JPS63174568A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、蛍光灯などの放電灯を点灯させるためのイン
バータ装置に間するものである。

（背景技術） インバータ装置に用いられている一般的な制御回路を第
５図に示す０図中、Ｑ、は主スイツチング素子であり、
制御回路４の発振出力に応じて駆動回路１によりオンオ
フ駆動される。制御回路４は、スイッチングレギュレー
タ用のＩＣ（例えばＮＥＣ製のμＰＣ４９４）よりなる
。基準電源３は制御電源Ｖｃｃの電圧によって基準電圧
Ｖ「を作成する。トランジスタＴｒ＋とトランジスタＴ
ｒ２はカレントミラー回路５を構成するように接続され
ており、トランジスタＴｒ＋を介して抵抗Ｒ０に流れる
電流と同じ電流がトランジスタＴｒ２に流れて、外付け
のコンデンサＣＩを充電する。このスイッチングレギュ
レータ用ＩＣにおいては、外付けのコンデンサＣＩの電
位は、一定の勾配で上昇し、一定値になると急激に放電
するように構成され、放電後は、再び充電を繰り返す、
したがって、コンデンサＣＩの両端電圧■ｃ、は鋸歯状
波となる。

この鋸歯状波の電圧は、コンパレータＣＰの非反転入力
端子に印加されている。コンパレータＣＰの反転入力端
子には、基準電源３から得られる基準電圧Ｖ「を抵抗Ｒ
３、Ｒ４にて分圧した参照電圧Ｖｒｅｆが印加されてい
る。前記コンデンサＣ１の電圧が、参照電圧Ｖｒｅｆよ
りも低いときには、コンパレータＣＰの出力は“Ｌｏ−
”レベルとなる。

第６［２Ｉはこの動作を示したものであり、第６図（ａ
）はコンデンサＣ１の電圧Ｖｃｌを示し、この電圧値が
コンパレータＣＰの参照電圧Ｖ　ｒｅｆ以下となる区間
においては、第６図（ｂ）に示すようにコンパレータＣ
Ｐの出力は“Ｌ　ｏｓ”レベルとなる。この“’Ｌｏｗ
”レベルとなる期間は、以下に述べる２石式のインバー
タ装置を駆動する場合におけるデッドオフタイムとなる
。

コンパレータＣＰの出力は、フリップフロップＦＦより
なる分周器に入力され、その出力Ｑ、Ｑにはそれぞれ第
６図（ｃ）、（ｄ）に示すような出力が得られる。これ
らの信号は、各々アンドゲートＧ１及びＧ２の一方の入
力に接続されている。アンドゲートＧｌ、Ｇ、の他方の
入力には、コンパレータＣＰの出力が接続されている。

アンドゲートＧ１゜Ｇ２の出力としては、第６図（ｅ）
、（ｆ）に示すようなデッドオフタイムを有し、交互に
高レベルとなる発振信号が得られる。アンドゲートＧＩ
の出力は、ＭＯＳトランジスタＱ　３　、　Ｑ−で形成
されたトーテムポール回路と、抵抗Ｒｔ　、　Ｒｓから
成るドライブ回路１を介して、主スイツチング素子Ｑ１
をオンオフ駆動する。アンドゲートＧ２の出力は、同様
のドライブ回路を介して、他の主スイツチング素子をオ
ンオフ駆動する。

このような制御方式は、基準電源３により基準電圧■「
を作成し、この基準電圧ＶｒによりトランジスタＴ　ｒ
　Ｉ、　Ｔ　ｒ　２から成るカレントミラー回路５を動
作させているため、コンデンサＣ５の両端に得られる鋸
歯状波の精度が高く、またコンパレータＣＰの参照電圧
Ｖｒｅｆを変えれば、コンパレータＣＰの出力のデユー
ティファクターを自由に設定できるため、広く実用化さ
れている。

