JP4174679B2

JP4174679B2 - 希ガス蛍光ランプの点灯装置

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Description

本発明は、希ガス蛍光ランプの点灯装置に関し、特に、ファクシミリ、イメージスキャナ、複写機などの原稿読取装置の光源として使用される希ガス蛍光ランプの点灯装置に関する。

近年、複写機やイメージスキャナなどの原稿読取装置の照明用光源として、希ガス放電による発光を利用した希ガス蛍光ランプが使用されている。このような希ガス蛍光ランプは、パルス状の高周波電圧を印加して点灯することにより高い輝度が得られることが知られており、希ガス蛍光ランプの点灯装置として、そのような高周波電圧を発生するインバータ回路を有する点灯装置が好適に用いられる。

一方、希ガス蛍光ランプの点灯装置において、上述したような原稿読取装置の稼動時に入力電圧の変動等によってランプ電流が変化すると、蛍光ランプの光量に変動が生じて原稿の読取精度が変化し、イメージの再生品位が損なわれてしまうという問題がある。このため、高周波電圧発生回路の入力側にＤＣ−ＤＣコンバータを備え、高周波電圧発生回路の入力側の電力を一定にすることによって、入力電圧の変動に影響されることなく希ガス蛍光ランプの光量を安定化させる点灯装置が提案されている（例えば、特許文献１）。

図１８は、特許文献１に記載された希ガス蛍光ランプの点灯装置の構成を示す図であり、高周波電圧発生回路ＨＣの入力側に昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータＣＶを具備している。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＶの第２の駆動回路ＣＴは、電流検出回路Ｒからフィードバックされる信号に基づいて、電流検出回路Ｒにて検出される電流のピーク値が常に一定になるように、第２のスイッチング素子Ｓ２にＰＷＭ変調された駆動信号を付与するものであり、これによって、直流電源の電圧変動などに影響されることなく出力をほぼ一定の電力に制御し、希ガス蛍光ランプＤＬの光量を安定化させることができる。
特開２００１−１５２８４号公報

しかしながら、図１８に示す点灯装置は、高周波電圧発生回路ＨＣの入力側に昇圧型コンバータからなるＤＣ−ＤＣコンバータＣＶを設けているため、スイッチング素子Ｓ２のスイッチング損失、コイルＬ１の銅損、鉄損、及びダイオードＤ１での損失により効率が悪化すると共に、それぞれの部品のために広い実装スペースを要し、点灯装置の小型化の点で問題がある。また、通常、第２の駆動回路ＣＴは、ＩＣとして構成するため、全体のコストが高くなるという問題がある。

本発明は、上記課題に鑑み、効率を低下させることなく、入力電源の電圧変動に影響されずに光量を安定化させ、安価かつ小型化が容易な希ガス蛍光ランプの点灯装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置は、入力電源と、トランスと、該トランスの１次側に直列に接続したスイッチング素子と、前記トランスの２次側に接続した希ガス蛍光ランプと、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを含む希ガス蛍光ランプの点灯装置において、前記駆動回路は、前記入力電源の電圧を所定の定電圧に変換して出力する定電圧回路と、前記入力電源の電圧に応じた充電電流を出力する定電流回路と、前記入力電源の電圧の上昇及び低下に応じて発振周波数をそれぞれ増大及び減少させる三角波発振回路と、該三角波発振回路から出力される三角波を所定のデューティ比の矩形波に変換して出力する比較回路と、該比較回路からの出力信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成するドライブ回路と、を備え、前記三角波発振回路は、発振用コンデンサと、該発振用コンデンサの充電状態と放電状態とを切り換えるためのコンパレータとを備えており、前記発振用コンデンサは、前記定電流回路の充電電流によって充電され、かつ、放電経路に設けた抵抗素子と前記発振用コンデンサによって決定される所定の時定数で放電され、前記コンパレータの非反転入力端子には前記定電圧回路の出力電圧を分圧した閾値電圧が入力され、前記コンパレータの反転入力端子には前記発振用コンデンサの端子間電圧が入力されて、該端子間電圧を、前記充電電流によって充電される充電期間にわたって上昇し、前記所定の時定数で放電される放電期間にわたって下降する三角波電圧として出力することを特徴とする。

