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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung zur
Ansteuerung eines lichtemittierenden Halbleiterbauelements und ein
entsprechendes Verfahren.
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Da
lichtprojizierende Systeme und Fernsehgeräte technisch immer ausgereifter
werden, gibt es ein allgemeines Verlangen danach, einen hohen Wirkungsgrad
bei der Leistungsumwandlung zu erreichen. Deshalb werden lichtemittierende
Halbleiterbauelemente wie zum Beispiel Leuchtdioden (LED) als Lichtquellen
verwendet. Es gibt verschiedene Wege zur Herstellung von Graustufen-
oder Farbbildern basierend auf technisch äußerst ausgereiften und miniaturisierten
optischen Lichtleitermitteln, die elektrisch gesteuert werden. Ein
Beispiel ist die digitale Lichtverarbeitung (DLP®, engl. „digital
light processing")
unter Verwendung einer digitalen Mikrospiegelvorrichtung (DMD, engl. „digital
micro mirror device")
zur Lichtprojektion. DMD-basierte Technologien sowie andere lichtprojizierende
Technologien erfordern extrem schnell schaltende lichtemittierende Halbleiterbauelemente,
um Bilder gemäß aktuellen Qualitätsstandards
anzuzeigen. Herkömmliche
zur Schaltung von LEDs verwendete Architekturen und Schaltkreise
stellen jedoch kein ausreichend präzises und schnelles Schaltverhalten
bereit.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Vorrichtung
zur Ansteuerung von lichtemittierenden Halbleiterbauelementen bereitzustellen,
die ein schnelles und präzises
Schalten der lichtemittierenden Halbleiterbauelementen mit einer relativ
geringen Leistungsaufnahme ermöglicht.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung wird eine elektronische Vorrichtung,
einschließlich
einer Schaltung zur Ansteuerung eines lichtemittierenden Halbleiterbauelements
bereitgestellt. Die Schaltung enthält einen ersten Schalter, der
mit dem lichtemittierenden Halbleiterbauelement gekoppelt ist, um
einen Strom durch das lichtemittierende Halbleiterbauelement zu
schalten. Es gibt ein Messmittel zur Messung einer Stromstärke und
zur Ausgabe eines entsprechenden Messsignals. Ein Fehlerverstärker empfängt das
Messsignal und einen sich auf den gewünschten Strom beziehenden vorgegebenen
Zielwert. Der Fehlerverstärker
ist so eingerichtet, dass er basierend auf der Abweichung der tatsächlich gemessenen
Stromstärke
von dem vorgegebenen Zielwert eine erste Steuerspannung bereitstellt.
Ein Tiefpassfilter ist mit dem Fehlerverstärker gekoppelt, um die erste
Steuerspannung zu filtern und dadurch eine zweite Steuerspannung
bereitzustellen. Ein Spannungsfolger ist mit dem Tiefpassfilter
und dem ersten Schalter gekoppelt, um die zweite Steuerspannung zu
empfangen und eine dritte Steuerspannung zur Steuerung der Schaltaktivität des ersten
Schalters bereitzustellen. Schließlich gibt es einen zweiten Schalter
zur Schaltung eines Versorgungsstroms des Spannungsfolgers, um den
Spannungsfolger ein- bzw. auszuschalten.
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Gemäß diesem
ersten Aspekt der Erfindung wird der erste Schalter auf eher indirekte
Weise gesteuert, indem ein Spannungsfolger, der wiederum eine spezifische
zweite Steuerspannung an dem Eingang empfängt, ein- bzw. ausgeschaltet
wird. Die zweite Steuerspannung an dem Eingang des Spannungsfolgers
wird durch ein Tiefpassfilter gebuffert, was bedeutet, dass sich
die zweite Steuerspannung im Vergleich zu der Schaltaktivität des ersten
Schalters und des Spannungsfolgers lediglich langsam ändert. Entsprechend
kann man den ersten Schalter äußerst schnell
schalten, indem der Spannungsfolger ein- bzw. ausgeschaltet wird,
wodurch ein äußerst präziser Zielwert
für die
dritte Steuerspannung erreicht wird, da der Spannungsfolger die
dritte Steuerspannung basierend auf der zweiten Steuerspannung erzeugt,
die während
der Schaltaktivität
aufrechterhalten wird. Der Spannungsfolger kann so dimensioniert
sein, dass er sich schnell und präzise einschwingt. Hierdurch
wird es ermöglicht,
dass das lichtemittierende Halbleiterbauelement im Vergleich zu
dem Stand der Technik viel präziser
und schneller gesteuert werden kann. Der erste Schalter kann in dem
Kontext der vorliegenden Erfindung vorteilhafterweise ein Transistor
sein. Somit sollte klar sein, dass der erste Schalter ein Schaltmittel
ist, das nicht nur zwei Zustände
hat, sondern eher allmählich
geöffnet
werden kann. Deshalb ist es besonders vorteilhaft, einen präzisen dritten
Steuerspannungspegel zu haben, der an einen Steuereingang des Transistors
angelegt wird (z. B. an das Gate eines MOSFET-Transistors oder an
die Basis eines bipolaren Transistors), um eine präzise bestimmte
Strommenge durch die Schaltvorrichtung herzustellen.
