオード
７３を通じて整流／平滑回路７２内に取り込み、コンデ
ンサ７４により高周波成分を除去してから分圧抵抗７
５、７６で分圧し、この分圧された電圧をコンデンサ７
８とオペアンプ７７とからなる積分回路の一方端子に入
力し、積分回路の他方端子に基準電源７９からの基準電
圧Ｖoを入力し、積分回路の出力を比較器５７の反転入
力端子に入力している。

【００４０】しかして、チョッパ部４４は、整流／平滑
回路７２の出力が一定値になるようにスイッチング素子
４５のデューティ比を制御する。スイッチング素子４５
のスイッチング周波数は蛍光管３６の駆動周波数の少な
くとも２倍以上の周波数になるように設定しておく。

【００４１】図６はこの実施形態による圧電トランスイ
ンバータ７１の動作を説明するための図であって、バー
スト信号がロー、ハイ、ローと変化しているときの各部
の波形を示している。図６（ａ）はバースト調光部５９
の出力（比較器６１の出力）を示す波形図、図６（ｂ）
はチョッパ部４４の三角波発生回路５６の出力波形Ｄと
整流／平滑回路７２の出力波形Ｅを示す図、図６（ｃ）
はチョッパ部４４の比較器５７の出力を示す図、図６
（ｄ）はチョッパ部４４の出力波形を示す図、図６
（ｅ）は圧電トランス入力電圧Ｆとその整流電圧Ｇの波
形を示す図である。

【００４２】この圧電トランスインバータ７１において
は、整流／平滑回路７２の時定数をバースト信号の周期
Ｔ_Bよりも充分に長くしているので、バースト調光部５
９の出力（バースト信号）がハイとなっても、図６
（ｂ）に示すように、整流／平滑回路の出力はすぐには
大きくならず、バースト信号がローの期間の出力値に近
い値を保つ。そのため、バースト調光部５９の出力がロ
ーからハイに変化してもチョッパ部４４の比較器５７か
らは、バースト信号がローの期間と同様なデューティ比
の出力が持続して出力される。そのため、第１の実施形
態の場合と同様、バースト調光部５９の出力がハイから
再びローに切り替わった後の過渡期間においても、スイ
ッチング素子４５のデューティ比はあまり大きくなら
ず、圧電トランス３２に加わる駆動電圧も過大にならな
くて済む。

【００４３】なお、この実施形態は特開平９−１０７６
８４号に開示されている回路に類似しているが、「整流
／平滑回路７２の時定数をバースト信号の周期よりも十
分長く設定する」という制約を設けることにより新たな
効果が得られることが分かる。

【００４４】（第３の実施形態）図７は本発明の第３の
実施形態による圧電トランスインバータ８１の構成を示
す回路図である。この圧電トランスコンバータ８１は、
圧電トランス３２、昇圧回路３８、周波数制御回路４３
及びバースト調光部５９の構成は第１の実施形態の場合
と同じである。また、チョッパ部８２も、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８３と論理反転回路６３を用いている点を除け
ば第１の実施形態の場合とほぼ同じである。

【００４５】圧電トランス３２は蛍光管３６を駆動、点
灯させる。周波数制御回路４３は蛍光管３６の管電流を
検出し、蛍光管３６が点灯しているときの電流値が一定
になるように昇圧回路３８の駆動周波数を可変する。バ
ースト調光部５９は、蛍光管３６の駆動周波数に比べて
十分低い周波数で、チョッパ部４４を間欠的に駆動また
は停止させることにより、蛍光管３６を間欠的に消灯さ
せてその輝度を調光する。また、調光電圧に応じてバー
スト信号のデューティ比を制御し、蛍光管の輝度を調整
する。ここでも特開平９−１０７６８４の実施例と同様
にバースト信号がハイの期間に駆動周波数が変化しない
ように制御されていることが望ましい。

【００４６】この実施形態にあっては、チョッパ部８２
のオアゲート５８の片側入力に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
８３のスイッチング波形を論理反転回路６３で論理反転
させた信号を入力している。このＤＣ−ＤＣコンバータ
８３は降圧型コンバータを構成しており、電源電圧Ｖ_DD
を降圧して制御回路部分を駆動するための一定電圧（回
路電源）を発生する。