さらに、前記トランスの２次側に流れる電流を検出して前記希ガス蛍光ランプの非接続時に前記ドライブ回路の動作を停止するための保護回路をさらに備えることを特徴とする。

本発明に係る点灯装置によれば、トランスの１次側に接続するスイッチング素子の駆動回路が、入力電圧の変動に応じて周波数を変動させる発振回路を有しているため、入力電圧の変動にかかわらず、トランスの１次側に入力される電力をほぼ一定に保つことが可能となり、それによって、希ガス蛍光ランプの照度を安定化することができる。

また、このような発振回路は、コンパレータとコンデンサとを主要な構成要素とする比較的簡素な構成を有しており、入力電源電圧を安定化するための電力制御用の回路部品等を使用することがないため、効率を低下させることなく照度の安定化を実施することが可能となり、点灯装置の小型化及びコストの削減が可能になる。

以下、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の一実施形態を、図面を参照して詳述する。図１は、本発明の一実施形態を示す回路構成図である。図１において、点灯装置５０は、入力電源Ｖｉｎに接続されたインバータ回路６、このインバータ回路６を駆動するための駆動回路１０、及びインバータ回路６と駆動回路１０との間に介在する保護回路７を有し、インバータ回路６の出力側には、例えばキセノン（Ｘｅ）を主成分とする希ガスが封入された希ガス（strikethrough：放電）蛍光ランプＤＬが接続されている。インバータ回路６は、トランスＴＲと、トランスＴＲの一次側ＴＲｐに直列に接続したスイッチング素子Ｑ１を有しており、このスイッチング素子Ｑ１は、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴにより構成される。駆動回路１０は、入力電源Ｖｉｎに接続された定電圧回路１及び定電流回路２と、定電圧回路１から電圧が供給される三角波発振回路３、比較回路４、及びドライブ回路５とを有し、定電流回路２からの出力は三角波発振回路３に接続されている。ドライブ回路５からの出力は、スイッチング素子Ｑ１に接続されている。

以下、図２の回路図を参照して、点灯装置５０の各回路の構成および動作を説明する。
定電圧回路１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、ツェナーダイオードＺＤと、トランジスタＴｒからなり、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤとの接続点がトランジスタＴｒ１のベースに接続されて、ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧によって設定される定電圧Ｖを三角波発振回路３、比較回路４、及びドライブ回路５に供給する。
また、定電流回路２は、可変抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、ダイオードＤ１、トランジスタＴＲ２からなり、抵抗Ｒ６とダイオードＤ１との接続点がトランジスタＴｒ２のベースに接続され、入力電源Ｖｉｎの電圧と可変抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の抵抗値によって設定される充電電流Ｉｃを三角波発振回路３に供給する。ここで、定電流回路２は、可変抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の値を所定の値に設定することによって、Ｔｒ２のコレクタに接続される負荷の変動によらない定電流を供給するものであるが、入力電源の電圧Ｖｉｎが変動した場合には、その上昇及び低下に追随して抵抗Ｒ５とダイオードＤ１からなる直列回路の端子間に印加される電圧もそれぞれ上昇及び低下するため、この電圧と抵抗Ｒ７によって設定される電流値も同様に増減する。本実施形態における定電流回路２は、このようにして、変動する電源電圧Ｖｉｎの増減に応じた充電電流Ｉｃを、後段の三角波発振回路３に供給するものである。なお、定電流回路２は公知のカレント・ミラー回路にて構成してもよいことは勿論である。

三角波発振回路３は、コンパレータＣＯＭＰ１と発振用コンデンサＣ１とをその主要な構成要素としてなり、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子は、定電圧回路３の出力電圧ライン１１とグランドとの間に介在する抵抗Ｒ８、Ｒ９からなる直列回路の接続中点に接続され、かつ、帰還抵抗Ｒ１１を介してコンパレータＣＯＭＰ１の出力端子に接続されている。発振用コンデンサＣ１は、一端がコンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子に接続され、他端が接地されており、コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子に接続されている側の一端は、ダイオードＤ２を介して定電流回路２に接続され、また、ダイオードＤ３および抵抗Ｒ１２を介してコンパレータＣＯＭＰ１の出力端子に接続されている。本実施形態における三角波発振回路３は、発振用コンデンサＣ１の端子間に発生する三角波電圧を後段の比較回路４に出力するものであり、その動作の詳細は後述する。

