JP2004039336A

JP2004039336A - 冷陰極管用圧電インバータ

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Publication number: JP2004039336A
Application number: JP2002192103A
Authority: JP
Inventors: Takashi Noma; 野間　隆嗣; Makoto Tanahashi; 棚橋　誠
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd; Sony Corp
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd; Sony Corp
Priority date: 2002-07-01
Filing date: 2002-07-01
Publication date: 2004-02-05

Abstract

【課題】低温域で駆動周波数が共振周波数を下回ることによる消灯やちらつきの問題、および高温域で駆動周波数が高くなりすぎることによる電力変換効率の低下の問題を緩和して、広い温度範囲に亘って安定動作する冷陰極管用圧電インバータを構成する。
【解決手段】冷陰極管ＣＦＬに流れる管電流が目標値に維持されるように、周波数制御駆動回路１０１は駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２の駆動周波数を制御する。管電流検出用抵抗Ｒｄにより検出された電圧信号を周波数制御駆動回路１０１へ与える部分に、感温素子である負特性サーミスタＲｄｈを含む管電流制御回路１００を設ける。管電流の目標値が所定周囲温度範囲内で周囲温度が低くなるほど増大し、所定周囲温度範囲より低温域および高温域でその変化が飽和するように管電流制御回路１００の抵抗分圧比温度特性を定めておく。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、液晶ディスプレイ等の表示装置のバックライト等として用いられる冷陰極管を駆動する冷陰極管用圧電インバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
圧電トランスを用いた冷陰極管用圧電インバータとして、▲１▼特開平９−１０７６８４が開示されている。この公報▲１▼には、駆動回路に設けたインダクタと圧電トランスの一次側静電容量（以下単に「一次側容量」という。）との共振を利用した準Ｅ級駆動回路が示されている。
【０００３】
液晶ディスプレイのバックライト等に用いられる冷陰極管は、その輝度が一定に保たれるように制御する必要がある。そのため、公報▲１▼に示されているように、管電流が一定となるような制御が行われる。
【０００４】
ところが、冷陰極管の輝度は、管電流だけではなく周囲温度にも依存する。図１０はその例を示している。この図に示すように、冷陰極管の輝度は、通常、周囲温度４０〜５０℃で最大輝度になるように設計されている。そのため、周囲温度（冷陰極管の温度）が低い時に液晶ディスプレイの画面が暗くて見にくくなる。逆に、周囲温度（冷陰極管の温度）が高い時には、画面表示が白色化したり、冷陰極管用圧電インバータや液晶パネル自体の温度が過上昇するという問題が生じる。
【０００５】
そこで、冷陰極管輝度の温度特性を補償する技術として▲２▼特開昭６１−３９４９１、▲３▼特開平５−５３５２２、▲４▼特開２０００−１５０１９１、▲５▼特開２０００−２４３５８６が開示されている。
【０００６】
公報▲２▼▲３▼の冷陰極管用インバータには、インバータ回路の前段にシリーズレギュレータ（ドロッパ）を設けて、インバータ回路への入力電源電圧を変化させて管電流を変化させることによって、冷陰極管の輝度の温度依存性を補償するようにした構成が示されている。
【０００７】
公報▲４▼▲５▼の冷陰極管用圧電インバータには、管電流の目標値を温度に応じて制御することによって、周囲温度の変化に係わらず略一定の輝度で点灯させるようにした構成が示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のとおり、冷陰極管の輝度は、管電流が同じであっても周囲温度が低いと低下し、周囲温度が高いと上昇する。そのため、周囲温度の変化に関わらず一定輝度を保つためには、周囲温度によって管電流の目標値を変える制御を行う必要がある。すなわち、低温時には管電流の目標値を高くすることによって、実際に管電流を増大させ、高温時には管電流の目標値を低くすることによって、実際に管電流を減少させればよい。
【０００９】
ところが、圧電トランスを用いたインバータの場合には、以降に述べるように圧電トランスの特性上、単純に上述の制御を行うことが困難になるという問題があった。
【００１０】
図１３は圧電トランス昇圧比の周波数特性を示している。ここで、ｆｍｉｎ　，ｆｍａｘ　は周波数制御可変範囲の下限値と上限値である。特に、図１３の（ａ）は、負荷インピーダンス一定・周囲温度一定の下での特性を示している。ここで、圧電トランス昇圧比が最大になる周波数ｆｒを、この発明では圧電トランスの「共振周波数」という。公報▲１▼に示されているように、圧電インバータでは、図１３の（ａ）に示した圧電トランスの昇圧比−周波数特性のカーブの右肩部分（圧電トランスの共振周波数よりも高い周波数領域）の特性を利用して管電流の制御を行う方法が一般に用いられている。
【００１１】
例えば、図１３（ａ）のｆｏｐｔ　の周波数で圧電トランスを駆動していたとする、その時の圧電トランスの昇圧比はＧｏｐｔ　となっている。ここで何らかの外乱によって管電流が減少した場合には、駆動周波数をｆｏｐｔ　より低くし、圧電トランスの昇圧比をＧｏｐｔ　より大きくする。このことにより管電流を増大方向に制御して、上記減少分を相殺する。逆に、管電流が増大した場合には、駆動周波数を高くすることによって管電流を減少方向に制御して、上記増大分を相殺する。このように、圧電トランスの昇圧比周波数特性を利用して、駆動周波数の制御によって、周囲温度に関わらず管電流を略一定に保つ制御のことを、以下「周波数制御」という。
【００１２】
まず、公報▲４▼に示された圧電インバータを極低温で動作させた場合の問題について説明する。
周囲温度の低下にともない、上記周波数制御によって駆動周波数は低下するが、周囲温度が極端に低くなって、駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ったとすると、駆動周波数の変化に対する圧電トランスの昇圧比の変化が逆特性となり、正帰還制御がかかってしまう。その結果、管電流が上昇することなく駆動周波数が急激に低下し、発振器の発振可能な最低周波数ｆｍｉｎ　に張りついてしまう。すなわち制御不能に陥り、冷陰極管は消灯してしまう。