【００４７】詳しく説明すると、このＤＣ−ＤＣコンバ
ータ８３にあっては、電源電圧Ｖ_DDとＤＣ−ＤＣコンバ
ータ８３の出力との間にスイッチング素子８４とチョー
クコイル８６を直列に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ
８３の出力はコンデンサ８７を介してグランドに接続さ
れている。従って、スイッチング素子８４がオン、オフ
して発生した矩形波電圧は、チョークコイル８６とコン
デンサ８７からなるローパスフィルタを通して直流電圧
として出力される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３の
出力電圧は、２つの分圧抵抗８８、８９によって分圧さ
れ、分圧された電圧はコンデンサ９１とオペアンプ９０
からなる積分回路の端子に入力され、基準電源９２から
与えられている基準電圧Ｖoとの差電圧が積分回路で積
分され、積分結果は比較器９３の反転入力端子に入力さ
れる。また、比較器９３の非反転入力端子には、三角波
発生回路９４が接続されており、比較器９３からは積分
回路からの出力に応じたデューティ比の矩形波が出力さ
れてスイッチング素子８４がオン、オフ制御される。従
って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力からは、スイッチン
グ素子８４のオン、オフのデューティ比に応じて電源電
圧Ｖ_DDよりも低い電圧に変換された直流電圧が出力さ
れ、さらに上記のような構成により出力電圧を帰還させ
てスイッチング素子８４をオン、オフ制御することによ
り、出力直流電圧を安定化している。

【００４８】このＤＣ−ＤＣコンバータ８３において
は、チョークコイル８６を適当に選定することによりＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ８３が電流連続モードで駆動するよ
うに設計しておく。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３の
駆動周波数（三角波発生回路の出力周波数）は蛍光管３
６の駆動周波数の少なくとも２倍以上の周波数になるよ
うに設定しておく。

【００４９】さらに、スイッチング素子８４とチョーク
コイル８６の中点は、論理反転回路６３を介してチョッ
パ部８２のオアゲート５８の入力に接続されると共に、
ダイオード８５を通じてグランドに接続されている。し
かして、チョッパ部８２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３
のスイッチング素子８４がチョークコイル８６に出力す
る矩形波信号を流用してスイッチング素子４５を駆動し
ている。

【００５０】この実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ
８３の出力はバースト信号のハイ、ローにかかわりなく
一定値が出力されており、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング素子８４からは常に矩形波信号が出力されてい
る。このためＤＣ−ＤＣコンバータ８３のスイッチング
素子８４がチョークコイル８６に出力する矩形波信号の
デューティ比もバースト信号に関係なく常に一定に保た
れる。チョッパ部８２はこの信号を流用して駆動されて
おり、バースト信号がハイでチョッパ部が駆動停止して
いる期間もＤＣ−ＤＣコンバータ８３からチョッパ部８
２へ送られる矩形波信号は一定のデューティ比で持続し
ている。この結果、第２の実施形態の場合と同様な理由
から、バースト調光部５９のバースト信号がハイからロ
ーへ切り替わった後の過渡期間にもスイッチング素子４
５のデューティ比が変動せず、圧電トランス３２に過大
な平均入力電圧が加わることがなくなる。

【００５１】また、この実施形態では、例えば圧電トラ
ンスインバータ内にＣＭＯＳなどの耐圧の低い半導体素
子や安定した電圧を必要とする回路などを使用している
場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３の回路電源供給部から
安定した電圧を供給できるため、圧電トランスインバー
タ内部で別電源を作製したり、外部別電源から当該電圧
を供給したりする必要がなくなり、回路の小型化とコス
トダウンが図れる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ８３か
らは、ある程度の管電流を差し引いて電流連続モードで
動作させる必要があるが、この管電流は圧電トランスイ
ンバータ内の回路素子の駆動電流として消費されるため
無駄な電力を消費せず、高効率を保つことができる。

【００５２】（第４の実施形態）図８は本発明の第４の
実施形態による圧電トランスインバータの構成を示す回
路図である。この実施形態は、第３の実施形態とほぼ同
一の回路構成を有して入るが、第３の実施形態では、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータのスイッチング素子８４からチョー
クコイルへ出力されている矩形波信号をチョッパ部８２
で流用していたのに対し、この実施形態では、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ８３内の比較器９３から出力される矩形波
信号を流用してチョッパ部８２のスイッチング素子４５
を駆動するようにしている。