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Es
kann jede beliebige Tiefpassfilterarchitektur verwendet werden.
Vorteilhafterweise enthält
das Tiefpassfilter einen Bufferkondensator zur Bufferung der zweiten
Steuerspannung an dem Eingang des Spannungsfolgers und einen dritten
Schalter, der zwischen den Ausgang des Spannungsgenerators und den
ersten Bufferkondensator gekoppelt ist. Der Bufferkondensator dient
dazu, die zweite Steuerspannung an dem Eingang des Spannungsfolgers aufrechtzuerhalten,
und stellt dadurch eine Tiefpassfiltereigenschaft in Bezug auf schnelle Änderungen des
Spannungspegels an diesem Knoten bereit. Damit der Eingang des Spannungsfolgers
nicht von unerwünschten Änderungen
betroffen ist, wird ein dritter Schalter bereitgestellt, der den
Eingang des gebufferten Eingangsspannungsknotens des Spannungsfolgers
von dem Ausgang des Fehlerverstärkers
trennen kann.
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Des
Weiteren können
der zweite Schalter und der dritte Schalter so eingerichtet sein,
dass sie in Bezug aufeinander abwechselnd ein- und ausgeschaltet
werden, und so, dass die zweite Steuerspannung in dem Bufferkondensator
lediglich dann mit dem Fehlerverstärker gekoppelt ist, wenn das
lichtemittierende Halbleiterbauelement eingeschaltet ist. Die zweite
Steuerspannung wird so gesteuert, dass ein bestimmtes Verhalten
(z. B. eine bestimmte Luminanz oder Intensität des emittierten Lichts) des
lichtemittierenden Halbleiterbauelements erreicht wird. Die durch
das lichtemittierende Halbleiterbauelement fließende Strommenge kann nur dann
bestimmt werden, wenn das Halbleiterbauelement eingeschaltet ist.
Dies ist der richtige Moment, um die zweite Steuerspannung in dem
Bufferkondensator durch den Fehlerverstärker zu aktualisieren. Wenn
das lichtemittierende Halbleiterbauelement jedoch ausgeschaltet
wird, d. h. wenn der Spannungsschalter ausgeschaltet wird, wird
die Spannung in dem Bufferkondensator im Wesentlichen eingefroren
und aufrechterhalten. Dadurch wird eine entkoppelte zweite Steuerspannung
bereitgestellt, die sich lediglich eher langsam ändert.
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Um
das Schaltverhalten weiter zu verbessern, kann eine Konstantstromquelle
mit dem ersten Schalter gekoppelt sein. Dies ist besonders nützlich, wenn
der erste Schalter ein Transistor, z. B. ein MOSFET-Transistor,
ist. Die Konstantstromquelle kann dann zur Entladung des Gates des
MOSFET-Transistors
verwendet werden, um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen. Der
Spannungsfolger kann einen MOSFET-Transistor enthalten, d. h. er
kann zum Beispiel durch Verwendung eines Einzel-MOSFET-Transistors
implementiert werden. In dieser Situation kann der Versorgungsstrom,
der geschaltet wird, um den Spannungsfolger ein- bzw. auszuschalten,
der Drain-Strom durch den MOSFET-Transistor sein. Die elektronische
Vorrichtung kann dann eine programmierbare Stromquelle enthalten,
die mit dem MOSFET-Transistor gekoppelt ist, um den Drain-Strom flexibel
einzustellen. Diese Konfiguration gestattet es, dass die Anstiegs-
und Abfallzeiten, d. h. die Schaltgeschwindigkeit des Spannungsfolgers,
zum Beispiel durch Verwendung von Konfigurationsbefehlen flexibel
eingestellt werden.
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Das
lichtemittierende Halbleiterbauelement kann ferner mit einer geregelten
Spannungsversorgung gekoppelt sein, die zum Beispiel jeder beliebige geschaltete
Spannungswandler wie zum Beispiel ein Aufwärtswandler oder ein Abwärtswandler
sein könnte.
