KR101160588B1 - 평균 암페어수 조절 방법 및 ｌｅｄ 전류 제어 회로 - Google Patents

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Abstract

하나 이상의 LED를 통하는 LED 전류(ILED2)의 흐름이, 방법(30)을 구현하는 LED 전류 제어 회로(50-54)에 의해 제어되는데, 이는 입력 라인 및 LED의 부하에 독립적이다.
Figure R1020057020971
LED 전류 제어, 입력 라인, LED 부하

Description

평균 암페어수 조절 방법 및 ＬＥＤ 전류 제어 회로{CURRENT CONTROL METHOD AND CIRCUIT FOR LIGHT EMITTING DIODES}
본 발명은 일반적으로 발광 다이오드(light emitting diode: "LED") 전류를 제어하기 위한 다양한 방법 및 회로에 관한 것이다. 본 발명은 구체적으로 LED 전류의 피크 암페어수(peak amperage) 및 밸리 암페어수(valley amperage)의 조절(regulation)에 관한 것이다.
LED는, 예컨대 백라이팅, 교통 신호등, 신호, 자동차 및 조명과 같은 다양한 응용에서 점점 더 사용되고 있다. LED의 광 출력은 LED를 통하여 흐르는 전류에 직접적으로 좌우된다. 따라서, 이상적으로 모든 동작 상황에서 일정한 전류를 유지하기 위하여, LED를 통하여 흐르는 전류를 조절하는데 LED 전류 제어 회로가 사용된다.
도 1은, LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED1의 흐름을 제어하기 위하여, MOSFET 스위치 Q1, 다이오드 D1, 인덕터 출력 필터 L1 및 용량성 출력 필터 C1을 사용하는, 공지된 LED 전류 제어 회로(20)를 도시한다. MOSFET 스위치 Q1이 켜질 때마다, 회로(20)는 전원(power source: "PS")으로부터 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED1의 증가하는 흐름을 제어한다. MOSFET 스위치 Q1이 꺼질 때마다, 회로(20)는 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED1의 감소하는 흐름을 제어한다. 이러한 LED 전류 ILED1의 조절은, 연산 증폭기 U1, 펄스 폭 변조(pulse width modulation: "PWM") 비교기 U2, 게이트 구동기 GD1, 감지 저항 Rs1, 그리고 입력 임피던스("Zi")(22) 및 피드백 임피던스("Zf")(23)를 갖는 보상(compensation) RC 네트워크를 사용하는 스위치 제어 회로에 의해 달성된다.
동작에 있어서, 입력 임피던스(22) 및 피드백 임피던스(23)에 의해 생성된 보상 전압 VCOMP는 연산 증폭기 U1의 반전 입력에 인가되고, 기준 전압원(reference voltage source: "RFS")(24)에 의해 공급되는 기준 전압 VREF1은 연산 증폭기 U1의 비반전 입력에 인가된다. 연산 증폭기 U1은 보상 전압 VCOMP와 기준 전압 VREF1을 비교하여 에러 전압 VERROR를 산출하며, 이는 보상 전압 VCOMP와 기준 전압 VREF1 간의 확대된 차로서, PWM 비교기 U2의 비반전 입력에 인가된다. 램프 전압원(ramp voltage source: "RPS")(25)에 의해 공급되는 램프 전압 VRAMP는 비교기 U2의 반전 입력에 인가되며, 비교기는 에러 전압 VERROR와 램프 전압 VRAMP를 비교하여 스위칭 제어 전압 VSWC1을 산출하여, 게이트 구동기 GD1을 경유하여 MOSFET 스위치 Q1을 주기적으로 인에이블(enable) 및 디스에이블(disable)시킨다.
