JP4959325B2

JP4959325B2 - 発光ダイオードのための電流制御の方法および回路

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Publication number: JP4959325B2
Application number: JP2006506595A
Authority: JP
Inventors: シュイ，ペン
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2003-05-07
Filing date: 2004-04-30
Publication date: 2012-06-20
Anticipated expiration: 2024-04-30
Also published as: DE602004013138D1; DE602004013138T2; ATE392792T1; JP2006525665A; US20060267514A1; EP1623604A1; KR20120018825A; CN100531486C; KR20060018829A; US7511436B2; WO2004100614A1; CN1784930A; EP1623604B1; KR101160588B1

Description

本発明は、一般には発光ダイオード（LED:light emitting diode）電流を制御するためのさまざまな方法および回路に関するものである。本発明は、詳細にはLED電流のピーク電流値および谷電流値の調整に関するものである。

LEDはますますさまざまな用途に用いられるようになってきており、たとえばバックライト、信号機、電飾看板、自動車、照明などに用いられる。LEDの光出力がLEDを流れる電流に直接に依存していることはよく知られている。したがって、あらゆる動作条件の間一定電流を理想的に維持するようLEDを流れる電流を一定にするためにLED電流制御回路が使われている。

図１に示したのは既知のLED電流制御回路２０で、MOSFETスイッチＱ１、ダイオードＤ１、誘導性出力フィルタＬ１、容量性出力フィルタＣ１を用いてLEDネットワークLED1、LED2を流れるLED電流I_LED1の流れを制御するものである。MOSFETスイッチＱ１がオンのときは常に、回路２０は電源（PS: power source）からLEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED1の増加する流れを制御する。MOSFETスイッチＱ１がオフのときは常に、回路２０はLEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED1の減少する流れを制御する。このLED電流I_LED1の制御を実現するスイッチ制御回路は、演算増幅器Ｕ１、パルス幅変調（PWM: pulse width modulation）コンパレータＵ２、ゲートドライバＧＤ１、検出抵抗器Ｒｓ１、ならびに入力インピーダンス（Ｚｉ）２２およびフィードバックインピーダンス（Ｚｆ）２３を含む補償ＲＣ回路を使っている。

動作を見てみると、入力インピーダンス２２およびフィードバックインピーダンス２３によって生成される補償電圧Ｖ_COMPが演算増幅器Ｕ１の反転入力に加えられ、参照電源（RFS: reference voltage source）２４によって与えられる参照電圧Ｖ_REF1が演算増幅器Ｕ１の非反転入力に加えられている。演算増幅器Ｕ１は補償電圧Ｖ_COMPおよび参照電圧Ｖ_REF1を比較して誤差電圧Ｖ_ERRORを生成するが、これは補償電圧Ｖ_COMPと参照電圧Ｖ_REF1の差を拡大したもので、ＰＷＭコンパレータＵ２の非反転入力に加えられる。のこぎり波（ramp）電源（RPS）２５によって与えられるのこぎり波電圧Ｖ_RAMPはコンパレータＵ２の反転入力に加えられる。このコンパレータＵ２は誤差電圧Ｖ_ERRORとのこぎり波電圧Ｖ_RAMPとを比較して、周期的にMOSFETスイッチＱ１をゲートドライバＧＤ１を通じて入れたり切ったりするためのスイッチング制御電圧Ｖ_SWC1を発生させる。

理想的には、上述したLED電流I_LED1の電流制御はLED電流I_LED1を図２で示すような平均電流値に維持する。しかし、図１に示したような２次のフィードバック制御を実装しているため、LED電流I_LED1は、電源ＰＳの入力線に、あるいはLEDネットワークLED1、LED2の負荷に変化が起こったときには常に図２に示したような上への突出または下への突出が生じる。さらに、LEDはしばしば非線形素子であり、最適動作のためのＲＣ回路を設計するのを難しくしている。

本発明は、従来技術の欠点に対処するものであり、そのために、電源の入力線に、あるいはLEDネットワークの負荷における変化も含めあらゆる動作条件の間LED電流I_LEDの平均電流値を精密かつ迅速に調整するLED電流制御の方法および回路を提供する。