【００１３】
このことを詳細に述べると次のとおりである。
今、上記周波数制御により駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ると、圧電トランスの昇圧比が必要な値になるまでに低下していまい、管電流が減少方向に転じる。このとき、管電流はその目標値に未だ達しないため、上記周波数制御の作用により、駆動周波数が更に低下する。すなわち、負帰還動作することなく、駆動周波数は、発振器の発振可能な最低周波数ｆｍｉｎ　にまで低下してしまう。
【００１４】
ところで、圧電トランスには、図１３の（ｃ）に示すように、周囲温度が低くなるほど昇圧比が低下するという温度依存性があるため、管電流を増すために駆動周波数を低くする際に圧電トランス昇圧比の低下分も含めて制御回路は駆動周波数を更に下げようとする。その上、図１３の（ｂ）に示すように、圧電トランスは管電流が大きくなるほど昇圧比が低下するという特性もあるため、上記の周波数制御によって管電流が増大し始めると、昇圧比が更に低下して、制御回路は駆動周波数を更に下げようとする。したがって、周囲温度が低下して、駆動周波数が共振周波数ｆｒに近づくに伴って、圧電トランスの昇圧比特性の山の高さが低くなり、駆動周波数が急速に低下する。言い換えると、周囲温度の低下によって駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ると、駆動周波数が低い方向へ容易に引き込まれてしまう。
【００１５】
圧電インバータにおいて、駆動周波数がｆｍｉｎ　に達すると、それを検知して駆動周波数を最高周波数ｆｍａｘ　までジャンプさせて、再度周波数掃引を始める（強制掃引する）ように回路を構成すれは、冷陰極管が消灯したままになるという不都合は解消できる。しかし、駆動周波数がｆｍｉｎ　とｆｍａｘ　を往復し、それにともない管電流が増減するので、冷陰極管のちらつきが問題となる。
【００１６】
これに対し、公報▲２▼▲３▼の冷陰極管用インバータでは、管電流の目標値が制御不能なほどに大きく設定されたとしても、管電流がその目標値に達しないだけのことであり、冷陰極管が消灯したり、ちらついたりすることはない。すなわち、上述の問題は巻線型インバータでは起こらない、周波数制御を行う制御回路を備えた圧電インバータ特有の問題である。
【００１７】
次に、圧電インバータを高温で動作させた場合の問題について説明する。
ここで、公報▲１▼▲４▼に示されているように、駆動回路に設けられたインダクタと圧電トランスの一次側容量との共振を利用した準Ｅ級駆動回路の例を示す。図１１の（ａ）はその回路図、（ｂ）はその各部の波形図である。この例では、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２のゲートに、信号ＶＧ１，ＶＧ２が交互に加えられる。Ｑ１，Ｑ２のオンの期間にＶｃｃからインダクタＬ１，Ｌ２にエネルギが蓄えられ、Ｑ１，Ｑ２のオフの期間にインダクタＬ１，Ｌ２と圧電トランスＰＴの一次側容量との共振による半波正弦波状の駆動波形が圧電トランスＰＴに加わる。準Ｅ級駆動回路は、プッシュプル駆動により圧電トランスを略正弦波で駆動できるため、圧電トランスＰＴでの損失が少ない。また、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２をゼロボルトスイッチングできることから、高効率の駆動が実現できる。
【００１８】
この準Ｅ級駆動回路で周波数制御を行い、周囲温度が次第に上昇し、周波数制御に伴って管電流が減少していった場合を考える。
まず、周囲温度が高いと、所定の輝度を保つために管電流の目標値が低く設定され、周波数制御によって圧電トランスの駆動周波数が高くなる。しかし、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスと圧電トランスＰＴの一次側容量とで定まる共振周波数は駆動周波数とは無関係である。すなわち、この共振周波数は基本的に変わらない。
【００１９】
図１２は駆動周波数の変化に伴う駆動用トランジスタのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの波形変化を示している。（ａ）は、駆動周波数がｆｏｐｔ　であるときのＶｄｓの波形、（ｂ）は、駆動周波数がｆｏｐｔ　より高くなったときのＶｄｓの波形である。このように共振周波数が変わらないまま駆動周波数が最適周波数ｆｏｐｔ　より高くなると、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０に戻る前に駆動用トランジスタがターンオンしてしまうため、ゼロボルトスイッチングできなくなり、電力変換効率が低下するという問題が生じる。
【００２０】
一方の駆動用トランジスタＱ１またはＱ２のＶｄｓがゼロボルトに達するまでに、他方の駆動用トランジスタＱ２またはＱ１がオンすると、圧電トランスＰＴの一次側容量に溜まったエネルギがサージ電流として駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２や圧電トランスＰＴに流れる。ここで圧電トランスＰＴの一次側容量をＣｉｎ、駆動用トランジスタＱ１またはＱ２がオンする直前の圧電トランスの一次側電極電圧をＶｃｉｎ　とすると、サージ電流が流れることによりＣｉｎ・Ｖｃｉｎ^２／２のエネルギが一瞬の間に失われる。このサージ電流による損失のために、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２や圧電トランスＰＴが過剰に温度上昇してしまう。
【００２１】
しかも、今度は周囲温度が低い場合と反対の理由で、周囲温度が上がると昇圧比が上昇して、管電流を目標値まで減少させるための駆動周波数はますます高くなるので、周囲温度の上昇に伴って電力変換効率は急激に悪化する。
【００２２】
更にそれどころか、圧電トランスＰＴの一次側容量には一般に正の温度依存性があり、周囲温度が高くなるほど増大する傾向があるため、周囲温度の上昇に伴って共振周波数が高くなり、駆動周波数と共振周波数との差がますます大きくなる。その結果、電力変換効率はなおさら急激に悪化する。
【００２３】
この高温時における問題も巻線型インバータでは起こらない、圧電インバータ特有の問題である。
【００２４】