比較回路４は、コンパレータＣＯＭＰ２と、抵抗Ｒ２、Ｒ３とを有してなり、コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、定電圧回路３の出力電圧ライン１１とグランドとの間に介在する抵抗Ｒ１３、Ｒ１４からなる直列回路の接続中点に接続され、コンパレータＣＯＭＰ２の非反転入力端子には、三角波発振回路３の出力である三角波電圧が入力されている。本実施形態における比較回路４は、定電圧Ｖを抵抗Ｒ１３、Ｒ１４によって分圧した閾値電圧と三角波電圧とを比較することによって、所定のデューティ比を有する矩形波電圧ＣＯＭＰ２ｏを後段のドライブ回路５に出力する。
ドライブ回路５は、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４からなるプッシュプル型の電流増幅回路であり、比較回路４からの矩形波電圧ＣＯＭＰ２ｏによって駆動されて、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間容量を高速で充放電し、高周波の矩形波からなる駆動信号Ｖｇｓをスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給する。

インバータ回路６は、上述したように、トランスＴＲと、トランスＴＲの１次側ＴＲｐに直列に接続したスイッチング素子Ｑ１を有しており、このスイッチング素子Ｑ１は、ドライブ回路５からそのゲートに供給される高周波の駆動信号Ｖｇｓにより、オン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、トランスＴＲの１次側に直線的に増加する電流Ｉｄが流れ、トランスＴＲにエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｑ２がオフになり電流Ｉｄが瞬断されると、蓄積されたエネルギーがトランスＴＲの２次側ＴＲｓに放出され、これによって２次側に誘起された出力電圧が希ガス蛍光ランプＤＬに印加されて、希ガス蛍光ランプＤＬが点灯する。この際、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、トランスＴＲに蓄積されたエネルギーに応じたパルス状の電圧Ｖｄｓが発生する。

保護回路７は、トランスＴＲの２次側の無負荷開放時に発生する高圧ストレスから回路素子を保護するための回路であり、トランスＴＲの２次側に流れる電流を検出して、蛍光ランプＤＬの非接続時等にドライブ回路５の動作を停止するものである。保護回路７の動作を簡単に説明すると、蛍光ランプＤＬの接続時には、トランスＴＲの２次側に流れる電流がダイオードＤ４によって整流されてコンデンサＣ４を充電し、これによってトランジスタＴｒ６がオンとなるため、コンデンサＣ５に蓄積された電荷は放電されて、トランジスタＴｒ５はオフとなる。したがって、トランジスタＴｒ５のコレクタに接続されたコンパレータＣＯＭＰ２の出力端子には、上述したような矩形波電圧が発生してドライブ回路５を駆動することができる。一方、蛍光ランプＤＬの非接続時には、コンデンサＣ４は放電されてトランジスタＴｒ６がオフになる。これによって、コンデンサＣ５が充電されてトランジスタＴｒ５がオンになり、比較回路４のコンパレータＣＯＭＰ２の出力端子はほぼ接地電位に固定されるため、ドライブ回路５の動作は停止する。

図３及び図４は、三角波発振回路３および比較回路４の動作シーケンスを示すタイムチャートであり、図３及び図４を参照して、本実施形態における三角波発振回路３および比較回路４の動作を詳述する。なお、以下の説明において、定電圧回路１からの出力電圧をＶとし、三角波発振回路３の抵抗については、Ｒ８＝Ｒ９＝Ｒ１１＝Ｒとして、ＲはＲ１０と比較して十分大きいものとする。

