JP4125120B2

JP4125120B2 - Ｌｃｄ装置及びｌｃｄバックライト用インバータ回路

Info

Publication number: JP4125120B2
Application number: JP2002543264A
Authority: JP
Inventors: チンチャン
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2000-11-16
Filing date: 2001-11-14
Publication date: 2008-07-30
Anticipated expiration: 2021-11-14
Also published as: DE60127580D1; JP2004514251A; TW540253B; CN100381022C; ATE358409T1; EP1338178A2; EP1338178B1; US6784867B1; WO2002041670A3; DE60127580T2; WO2002041670A2; CN1398504A

Description

【０００１】
本発明は概して、ＬＣＤバックライト等に適した電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路に関するものであって、より詳細には、高効率であって、低プロファイルを有し且つ、広い調光範囲を有するＬＣＤバックライト用インバータ回路に関するものである。
【０００２】
ＬＣＤバックライトの分野では、情報表示装置に対して、高効率で低プロファイルなバックライトが要求される。例えばＴ１型のような狭い直径の冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）がこのような分野の業界で広く用いられている。これらＣＣＦＬを駆動するために、高効率、低プロファイル及び、広い調光範囲を有する高周波の電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路の需要が高まっている。現在、図１に示すような電圧形ハーフブリッジ共振コンバータ回路と、図２に示すような電流形プッシュプル共振コンバータ回路とが、ＣＣＦＬ及びその他の蛍光灯を駆動するのに用いられている。これら回路が広く用いられているにもかかわらず、これら回路は欠点を有し、これら欠点によって、このような回路は、ＣＣＦＬ等を駆動する最適な解決策とはならない。例えば、これら回路の効率は最適で、調光範囲は限定されている。特に、図１の従来技術の回路構成の欠点は、出力変圧器の巻数比が高く、言い換えれば、一次巻線電流が高く、これによって導通損失を増大させるということである。図１の回路の他の欠点は、二次巻線の巻回数が大きければ、ワイヤの寸法を（例えばＡＷＧ（米国電線規格）44番まで）減少させる必要があり、このことは、巻線の導通損失を増大させる原因になるということである。更に、小さいゲージのワイヤは製造中に問題を生じさせるおそれがある。高い巻数比の変圧器を用いた場合の他の欠点は、低効率につながる寄生キャパシタンスの著しい増大である。図１の回路の代表的な電気効率（すなわち、出力／入力）は約84％である。
【０００３】
図２は、ＣＣＦＬを駆動するために広く用いられている電子安定器の他の従来技術の回路構成である。図２のバックライトインバータの出力変圧器の巻数比は、図１の回路に関して述べた出力変圧器の巻数比よりも小さく、このバックライトインバータは、バックレギュレータ段を用いて、電流に基づくランプ出力の調光を行なうことができる。出力変圧器の巻数比が小さいことによって、プッシュプル出力段の損失は減少するが、全体の回路効率がバックレギュレータ段によって制限される。図２の回路の他の欠点は、ランプ電流の周波数が高ければ、ＬＣＤパネルのサーモメータの影響によって調光範囲が狭められるということである。高周波では、ランプシールド中の並列な寄生キャパシタンスにランプから電流が流れ、ランプの一端を明るくし、他端を暗くする。
【０００４】
回路効率を改善し、調光範囲を広げるため、低周波パルス幅変調（ＰＷＭ）調光モードで動作し且つ、図２のプッシュプルコンバータスイッチQ1及びQ2をもＰＷＭ調光用低周波スイッチとして使用するプッシュプル共振インバータ段を用いることを提案する。しかし、L₁ の代表的に高いインダクタンスは回路の始動性能を限定し、調光範囲を制限する。従って、電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路を改善して、この回路が従来の電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも高効率であって、広い調光範囲を有し且つ、低プロファイルを有するようにする必要がある。