本発明の一つの形態は、一つまたは複数のLEDを流れるLED電流のピーク電流値および谷電流値を調整するLED電流制御方法である。第一に上トリップ電圧および下トリップ電圧が制御移行閾値として確立され、LEDを流れるLED電流の流れを表すLED電流検出電圧が確立される。第二に、谷電流値からピーク電流値へのLED電流の増加の制御は、LED電流検出電圧が下トリップ電圧を負方向にまたぐたびにそれに反応して起こり、ピーク電流値から谷電流値へのLED電流の減少の制御は、LED電流検出電圧が上トリップ電圧を正方向にまたぐたびにそれに反応して起こる。

本発明の第二の形態は、LED電流制御回路であって、ヒステリシスコンパレータ、LED電流センサー、ならびに一つまたは複数のLEDを流れるLED電流のピーク電流値および谷電流値を調整するためのスイッチモードコンバータを用いている。LED電流センサーはLEDを流れるLED電流の流れを表すLED電流検出電圧を確立する。ヒステリシスコンパレータは上トリップ電圧および下トリップ電圧を制御移行閾値として確立し、これらが前記LED電流検出電圧と比較される。スイッチモードコンバータは、谷電流値からピーク電流値へのLED電流の増加を、LED電流検出電圧が下トリップ電圧を負方向にまたぐたびにそれに反応して制御し、ピーク電流値から谷電流値へのLED電流の減少を、LED電流検出電圧が上トリップ電圧を正方向にまたぐたびにそれに反応して制御する。

本発明の上述の形態ならびにその他の形態、特徴、効果は、現在好ましいと考えられる実施形態に関する、付属の図面とともに読まれる以下の詳細の記述によってさらに明らかとなるであろう。詳細な説明および図面は単に本発明を解説するものであって、限定するものではない。本発明の範囲は付属の請求項およびその等価物によって定義される。

図３に示すのは、本発明のLED電流制御方法を表すフローチャート３０であり、フローチャート３０を実装するためのLED電流制御回路５０は図４に示されている。フローチャート３０のスタートアップステップＳ３２において、上トリップ電圧Ｖ_UTおよび下トリップ電圧Ｖ_UTが制御移行閾値として確立される。これは参照電源（ＲＦＳ）６２によって与えられる参照電圧Ｖ_REF2をヒステリシスコンパレータＵ３の非反転入力に加え、ヒステリシス電源（ＨＹＳ）６１によって与えられるヒステリシス電圧Ｖ_HYSをヒステリシスコンパレータＵ３の制御入力に加えることによって達成される。ヒステリシスコンパレータＵ３の一つの実施例では、上トリップ電圧Ｖ_UTはＶ_REF＋（Ｖ_HYS／２）に等しく、下トリップ電圧Ｖ_LTはＶ_REF−（Ｖ_HYS／２）に等しい。

さらに、ステップＳ３２の間に、LEDネットワークLED1、LED2を流れるLED電流I_LED2の検出された流れを表すものとしてLED電流検出電圧Ｖ_SEN1が確立される。これは、LED電流検出電圧Ｖ_SEN1をヒステリシスコンパレータＵ３の反転入力に加えるLED電流センサー（LCS: LED current sensor）８０によって達成される。時刻ｔ₀において、LED電流Ｉ_LEDは図５に示すように０アンペアである。その結果、ＬＥＤ電流検出電圧Ｖ_SEN1は図６に示すように０ボルトである。時刻ｔ₀においてはさらに、ヒステリシスコンパレータＵ３は図７に示すようにスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2を論理高レベル（logic high level）ＬＨＬで出力するよう初期設定されている。スイッチモードコンバータ（SMC: switch mode converter）７０には電源（ＰＳ）６０が接続されており、前記ヒステリシスコンパレータＵ３からの入力によってスイッチモードコンバータがオンになって電源６０からLEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED2の流れを開始させる。