이상적으로, 전술한 LED 전류 ILED의 전류 조절은 도 2에 도시된 바와 같이 LED 전류 ILED1를 평균 암페어수로 유지시킨다. 그러나 도 1에 도시된 바와 같은 2차 피드백 제어의 구현 때문에, 전원 PS의 입력 라인에서 또는 LED 네트워크 LED1, LED2의 부하에서 변경이 발생할 때마다, LED 전류 ILED1은 도 2에 도시된 바와 같은 오버슈트(overshoot) 또는 언더슈트(undershoot)를 경험할 수 있다. 나아가, LED는 종종 비선형 디바이스이며, 이는 최적 성능을 위한 RC 네트워크 설계를 어렵게 만든다.
본 발명은, 전원의 입력 라인에서의 변경 또는 LED 네트워크 부하에서의 변경을 포함하는 모든 동작 상황에서, LED 전류 ILED의 평균 암페어수를 정확하고 빠르게 조절하기 위한 LED 전류 제어 방법 및 회로를 제공함으로써, 종래 기술에서의 단점을 해결한다.
본 발명의 일 형태는 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 LED 전류의 피크 암페어수 및 밸리 암페어수를 조절하기 위한 LED 전류 제어 방법이다. 첫째로, 제어 교차 임계치(control crossover threshold)로서 상위 트립 전압(upper trip voltage) 및 하위 트립 전압(lower trip voltage)이 설정되며, LED(들)를 통하는 LED 전류의 흐름을 나타내는 LED 전류 감지 전압이 설정된다. 둘째로, 밸리 암페어수로부터 피크 암페어수까지 LED 전류 증가의 제어는, 음의 방향으로 LED 전류 감지 전압에 의한 하위 트립 전압의 교차 각각에 응답하여 발생하며, 피크 암페어수로부터 밸리 암페어수까지 LED 전류 감소의 제어는, 양의 방향으로 LED 전류 감지 전압에 의한 상위 트립 전압의 교차 각각에 응답하여 발생한다.
본 발명의 제2 형태는, 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 LED 전류의 피크 암페어수 및 밸리 암페어수를 조절하기 위하여, 이력 비교기(hysteretic comparator), LED 전류 감지기 및 스위치-모드 컨버터를 사용하는 LED 전류 제어 회로이다. LED 전류 감지기는 LED(들)를 통하는 LED 전류의 흐름을 나타내는 LED 전류 감지 전압을 설정한다. 이력 비교기는 LED 전류 감지 전압과 비교되는 제어 교차 임계치로서 상위 트립 전압 및 하위 트립 전압을 설정한다. 스위치-모드 컨버터는 음의 방향으로 LED 전류 감지 전압에 의한 하위 트립 전압의 교차 각각에 응답하여 밸리 암페어수로부터 피크 암페어수까지 LED 전류에 있어서의 증가를 제어하며, 양의 방향으로 LED 전류 감지 전압에 의한 상위 트립 전압의 교차 각각에 응답하여 피크 암페어수로부터 밸리 암페어수까지 LED 전류의 감소를 제어한다.
본 발명의 상기 형태들뿐만 아니라 다른 형태들, 특징들 및 장점들도, 첨부된 도면과 관련하여, 현재 바람직한 실시예들에 대한 이하의 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다. 발명의 상세한 설명 및 도면은 본 발명에 대한 한정이 아닌 예시일 뿐이며, 본 발명의 범위는 첨부된 청구범위 및 그 균등물에 의해서 정의된다.
도 1은 공지된 LED 전류 제어 회로의 개략도.
도 2는 도 1에 도시된 LED 전류 제어 회로에 의해 제어되는 LED 전류의 평균 암페어수의 그래픽 표현을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 LED 전류 제어 방법의 일 실시예의 흐름도.
도 4는 본 발명에 따른 LED 전류 제어 회로의 일 실시예의 개략도.
도 5는 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로에 의해 제어되는 LED 전류의 예시적인 그래픽 표현을 도시하는 도면.
도 6은 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로에 의해 생성되는 LED 전류 감지 전압의 예시적인 그래픽 표현을 도시하는 도면.