まず、図３を参照して、入力電源のＶｉｎの電圧が一定の場合の三角波発振回路３の基本動作について説明する。図３に示す期間Ｔ_Cにおいて、コンパレータＣＯＭＰ１の出力ＣＯＭＰ１ｏはハイレベル（即ち、電圧Ｖ）であるとする。このとき、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子ＣＯＭＰ（＋）には、
Ｖ_TH＝Ｒ／（Ｒ＋Ｒ／２）Ｖ≒０．６６Ｖ
で表される閾値電圧Ｖ_THが入力される。また、発振用コンデンサＣ１は、定電流回路２から供給される充電電流Ｉｃによって充電され、コンデンサＣ１の端子間電圧はほぼ直線状に増大する。コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子ＣＯＭＰ（−）には、この端子間電圧が入力される。その後、時刻ｔ１において、ＣＯＭＰ（−）の入力電圧が閾値電圧Ｖ_THに到達すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出力ＣＯＭＰ１ｏは、ローレベルに切り替る。

次いで、期間Ｔ_Dにおいて、コンパレータＣＯＭＰ１の出力ＣＯＭＰ１ｏはローレベルであり、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子ＣＯＭＰ（＋）には、
Ｖ_TL＝（Ｒ／２）／（Ｒ＋Ｒ／２）Ｖ≒０．３３Ｖ
で表される閾値電圧Ｖ_TL（＜Ｖ_TH）が入力されている。このとき、発振用コンデンサＣ１は、ダイオードＤ３および抵抗Ｒ１２を介して放電する。その結果、コンデンサＣ１の端子間電圧は、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１２によって決定される時定数でもって減少する（ただし、本実施形態において、この時定数は、電圧の減少がほぼ直線状になるように調整されている）。コンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端子ＣＯＭＰ（−）には、この端子間電圧が入力されており、時刻ｔ２において、ＣＯＭＰ（−）の入力電圧が閾値電圧Ｖ_TLに到達すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出力ＣＯＭＰ１ｏは、再びハイレベルに切り替る。以後、同様の期間Ｔ_Cと期間Ｔ_Dとが繰返されて、発振用コンデンサＣ１の端子間には、図３（ａ）のＣＯＭＰ（−）に示すような三角波電圧が発生する。本実施形態における三角波発振回路３は、この三角波電圧を後段の比較回路４に出力するものである。

次に、図４（ａ）を参照して、三角波発振回路３の動作に対する入力電源Ｖｉｎの変動の影響について説明する。三角波発振回路３が、図４（ａ）に実線で示された波形を有する三角波電圧を出力している状態において、入力電源Ｖｉｎの電圧が上昇すると、その波形は、同図に破線で示すような波形に変化する。すなわち、定電流回路２からの充電電流Ｉｃは、前述したように、入力電源Ｖｉｎの電圧の上昇に伴って増大するため、発振用コンデンサＣ１への充電速度が速くなり、充電期間Ｔ１_Cにおける直線ｖ_c1の傾きは、充電期間Ｔ２_Cにおける直線ｖ_c2のように増大する。一方、閾値電圧Ｖ_TH及びＶ_TLは、定電圧回路１からの出力電圧Ｖを基準に生成されるため、ほぼ一定に維持されており、したがって、電圧上昇後の充電期間Ｔ２_cは、以前の充電期間Ｔ１_cよりも短くなる。また、放電期間Ｔ１_D及び放電期間Ｔ２_Dにおいて、発振用コンデンサＣ１の放電過程は同一であるため、波形ｖ_d1と波形ｖ_d2、したがって、放電期間Ｔ１_Dと放電期間Ｔ２_Dもほぼ同一である。結果として、入力電源Ｖｉｎの電圧上昇後の三角波電圧の周期Ｔ２は、以前の周期Ｔ１よりも短くなり、より高周波の三角波電圧を出力することになる。