スタートアップステップＳ３２においてその次に、スイッチモードコンバータ７０は、LEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED2の流れの増加を、図５に示すように時刻ｔ₀の０アンペアから時刻ｔ₁でのピーク電流値にまで制御する。LED電流検出電圧Ｖ_SEN1はその結果図６に示すように上トリップ電圧Ｖ_UTに向かって正の方向に増加する。時刻ｔ₁にLED電流検出電圧Ｖ_SEN1が上トリップ電圧Ｖ_UTに達したところで（フローチャート３０のステップＳ３４）ヒステリシスコンパレータＵ３は図７に示すようにスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2を論理低レベル（logic low level）ＬＬＬで出力するようになり、それによりスイッチモードコンバータ７０は時刻ｔ₁においてオフにされる。

フローチャート３０のステップＳ３６に間に、スイッチモードコンバータ７０は、LEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED2の流れの減少を、図５に示すように時刻ｔ₁のピーク電流値から時刻ｔ₂での谷電流値にまで制御する。LED電流検出電圧Ｖ_SEN1はその結果図６に示すように下トリップ電圧Ｖ_LTに向かって負の方向に減少する。時刻ｔ₂にLED電流検出電圧Ｖ_SEN1が下トリップ電圧Ｖ_LTに達したところで（フローチャート３０のステップＳ３８）ヒステリシスコンパレータＵ３は図７に示すようにスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2を論理高レベルＬＨＬで出力するようになり、それによりスイッチモードコンバータ７０は時刻ｔ₂においてオンにされる。

フローチャート３０のステップＳ４０の間に、スイッチモードコンバータ７０は、LEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流I_LED2の流れの増加を、図５に示すように時刻ｔ₂の谷電流値から時刻ｔ₃でのピーク電流値にまで制御する。LED電流検出電圧Ｖ_SEN1はその結果図６に示すように上トリップ電圧Ｖ_UTに向かって正の方向に増加する。時刻ｔ₃にLED電流検出電圧Ｖ_SEN1が上トリップ電圧Ｖ_UTに達したところで（ステップＳ３４）ヒステリシスコンパレータＵ３は図７に示すようにスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2を論理低レベルＬＬＬで出力するようになり、それによりスイッチモードコンバータ７０は時刻ｔ₃においてオフにされる。

電源６０がスイッチモードコンバータ７０に加えられている限り、そして参照電圧Ｖ_REF2およびＶ_HYSがヒステリシスコンパレータＵ３に加えられている限り、LED電流制御回路５０はフローチャート３０のステップＳ３４〜Ｓ４０を循環し続け、それによりLED電流I_LED2はピーク電流値と谷電流値との間をのこぎり波状に行き来し続ける。これが図５に示した電流制御期間（current regulation phase）ＣＲＰである。電流制御期間ＣＲＰの間、LED電流I_LED2の平均電流値はピーク電流値と谷電流値の平均値である。ここで述べたように、ピーク電流値および谷電流値は参照電圧Ｖ_REF2およびヒステリシス電圧Ｖ_HYSの関数である。その結果、電流調整期間ＣＲＰは、電源６０の入力線における変化やLEDネットワークLED1、LED2の負荷における変化を含む回路５０のあらゆる動作条件の間にわたって精確なLED電流I_LED2の平均電流値の調整を達成する。

図４において、回路５０のスイッチモードコンバータ７０としては、いかなる種類のスイッチモードコンバータを用いてもよい（たとえば、バック・コンバータ、フォワード・コンバータ、ブースト・コンバータ、フライバック・コンバータ、ブリッジ・コンバータ、チューク・コンバータ）。図８〜１４はスイッチモードコンバータ７０のさまざまな実施形態を解説するものである。