도 7은 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로에 의해 생성되는 스위칭 제어 전압의 예시적인 그래픽 표현을 도시하는 도면.
도 8은 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로의 제1 실시예의 개략도.
도 9는 도 8에 도시된 LED 전류 제어 회로의 일 실시예의 개략도.
도 10은 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로의 제2 실시예의 개략도.
도 11은 도 4에 도시된 LED 전류 제어 회로의 제3 실시예의 개략도.
도 12는 도 11에 도시된 LED 전류 제어 회로의 일 실시예의 개략도.
도 13은 도 12에 도시된 LED 전류 제어 회로의 제1 실시예의 개략도.
도 14는 도 12에 도시된 LED 전류 제어 회로의 제2 실시예의 개략도.
본 발명의 LED 전류 제어 방법을 나타내는 흐름도(30)가 도 3에 도시되어 있으며, 흐름도(30)를 구현하기 위한 LED 전류 제어 회로(50)가 도 4에 도시되어 있다. 흐름도(30)의 시작 단계(S32)에서, 제어 교차 임계치(control crossover threshold)로서 상위 트립 전압(upper trip voltage) VUT 및 하위 트립 전압(lower trip voltage) VLT가 설정된다. 이는 기준 전압원("RFS"; 62)에 의해 공급되는 기준 전압 VREF2를 이력 비교기 U3의 비반전 입력에 인가하고, 이력 전압원("HYS"; 61)에 의해 공급되는 이력 전압 VHYS을 이력 비교기 U3의 제어 입력에 인가함으로써 달성된다. 이력 비교기 U3의 일 실시예에서, 상위 트립 전압 VUT는 (VREF+(VHYS/2))와 동일하고, 하위 트립 전압 VLT는 (VREF-(VHYS/2))와 동일하다.
추가적으로, 단계(S32)에서, LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 감지된 흐름의 표현으로서 LED 전류 감지 전압 VSEN1이 설정된다. 이는 LED 전류 감지기("LCS"; 80)에 의해 달성되며, LCS는 LED 전류 감지 전압 VSEN1을 이력 비교기 U3의 반전 입력에 인가한다. 시각 t0에서, LED 전류 ILED는 도 5에 도시된 바와 같이 0이다. 따라서, LED 전류 감지 전압 VSEN1은 도 6에 도시된 바와 같이 0이다. 또한 시각 t0에서, 이력 비교기 U3는 도 7에 도시된 바와 같이 논리 하이 레벨(logic high level) LHL에서 스위칭 제어 전압 VSWC2를 출력하도록 초기 설정되며, 전원("PS"; 60)이 스위치-모드 컨버터("SMC"; 70)에 인가됨으로써, 스위치-모드 컨버터가 켜져, LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 전원(60)으로부터의 LED 전류 ILED2의 흐름을 시작한다.
다음으로, 시작 단계(S32)에서 스위치-모드 컨버터(70)는 도 5에 도시된 바와 같이 시각 t0에 0암페어로부터 시각 t1에 피크 암페어수까지 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름에 있어서의 증가를 제어한다. 따라서, LED 전류 감지 전압 VSEN1은 도 6에 도시된 바와 같이 상위 트립 전압 VUT를 향하여 양의 방향으로 증가한다. 흐름도(30)의 단계(S34)에서 시각 t1에 LED 전류 감지 전압 VSEN1이 상위 트립 전압 VUT를 교차함에 따라, 이력 비교기 U3는 도 7에 도시된 바와 같이 논리 로우 레벨(logic low level) LLL에서 스위칭 제어 전압 VSWC2을 출력함으로써, 스위치-모드 컨버터(70)는 시각 t1에서 꺼진다.