この発明の目的は、上記低温時の問題および高温時の問題を解消して、広い温度範囲に亘って安定動作する冷陰極管用圧電インバータを提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
この発明の冷陰極管用圧電インバータは、冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように圧電トランスへの駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど管電流の目標値を増大させるように制御するとともに、所定の周囲温度範囲より低温域で管電流の目標値を、所定の上限値を超えないように定め、所定の周囲温度範囲より高温域で管電流の目標値を、所定の下限値を下回らないように定める管電流制御回路とを備える。すなわち、駆動信号の周波数が圧電トランスの昇圧比最大となる周波数を下回らないようにするための上限値を「所定の上限値」とする。
【００２６】
また、この発明の冷陰極管用圧電インバータは、周囲温度が高くなるほどデューティ比が小さくなり、且つ高温域でデューティ比が一定値以下に下がらないように前記駆動回路への入力電圧を断続して、冷陰極管の輝度を調光するバースト調光回路を備える。
【００２７】
また、この発明の冷陰極管用圧電インバータは、冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように前記駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど管電流の目標値を増大させる管電流制御回路と、周囲温度が高くなるほど圧電トランスのー次側駆動電圧が低くなるように駆動回路への入力電圧を低くする駆動電圧制御回路とを備える。
【００２８】
また、この発明の圧電インバータは、冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように圧電トランスへの駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、駆動回路への入力電圧の平均値を検出して、該平均値が略一定になるように駆動回路への入力電圧を制御する駆動電圧制御回路とを備え、圧電トランスとして一次側静電容量が正の温度依存性を有する圧電トランスを用いる。
【００２９】
これにより、圧電トランスの駆動用トランジスタに直列接続したインダクタと圧電トランスの一次側静電容量とによって定まる共振周波数を周囲温度によって変化させて、周囲温度が高くなるほど圧電トランスの一次側駆動電圧の波高値が低くなるようにする。
【００３０】
また、この発明の冷陰極管用圧電インバータは、圧電トランスの一次側静電容量が正の温度依存性を有する圧電トランスを用いるとともに、管電流の目標値が所定周囲温度範囲内で、周囲温度が低くなるほど増大させる管電流制御回路を備える。これにより前記高温時および低温時における問題の発生をより確実に抑える。
【００３１】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの構成を図１および図２を参照して説明する。
図１は冷陰極管用圧電インバータの回路図である。ここでＰＴは複数の圧電板を積層するとともに２つの一次側電極と１つの二次側電極を設けたローゼン型圧電トランスである。それぞれＮチャンネルＦＥＴである２つの駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２と、そのドレインに接続したインダクタＬ１，Ｌ２は、圧電トランスＰＴの駆動回路を構成している。この駆動回路が、本発明に係る「駆動回路」に相当する。
【００３２】
管電流制御回路１００は、冷陰極管ＣＦＬに流れる管電流に比例した電圧信号を入力するとともに、その電圧信号を周囲温度に応じて調整して出力する。周波数制御駆動回路１０１は、管電流制御回路１００からの電圧信号を入力して、それに応じた周波数で駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する。つまり管電流制御回路１００から出力される電圧信号が一定になるように駆動周波数を調整するのであるが、その駆動周波数は周囲温度などにより変動して一定ではない。駆動電圧制御回路１０２は、圧電トランスＰＴへの一次側駆動電圧を検出して、そのピーク電圧が一定となるように、駆動回路への入力電圧を制御する。バースト調光回路１０３は、駆動電圧制御回路１０２のチョッパ回路部分のオンデューティ比を制御することによって冷陰極管ＣＦＬの輝度を調整する。
【００３３】
上記駆動回路のＱ１，Ｑ２は、駆動制御回路１４の出力によって交互にオンオフして圧電トランスＰＴを準Ｅ級駆動する。これにより、圧電トランスＰＴの二次側電極からは昇圧された略正弦波状の高電圧が出力される。ＣＦＬは冷陰極管であり、圧電トランスＰＴの二次側電極は冷陰極管ＣＦＬのホット端子に接続していて、冷陰極管ＣＦＬのコールド端子を管電流検出用の抵抗Ｒｄを介して接地している。
【００３４】
周波数制御駆動回路１０１の動作は次のとおりである。
【００３５】
まず、抵抗Ｒｄの両端には管電流に１対１で対応する電圧が発生し、これが管電流制御回路１００と整流器１０を介して直流電圧信号に変換され、コンパレータ１１の非反転入力端子に入力される。コンパレータ１１の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力されているため、反転入力端子に入力される電圧がＶｒｅｆ２より大きいか小さいか、すなわち管電流が基準値（目標値）より多いか少ないかでコンパレータ１１の出力は正になったり負になったりする。積分器１２はコンパレータ１１の出力を積分（平滑化）して、短時間には急変しない所定の電圧信号としてＶＣＯ１３に入力する。駆動用トランジスタＱ１、Ｑ２の駆動周波数はＶＣＯ１３の発振周波数により定まり、ＶＣＯ１３の発振周波数は積分器１２から入力される制御電圧により定まる。
【００３６】
もし、管電流が何らかの理由で目標値より多くなった場合には、コンパレータ１１の出力は正になる。そして、それが次々とそれまでの積分器１２の出力に積算されていくため、積分器１２の出力電圧が上昇する。そのため、ＶＣＯ１３の発振周波数も上昇し、駆動周波数が上昇する。駆動周波数が上昇すると、圧電トランスＰＴの昇圧比が低下するので管電流が減少し、管電流が目標値まで戻ったところで安定化する。
【００３７】
管電流が目標値より少なくなった場合には、上記とは逆の動作で目標値に戻るように制御される。
【００３８】