第７図（ａ）はインバータ装置を用いて蛍光灯などの放
電灯ｌを点灯させるインバータ点灯装置の一例を示す回
路図である。この点灯装置は、直流電源Ｅと、交互にオ
ンされる主スイツチング素子Ｑ、及びＧ２と、共振回路
を構成するチョークコイルＬ、及びコンデンサＣ２、Ｃ
３とから構成される直列インバータによって放電灯ｌを
点灯させるものである。このような直列共振を利用する
インバータ点灯装置では、−ｉにトランス手段による昇
圧の代わりに、共振現象によって昇圧効果を得て放電灯
ｌを点灯させるので、小型化、低コスト化に適している
。

第７Ｑ？Ｉ（ｂ）は上述のような共振作用で放電灯２を
点灯させた場合の共振用コンデンサＣ３の両端電圧■。

、（即ち放電灯ｌの両端電圧）とスイッチング素子Ｑ、
、Ｑ２のスイッチング周波数ｆとの関係を示したもので
ある。同図に示すように、共振用コンデンサＣ）の両端
電圧ＶＣ３は、共振回路の共振周波数ｆｓを頂点とした
山形のカーブを描く。インバータ装置の動作周波数は一
般に共振点ｆｓよりも少し高く設定して遅相電流を流す
ことによりスイッチング損失の低減を図るが、動作周波
数を高くしていくと、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１
も低下することになり、この電圧が放電灯ｌの点灯維持
電圧ＶＩｍ以下になると放電灯ｌは立ち消えに至る。

従って、インバータ装置の動作周波数は共振周波数ｒｓ
と放電灯ｌが立ち消えする周波数ｆ、との間に設定され
る。

ところが、例えば放電灯！の点灯維持電圧Ｖｍが高くて
、共振周波数ｒｓでの電圧との差が余り大きくない場合
においては、動作点の設計余裕度が小さくなり、第７図
（ｂ）の破線で示したように電源Ｅの電圧低下が生じた
場合には、放電灯ｌが立ち消えするような状態が考えら
れる。このようなインバータ点灯装置に前述の第５図に
示すような制御回路４を使用した場合には、電源Ｅの電
圧が変動しても基準電源３とカレントミラー回路５から
成る発振部の動作は非常に安定しており、発振周波数も
一定値に保たれるので、電源Ｅの電圧低下時には、放電
灯ｌが立ち消えに至ることになる。

そこで、このような不都合を解消するために、第５図回
路における基準電源３を除去して、第８図回路に示すよ
うに、電源Ｅから抵抗Ｒ，を介してコンデンサＣ４を充
電して得られた制御電源ＶｃＣによりトランジスタＴ　
ｒ　１　、　Ｔ　ｒ　２から成るカレントミラー回路５
を駆動するように構成し、電源Ｅの変動に伴って、第９
図に示すように、発振周波数も変動させて点灯維持を図
るような電源変動補償手段を設けることが提案されてい
る。この場合、カレントミラー回路５に流れる電流は電
源電圧の変動に伴って変化するので、電源電圧が低下す
ればカレントミラー回路５に流れる電流も減少し、第９
図の破線に示すように、発振周波数が低下して、第７図
（ｂ）の共振曲線から明らかなように、共振は強まる方
向に変化することが分かる。

このように構成した場合、上述のごとく、電源Ｅの電圧
変動に応じて発振周波数を変化させることが可能である
が、その変化の幅は電圧変動率によって一義的に定まっ
てしまい、それ以上に発振周波数を変化させたり、ある
いはその逆に、発振周波数の変化を少なくしたりするこ
とができない。

また、制御電源Ｖｅｃそのものも電圧変動するため、制
御回路の動作が不安定となる恐れもある。

第１０図は第８図の従来例の欠点を補った他の従来例で
ある。この回路は、カレントミラー回路５の電流を決定
する抵抗Ｒ６と直列にツェナーダイオードＺＤ、を接続
したものであり、ツェナーダイオードＺＤ、のツェナー
電圧を選択することによって、ある程度前述の発振周波
数の変化幅を大きく設計することができる。しかしなが
ら、ツェナー電圧は段階的にしか用意されておらず、し
たがって、連続的な変化幅の調整が難しいばかりでなく
、ツェナーダイオードＺＤ、の漏れ電流によってカレン
トミラー回路５に流れる電流が大きく変化するので、部
品のばらつきや温度特性、劣化度合などによって、設計
値がかなり変動してしまうという欠点があった。