図８の示すLED電流制御回路５１は、LED電流制御回路５０を誘導性出力ベースとした形である。フローチャート３０（図３）を実施するために回路５１が用いるスイッチモードコンバータ７１は、スイッチングパワーセル（SPC: switching power cell）９０、ゲートドライバＧＤ２、誘導性出力フィルタＬ２を含んでいる。ゲートドライバＧＤ２はヒステリシスコンパレータＵ３の出力およびMOSFETスイッチＱ２のゲート端子Ｇに接続されている。これにより、MOSFETスイッチＱ２はステップ３６（図３）の間は開かれ、ステップＳ３２およびＳ４０（図３）の間は閉じられる。誘導性出力フィルタＬ２はスイッチングパワーセル９０およびLEDネットワークLED1、LED2に接続されていて、スイッチングパワーセル９０がLEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流Ｉ_LED2の流れを制御するのを助ける。

スイッチングパワーセル９０はMOSFETスイッチＱ２を含むいかなる回路構成を含んでいてもよい。図９はそのような回路構成の一つを示すもので、MOSFETスイッチＱ２のドレイン端子Ｄが電源６０に接続され、MOSFETスイッチＱ２のソース端子Ｓが誘導性出力フィルタＬ２およびダイオードＤ２に接続されている。ダイオードＤ２は共通の参照電位（common reference）ＣＲＥＦにも接続されている。図９はまた、LED電流センサー８０（図４）の一つの形としてLED電流センサー８１を示している。LED電流センサー８１には抵抗器Ｒ２が含まれ、該抵抗器Ｒ２の一端はLEDネットワークLED1、LED2およびヒステリシスコンパレータＵ３の反転入力の両方に接続されている。抵抗器Ｒ２のもう一端は共通参照電位ＣＲＥＦに接続されている。抵抗器Ｒ２を通るLED電流Ｉ_LED2の流れにより、LED電流検出電圧Ｖ_SEN1がヒステリシスコンパレータＵ３の反転入力に加えられる。

図１０の示すLED電流制御回路５２は、LED電流制御回路５０（図８）を容量性出力ベースとした形である。フローチャート３０（図３）を実施するために回路５２が用いるスイッチモードコンバータ７２は、スイッチングパワーセル９０、容量性出力フィルタＣ２、ゲートドライバＧＤ２、論理回路（LC: logic circuit）１００、デューティーサイクル発振器（DCO: duty cycle oscillator）１１０を含んでいる。論理回路１００はヒステリシスコンパレータＵ３に接続されていて、それによりスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2を入力されるようになっている。論理回路１００はまたデューティーサイクル発振器１１０にも接続されていて、それにより振動電圧（oscillating voltage）Ｖ_OSを入力されるようになっている。論理回路１００は、スイッチング制御電圧Ｖ_SWC2および振動電圧Ｖ_OSに対して論理演算を行い、それによりステップＳ３２、Ｓ３６、Ｓ４０（図３）の間ゲートドライバＧＤ２を通じてMOSFETスイッチＱ２の開閉を制御する。デューティーサイクル発振器１１０は振動電圧Ｖ_OSのデューティーサイクルを制御してMOSFETスイッチＱ２を流れるスイッチング電流Ｉ_SWを制御する。容量性出力フィルタＣ２はスイッチングパワーセル９０およびLEDネットワークLED1、LED2に接続されていて、スイッチングパワーセル９０をLEDネットワークLED1、LED2を通ってのLED電流Ｉ_LED2の流れの制御において助ける。

図１１の示すLED電流制御回路５３は、LED電流制御回路５２の代替的な形である。回路５３が用いるスイッチモードコンバータ７３に含まれるスイッチングパワーセル９１は、MOSFETスイッチＱ２およびスイッチング電流センサー（SCS: switching current sensor）１２０を有しており、これがデューティーサイクル発振器１１１にスイッチング電流検出電圧Ｖ_SEN2を与える。スイッチング電流検出電圧Ｖ_SEN2はスイッチング電流Ｉ_SWを表すもので、これによりデューティーサイクル発振器１１１はスイッチング電流Ｉ_SWを制限するようなデューティーサイクルの振動電圧Ｖ_OSを出力することができる。