【００５３】この実施形態でも、第３の実施形態の場合
と同様にして、バースト信号がハイでチョッパ部８２が
駆動停止している期間も、バースト信号と関係なく一定
のデューティ比の矩形波信号がチョッパ部８２へ送られ
ているので、バースト調光部５９のバースト信号がハイ
からローへ切り替わった後の過渡期間にもスイッチング
素子４５のデューティ比が変動せず、圧電トランス３２
に過大な平均入力電圧が加わることがない。

【００５４】（第５の実施形態）図９は本発明の第５の
実施形態による圧電トランスインバータ１０１の構成を
示す回路図である。この圧電トランスコンバータ１０１
は、圧電トランス３２、昇圧回路３８、周波数制御回路
４３及びバースト調光部５９の構成は第１の実施形態の
場合と同じである。

【００５５】圧電トランス３２は蛍光管３６を駆動、点
灯させる。周波数制御回路４３は蛍光管３６の管電流を
検出し、蛍光管３６が点灯しているときの電流値が一定
になるように昇圧回路３８の駆動周波数を可変する。バ
ースト調光部５９は、蛍光管３６の駆動周波数に比べて
十分低い周波数で、チョッパ部４４を間欠的に駆動また
は停止させることにより、蛍光管３６を間欠的に消灯さ
せてその輝度を調光する。また、調光電圧に応じてバー
スト信号のデューティ比を制御し、蛍光管の輝度を調整
する。ここでも特開平９−１０７６８４の実施例と同様
にバースト信号がハイの期間に駆動周波数が変化しない
ように制御されていることが望ましい。

【００５６】チョッパ部４４では、第１の実施形態（図
３）で用いたのと同じ構成の平滑回路４７が用いられて
おり、平滑回路４７で平滑化されたチョッパ部４４の出
力電圧と三角波発生回路５６から出力された三角波とが
比較器５７で比較され、比較器５７の出力は直接にスイ
ッチング素子４５の制御端子につながれている。

【００５７】ただし、平滑回路４７内の比較器５２の非
反転入力端子には、抵抗１０７を介した基準電源１０８
と、抵抗１０６と、コンデンサ１０５とが並列にして接
続されている。さらに、比較器５２の非反転入力端子と
グランドの間には、抵抗１０４及びトランジスタ１０３
が直列に接続されており、トランジスタ１０３のベース
には抵抗１０２を介してバースト調光部５９の出力が接
続されている。

【００５８】従って、平滑回路４７内の比較器５２の非
反転入力端子に入力される基準電圧Ｖoは、バースト調
光部５９から出力されるバースト信号によって変化す
る。すなわち、平滑回路４７内の比較器５２に入力され
る基準電圧Ｖoは、バースト信号のハイ、ローに応じて
台形状に変化し、これによりチョッパ部４４のデューテ
ィ比を変化させ、圧電トランス３２への平均入力電圧を
間欠的に増減する。よって、バースト信号のデューティ
比を外部から供給される調光電圧により可変することに
より、蛍光管３６の輝度を制御することができる。

【００５９】このチョッパ部４４の回路動作を図１０
（ａ）〜（ｅ）により説明する。図１０は、バースト調
光部５９から出力されるバースト信号がロー、ハイ、ロ
ーと変化している期間の各部波形を示している。図１０
（ａ）はバースト調光部５９の出力（比較器６１の出
力）を示す波形図、図１０（ｂ）はチョッパ部４４の三
角波発生回路５６の出力Ｊと平滑回路４７の比較器５２
に入力される基準電圧Ｖoを比較して示す波形図、図１
０（ｃ）はチョッパ部４４の出力波形を示す図、図１０
（ｄ）は圧電トランス３２の入力電圧（駆動電圧）を示
す図、図１０（ａ）は蛍光管３６に流れる管電流を示す
図である。

【００６０】この図１０を参照して説明すると、平滑回
路４７の基準電圧Ｖoはバースト信号により台形状に変
化する［図１０（ｂ）］。いま、基準電圧Ｖoが低くな
ると、チョッパ部４４の出力のデューティ比が小さくな
り［図１０（ｃ）］、圧電トランス３２への平均入力電
圧が低くなる［図１０（ｄ）］。このため圧電トランス
３２の出力が小さくなり、蛍光管３６は点灯状態を維持
できなくなって消灯する［図１０（ｅ）］。このため間
欠的な点灯と消灯が可能となる。