このように、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２、インダクタＬ１，Ｌ２による駆動回路、圧電トランスＰＴ、冷陰極管ＣＦＬ、管電流制御回路１００および周波数制御駆動回路１０１は、管電流を目標値に保つための負帰還ループを構成している。
【００３９】
次に、周囲温度が変動したときの、管電流変化について述べる。
管電流制御回路１００のＲｔｈ，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値は管電流検出抵抗Ｒｄの抵抗値より十分大きいとする。まず、極端に高温になった場合を考えると、Ｒｔｈの抵抗値がＲ３，Ｒ４に比べて十分小さくなる。そのため、Ｒｄで検出された電圧信号は、そのまま周波数制御駆動回路１０１へ与えられる。次に、極端に低温になった場合を考えると、Ｒｔｈの抵抗値がＲ３，Ｒ４に比べて十分大きくなる。そのため、Ｒｄで変換された電圧信号は、Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）倍に小さくなって、周波数制御駆動回路１０１へ与えられる。すなわち管電流の目標値が、高温時を基準とした場合に（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４倍だけ大きくなる。周波数制御駆動回路１０１は、その入力信号の整流電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２と一致するように上記負帰還ループを制御するため、高温時に比べて、管電流が（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４倍だけ大きくなる。
【００４０】
ここで管電流の目標値の係数の温度特性およびそれによる駆動信号の周波数（以下「駆動周波数」という）の温度特性を図２に示す。
管電流の目標値の係数は、通常使用される常温域で周囲温度が上昇するに伴って減少し、低温域で（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４、高温域で１となる。その結果、駆動周波数は、低温域で略ｆｃ、高温域で略ｆｈとなり、常温域でその間の周波数をとることになる。この低温域での駆動周波数の上限値ｆｃは図１３の（ａ）に示した共振周波数ｆｒより高い周波数であり、高温域での駆動周波数の下限値ｆｈは図１３の（ａ）に示したＶＣＯの発振可能な最高周波数ｆｍａｘ　よりも小さくしておく。
【００４１】
上記常温域は、この発明に係る「所定の周囲温度範囲」に相当する。共振周波数ｆｒは「圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数」に相当する。
【００４２】
このようにして、所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど管電流の目標値を増大させるように制御するとともに、所定の周囲温度範囲より低温域で管電流の目標値を、駆動周波数が圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数（共振周波数ｆｒ）を下回らないための上限値を超えないように定め、周囲温度範囲より高温域で管電流の目標値を、所定の下限値を下回らないように定める。なお、この「所定の下限値」は、前述した高温時の電力効率低下の影響が、インバータ機能に問題を与えない範囲に選ばれる。
【００４３】
以上のようにして、駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回らないため、従来問題となり得た低温時での不点灯や、前述した駆動周波数の強制掃引によるちらつきの問題が緩和できる。また、高温時において駆動周波数が極端に高くならないため、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングがゼロボルトスイッチング状態から外れて、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２や圧電トランスＰＴの損失が急上昇するといった問題が緩和できる。
【００４４】
図１においてインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスは、圧電トランスＰＴの一次側容量との共振周波数が、図１３の（ａ）に示した最適周波数ｆｏｐｔ　近傍となるように定める。因みに、この最適周波数ｆｏｐｔ　でインバータの電力変換効率が最大となる。常温域における中心温度での駆動周波数は、通常、この最適周波数ｆｏｐｔ　近傍になるように設計する。
【００４５】
図１に示した管電流制御回路１００を用いれば、そのＲｔｈ，Ｒ３，Ｒ４の値を設定することにより、
▲１▼低温での管電流目標値増加が大きく、高温での管電流目標値減少が小さい。
【００４６】
▲２▼低温での管電流目標値増加が小さく、高温での管電流目標値減少が大きい。
【００４７】
▲３▼低温・高温での管電流目標値差が大きい。
【００４８】
▲４▼低温・高温での管電流目標値差が小さい。
【００４９】
等の各種設定が可能となる。すなわち周囲温度に対する管電流の目標値を設定する上での自由度が高いという特徴を備えている。
【００５０】
さて、次に駆動電圧制御回路１０２の動作について説明する。
まず、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１は整流平滑回路を構成し、圧電トランスＰＴの一次側駆動電圧を整流平滑する。抵抗Ｒ１，Ｒ２はその電圧を分圧し、コンパレータ１５の非反転入力端子へ与える。このコンパレータ１５の反転入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆｌを入力しているため、非反転入力端子に入力される電圧がＶｒｅｆｌより大きいか小さいか、すなわち一次側駆動電圧の波高値が基準値（目標値）より多いか少ないかでコンパレータ１５の出力は正になったり負になったりする。積分器１６はコンパレータ１５の出力を積分（平滑化）して、短時間には急変しない所定の電圧信号としてコンパレータ１７の反転入力端子へ入力する。
【００５１】
発振器ＯＳＣ１は三角波を出力する。コンパレータ１７は、この発振器ＯＳＣ１から出力された三角波と、積分器１６から出力された電圧とを比較することによって、積分器１６から出力される電圧に応じたデューティの矩形波信号を発生し、オアゲート１８を介してチョッパ用トランジスタＱ３のゲートへ出力する。この矩形波信号によってチョッパ用トランジスタＱ３が駆動され、それに応じた駆動電圧が、Ｑ１，Ｑ２，Ｌ１，Ｌ２からなる駆動回路へ印加される。なお、ダイオードＤ２は、チョッパ用トランジスタＱ３のオフ時にもインダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流を連続させるためのフライホイールダイオードである。