図１０および図１１において、スイッチモードコンバータが用いる論理回路およびデューティーサイクル発振器はいかなる種類のものでもよい。図１２の描くLED電流制御回路５４が採用するスイッチモードコンバータ７４では、ＡＮＤゲート１０１の形の論理回路ならびにコンパレータＵ４、参照電源１１２、およびＲＳフリップフロップ１１３の形の双安定デバイスを用いたデューティーサイクル発振器１１１の一つの形が含まれている。スイッチング電流センサー１２０はコンパレータＵ４の反転入力にスイッチング電流検出電圧Ｖ_SEN2を与える。参照電源１１２は参照電圧Ｖ_REF2をコンパレータＵ４の非反転入力に与える。ここで、参照電圧Ｖ_REF2はスイッチング電流Ｉ_SWの最大電流値を表すものである。コンパレータＵ４の出力はスイッチング電流制限電圧Ｖ_CLをＲＳフリップフロップ１１３のＲ入力端子に加える。ＲＳフリップフロップ１１３のＳ入力端子にはクロックＣＬＫが加えられる。ＲＳフリップフロップ１１３のＱ出力端子はＡＮＤゲート１０１の第一の入力に与えられ、その第二の入力にはスイッチング制御電圧Ｖ_SWC2が入力される。ＡＮＤゲート１０１の出力はゲートドライバＧＤ２に接続されている。

図１１および図１２において、スイッチングパワーセル９１はMOSFETスイッチＱ２およびスイッチング電流センサー１２０を含むいかなる回路構成を含んでいてもよい。

図１３が描くセル９１の一つの回路構成では、インダクタＬ３が電源６０およびMOSFETスイッチＱ２のドレイン端子Ｄに接続されている。MOSFETスイッチＱ２のドレイン端子ＤにはダイオードＤ２も接続されている。ダイオードＤ２は容量性出力フィルタＣ２およびLEDネットワークLED1、LED2にも接続されている。抵抗器Ｒ３の形のスイッチング電流センサー１２１がMOSFETスイッチＱ２のソース端子Ｓおよび共通参照電位ＣＲＥＦに接続されている。MOSFETスイッチＱ２のソース端子ＳはまたコンパレータＵ４の反転入力にも接続されている。

図１４はセル９１のいま一つの回路構成を描いたものであり、ここではトランスＴ１の一次側は一端が電源６１に接続され、他端がMOSFETスイッチＱ２のドレイン端子に接続されている。トランスＴ１の二次側は一端がダイオードＤ２に、他端が容量性出力フィルタＣ２および検出抵抗器Ｒ２に接続されている。

本発明の説明にあたってLEDネットワークLED1、LED2はLEDの直列接続として図示されている。実際には本発明によるLED電流制御の方法および回路は、LEDの数がいくつであっても、またいかなる種類の構成であってもLED電流を制御することができる。

ここに開示されている本発明の実施形態は現在好ましいものと考えられているが、本発明の精神および範囲から外れることなくさまざまな変更や修正をすることができる。本発明の範囲は付属の特許請求の範囲によって指示される。その等価物の意味および範囲にはいるあらゆる変更ここに含まれるものと意図されている。

既知のLED電流制御回路の概略図である。図１に示したLED電流制御回路によって制御されるLED電流の平均電流値のグラフ表現を示す図である。本発明に基づくLED電流制御方法の一つの実施形態を表すフローチャートである。本発明に基づくLED電流制御回路の一つの実施形態の概略図である。図４に示したLED電流制御回路によって制御されるLED電流の例としてのグラフ表現を示す図である。図４に示したLED電流制御回路によって制御されるLED電流検出電圧の例としてのグラフ表現を示す図である。図４に示したLED電流制御回路によって生成されるスイッチング制御電圧の例としてのグラフ表現を示す図である。図４に示したLED電流制御回路の第一の実施形態の概略図である。図８に示したLED電流制御回路の一つの実施形態の概略図である。図４に示したLED電流制御回路の第二の実施形態の概略図である。図４に示したLED電流制御回路の第三の実施形態の概略図である。図１１に示したLED電流制御回路の一つの実施形態の概略図である。図１２に示したLED電流制御回路の第一の実施形態の概略図である。図１２に示したLED電流制御回路の第二の実施形態の概略図である。