さらに、第１１図の回路は、放電灯ｌと直列にカレント
トランスＣＴを接続し、その電流検出出力をダイオード
ＤＩとコンデンサＣ１により整流平滑して、前述のカレ
ントミラー回路５の電源として用いた例であり、電源電
圧変動の代わりに放電灯電流の変動を検出して発振周波
数を変化させるものである。この場合にも、第８図の従
来例と同様に、放電灯電流の変動率で、発振周波数の変
動幅が一義的に定まってしまうという欠点があり、設計
の自由度が小さい。また、この回路では、制御回路内部
の基準電圧を変える必要がある。制御部全体のＩＣ化等
を狙う場合には、一般にＩＣ全体の電源や内部の基準電
圧は極力変動しないことが望ましく、従来例のように制
御回路内部の基準電圧を変動させるものでは、全体の動
作に影響が出てくるために、制御回路のＩＣ化そのもの
が非常に困難になるという問題がある。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、電源変動や負荷電流変動に対
する発振周波数の変化幅を連続的に自由に設定すること
ができ、しかも、簡単な構成で安定な変動補償を行い得
るインバータ装置を提供するにある。

（発明の開示） 本発明の構成を第１図（ａ）に示す回路について説明す
ると、基準電源３と、基ｆ！電源３に接続されたカレン
トミラー回路５と、カレントミラー回路５の出力に接続
されたコンデンサＣ１と、カレントミラー回路５に流れ
る電流を決定するための抵抗回路とを備え、コンデンサ
Ｃ１の電圧勾配に応じて発振周波数を制御されるインバ
ータ装置において、前記カレントミラー回路５に流れろ
電流を決定するための抵抗回路は、第１及び第２の抵抗
Ｒ＋　、　Ｒ２の直列接続を含む抵抗回路とし、第１及
び第２の抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２の接続点から電流を分流さ
せるカレントミラー回路６を設け、カレントミラー回路
６に分流される電流の大きさを制御するトランジスタＴ
ｒ３に変動信号を入力するように構成して成るものであ
る。

本発明はこのように構成されているので、抵抗Ｒ＋　、
　Ｒ２の抵抗値を変化させることにより、変動信号に対
する発振周波数の変化幅を連続的に自由に設定すること
ができるものである。

以下、本発明の原理を第１図（ａ）の回路に基づいて詳
述する。第１図（ａ）に示す回路にあっては、前述の抵
抗Ｒ０を２つの抵抗Ｒ，，Ｒ２に分割し、抵抗Ｒ２の両
端に第２のカレントミラー回路６を接続している。第２
のカレントミラー回路６は、トランジスタＴ　ｒ　２　
、　Ｔ　ｒ、よりなり、その入力端には抵抗Ｒ５分介し
て電源電圧あるいは放電灯電流の変動信号を入力するよ
うに構成しである。また、コンデンサＣ１は、第１のカ
レントミラー回路５を介して基準電圧Ｖｒによって充電
されるように構成しである。

このような回路においては、入力された変動信号に比例
して抵抗Ｒ９に流れる電流がトランジスタＴｒｚに流れ
、これと同じ電流がトランジスタＴｒ、のコレクタ側に
も流れる。第１のカレントミラー回路５のトランジスタ
Ｔｒｌ及び抵抗Ｒ４を介して流れる電流は、第２のカレ
ントミラー回路６のトランジスタＴｒ、に分流される。

この分岐電流値は変動信号のレベルと抵抗Ｒｓの抵抗値
とで決まり、変動信号レベルが大き過ぎたり、あるいは
、小さ過ぎたりしても、抵抗Ｒ５の抵抗値を調整するこ
とによって自由に設定することが可能である。