【０００５】
本発明の開示によれば、ＬＣＤバックライトの分野で用いられる改善された電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、従来技術に関連する問題を回避するＬＣＤバックライト用インバータ回路を提供する。
【０００６】
本発明の一観点によれば、蛍光灯を附勢するための、高効率であって、低プロファイルを有し且つ、広い調光範囲を有する改善された高周波の電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路を得る。
【０００７】
本発明の特徴は、ＬＣＤバックライト用インバータ回路が高周波スイッチング用に最適に設計されているが、本発明は、論理制御回路を用いて低周波パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチングの性能を具えて、従来のＬＣＤバックライト用インバータ回路で実現できる周波数範囲よりも広い周波数範囲を達成するということである。論理制御回路によって調光範囲を制御することにより、従来の電流駆動プッシュプル回路で用いられる電流駆動フロントエンドバックレギュレータ段の必要性を取除く。すなわち、本発明は、回路効率を低下させる原因となるバックレギュレータ段スイッチングトランジスタ及びこれに関連するダイオードの必要性を取除く。更に、出力変圧器の巻数比は著しく減少され、これによって、回路効率が高まる。回路効率は更に、L₁ のインダクタンス値を、従来の設計で必要とされる値よりも数桁低く選択することによって高まる。L₁ に対して、小さいインダクタンス値を選択することによって、インダクタは電流源として作用しないが、その代わりに、ＬＬＣ共振回路の一部分とみなされ、これによって、インダクタンス電流の零交差で本発明の回路をスイッチオフさせうる性能を得る。L₁ に対して、小さい値を選択することによって、回路の始動性能を限定すると共に、調光範囲を制限するという問題を取除く。
【０００８】
改善された電子式ＬＣＤバックライト用インダクタ回路は低周波変調で高周波調光を行なう。改善された電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路は、共振インダクタと磁化インダクタンスと共振キャパシタとを含むＬＬＣ共振回路と、低周波信号によって変調された高周波で前記ＬＣＤバックライト用インバータ回路を動作させるスイッチング手段と、立ち上がり及び立ち下がり部分を有する前記低周波信号を発生させる低周波信号発生手段と、前記スイッチング手段を制御し、前記低周波信号から駆動される論理手段であって、この論理手段が、前記低周波信号の前記立ち下がり部分の間、前記スイッチング手段の動作を遮断し、これによって、前記電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路を前記低周波信号で周波数変調する論理手段とを有する電圧形プッシュプルＬＬＣ共振回路であるのが好ましい。
【０００９】
本発明の上述した特徴は、添付図面を参照すると共に、本発明の以下の実施例に関する詳細な説明によって容易に明らかとなるであろう。
【００１０】
ここで図面に移って、図中、同一の符号は、同様な又は同一の素子を示し、図３に、本発明による電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路10を示す。本発明によって改善された回路はＬＣＤバックライトの分野で用いられるであろう。
【００１１】
本発明によるＬＣＤバックライト用インバータ回路10は、負荷35を動作させる電圧形プッシュプルＬＬＣ共振回路である。図３に示す負荷35を抵抗で表わす。この負荷は冷陰極型の蛍光灯（例えばＣＣＦＬ）とすることができるが、これに限定されるものではない。負荷35からの光を、例えばコンピュータのＬＣＤフラットパネル表示装置（図示せず）を照明するのに用いることができる。バックライト用インバータ回路10を従来のＡＣ電源によって附勢することができ、この場合、このＡＣ電源は、バックライト用インバータ回路10によって用いられるＤＣ源電圧を形成するように整流され、変換される。
【００１２】