흐름도(30)의 단계(S36)에서, 스위치-모드 컨버터(70)는 도 5에 도시된 바와 같이 시각 t1에 피크 암페어수로부터 시각 t2에 밸리 암페어수까지 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름에 있어서의 감소를 제어한다. 따라서, LED 전류 감지 전압 VSEN1은 도 6에 도시된 바와 같이 하위 트립 전압 VLT를 향하여 음의 방향으로 감소한다. 흐름도(30)의 단계(S38)에서 시각 t2에 LED 전류 감지 전압 VSEN1이 하위 트립 전압 VLT를 교차함에 따라, 이력 비교기 U3는 도 7에 도시된 바와 같이 논리 하이 레벨(logic high level) LHL에서 스위칭 제어 전압 VSWC2을 출력함으로써, 스위치-모드 컨버터(70)는 시각 t2에서 켜진다.
흐름도(30)의 단계(S40)에서, 스위치-모드 컨버터(70)는 도 5에 도시된 바와 같이 시각 t2에 밸리 암페어수로부터 시각 t3에 피크 암페어수까지 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름에 있어서의 증가를 제어한다. 따라서, LED 전류 감지 전압 VSEN1은 도 6에 도시된 바와 같이 상위 트립 전압 VUT를 향하여 양의 방향으로 증가한다. 단계(S34)에서 시각 t3에 LED 전류 감지 전압 VSEN1이 상위 트립 전압 VUT를 교차함에 따라, 이력 비교기 U3는 도 7에 도시된 바와 같이 논리 로우 레벨 LLL에서 스위칭 제어 전압 VSWC2을 출력함으로써, 스위치-모드 컨버터(70)는 시각 t3에서 꺼진다.
전원(60)이 스위치-모드 컨버터(70)에 인가되며, 기준 전압 VREF2 및 이력 전압 VHYS가 이력 비교기 U3에 인가되고 있는 한, LED 전류 제어 회로(50)는 흐름도(30)의 단계들(S34-S40)을 통하여 순환하는 것을 지속할 것이며, 이로 인하여 LED 전류 ILED2는 도 5에 도시된 바와 같이 전류 조절 단계(current regulation phase: CRP) 동안 피크 암페어수와 밸리 암페어수 사이를 지속적으로 램핑(ramping)한다. 전류 조절 단계 CRP 동안, LED 전류 ILED2의 평균 암페어수는 피크 암페어수와 밸리 암페어수의 평균이다. 본 명세서에서 설명된 바와 같이, 피크 암페어수 및 밸리 암페어수는 기준 전압 VREF2 및 이력 전압 VHYS의 함수이다. 따라서, 전류 조절 단계 CRP는, 전원(60)의 입력 라인에서의 변경 또는 LED 네트워크 LED1, LED2의 부하에서의 변경을 포함하는, 회로(50)의 모든 동작 상황에서, LED 전류 ILED2의 평균 암페어수 조절을 정확하게 달성한다.
도 4를 참조하면, 회로(50)는 스위치-모드 컨버터(70)로서 기능하기 위하여 임의의 유형의 스위치-모드 컨버터(예컨대, Buck 컨버터, Forward 컨버터, Boost 컨버터, Flyback 컨버터, Bridge 컨버터 및 Cuk 컨버터)를 사용할 수 있다. 도 8 내지 도 14는 스위치-모드 컨버터(70)의 다양한 실시예들을 도시한다.
도 8은 LED 전류 제어 회로(50)의 유도성 출력 기반 실시예로서 LED 전류 제어 회로(51)를 도시한다. 흐름도(30)(도 3)를 구현하기 위하여, 회로(51)는 스위칭 전력 셀("SPC"; 90), 게이트 구동기 GD2 및 유도성 출력 필터 L2를 포함하는 스위치-모드 컨버터(71)를 사용한다. 게이트 구동기 GD2는 이력 비교기 U3의 출력 및 MOSFET 스위치 Q2의 게이트 단자 G에 연결되며, 이로써 MOSFET 스위치 Q2는 단계(S36)(도 3)에서 개방되고, 단계들(S32, S40)(도 3)에서 폐쇄된다. 유도성 출력 필터 L2는 스위칭 전력 셀(90) 및 LED 네트워크 LED1, LED2에 연결되어, 스위칭 전력 셀(90)이 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름을 제어하는 것을 용이하게 한다.