Claims

一つまたは複数のLEDを流れるLED電流の平均電流値を調整するLED電流制御回路であって、該平均電流値とは前記LED電流のピーク電流値と谷電流値との平均であり、当該回路が、
前記一つまたは複数のLEDを流れるLED電流を表すLED電流検出電圧を確立するよう動作するLED電流センサーと；
上トリップ電圧および下トリップ電圧を制御移行閾値として確立する、前記LED電流センサーと電気的連絡があって前記LED電流検出電圧を受け取るようになっているヒステリシスコンパレータであって、
前記LED電流検出電圧が下トリップ電圧を負方向にまたぐたびにそれに反応してスイッチング制御電圧を第一の論理レベルで出力するよう動作し、
前記LED電流検出電圧が上トリップ電圧を正方向にまたぐたびにそれに反応してスイッチング制御電圧を第二の論理レベルで出力するよう動作する、
ヒステリシスコンパレータと；
前記スイッチング制御電圧の関数として前記一つまたは複数のLEDを通ってのLED電流の流れを制御する手段を含んでいるスイッチモードコンバータであって、
振動電圧を出力するよう動作するデューティーサイクル発振器と、
前記ヒステリシスコンパレータと電気的連絡があって前記スイッチング制御電圧を受け取るようになっており、前記デューティーサイクル発振器と電気的連絡があって前記振動電圧を受け取るようになっている論理回路と、
前記論理回路と電気的連絡があって前記スイッチング制御電圧および前記振動電圧の関数として開閉されるスイッチと、
を有するスイッチモードコンバータと；
を有するLED電流制御回路。
前記スイッチモードコンバータが、谷電流値からピーク電流値への前記LED電流の増加を、前記スイッチング制御電圧が前記第一の論理レベルに等しくなるのに反応して制御し、
前記スイッチモードコンバータが、ピーク電流値から谷電流値への前記LED電流の減少を、前記スイッチング制御電圧が前記第二の論理レベルに等しくなるのに反応して制御する、請求項１記載のLED電流制御回路。
前記ヒステリシスコンパレータが反転入力、非反転入力および制御入力を有し、
ヒステリシスコンパレータの前記反転入力に前記LED電流検出電圧が加えられ、
前記非反転入力にある参照電圧が加えられ、
前記制御入力にあるヒステリシス電圧が加えられる、
請求項１記載のLED電流制御回路。
前記スイッチモードコンバータが、前記ヒステリシスコンパレータと電気的連絡があって前記スイッチング制御電圧の関数として開閉されるスイッチを有する、請求項１記載のLED電流制御回路。
前記スイッチモードコンバータが、前記一つまたは複数のLEDと電気的連絡がある誘導性出力フィルタを有する請求項１記載のLED電流制御回路。
前記スイッチモードコンバータが、前記一つまたは複数のLEDと電気的連絡がある容量性出力フィルタを有する請求項１記載のLED電流制御回路。
前記スイッチモードコンバータがさらに、
前記スイッチと電気的連絡があって前記スイッチを通ってのスイッチング電流の流れを表すスイッチング電流検出電圧を出力するようになっているスイッチング電流センサーを有しており、
前記デューティーサイクル発振器が前記スイッチング電流センサーと電気的連絡があって前記スイッチング電流検出電圧の関数として前記振動電圧を出力するようになっている、
請求項１記載のLED電流制御回路。
前記デューティーサイクル発振器が、
前記スイッチング電流センサーと電気的連絡があって前記スイッチング電流検出電圧を受け取るようになっているコンパレータを有しており、該コンパレータがスイッチング電流検出電圧とスイッチング電流の最大電流値を表すある参照電圧との比較の関数としてスイッチング電流制限電圧を与えるよう動作するものであり、
当該デューティーサイクル発振器がさらに、前記コンパレータと電気的連絡があって前記スイッチング電流制限電圧を受け取るようになっている双安定デバイスを有しており、該双安定デバイスがあるクロック信号と前記スイッチング電流制限電圧の関数として前記振動電圧を出力するよう動作するものである、
請求項７記載のLED電流制御回路。