三角波発振回路３から出力された三角波電圧は、比較回路４を構成するコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子に入力される。このコンパレータＣＯＭＰ２の非反転入力端子には、定電圧回路１０の出力電圧Ｖを抵抗Ｒ１３、Ｒ１４によって分圧した閾値電圧ｖ_thが入力されているため、コンパレータＣＯＭＰ２の出力ＣＯＭＰ２ｏには、三角波電圧が閾値電圧ｖ_thよりも高い場合にはハイになり、低い場合にはローになって、矩形波が生成される。本実施形態では、コンパレータＣＯＭＰ２の閾値電圧ｖ_thは、コンパレータＣＯＭＰ１で使用される２種類の閾値電圧Ｖ_TH及びＶ_TLのほぼ中間のレベルになるように設定され、コンパレータＣＯＭＰ２の出力端子ＣＯＭＰ２ｏから出力される矩形波電圧のデューティ比は、周波数によらずほぼ５０％となるように設定される。図４（ｂ）には、図４（ａ）に実線および破線で示した波形の三角波電圧を、閾値電圧ｖ_thで変換されたそれぞれ対応する矩形波電圧が図示されている。ここで、この矩形波電圧は、入力電源Ｖｉｎの電圧の上昇に伴って、ほぼ一定のデューティ比を維持して高周波化されるため、１周期においてハイ状態及びロー状態にある時間が短縮される。この矩形波は、前述したように、ドライブ回路５を経てインバータ回路６のスイッチング素子Ｑ１の駆動信号となるものであり、例えばそのハイ状態がスイッチング素子Ｑ１のオンに対応するため、スイッチング素子Ｑ１の１回のオン・オフ動作におけるオン時間は、電源電圧Ｖｉｎの上昇にしたがって短縮されることが分かる。

以下、図５〜図１７を参照して、本実施形態における希ガス蛍光ランプの点灯装置５０の作用及び効果を説明する。
図５〜図１５は、２１．６Ｖから２６．４Ｖまで入力電源Ｖｉｎの電圧を変動させて実測した各部の波形を示す図であり、図５及び図１１は２１．６Ｖ、図６及び図１２は２２．８Ｖ、図７及び図１３は２４．０Ｖ、図８及び図１４は２５．２Ｖ、図９及び図１５は２６．４Ｖの場合の波形を示している。
まず、図５〜図９を参照すると、それぞれの図において、（ａ）は、コンパレータＣＯＭＰ１の入力電圧ＣＯＭＰ（＋）、（ｂ）はコンパレータＣＯＭＰ１の入力電圧ＣＯＭＰ（−）（すなわち、三角波発振回路３の出力電圧）、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動電圧Ｖｇｓを示している。図５〜図９から、入力電源Ｖｉｎの電圧上昇に伴って、ＣＯＭＰ（−）したがってＶｇｓの周波数が増大することが分かる。図１０は、図５〜図９に示す入力電源Ｖｉｎの電圧の変動に対する周波数の変動を示したグラフである。

次に、図１１〜図１５を参照すると、それぞれの図において、（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴＲの一次側ＴＲｐに発生する電圧Ｖｄｓ、（ｂ）はトランスＴＲの一次側ＴＲｐに流れる電流Ｉｄ、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１のゲート駆動電圧Ｖｇｓを示し、ゲート駆動電圧Ｖｇｓのハイ状態が、スイッチング素子Ｑ１のオン状態に相当する。図１１〜図１５から、入力電源Ｖｉｎの電圧上昇に伴って、スイッチング素子Ｑ１の１回のオン動作の間に電流Ｉｄが増大して到達するピーク値、及びスイッチング素子のオフ時にトランスＴＲの一次側に発生する電圧Ｖｄｓのピーク値は減少することが分かり、このことは、スイッチング素子の１回のオン動作の間にトランスＴＲに蓄積されるエネルギーが減少することを意味する。図１６は、図１１〜図１５に示す入力電源Ｖｉｎの電圧の変動に対する電圧Ｖｄｓのピーク値の変動を示したグラフである。

このように、本実施形態における点灯装置５０では、デューティ比をほぼ一定に維持したままスイッチング素子Ｑ１の動作周波数を変動させることによって、スイッチング素子の１回のオン動作の間にトランスＴＲに蓄積されるエネルギーが入力電源Ｖｉｎの電圧の変動を相殺するように変動するため、トランスＴＲに投入される電力はほぼ一定に維持される。その結果、図１７に示すように、入力電源Ｖｉｎの電圧が変動してもトランスＴＲの二次側ＴＲｐに接続された希ガス蛍光ランプＤＬの照度はほぼ一定に維持される。