스위칭 전력 셀(90)은 MOSFET 스위치 Q2를 둘러싸는 임의의 회로 배열을 포함할 수 있다. 도 9는 이러한 회로 배열 중 하나를 도시하고 있는데, MOSFET 스위치 Q2의 드레인 단자 D는 전원(60)으로 연결되고, MOSFET 스위치 Q2의 소스 단자 S 는 유도성 출력 필터 L2 및 다이오드 D2로 연결되며, 다이오드 D2는 공통 기준 CREF로도 또한 연결된다. 또한, 도 9는 LED 전류 감지기(80)(도 4)의 다른 실시예로서 LED 전류 감지기(81)를 도시한다. LED 전류 감지기(81)는 LED 네트워크 LED1, LED2 및 이력 비교기 U3의 반전 입력 모두에 연결된 하나의 단자를 갖는 저항 R2를 포함한다. 저항 R2의 다른 단자는 공통 기준 CREF로 연결된다. 저항 R2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름은 LED 전류 감지 전압 VSEN1을 이력 비교기 U3의 반전 입력에 인가한다.
도 10은 LED 전류 제어 회로(50)(도 8)의 용량성 출력 기반 실시예로서 LED 전류 제어 회로(52)를 도시한다. 흐름도(30)(도 3)를 구현하기 위하여, 회로(52)는 스위칭 전력 셀(90), 용량성 출력 필터 C2, 게이트 구동기 GD2, 논리 회로("LC"; 100) 및 듀티 사이클 오실레이터(duty cycle oscillator; "DCO"; 110)를 포함하는 스위치-모드 컨버터(72)를 사용한다. 논리 회로(100)는 이력 비교기 U3에 연결되어 스위칭 제어 전압 VSWC2를 수신한다. 또한, 논리 회로(100)는 듀티 사이클 오실레이터(110)에 연결되어, 오실레이팅 전압 VOS를 수신한다. 논리 회로(100)는 스위칭 제어 전압 VSWC2 및 오실레이팅 전압 VOS에 대하여 논리 연산을 수행하여, 단계(S32, S36, S40)(도 3)에서 게이트 구동기 G2를 통하여 MOSFET 스위치 Q2의 개방 및 폐쇄를 제어한다. 듀티 사이클 오실레이터(110)는 오실레이팅 전압 VOS의 듀티 사이클을 제어하여, MOSFET 스위치 Q2를 통하여 흐르는 스위칭 전류 ISW를 제한한 다. 용량성 출력 필터 C2는 스위칭 전력 셀(90) 및 LED 네트워크 LED1, LED2에 연결되어, 스위칭 전력 셀(90)이 LED 네트워크 LED1, LED2를 통하는 LED 전류 ILED2의 흐름을 제어하는 것을 용이하게 한다.
도 11은 LED 전류 제어 회로(52)의 다른 실시예로서 LED 전류 제어 회로(53)를 도시한다. 회로(53)는 스위칭 전류 감지 전압 VSEN2을 듀티 사이클 오실레이터(111)에 제공하기 위한 스위칭 전류 감지기("SCS"; 120) 및 MOSFET 스위치 Q2를 갖는 스위칭 전력 셀(91)을 포함하는 스위치-모드 컨버터(73)를 사용한다. 스위칭 전류 감지 전압 VSEN2는, 듀티 사이클 오실레이터(111)가 스위칭 전류 ISW를 제한하는 듀티 사이클로 오실레이팅 전압 VOS를 출력할 수 있게 하는 스위칭 전류 ISW의 표현이다.