本発明のＬＣＤバックライト用インバータ回路10は、従来技術のＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも優れた２つの重要な利点を有する。第１に、本発明のＬＣＤバックライト用インバータ回路10は従来技術のＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも高効率である。第２に、本発明のＬＣＤバックライト用インバータ回路10は従来技術のバックライト用インバータ回路よりも広い調光範囲を有する。各利点を以下に説明する。最初に、通常の回路動作を説明する。
【００１３】
通常の回路動作
図３に示す回路構成の動作は次のとおりである。バックライト用インバータ回路10は、各高周波スイッチング周期中、２つの間隔すなわち、［t₀ ，t₁ ］と定義される第１間隔、及び第２間隔［t₁ ，t₂ ］で動作する。定常状態と仮定して、第１間隔［t₀ ，t₁ ］中、時間t₀ で、スイッチングトランジスタQ1はターンオンし、スイッチングトランジスタQ2はターンオフする。Q2の両端間の電圧は共振キャパシタC_r の両端間の電圧（図４ｆのＶ_crの波形4fを参照）に等しく、この共振キャパシタは、入力インダクタL₁ 及び出力変圧器T_1の磁化インダクタンスと相俟った共振によって、波形4fの点Ｂで分かるように、除々に完全に充電される。出力変圧器T_1の一次電流Ｉ_p （図４ａの波形4aを参照）は共振キャパシタ電流Ｉ_cr（図４ｂの波形4bを参照）と共振インダクタ電流Ｉ_L1（図４ｃの波形4cを参照）との合計である。共振キャパシタ電流Ｉ_crは共振インダクタ電流Ｉ_L1よりも大きい。スイッチングトランジスタQ1及びQ2は共振インダクタ電流Ｉ_L1だけを流す。共振キャパシタ電流Ｉ_crは負荷35によって引き出される。
【００１４】
共振キャパシタ電圧Ｖ_cr（図４ｆの波形4fを参照）が共振半周期中、t₁ で零に達したら、零電圧スイッチングによって、スイッチングトランジスタQ1はターンオフされ、スイッチングトランジスタQ2はターンオンされる。図４ａの波形4a、図４ｅの波形4e及び図４ｆの波形4fに示すように、第２の共振半周期［t₁ ，t₂ ］は第１の共振半周期［t₀ ，t₁ ］に対して対称である。図３の本発明の回路の点Ｈに現われるゲート駆動電圧Ｖ_gs1 を図４ｇの波形4gに示す。電圧Ｖ_gs1 は、ＡＮＤゲートAND1の出力と関連する論理レベルを表わす。電圧Ｖ_Q1（図４ｈの波形4h）は図３の点Ｉにおける電圧に対応し、同一波形が点ｊに現われる。これら電圧はそれぞれスイッチングトランジスタQ1の両端間の電圧及びトランジスタQ2の両端間の電圧を表わす。電圧Ｖ_m （図４ｉの波形4i）は図３の点Ｋにおける電圧に一致し、変圧器T_1の一次巻線の中点に与えられる電圧を表わす。
【００１５】
共振インダクタ電流Ｉ_L1（図４ｃの波形4cを参照）がほぼ完全な正弦波形であることにも留意すべきである。共振インダクタL₁ は、各高周波スイッチング周期中、共振インダクタ電流Ｉ_L1が零（図４ｃの波形4c上の点Ｃを参照）に達するように設計されていることに留意すべきである。従って、各スイッチング周期中、零レベルに達することによって、以下で説明するように、低周波ＰＷＭ信号をＩ_L1零点と同期して、スイッチングトランジスタQ1及びQ2を同時にスイッチオフし、共振インダクタを有効にシャットダウンして、低周波ＰＷＭ調光を容易にすることができる。
【００１６】
高効率
図３に示すように、ＬＣＤバックライト用インバータ回路10の一実施例では、負荷35は変圧器T_1の二次巻線に接続されている。共振ＬＬＣ回路は共振インダクタL₁ と、負荷35と、変圧器T_1の磁化インダクタンスと、共振キャパシタC_r とによって構成されている。L₁ に対して選択されたインダクタンス値は代表的に約20〜30マイクロヘンリーである。このような値は、図２に示すような従来技術の回路構成と関連するインダクタンス値よりも極めて低い。図２の回路構成に対する代表的なインダクタンス値は約150〜300マイクロヘンリーである。電流駆動プッシュプル回路が、ほぼ一定の電流を確実にするために、回路動作周波数に応じて、高いインダクタンス値、代表的に約150〜300マイクロヘンリーを必要とすることは良く知られている。本発明の共振インダクタL₁ の低インダクタンス値によって、電流形並列共振回路から、これよりも効率の良い回路構成である電圧形ＬＬＣ直列回路へ回路構成が変化する。図２に示すような電流駆動される従来技術の回路とは対照的に、本発明のプッシュプルＬＬＣ回路は電圧駆動されるので、L₁ の低インダクタンス値を実現できる。
【００１７】