【００５２】
もし、一次側駆動電圧の波高値が何らかの理由で目標値より高くなった場合には、コンパレータ１５の出力は正になる。そして、それが次々とそれまでの積分器１６の出力に積算されていくため、積分器１６の出力電圧は上昇する。そのため、コンパレータ１７から出力される矩形波信号のデューティが小さくなり、チョッパ用トランジスタＱ３の駆動のデューティも小さくなる。チョッパ用トランジスタＱ３の駆動のデューティが小さくなると、Ｑ１，Ｑ２，Ｌ１，Ｌ２からなる駆動回路に印加される駆動電圧の平均値が低下するため、圧電トランスＰＴの一次側駆動電圧の波高値がしだいに低くなり、波高値が目標値まで戻ったところで安定化する。
【００５３】
一次側駆動電圧の波高値が目標値より低くなった場合には、上記とは逆の動作で目標値に戻るように制御される。
【００５４】
なお、駆動電圧制御回路１０２における発振器ＯＳＣ１の発振周波数は、周波数制御駆動回路１０１におけるＶＣＯ１３の周波数の二倍以上の周波数に設定しておく。
【００５５】
図１においてバースト調光回路１０３は、１２０〜３００Ｈｚ程度の比較的低周波の三角波信号を発生する発振器ＯＳＣ２とコンパレータ１９とから成る。コンパレータ１９は、上記三角波信号と調光電圧Ｖｃｏｎｔとを比較し、その比較結果に基づきオアゲート１８を介して、チョッパ用トランジスタＱ３の動作を断続（チョッピング）する。このように、調光電圧Ｖｃｏｎｔでチョッピングのオンデューティ比を変えることによって冷陰極管の輝度を調整する。
【００５６】
次に、第２の実施形態に係る冷陰極管用インバータについて、図３および図４を参照して説明する。
図３はその回路図である。ここで管電流制御回路１００′、周波数制御駆動回路１０１、は図１に示したものと異なる。またバーストデューテイ比温度補正回路１０４を新たに設けている。その他の部分は図１に示したものと同様である。
【００５７】
図３において管電流制御回路１００′は基準電圧Ｖｒｅｆ２を抵抗Ｒ３，Ｒ４および負特性サーミスタＲｔｈ１で分圧して、コンパレータ１１の基準電圧として与えるように構成している。整流器１０は管電流検出用抵抗Ｒｄで検出された管電流に比例する電圧信号を整流し、コンパレータ１１の非反転入力端子へ与える。このコンパレータ１１から駆動制御回路１４へ至るまでの回路部分の動作は図１に示したものと同様である。但し図３の例では、ＶＣＯ１３の出力信号を分周する分周回路２０を途中に設けている。これは、ＶＣＯ１３の出力信号をチョッピング周波数信号として兼用するためである。すなわち、図１では、三角波信号を発生する発振器ＯＳＣ１を専用に設けたが、この図３に示す例では、ＶＣＯ１３の出力信号をチョッピング回路の周波数信号として用いている。例えば分周回路２０を二分周回路とすることによって、チョッピング周波数を駆動周波数の二倍にすることができる。
【００５８】
図３に示した回路で、周囲温度が高くなればコンパレータ１１の反転入力端子電圧が低下し、そのことによって管電流の目標値が低下する。第１の実施形態で述べたように、コンパレータ１１の２つの入力端子間電位差が０になるように負帰還ループがかかるので、コンパレータ１１の反転入力端子電圧に応じて駆動周波数が高くなり、管電流値が減少する。逆に、周囲温度が低くなれば駆動周波数が低くなり、管電流値が大きくなる。これにより、周囲温度の変動に応じた適切な駆動周波数で圧電トランスＰＴを駆動する。
【００５９】
Ｒｔｈ１≒∞Ωとなる低温域では、コンパレータ１１の反転入力端子電圧がＶｒｅｆ２×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）より大きくならない。この飽和特性を利用して、第１の実施形態の場合と同様に、駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回らないように管電流制御回路１００′の回路定数を定める。
【００６０】
また、Ｒ４とＲ１０との並列抵抗値をＲｘで表すと、高温域（極端にはＲｔｈ１≒０Ω）では、コンパレータ１１の反転入力端子電圧がＶｒｅｆ２×Ｒｘ／（Ｒ３＋Ｒｘ）より小さくならない。この飽和特性を利用して、第１の実施形態の場合と同様に、駆動周波数が極端に高くならないようにする。
【００６１】
バーストデューティ比温度補正回路１０４は、外部から印加される調光電圧Ｖｃｏｎｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆ３を、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９および負特性サーミスタＲｔｈ２からなる抵抗回路で分圧する。バースト調光回路１０３は、バーストデューティ比温度補正回路からの出力電圧と、発振器ＯＳＣ２からの三角波とをコンパレータ１９で比較するようにしている。
【００６２】
いま、常温域の中央温度（２５°Ｃ）、且つＶｃｏｎｔ＝３，０Ｖのときデューティ比が１００％になるようにした例について図４を参照して説明する。
図４の（ａ）は周囲温度に対するバーストデューティ比の関係、（ｂ）は周囲温度をパラメータとする、調光電圧Ｖｃｏｎｔに対するバーストデューティ比の変化を示す図、（ｃ）は周囲温度と管電流との関係を示す図である。この例では、調光電圧Ｖｃｏｎｔを下げていくとバーストデューティ比は下がる。いま、図４の（ｂ）に示すように、周囲温度２５°Ｃにおいて、Ｖｃｏｎｔ＝３．０Ｖでデューティ比が１００％、Ｖｃｏｎｔ＝０Ｖでデューティ比が２０％になる。周囲温度が低下して、Ｒｔｈ２の抵抗値が大きくなれば、同じＶｃｏｎｔ電圧を印加しても、コンパレータ１９に印加される電圧は高くなる。つまりバーストデューティ比が大きくなる。その結果、Ｖｃｏｎｔ＝０Ｖでのデューティ比は３０％程度となる。すなわち低温ではバーストデューティ比が大きくなる。逆に、周囲温度が高くなると、その逆の作用でバーストデューティ比が小さくなる。
【００６３】
なお、バーストデューティ比が小さくなりすぎると冷陰極管ＣＦＬが消灯するという問題が生じるので、抵抗Ｒ８をサーミスタＲｔｈ２に直列接続することによって、たとえＲｔｈ２＝０Ωとなった場合でも、冷陰極管ＣＦＬが消灯しないだけのバーストデューティ比を確保するようにしている。
【００６４】