도 10 및 도 11을 참조하면, 스위치-모드 컨버터는 임의의 유형의 논리 회로 및 듀티 사이클 오실레이터를 사용할 수 있다. 도 12는 AND 게이트(101) 형태로 된 논리 회로 및 듀티 사이클 오실레이터(111)의 일 실시예 - 비교기 U4, 기준 전압원(112) 및 RS 플립-플롭(113)의 형태로 된 바이-스테이블 디바이스(bi-stable device)를 사용함 - 을 포함하는 스위치-모드 컨버터(73)를 사용하는 LED 전류 제어 회로(54)를 도시한다. 스위치 전류 감지기(120)는 스위칭 전류 감지 전압 VSEN2를 비교기 U4의 반전 입력에 인가한다. 기준 전압원(112)은 기준 전압 VREF3을 비교기 U4의 비반전 입력에 인가하며, 여기서 기준 전압 VREF3는 스위칭 전류 ISW에 대한 최대 암페어수의 표현이다. 비교기 U4의 출력은 스위칭 전류 제한 전압 VCL을 RS 플립-플롭(113)의 R 입력 단자에 인가한다. 클록 CLK가 RS 플립-플롭(113)의 S 입력 단자에 인가된다. RS 플립-플롭(113)의 Q 출력 단자는 AND 게이트(101)의 제1 입력에 인가되며, AND 게이트(101)는 제2 입력에 스위칭 제어 전압 VSWC2를 수신한다. AND 게이트(101)의 출력은 게이트 구동기 GD2로 연결된다.
도 11 및 도 12를 참조하면, 스위칭 전력 셀(91)은 MOSFET 스위치 Q2 및 스위칭 전류 감지기(120)를 둘러싸는 임의의 회로 배열을 포함할 수 있다.
도 13은 인덕터 L3가 전원(60) 및 MOSFET 스위치 Q2의 드레인 단자 D에 연결되어 있는 셀(91)의 한 회로 배열을 도시한다. 다이오드 D2는 MOSFET 스위치 Q2의 드레인 단자 D에 연결된다. 또한, 다이오드 D2는 용량성 출력 필터 C2 및 LED 네트워크 LED1, LED2에 연결된다. 저항 R3의 형태로 된 스위칭 전류 감지기(121)는, MOSFET 스위치 Q2의 소스 단자 S 및 공통 기준 CREF에 연결된다. 또한, MOSFET 스위치 Q2의 소스 단자 S는 비교기 U4의 반전 입력에 연결된다.
도 14는 변압기 T1의 1차 측의 일 종단이 전원(60)에 연결되고 다른 종단이 MOSFET 스위치 Q2의 드레인 단자 D에 연결된 셀(91)의 다른 회로 배열을 도시한다. 변압기 T1의 2차 측은 일 종단이 다이오드 D2에 연결되고, 다른 종단이 용량성 출력 필터 C2 및 감지 저항 R2에 연결된다.
본 발명의 설명을 위하여, LED 네트워크 LED1, LED2는 LED들의 직렬 연결로서 도시되었다. 실시상에 있어서, 본 발명의 LED 전류 제어 방법 및 회로는 임의 의 유형의 배열을 갖는 임의의 수의 LED들을 통하는 LED 전류를 제어할 수 있다.
본 명세서에 개시된 발명의 실시예들이 현재 바람직한 것으로 고려되지만, 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않은 채 다양한 변경 및 변형이 이루어질 수 있다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구범위에 기재되며, 균등한 범위 및 의미 내에 있는 모든 변경은 거기에 모두 포함되는 것으로 의도된다.