ここで、図１の従来技術の回路を参照するに、この回路は、電圧駆動され、効率の良い回路構成ではあるが、電圧源V_inを電流源に変換させるためにL_r のインダクタンス値を高くする必要があるので、低いインダクタンス値を実現することができないことに留意すべきである。従って、図１の従来技術の回路では、大きいインダクタンス値のため、インダクタは共振タンクの構成要素とはならない。これとは対照的に、図３の本発明の回路の回路構成によって、インダクタL₁ は共振タンクの構成要素となる。従って、インダクタンス値を図１の従来技術の回路よりも著しく小さくすることができる。
【００１８】
本発明の回路構成のインダクタL₁ のインダクタンス値は充分に小さいので、インダクタL₁ と負荷35と変圧器T_1の磁化インダクタンス（図示せず）と共振キャパシタC_r とによって構成される共振回路の一部分とみなされる。インダクタL₁ を共振回路の一構成要素とするのに望ましい他の条件は、図４ｃの波形4cに示すように、あるＤＣバイアスを有するインダクタ電流がほぼ正弦波であるということである。ＡＣ電流（例えば正弦波電流）は、以下で説明するように、低周波ＰＷＭ信号（200Hz）をＩ_L1零点と同期して、スイッチングトランジスタQ1及びQ2を同時にスイッチオフし、共振インダクタを有効にシャットダウンして、低周波ＰＷＭ調光を容易にするのに必要とされる。
【００１９】
高い回路効率に寄与する本発明の他の特徴は、変圧器T_1に対して、小さい変圧器巻数比を用いて、巻線の導通損失を低下させるということである。
要するに、本発明のＬＣＤバックライト用インバータ回路10は、本質的に効率の悪いバックレギュレータを用いる必要性を取除く電圧形プッシュプル回路を用い、インダクタL₁ に対して、回路効率を高めるのに寄与する小さいインダクタンス値を用い、変圧器T_1に対して、小さい変圧器巻数比を用いることを含める多くの方法で従来技術のＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも効率を高める。
【００２０】
低周波ＰＷＭ調光
従来のＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも効率を高める以外に、本発明のＬＣＤバックライト用インバータ回路10は、従来のＬＣＤバックライト用インバータ回路よりも広い調光範囲を達成する。
【００２１】
本発明の特徴は、バックライト用インバータ回路10が、一定の全出力（すなわち、図３に示すような高周波スイッチングＶ_SQ1 ＝50ｋHz）に対して最適に設計されているが、所望に応じ、バックライト用インバータ回路10が低周波パルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチングモードでも動作しうるということである。高周波スイッチングと低周波ＰＷＭスイッチングとの組み合わせは、従来のＬＣＤバックライト用インバータ回路で達成しうる調光範囲よりも広い調光範囲を実現する。本発明では、同期化を伴う論理制御を用いて低周波ＰＷＭスイッチングを実現する。この手段は、スイッチングトランジスタＱ₀ を用いてランプの調光レベルを制御する図２の回路のような従来の手段とは対照的である。図２の回路では、代表的な調光範囲は全出力値の30％〜100％である。これに対して、本発明の調光範囲は全出力値の約３％〜100％である。
【００２２】
図３を参照するに、点Ｆで200Hzの方形波を出力する第１信号発生手段（すなわち低周波ＰＷＭ信号発生器30）が示されてある。200Hzの出力はＤフリップフロップ32のＤ入力端に供給される。Ｄフリップフロップ32の入力の双方は立ち上がりエッジトリガされる。低周波ＰＷＭ信号発生器30から発生された200Hzの信号はＲＳフリップフロップ34のＳＥＴ入力端にも供給され、ＳＥＴ入力も立ち上がりエッジトリガされる。ＲＳフリップフロップ34のＱ出力端はＡＮＤゲートAND1及びAND2のそれぞれの第１入力端に接続されている。図３に抵抗Ｒ_sense をも示し、この抵抗から電圧が０〜0.5ボルトのほぼ範囲内で点Ｅに発生される。共振インダクタ電流Ｉ_L1の零点時に零電圧が点Ｅで発生される。
【００２３】
低周波ＰＷＭ調光は一般に、各高周波スイッチング周期中の共振インダクタ電流Ｉ_L1の零点（図４ｃの波形4cの点Ｃを参照）を、低周波ＰＷＭ信号発生器30から発生された200Hzの信号の立ち下がりエッジと同期することによって実現される。すなわち、この回路構成は、インダクタ電流Ｉ_L1の零点との同期で、スイッチングトランジスタQ1及びQ2を200Hzの割合でスイッチオフする。スイッチングトランジスタQ1及びQ2をインダクタ電流Ｉ_L1の零点以外の点でターンオフすると、共振インダクタL₁ に蓄えられたエネルギーを円滑に消費させることができないので同期化は必要である。インダクタ電流Ｉ_L1の零点で、蓄えられたエネルギーは、零又はほぼ零になる。