上記バーストデューティ比は１００％以上にはなり得ないため、図４の（ａ）に示したように、Ｖｃｏｎｔ＝３．０Ｖ（バーストデューティ比＝１００％の時）において、周囲温度が２５°Ｃよりも高くなった時にのみバーストデューティ比が低下する。その結果、図４の（ｃ）に示すように、管電流制御回路１００′だけを使用した場合に比べて、高温域での管電流をより抑えることができる。そのため、例えば低温域での管電流を余り増大させずに、高温域での管電流の低下を大きくしたい場合に有効である。
【００６５】
なお、バーストデューティ比温度補正回路１０４およびバースト調光回路１０３は管電流の平均値を制御する。これに対し、管電流制御回路１００′および周波数制御駆動回路１０１が行う駆動周波数制御による管電流の制御は、管電流の波高値を検出して行う。したがって、両者の制御は独立している。例えば、高温時にバーストデューティ比が低下し、その結果、管電流の平均値が減少しても、それが起因となって、管電流制御回路１００′および周波数制御駆動回路１０１の制御により駆動周波数が高くなることはない。
【００６６】
次に、第３の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータについて、図５および図６を参照して説明する。
図５はその回路図である。ここで管電流制御回路１００′は図３に示した管電流制御回路１００′と同様である。周波数制御駆動回路１０１の構成も図３に示したものと基本的に同一である。但し、分周回路２０は設けていない。駆動電圧制御回路１０２はコンパレータ１５の非反転入力端子に、基準電圧Ｖｒｅｆ１を抵抗Ｒ６，Ｒ７およびダイオードＤ３，Ｄ４で分圧して入力している点で、図１および図３とは異なる。
【００６７】
前述したように駆動電圧制御回路１０２は、コンパレータ１５の二入力電圧が一致するように負帰還制御されるので、コンパレータ１５の反転入力端子に印加される電圧が変動すると、それに応じて駆動回路への入力電圧が変化する。ここで、ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向降下電圧Ｖｆは負の温度依存性をもっている。通常、ダイオード１個当たり−２．０〜−２．５ｍＶ／℃であるため、この例のようにダイオードを２つ直列接続した場合には、−４．０〜−５ｍＶ／℃程度の温度特性となる。このため、コンパレータ１５の反転入力端子電圧は、低温になるほど大きくなり、高温になるほど小さくなる。この作用により、駆動回路への入力電圧は駆動電圧制御回路１０２の動作によって、低温時には高く、高温時には低くなる。これにより、低温になるほど圧電トランスＰＴの駆動周波数をあまり下げなくても管電流を増加させることができる。逆に、高温になるほど駆動周波数をあまり高くしなくても管電流を減少させることができる。
【００６８】
図６は、管電流制御回路１００′による周囲温度対駆動周波数の特性と、駆動電圧制御回路１０２を併用した場合の周囲温度対駆動周波数の特性とをそれぞれ示している。このように周囲温度によって駆動回路への入力電圧を制御する駆動電圧制御回路を併用することによって、周囲温度変化による駆動周波数の変動幅を小さくすることができる。そのため、周囲温度が変化し、それに応じて管電流値が変化しても、駆動周波数を変換効率の高いｆｏｐｔ　の近傍に維持することができる。
【００６９】
このようにして、低温時に駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ることによる問題および高温時に駆動周波数が高くなりすぎることによる問題を緩和するとともに、周囲温度に係わらず常にインバータの変換効率を高く維持することができる。
【００７０】
なお、図５に示した例では、駆動電圧制御回路１０２の出力電圧に温度依存性を持たせるために、２個のダイオードを用いたが、必要な温度特性に合わせてダイオードの数を変えたり、ダイオードの代わりに負特性サーミスタ等の感温素子を用いてもよい。
【００７１】
次に、第４の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータについて、図７および図８を参照して説明する。
図７はその回路図である。駆動電圧制御回路１０２以外は図５に示したものと同様である。図５に示した例では、圧電トランスＰＴの一次側駆動電圧を整流し、その分圧電圧をコンパレータ１５に帰還させていたが、この図７に示す例では、駆動電圧制御回路１０２の出力電圧、すなわちチョッピングした矩形波電圧そのものを、抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧し、コンデンサＣ１で平滑した電圧を帰還させている。
【００７２】
図８の（ａ）は、圧電トランスＰＴの一次側静電容量の温度依存性を示している。この圧電トランスＰＴは、図８の（ａ）に示すように、その一次側静電容量が正の温度依存性を持っている。すなわち、この圧電インバータを用いる周囲温度範囲においては、圧電トランスＰＴの一次側容量は、温度が高くなるほど増大する。
【００７３】
図８の（ｂ）は、駆動電圧制御回路の出力電圧（駆動回路への入力電圧）が一定である時の、圧電トランスへの一次側駆動電圧（駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）の波形である。高温になるほど、圧電トランスＰＴの一次側容量が増大するため、インダクタＬ１，Ｌ２と圧電トランスＰＴの一次側容量のキャパシタンスとで定まる共振周波数が低くなる。そのため、図８の（ｂ）に示すように、半波正弦波状の共振波形の幅が広くなると同時に共振波形の波高値が低くなる。逆に、低温になると、圧電トランスＰＴの一次側容量が減少し、共振周波数が高くなるため、共振波形の幅が狭くなる。
【００７４】
駆動電圧制御回路１０２は、その出力電圧の平均電圧が一定になるように制御するので、上記共振波形の幅が広がると同時に、その波高値は低下し、逆に時間幅が狭くなるにともない波高値は高くなる。このように圧電トランスＰＴの一次側駆動電圧を検出するのではなく、駆動電圧制御回路の出力電圧を検出して、その平均値を一定にするようにしたことにより、圧電トランスＰＴの一次側駆動電圧の波高値が低温で高く、高温で低くなる。
【００７５】
図８の（ｃ）はその結果を示している。この作用により、低温時に駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ることによる問題および高温時に駆動周波数が高くなりすぎることによる問題が緩和できる。
【００７６】
この第４の実施形態では、駆動電圧制御回路１０２の出力電圧の温度特性を任意に設定できないという点で、第３の実施形態の場合より自由度が低いが、図５に示したような感温検知素子としてのダイオードＤ３，Ｄ４が不要になるため、回路全体が簡素化できるという効果を奏する。
【００７７】