Claims (10)

  1. 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 LED 전류(ILED2)의 평균 암페어수(mean amperage) - 상기 평균 암페어수는 상기 LED 전류(ILED2)의 피크 암페어수(peak amperage)와 밸리 암페어수(valley amperage)의 평균임 - 를 조절하기 위한 방법으로서, 상기 방법은
    제어 교차 임계치들(control crossover thresholds)로서 상위 트립 전압(upper trip voltage)(VUT) 및 하위 트립 전압(lower trip voltage)(VLT)을 설정하는 단계;
    상기 하나 이상의 LED를 통하는 상기 LED 전류(ILED2)의 흐름을 나타내는 LED 전류 감지 전압(VSEN1)을 설정하는 단계;
    음의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 하위 트립 전압(VLT)의 교차 각각에 응답하여, 상기 밸리 암페어수로부터 상기 피크 암페어수까지 상기 LED 전류(ILED2)의 증가를 제어하는 단계; 및
    양의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 상위 트립 전압(VUT)의 교차 각각에 응답하여, 상기 피크 암페어수로부터 상기 밸리 암페어수까지 상기 LED 전류(ILED2)의 감소를 제어하는 단계
    를 포함하는 평균 암페어수 조절 방법.
  2. 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 LED 전류(ILED2)의 평균 암페어수 - 상기 평균 암페어수는 상기 LED 전류(ILED)의 피크 암페어수와 밸리 암페어수의 평균임 - 를 조절하기 위한 LED 전류 제어 회로(50-54)로서, 상기 회로(50-54)는
    상기 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 상기 LED 전류(ILED)를 나타내는 LED 전류 감지 전압(VSEN1)을 설정하도록 동작 가능한 LED 전류 감지기(80-81);
    제어 교차 임계치들로서 상위 트립 전압(VUT) 및 하위 트립 전압(VLT)을 설정하도록 동작 가능하고, 상기 LED 전류 감지기(80-81)와 전기적으로 통신하여 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)을 수신하는 이력 비교기(hysteretic comparator)(U3); 및
    상기 하나 이상의 LED를 통하는 상기 LED 전류(ILED2)의 흐름을 제어하도록 동작 가능하고, 상기 이력 비교기(U3)와 전기적으로 통신하여 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 수신하는 스위치-모드 컨버터(70-74)
    를 포함하며,
    상기 이력 비교기(U3)는, 음의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 하위 트립 전압(VLT)의 교차 각각에 응답하여, 제1 논리 레벨에서 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 출력하도록 동작 가능하고,
    상기 이력 비교기(U3)는, 양의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 상위 트립 전압(VUT)의 교차 각각에 응답하여, 제2 논리 레벨에서 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 출력하도록 동작 가능하며,
    상기 스위치-모드 컨버터(70-74)는, 상기 제1 논리 레벨과 같은 상기 스위칭 제어 전압(VSWC2)에 응답하여 상기 밸리 암페어수로부터 상기 피크 암페어수까지 상기 LED 전류(ILED2)의 증가를 제어하고,
    상기 스위치-모드 컨버터(70-74)는, 상기 제2 논리 레벨과 같은 상기 스위칭 제어 전압(VSWC2)에 응답하여 상기 피크 암페어수로부터 상기 밸리 암페어수까지 상기 LED 전류(ILED2)의 감소를 제어하는 LED 전류 제어 회로(50-54).
  3. 삭제
  4. 제2항에 있어서,
    상기 스위치-모드 컨버터(71)는, 상기 이력 비교기(U3)와 전기적으로 통신하여 상기 스위칭 제어 전압(VSWC2)의 함수로서 개방되고 폐쇄되는 스위치(Q2)를 포함하는 LED 전류 제어 회로(51).
  5. 제2항에 있어서,
    상기 스위치-모드 컨버터(71)는 상기 하나 이상의 LED와 전기적으로 통신하는 유도성 출력 필터(L2)를 포함하는 LED 전류 제어 회로(51).
  6. 제2항에 있어서,
    상기 스위치-모드 컨버터(72)는 상기 하나 이상의 LED와 전기적으로 통신하는 용량성 출력 필터(C2)를 포함하는 LED 전류 제어 회로(52).