【００２４】
ここで、図３、４及び５の波形図を参照する。図５ａに示す、低周波ＰＷＭ信号発生器30から発生された200Hzの信号は、動作中、Ｄフリップフロップ32のＤ入力端と、ＲＳフリップフロップ34のＳ入力端とに同時に供給される。図５ａの波形5aを参照するに、200Hzの波形の一周期の立ち上がりエッジが符号501で示してある。ＲＳフリップフロップ34は波形5aに従い、それゆえ、200Hzの波形の立ち上がりエッジ501においてロジックハイ503となる。従って、ＡＮＤゲートAND1及びAND2のそれぞれの第１入力は立ち上がりエッジ501においてロジックハイとなる。
【００２５】
Ｄフリップフロップ32のＴ入力端は演算増幅器36の出力端に接続されており、この演算増幅器は、点Ｅで発生された抵抗Ｒ_sense の電圧に応じて、図５ｂに示すように０〜0.5ボルトの範囲内の50ｋHzの出力を発生する。Ｄフリップフロップ32のＴ入力は立ち上がりエッジトリガされ、図５ｂに示すように、Ｔ入力端で受け取られる50ｋHzの波形の立ち上がりエッジ毎に、Ｄ入力端における200Hzの波形をラッチする。上述したように２つの入力をＤフリップフロップ32に与えると、ＤフリップフロップのＱ出力は50ｋHzのラッチの割合で200Hzの入力波形に従う。
【００２６】
Ｄフリップフロップ32のＱ出力端は、論理インバータ33を介してＲＳフリップフロップ34のＲＥＳＥＴ入力端に接続されている。上述したように、Ｄフリップフロップ32のＱ出力は50ｋHzのラッチの割合で200Hzの入力波形に従う。立ち下がりエッジトリガの結果として、ＲＳフリップフロップ34は200Hzの波形の立ち下がりエッジ（例えば図５ａの波形5aの点505を参照）毎にリセットされ、これにより、Ｑ出力をロジックローにし、ＡＮＤゲートAND1及びAND2のそれぞれの第１入力端を200Hzの割合で順々にロジックローにする。この結果として、Q1及びQ2の双方は、インダクタL₁ の電流がほぼ零となる時点でターンオフされる。
【００２７】
図３を再び参照するに、ＡＮＤゲートのそれぞれの第２入力端が、ＲＳフリップフロップ31を介して第２信号発生手段（すなわち50ｋHz供給源Ｖ_SQ1 ）に接続されていることに留意すべきである。ＡＮＤゲートAND1及びAND2の出力が、（それぞれの第１入力端から与えられた）200Hzの波形によって変調された（それぞれの第２入力端から与えられた）50ｋHzの波形であり、200Hzの変調波形はインダクタ電流Ｉ_L1の零点で同期されることに留意すべきである。
【００２８】
低周波ＰＷＭ信号発生器30が更に、200Hzの出力信号のデューティ比を０〜100％に制御する調光制御ノブ37を有することにも留意すべきである。０％のデューティ比はＤＣレベルの零電圧出力に対応し、100％のデューティ比はＤＣレベルの５Ｖ出力に対応する。
【００２９】
本発明は、様々な変形や他の形態が可能であるが、本発明の特定の実施例を図に例示し、詳細に述べた。しかし、本発明は、開示された特定の形態に限定されるものではなく、請求項によって規定された本発明の精神及び範囲内に属するすべての変形及び形態を含むものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術のＬＣＤバックライト用インバータ回路を示す回路図である。
【図２】従来技術の他のＬＣＤバックライト用インバータ回路を示す回路図である。
【図３】本発明の一実施例によるＬＣＤバックライト用インバータ回路を示す回路図である。
【図４ａ】図３の回路に存在する波形を示す。
【図４ｂ】図３の回路に存在する他の波形を示す。
【図４ｃ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｄ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｅ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｆ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｇ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｈ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図４ｉ】図３の回路に存在する更に他の波形を示す。