なお、図７に示した例では、管電流制御回路１００′を設けたことによって、第１〜第３の実施形態の場合と同様に、周囲温度に応じて駆動周波数も制御するようにしたが、コンパレータ１１の反転入力端子に一定の基準電圧を与えるようにして、駆動電圧制御回路１０２にのみによって、周囲温度に応じた制御を行うようにしてもよい。
【００７８】
次に、第５の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの構成を図９を参照して説明する。
この第５の実施形態では、準Ｅ級駆動回路を用いないで、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２からなるハーフブリッジ駆動回路で圧電トランスを駆動する。インダクタＬ３，コンデンサＣ２による共振回路は、Ｑｌ、Ｑ２からなるハーフブリッジ駆動回路の出力電圧から高調波成分を除去し、略正弦波電圧を圧電トランスＰＴに入力する。この時、圧電トランスＰＴの入力容量Ｃｉｎと外付けコンデンサＣ２との合成容量と、インダクタＬ３のインダクタンスとで決まる共振周波数が、前記ｆｏｐｔ　近傍になるように、Ｌ３，Ｃ２の値を設定する。
【００７９】
圧電トランスＰＴの出力は冷陰極管ＣＦＬのホット端子に接続していて、冷陰極管のコールド端子は管電流検出抵抗Ｒｄに接続している。
【００８０】
管電流制御回路１００′の作用は図７に示したものと同様である。すなわち、管電流制御回路１００′は、基準電圧Ｖｒｅｆ２を抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、および負特性サーミスタＲｔｈｌを用いて分圧し、その分圧電圧をコンパレータ１１の反転入力端子へ与えることによって、管電流の目標値を決める。
【００８１】
周波数制御駆動回路１０１において、整流器１０は、Ｒｄで検出された電圧信号を整流し、コンパレータ１１の非反転入力端子に与える。積分器１２は、コンパレータ１１の出力信号を積分（平滑化）してＶＣＯ１３に与える。ＶＣＯ１３は、積分器１２から与えられた電圧に応じて周波数で発振し、コンパレータ１７の非反転入力端子へ与える。
【００８２】
駆動電圧制御回路１０２はＱ１，Ｑ２からなるハーフブリッジ駆動回路の駆動信号を生成する。ダイオードＤ１はハーフブリッジ駆動回路の中点電圧を整流する。抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１は、その整流電圧を分圧するとともに、平滑し、コンパレータ１５の非反転入力端子へ与える。
【００８３】
抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，負特性サーミスタＲｔｈ３は、基準電圧Ｖｒｅｆ１を分圧し、コンパレータ１５の反転入力端子に入力する。積分器１６は、コンパレータ１５の出力を積分（平滑化）し、その電圧信号をコンパレータ１７の反転入力端子へ与える。コンパレータ１７は、その出力電圧信号をオアゲート１８へ与える。
【００８４】
バーストデューティ比温度補正回路１０４およびバースト調光回路１０３の構成は図３に示した対応部分と同様である。すなわち、バースト調光回路１０３は、ＯＳＣ２の出力とバーストデューティー比温度補正回路１０４との比較結果を出力する。
【００８５】
バースト調光回路１０３の出力およびコンパレータ１７の出力はオアゲート１８に入力される。デッドタイム生成回路２１は、オアゲート１８の出力信号を基に駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２を駆動する。
【００８６】
この図９に示した冷陰極管用圧電インバータの作用は次のとおりである。
実施例１〜４と同様に、本実施例においても、入力電圧Ｖｉｎの変化に応じて駆動電圧制御回路の駆動デューティを変えることで、圧電トランスＰＴの駆動電圧を一定に保つ。また、それと駆動周波数を制御することにより管電流を所望の値に制御する。さらに、調光電圧Ｖｃｏｎｔに応じてバーストデューティを変化させ、冷陰極管の輝度を調光する。
【００８７】
管電流制御回路１００′および周波数制御駆動回路１０１は、実施例２，３，４と同様に動作する。すなわち管電流を検出・整流した電圧が管電流制御回路１００′の出力電圧に一致するように駆動周波数を変えることにより、管電流を制御する。高温になると管電流が減少し、低温になると管電流が増加し、しかもその増減がある値以上に増減しないように飽和特性を持っていることは前述の各実施形態の場合と同様である。
【００８８】
これにより、低温時の輝度低下を抑制しながら、駆動周波数が圧電トランスＰＴの共振周波数ｆｒを下回るという不具合を抑制する。また、高温時に、目標管電流が小さくなり過ぎることによる問題、すなわち駆動周波数がｆｏｐｔ　からずっと高くなることにより圧電トランスの効率が低下するという問題を解消する。
【００８９】
なお、この第５の実施形態に示したハーフブリッジ駆動回路による場合、準Ｅ級駆動回路のように高温時にゼロボルトスイッチ状態とはならないため、サージ電流が流れて損失が増えるという問題は生じない。
【００９０】
バースト調光回路１０３、およびバーストデューティ比温度補正回路１０４は第２の実施形態の場合と同様の働きをする。つまり低温時の管電流増加をあまり大きくせず、高温時に管電流を大きく減少させる。
【００９１】
駆動電圧制御回路１０２において、ハーフブリッジ駆動回路の中点電圧の平均値は圧電トランスＰＴの駆動電圧にほぼ比例する。このため、この電圧を所望の値に制御することにより、圧電トランスＰＴの駆動電圧を制御する。
【００９２】
コンパレータ１５の反転入力端子電圧は、高温では低く、低温では高くなるが、その電圧には上限値および下限値がある。すなわち飽和特性を持っている。駆動電圧制御回路１０２では、コンパレータ１５の両入力電圧が一致するように負帰還がかかるため、ハーフブリッジ駆動回路の中点電圧に比例する圧電トランスＰＴの駆動電圧は、高温で低くなり、低温で高くなる。つまり第３の実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。これにより、低温域・高温域のいずれにおいても、駆動周波数がｆｏｐｔ　からあまり大きく外れないようにでき、インバータの変換効率の低下が抑制できる。
【００９３】
駆動電圧制御回路１０２内のデッドタイム生成回路２１は、駆動用トランジスタＱ１，Ｑ２が同時にＯＮして貫通電流が流れることを防いでいる。すなわち、Ｑ１，Ｑ２には立上り・立下りの遅れ時間があり、且つそれがＱ１とＱ２とでばらつきがある。そこでデッドタイム生成回路２１が、非常に短い時間（Ｑ１，Ｑ２の立上り・立下り時間よりも少し長い時間）だけ、Ｑ１，Ｑ２が共にＯＦＦするような時間（デッドタイム）を生成することにより、Ｑ１，Ｑ２が同時にＯＮする時間を無くし、ＶｉｎがＱ１，Ｑ２を通して接地されるのを防止している。