また、変動信号の変動率については、抵抗Ｒ１゜Ｒ２の
抵抗値を調整することによって連続的に且つ自由に設定
することができる。即ち、抵抗Ｒ３が非常に小さい場合
においては、第１のカレントミラー回路５に流れる電流
は、第２のカレントミラー回路６に流れる電流の変化に
大きく影響され、また抵抗Ｒ８を大きくして、抵抗Ｒ２
を小さくすると、第１のカレントミラー回路５に流れる
電流は、第２のカレントミラー回路６に流れる電流の変
化の影響を受けにくくなる。

このことから、変動信号の変動幅に対して発振周波数を
大きく変化させたい場合には抵抗Ｒ３を小さく、抵抗Ｒ
２を大きく設定すればよく、また、変動信号の変動幅に
対して発振周波数の変化を小さく抑えたい場合は、抵抗
Ｒ１を大きく、抵抗Ｒ２を小さく設定すればよく、電源
電圧の変動あるいは負荷変動に応じて発振周波数の変化
幅を連続的に且つ自由に設定することができる。

しかも、前述の抵抗Ｒ０を分割し、トランジスタＴｒ、
、Ｔｒ、よりなる第２のカレントミラー回路６と抵抗Ｒ
１を追加しただけの非常に簡単な構成によって安価に実
現することができ、また、カレントミラー構成であるた
め、２つのトランジスタＴｒ３．Ｔｒｓの特性をＩＣ化
によつそほとんど等しく作成することができるので、Ｉ
Ｃ化に適した回路構成であり、部品特性のばらつきや温
度特性による影響も少なく、回路的に安定した特性を得
ることが可能である。

なお、第１図（ｂ）に示すように、変動信号によって制
御されるトランジスタＴｒ＝を抵抗Ｒ＋　、　Ｒ２の接
続点に直列的に介装して、抵抗回路に通電される電流を
制御するようにした回路においても、同様の効果を達成
できることは明らかである。

第２図は、本発明の具体的な実施例を示したものである
。本実施例は、直流電源Ｅに対して、スイッチング素子
Ｑ、、Ｑ２が直列に接続され、スイッチング素子Ｑ２と
並列に放電灯ｌとＬＣ回路を含む負荷回路を接続した直
列インバータによる放電灯点灯装置である。抵抗Ｒ６，
コンデンサＣ４によって制御電源Ｖｃｃをｆ構成し、こ
の制御電源Ｖｃｃから基準電源３により基準電圧■「を
作成して、その出力にトランジスタＴｒ、、Ｔｒ、から
成る第１のカレントミラー回路５を接続し、抵抗Ｒ，，
Ｒ２を介して流れる電流にて、コンデンサＣ１を充電し
ている。抵抗Ｒ，，Ｒ２の接続点に、トランジスタＴ「
３、Ｔｒ、を含む第２のカレントミラー回路６を接続し
、分流回路を形成している。第２のカレントミラー回路
６の入力端は、抵抗Ｒ１を介して上記制御電源Ｖｃｃに
接続されている。第１のカレントミラー回路５により充
電されるコンデンサＣ１の電圧は、コンパレータＣＰに
入力されて、抵抗Ｒ３１Ｒ４の分圧比で定まる参照電圧
Ｖｒｅｆと比較される。

コンパレータＣＰの出力は、第６図（ｂ）に示すように
、短期間の低レベル期間を有する思形波信号であり、こ
れをフリップフロップＦＦにて分周して第６図（ｃ）　
、　（ｄ）に示すような出力Ｑ、○を得て、アントゲ−
）　Ｇ　＋　、　Ｇ　２を介して、各々第６図（ｅ）　
、　（ｆ）に示すような発振信号を得る。このアントゲ
−）Ｇ、、Ｇ、の出力は、第５図に示したようなドライ
ブ回ｎ１，２に入力され、２つのスイッチング素子Ｑ、
、Ｑ、を交互にオンさせる。これによって、ＬＣ回路を
含む負荷回路に交流電流が流れて、コンデンサＣ３の両
端に発生する共振電圧により、放電灯ｌが点灯するもの
である。