【図５ａ】図３の回路に存在する信号のタイミング線図を示す。
【図５ｂ】図３の回路に存在する他の信号のタイミング線図を示す。
【図５ｃ】図３の回路に存在する更に他の信号のタイミング線図を示す。

Claims

高周波調光を低周波変調で行なう電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、この改善された電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路が、
共振インダクタ及び共振キャパシタ，低周波信号によって変調された高周波で前記ＬＣＤバックライト用インバータ回路を動作させるスイッチング手段，を有する電圧形プッシュプル共振回路と、
立ち上がり及び立ち下がり部分を有する前記低周波信号を発生させる低周波信号発生手段と、
前記スイッチング手段を制御し、前記低周波信号から駆動される論理手段であって、この論理手段が、前記低周波信号の前記立ち下がり部分の間、前記スイッチング手段の動作を遮断し、それによって、前記電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路を前記低周波信号で周波数変調する論理手段と、を有し、
このＬＣＤバックライト用インバータ回路が更に、前記低周波信号がローレベルに立ち下がるときに前記共振インダクタを流れる交流のインダクタ電流が零に達するように、前記インダクタ電流の最小レベルを前記低周波信号と同期させて前記スイッチング手段をスイッチオフする同期手段を有することを特徴とするＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項１に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記低周波信号が低周波パルス幅変調信号を有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項１に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記改善されたバックライト用インバータ回路が、共振インダクタと磁化インダクタと共振キャパシタとを具える電圧形プッシュプルＬＬＣ共振回路を有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項１に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記改善された電子式ＬＣＤバックライト用インバータ回路が、共振インダクタ及び共振キャパシタを具える電圧形プッシュプルＬＣ共振回路を有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項１に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記スイッチング手段が、第１及び第２スイッチングトランジスタを有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項２に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記スイッチング手段が、前記低周波パルス幅変調信号のパルス幅を調整する手段を有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項５に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記論理手段が、前記第１スイッチングトランジスタに接続されている第１ＡＮＤゲートと、前記第２スイッチングトランジスタに接続されている第２ＡＮＤゲートとであって、前記第１及び第２ＡＮＤゲートが、低周波信号源からの前記低周波信号を受けるために接続されている第１入力端と、高周波信号源からの高周波信号を受けるために接続されている第２入力端とを有し、前記第１及び第２ＡＮＤゲートが、前記低周波信号の前記立ち上がり部分の間にロジックハイ及びロジックローを二者択一的に出力し、且つ前記低周波信号の前記立ち下がり部分の間にロジックローを出力する第１及び第２ＡＮＤゲートを有するＬＣＤバックライト用インバータ回路。
請求項５に記載のＬＣＤバックライト用インバータ回路であって、前記スイッチングトランジスタが、零電圧スイッチングの条件の下で切り換えを制御されるＬＣＤバックライト用インバータ回路。
ＬＣＤスクリーンと、蛍光灯と、請求項１〜７のいずれか一項に記載のＬＣＤバックライト用インバータとを有するＬＣＤ装置。