【００９４】
なお、以上に示した各実施形態では、プッシュプル準Ｅ級駆動回路またはハーフブリッジ駆動回路を用いた例を示したが、その他の駆動回路、例えばシングルエンドＥ級駆動回路やフルブリッジ駆動回路にも同様に適用でき、同様の効果を得ることができる。
【００９５】
【発明の効果】
この発明によれば、所定の周囲温度範囲より低温域で、駆動周波数が共振周波数ｆｒを下回ることによる消灯やちらつきの問題、および高温域で駆動周波数が高くなりすぎることによる電力変換効率の低下の問題が緩和できる。
【００９６】
また、この発明によれば、周囲温度が高くなるほどデューティ比が小さくなり、且つ高温域でデューティ比が一定値以下に下がらないように駆動回路への入力電圧を断続して、冷陰極管の輝度を調光するバースト調光回路を備えたことにより、駆動周波数の制御だけによる場合に比べて、高温域での管電流をより抑えることができる。そのため、例えば低温域での管電流を余り増大させずに、高温域での管電流の低下を大きくすることができる。
【００９７】
また、この発明によれば、周囲温度が高くなるほど圧電トランスのー次側駆動電圧が低くなるように駆動回路への入力電圧を低くする駆動電圧制御回路をも設けたことにより、高温域で駆動信号の周波数が高くなりすぎたり、低温域で駆動信号の周波数が低くなりすぎることによる問題がより緩和できる。
【００９８】
また、この発明によれば、駆動回路への入力電圧の平均値を検出して、該平均値が略一定になるように駆動回路への入力電圧を制御する駆動電圧制御回路を備え、圧電トランスとして一次側静電容量が正の温度依存性を有する圧電トランスを用いることにより、高温時に電力変換効率が悪化する問題が緩和できる。
【００９９】
また、この発明の冷陰極管用圧電インバータは、圧電トランスの一次側静電容量が正の温度依存性を有する圧電トランスを用いるとともに、管電流の目標値が所定周囲温度範囲内で、周囲温度が低くなるほど増大させる管電流制御回路を設けることにより上記高温時および低温時における問題がより緩和できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの回路図
【図２】同冷陰極管用圧電インバータの管電流目標値の係数と駆動周波数の周囲温度に対する変化を示す図
【図３】第２の実施形態に係る冷陰極管圧電インバータの回路図
【図４】同冷陰極管用圧電インバータの各種特性を示す図
【図５】第３の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの回路図
【図６】周囲温度に対する駆動周波数の変化の例を示す図
【図７】第４の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの回路図
【図８】同冷陰極管用圧電インバータの各種特性を示す図
【図９】第５の実施形態に係る冷陰極管用圧電インバータの回路図
【図１０】冷陰極管の温度に対する輝度の特性例を示す図
【図１１】従来の準Ｅ級駆動回路とその波形図
【図１２】駆動周波数の変化による共振波形の変化を示す図
【図１３】圧電トランス昇圧比の周波数特性を示す図
【符号の説明】
１１，１５，１７，１９−コンパレータ
Ｑ１，Ｑ２−駆動用トランジスタ
Ｑ３−チョッパ用トランジスタ
ＰＴ−圧電トランス
ＣＦＬ−冷陰極管
Ｒｔｈ，Ｒｔｈ１，Ｒｔｈ２，Ｒｔｈ３−負特性サーミスタ

Claims

二次側出力電圧を冷陰極管へ印加する圧電トランスと、該圧電トランスの一次側を駆動する駆動回路とを備えた冷陰極管用圧電インバータにおいて、
冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように圧電トランスへの駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、
所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど前記管電流の目標値を増大させるように制御するとともに、前記所定の周囲温度範囲より低温域で前記管電流の目標値を、所定の上限値を超えないように定め、所定の周囲温度範囲より高温域で前記管電流の目標値を所定の下限値を下回らないように定める管電流制御回路とを備えたことを特徴とする冷陰極管用圧電インバータ。
周囲温度が高くなるほどデューティ比が小さくなり、且つ前記高温域でデューティ比が所定値以下に下がらないように前記駆動回路への入力電圧を断続して、冷陰極管の輝度を調光するバースト調光回路を備えたことを特徴とする請求項１に記載の冷陰極管用圧電インバータ。
二次側出力電圧を冷陰極管へ印加する圧電トランスと、該圧電トランスの一次側を駆動する駆動回路とを備えた冷陰極管用圧電インバータにおいて、
冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように圧電トランスへの駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、
所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど前記管電流の目標値を増大させる管電流制御回路と、
前記周囲温度が高くなるほど前記圧電トランスのー次側駆動電圧が低くなるように前記駆動回路への入力電圧を低くする駆動電圧制御回路とを備えたことを特徴とする冷陰極管用圧電インバータ。
駆動用トランジスタと、該駆動用トランジスタに直列接続したインダクタとを含み、該インダクタと圧電トランスの一次側静電容量とを共振させて前記圧電トランスを駆動する駆動回路を備え、前記圧電トランスの二次側出力電圧を冷陰極管へ印加するようにした冷陰極管用圧電インバータにおいて、
冷陰極管に流れる管電流の値が所定の目標値に近づくように圧電トランスへの駆動信号の周波数を変化させる周波数制御駆動回路と、
前記駆動回路への入力電圧の平均値を検出して、該平均値が略一定になるように前記駆動回路への入力電圧を制御する駆動電圧制御回路とを備え、
前記圧電トランスとして一次側静電容量が正の温度依存性を有する圧電トランスを用い、前記インダクタと前記一次側静電容量とによって定まる共振周波数を周囲温度によって変化させるようにしたことを特徴とする冷陰極管用圧電インバータ。
所定の周囲温度範囲で周囲温度が低くなるほど前記管電流の目標値を増大させる管電流制御回路を備えた請求項３または４に記載の冷陰極管用圧電インバータ。