本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の一実施形態を示す回路構成図である。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の一実施形態を示す回路図である。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置において、三角波発振回路の動作シーケンスを示すタイムチャートである。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の動作シーケンスを示すタイムチャートであり、（ａ）は三角波発振回路、（ｂ）は比較回路の動作を示す図である。入力電源の電圧が２１．６Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、三角波発振回路のコンパレータの非反転入力電圧、（ｂ）は同様に反転入力電圧、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２２．８Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、三角波発振回路のコンパレータの非反転入力電圧、（ｂ）は同様に反転入力電圧、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２４．０Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、三角波発振回路のコンパレータの非反転入力電圧、（ｂ）は同様に反転入力電圧、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２５．２Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、三角波発振回路のコンパレータの非反転入力電圧、（ｂ）は同様に反転入力電圧、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２６．４Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、三角波発振回路のコンパレータの非反転入力電圧、（ｂ）は同様に反転入力電圧、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置において、入力電源の電圧に対して周波数を示すグラフである。入力電源の電圧が２１．６Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次側に発生する電圧、（ｂ）はトランスに流れる電流、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２２．８Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次側に発生する電圧、（ｂ）はトランスに流れる電流、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２４．０Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次側に発生する電圧、（ｂ）はトランスに流れる電流、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２５．２Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次側に発生する電圧、（ｂ）はトランスに流れる電流、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。入力電源の電圧が２６．４Ｖの場合における、本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置の各部の波形を示す図であり、（ａ）は、スイッチング素子のオフ時にトランスの一次側に発生する電圧、（ｂ）はトランスに流れる電流、（ｃ）は、スイッチング素子のゲート駆動電圧を示す図である。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置において、入力電源の電圧に対してトランスの一次側に発生する電圧を示すグラフである。本発明に係る希ガス蛍光ランプの点灯装置において、入力電源の電圧に対して希ガス蛍光ランプの照度を示すグラフである。従来の希ガス蛍光ランプの点灯装置を示す回路構成図である。

符号の説明

１：定電圧回路、２：定電流回路、３：三角波発振回路、４：比較回路、５：ドライブ回路、６：インバータ回路、１０：駆動回路、５０：希ガス蛍光ランプの点灯装置、ＤＬ：希ガス蛍光ランプ、Ｑ１：スイッチング素子、ＣＯＭＰ１：コンパレータ、Ｃ１：発振用コンデンサ

Claims

入力電源と、トランスと、該トランスの１次側に直列に接続したスイッチング素子と、前記トランスの２次側に接続した希ガス蛍光ランプと、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを含む希ガス蛍光ランプの点灯装置において、
前記駆動回路は、前記入力電源の電圧を所定の定電圧に変換して出力する定電圧回路と、前記入力電源の電圧に応じた充電電流を出力する定電流回路と、前記入力電源の電圧の上昇及び低下に応じて発振周波数をそれぞれ増大及び減少させる三角波発振回路と、該三角波発振回路から出力される三角波を所定のデューティ比の矩形波に変換して出力する比較回路と、該比較回路からの出力信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成するドライブ回路と、を備え、
前記三角波発振回路は、発振用コンデンサと、該発振用コンデンサの充電状態と放電状態とを切り換えるためのコンパレータとを備えており、前記発振用コンデンサは、前記定電流回路の充電電流によって充電され、かつ、放電経路に設けた抵抗素子と前記発振用コンデンサによって決定される所定の時定数で放電され、前記コンパレータの非反転入力端子には前記定電圧回路の出力電圧を分圧した閾値電圧が入力され、前記コンパレータの反転入力端子には前記発振用コンデンサの端子間電圧が入力されて、該端子間電圧を、前記充電電流によって充電される充電期間にわたって上昇し、前記所定の時定数で放電される放電期間にわたって下降する三角波電圧として出力することを特徴とする希ガス蛍光ランプの点灯装置。
前記トランスの２次側に流れる電流を検出して前記希ガス蛍光ランプの非接続時に前記ドライブ回路の動作を停止するための保護回路をさらに備えることを特徴とする請求項１記載の希ガス蛍光ランプの点灯装置。