【００６１】また、基準電圧Ｖoを台形状に変化させ、
バースト信号がハイからローに変化した後の過渡期間に
はチョッパ部から出力される電圧のデューティ比が次第
に大きくなるようにしているので、チョッパ部４４の制
御遅れがあっても、チョッパ部４４のデューティ比が過
大になることがなく、圧電トランス３２に過大な平均入
力電圧が加わることがない。

【００６２】なお、この実施形態では、バースト信号が
ハイの期間にもチョッパ部４４の平均出力がいくらか出
ている例を示したが、バースト信号がハイの期間にはチ
ョッパ部４４の出力が完全に零ボルトになるようにして
もよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来例の圧電トランスインバータの構成を示す
回路図である。

【図２】同上の圧電トランスインバータの課題を説明す
るための図である。

【図３】本発明の一実施形態による圧電トランスインバ
ータの構成を示す回路図である。

【図４】同上の圧電トランスインバータの動作を説明す
る図である。

【図５】本発明の別な実施形態による圧電トランスイン
バータの構成を示す回路図である。

【図６】同上の圧電トランスインバータの動作を説明す
る図である。

【図７】本発明のさらに別な実施形態による圧電トラン
スインバータの構成を示す回路図である。

【図８】本発明のさらに別な実施形態による圧電トラン
スインバータの構成を示す回路図である。

【図９】本発明のさらに別な実施形態による圧電トラン
スインバータの構成を示す回路図である。

【図１０】同上の圧電トランスインバータの動作を説明
する図である。

【符号の説明】

３２ 圧電トランス ３６ 蛍光管 ３８ 昇圧回路 ３９、４０ トランジスタ ４１、４２ コイル ４３ 周波数制御回路 ４４、８２ チョッパ部 ４５ スイッチング素子 ４７ 平滑回路 ５５ サンプルホールド回路 ５６ 三角波発生回路 ５７ 比較器 ５８ オアゲート ５９ バースト調光部 ７２ 整流／平滑回路 ８３ ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一次電極間に印加された交流電圧を電圧
   変換して二次電極に接続された負荷に供給する圧電トラ
   ンスと、 前記圧電トランスの駆動周波数を変化させることにより
   負荷駆動時の負荷電流を制御する駆動周波数制御部と、 前記駆動周波数の２倍以上の周波数で前記駆動周波数制
   御部への入力電圧をチョッピングし、そのチョッピング
   動作のデューティ比を変化させることにより前記駆動周
   波数制御部への平均入力電圧を制御するチョッパ部と、 前記圧電トランスの駆動周波数よりも小さな周波数で前
   記チョッパ部の動作を間欠的に停止させることにより、
   前記駆動周波数制御手段を間欠的に停止させる調光部と
   を備え、 前記調光部により前記チョッパ部を間欠的に停止してい
   る期間においても、チョッパ部にチョッピング動作させ
   るためのデューティ比を有する信号をチョッパ部の内部
   で持続させるようにしたことを特徴とする圧電トランス
   インバータ。
2. 【請求項２】 前記チョッパ部はチョッパ部を駆動もし
   くは停止させるためのスイッチング素子を備え、 チョッパ部にチョッピング動作させるためのデューティ
   比を有する信号によって当該スイッチング素子をオン、
   オフ動作させると共に、前記調光部の出力レベルによっ
   て当該スイッチング素子と前記チョッパ部にチョッピン
   グ動作させるためのデューティ比を有する信号を接続ま
   たは切断させるようにしたことを特徴とする、請求項１
   に記載の圧電トランスインバータ。
3. 【請求項３】 一次電極間に印加された交流電圧を電圧
   変換して二次電極に接続された負荷に供給する圧電トラ
   ンスと、 前記圧電トランスの駆動周波数を変化させることにより
   負荷駆動時の負荷電流を制御する駆動周波数制御部と、 前記駆動周波数の２倍以上の周波数で前記駆動周波数制
   御部への入力電圧をチョッピングし、そのチョッピング
   動作のデューティ比を変化させることにより前記駆動周
   波数制御部への平均入力電圧を制御するチョッパ部と、 前記圧電トランスの駆動周波数よりも小さな周波数で前
   記チョッパ部の動作を間欠的に停止させることにより、
   前記駆動周波数制御手段を間欠的に停止させる調光部と
   を備え、 前記調光部により前記チョッパ部を停止から駆動に変化
   させた場合には、チョッパ部におけるチョッピング動作
   のためのデューティ比を次第に増加させるようにしたこ
   とを特徴とする圧電トランスインバータ。