  7. 제2항에 있어서,
    상기 스위치-모드 컨버터(72)는,
    오실레이팅 전압(oscillating voltage)(VOS)을 출력하도록 동작 가능한 듀티 사이클 오실레이터(duty cycle oscillator)(110, 111);
    상기 이력 비교기(U3)와 전기적으로 통신하여 상기 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 수신하고, 상기 듀티 사이클 오실레이터(110)와 전기적으로 통신하여 상기 오실 레이팅 전압(VOS)을 수신하는 논리 회로(110); 및
    상기 논리 회로(100)와 전기적으로 통신하여, 상기 스위칭 제어 전압(VSWC2) 및 상기 오실레이팅 전압(VOS)의 함수로서 개방되고 폐쇄되는 스위치(Q2)
    를 포함하는 LED 전류 제어 회로(51).
  8. 제7항에 있어서,
    상기 스위치-모드 컨버터(72)는,
    상기 스위치(Q2)와 전기적으로 통신하여, 상기 스위치(Q2)를 통하는 스위칭 전류(ISW)의 흐름을 나타내는 스위칭 전류 감지 전압(VSEN2)을 출력하는 스위칭 전류 감지기(120)를 더 포함하며,
    상기 듀티 사이클 오실레이터(111)는 상기 스위칭 전류 감지기(120)와 전기적으로 통신하여, 상기 스위칭 전류 감지 전압(VSEN2)의 함수로서 상기 오실레이팅 전압(VOS)을 출력하는 LED 전류 제어 회로(51).
  9. 제8항에 있어서,
    상기 듀티 사이클 오실레이터(111)는,
    상기 스위칭 전류 감지기(120)와 전기적으로 통신하여 상기 스위칭 전류 감지 전압(VSEN2)을 수신하고, 상기 스위칭 전류(ISW)의 최대 암페어수를 나타내는 기준 전압(VREF3)에 대한 상기 스위칭 전류 감지 전압(VSEN2)의 비교 함수로서 스위칭 전류 제한 전압(VCL)을 제공하도록 동작 가능한 비교기(U4); 및
    상기 비교기(U4)와 전기적으로 통신하여 상기 스위칭 전류 제한 전압(VCL)을 수신하고, 클록 신호(CLK) 및 상기 스위칭 전류 제한 전압(VCL)의 함수로서 상기 오실레이팅 전압(VOS)을 출력하도록 동작 가능한 바이-스테이블 디바이스(bi-stable device; 112)
    를 포함하는 LED 전류 제어 회로(51).
  10. 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 LED 전류(ILED2)의 평균 암페어수 - 상기 평균 암페어수는 상기 LED 전류(ILED)의 피크 암페어수와 밸리 암페어수의 평균임 -를 조절하기 위한 LED 전류 제어 회로(50-54)로서, 상기 회로(50-54)는
    상기 하나 이상의 LED를 통하여 흐르는 상기 LED 전류(ILED)를 나타내는 LED 전류 감지 전압(VSEN1)을 설정하도록 동작 가능한 LED 전류 감지기(80-81);
    제어 교차 임계치들로서 상위 트립 전압(VUT) 및 하위 트립 전압(VLT)을 설정하도록 동작 가능하고, 상기 LED 전류 감지기(80-81)와 전기적으로 통신하여 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)을 수신하는 이력 비교기(U3); 및
    스위칭 제어 전압(VSWC2)의 함수로서 상기 하나 이상의 LED를 통하는 상기 LED 전류(ILED2)의 흐름을 제어하기 위한 수단을 포함하는 스위치-모드 컨버터(70-74)
    를 포함하며,
    상기 이력 비교기(U3)는, 음의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 하위 트립 전압(VLT)의 교차 각각에 응답하여, 제1 논리 레벨에서 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 출력하도록 동작 가능하고,
    상기 이력 비교기(U3)는, 양의 방향으로 상기 LED 전류 감지 전압(VSEN1)에 의한 상기 상위 트립 전압(VUT)의 교차 각각에 응답하여, 제2 논리 레벨에서 스위칭 제어 전압(VSWC2)을 출력하도록 동작 가능한 LED 전류 제어 회로(50-54).
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