この実施例では、第２のカレントミラー回路６の入力端
は、抵抗Ｒ１を介して制御電源Ｖｃｃに接続されている
が、制御電源Ｖｃｃの電圧は、直流電源Ｅの変動に伴っ
て変動するので、前述のような動作によって、電源電圧
の変動に対して適切に発振周波数の変化幅を設定するこ
とができ、電源電圧の変動に対する補償を行うことがで
きる。

第３図は、本発明の他の実施例の回路図である。

本実施例にあっては、前述の第２図の実施例において、
第２のカレントミラー回路６の入力端を抵抗Ｒ２を介し
て主電源Ｅに直接接続したものであり、第２図に示す実
施例と同様に、電源電圧の変動に対する補償を行うこと
ができる。

第４図は、本発明のさらに他の実施例の回路図である６
本実施例にあっては、第１１図の従来例と同様に、放電
灯ｌに流れる負荷電流をカレントトランスＣＴにて検出
し、その検出出力をダイオードＤ、とコンデンサＣ３に
より整流平滑して得た電圧を、変動信号として抵抗Ｒ９
を介して第２のカレントミラー回路６の入力端に与えて
いる。この場合は、負荷電流の変動によって発振周波数
を適切に変化させることができ、負荷電流変動を抑制す
ることができる。

なお、第１及び第２の抵抗の接続点から電流を分流させ
るための分流回路は、図示実施例のようなカレントミラ
ー回路６に限定されるものではなく、変動信号に応じて
電流を分流させる回路であれば他の回路構成を用いても
良い。

また、実施例においては、直列インバータ回路を例にと
って説明したが、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回
路、プッシュプル回路等の各種のインバータ装置に本発
明を適用できることは明らかである。

さらに、本発明は放電灯ｌのように電源電圧の変動や負
荷電流の変動によってその基本的な性能が維持されない
負荷を駆動する場合に特に適しているが、放電灯以外の
負荷を用いる場合にも適用できることは言うまでもない
。

（発明の効果） 本発明は、基準電源からカレントミラー回路を介して通
電されるコンデンサの電圧勾配に応じて発振周波数を制
御されるインバータ装置において、カレントミラー回路
を介してコンデンサに流れる電流を決定する抵抗回路を
第１及び第２の抵抗に分割し、その接続点から電流を分
流させる分流回路を設けて、この分流回路に流れる電流
を電源変動信号や負荷電流変動信号にて制御するように
したから、第１及び第２の抵抗の抵抗値を変えることに
より発振周波数の変化幅を連続的に且つ自由に設定する
ことができ、ＩＣ化に適した簡単且つ安価な構成で、イ
ンバータ装置の変動補償を安定に行うことができるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は本発明の基本構成を説明するための回路
図、同図（ｂ）は同上の変形例の要部回路図、第２図は
本発明の一実施例の回路図、第３図は本発明の他の実施
例の回路図、第４図は本発明のさらに他の実施例の回路
図、第５図は従来例の回路図、第６図は同上の動作説明
図、第７図（ａ）は従来のインバータ点灯装置の回路図
、同図（ｂ）は同上の動作説明図、第８図は他の従来例
の回路図、第９図は同上の動作説明図、第１０図及び第
１１図はそれぞれ別の従来例の回路図である。 ３は基準電源、５，６はカレントミラー回路、Ｒ＋　、
　Ｒ２は抵抗、Ｃ＋はコンデンサである。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）基準電源と、基準電源に接続されたカレントミラ
   ー回路と、カレントミラー回路の出力に接続されたコン
   デンサと、カレントミラー回路に流れる電流を決定する
   ための抵抗回路とを備え、コンデンサの電圧勾配に応じ
   て発振周波数を制御されるインバータ装置において、前
   記カレントミラー回路に流れる電流を決定するための抵
   抗回路は、第１及び第２の抵抗の直列接続を含む抵抗回
   路とし、この抵抗回路に通電される電流の大きさを制御
   する制御素子に変動信号を入力するように構成して成る
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. （２）前記変動信号は、インバータ装置の主電源の電圧
   変動であることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   のインバータ装置。
3. （３）前記変動信号は、インバータ装置によって付勢さ
   れる負荷の電流変動であることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載のインバータ装置。