In diesem Fall kann eine Nachlaufstufe bereitgestellt werden, die
mit dem Eingang des Spannungsfolgers gekoppelt ist, d. h. mit der
zweiten Steuerspannung, um den Spannungspegel der zweiten Steuerspannung
zu bestimmen. Die Nachlaufstufe kann dann so eingerichtet sein,
dass sie den Versorgungsspannungspegel der geregelten Spannungsversorgung
für das
lichtemittierende Halbleiterbauelement durch ein Modulationssteuersignal
(z. B. einen Spannungspegel) einstellt, um einen Spannungsabfall über den
ersten Schalter während
einer ON-(„EIN"-)Phase des lichtemittierenden
Halbleiterbauelements zu minimieren. Durch diese Konfiguration wird
sichergestellt, dass der erste Schalter weit genug geöffnet wird,
um einen ausreichend hohen Strom durch das lichtemittierende Halbleiterbauelement
mit einem minimalen Spannungsabfall über den Schalter bereitzustellen.
Dieser Aspekt der Erfindung berücksichtigt
Leistungsverluste in dem Schalter, die minimiert werden müssen.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung kann die elektronische Vorrichtung die Schaltung
zur Ansteuerung eines lichtemittierenden Halbleiterbauelements mehrere
Male enthalten, um eine Mehrzahl von lichtemittierenden Halbleiterbauelementen
anzusteuern. Jede derartige Treiberstufe kann dann durch dieselbe
oder mehrere Nachlaufstufen mit einer geregelten Energieversorgung
gekoppelt sein, um die Versorgungsspannung für jedes der Mehrzahl von Halbleiterbauelementen
zu verfolgen. Dies ist besonders nützlich für eine Mehrzahl von lichtemittierenden Halbleiterbauelementen,
wie zum Beispiel eine rote, eine grüne und eine blaue LED, wenn
die lichtemittierenden Bauelemente lediglich abwechselnd oder nacheinander
geschaltet werden, so dass niemals zwei von ihnen zur selben Zeit
eingeschaltet sind. Hierdurch wird es gestattet, dass der Versorgungsspannungspegel
durch Verwendung desselben Mechanismus an eine Mehrzahl von Vorrichtungen
angepasst werden kann.
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Die
Nachlaufstufe kann ferner einen Fensterkomparator umfassen, um zu
vergleichen, ob die zweite Steuerspannung innerhalb eines Zielfensters zwischen
einem maximalen Spannungspegel und einem minimalen Spannungspegel
liegt oder nicht, und um eine Komparatorausgangsspannung gemäß dem Vergleichsergebnis
bereitzustellen. Die Komparatorausgangsspannung kann während einer
ON-Phase des lichtemittierenden Halbleiterbauelements (d. h. eines
Zeitintervalls, während
dessen das lichtemittierende Halbleiterbauelement Licht emittiert)
auf einem Abtastkondensator abgetastet werden. Die abgetastete Komparatorausgangsspannung
kann dann zur Aktualisierung der Modulationssteuerspannung verwendet
werden. Des Weiteren kann die Nachlaufstufe so eingerichtet sein,
dass die Modulationssteuerspannung lediglich während einer OFF-(„AUS"-)Phase des lichtemittierenden
Halbleiterbauelements aktualisiert wird. Vorteilhafterweise sind
das Zeitintervall zur Abtastung der Komparatorausgangsspannung auf
dem Abtastkondensator und das Zeitintervall zur Aktualisierung der
Modulationssteuerspannung sich nicht überlappende Taktperioden. Hierdurch
wird eine sanfte und schrittweise Einstellung des Modulationssteuersignals
ermöglicht,
das wiederum den Versorgungsspannungspegel auf einen optimalen Pegel
steuert. Des Weiteren geschieht die Aktualisierung des Modulationssteuersignals
lediglich während
der OFF-Phase des lichtemittierenden Halbleiterbauelements, wodurch
Störungen
vermieden werden.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ebenso ein Verfahren zur Ansteuerung
eines lichtemittierenden Halbleiterbauelements. Ein Strom durch
das lichtemittierende Halbleiterbauelement wird geschaltet und gemessen.
Dann wird eine Abweichung des gemessenen Stroms von einem vorgegebenen
Zielwert bestimmt, und es wird eine erste Steuerspannung zur Einstellung
des Stroms gemäß der bestimmten
Abweichung bereitgestellt. Die erste Steuerspannung wird mit einem
Tiefpassfiltermittel gefiltert, um eine geglättete zweite Steuerspannung
bereitzustellen. Die zweite Steuerspannung wird dann mit einem Spannungsfolger
gebuffert, um eine dritte Steuerspannung bereitzustellen, die zur
Steuerung des ersten Schalters dient. Schließlich wird der Spannungsfolger
ein- bzw. ausgeschaltet, um die dritte Steuerspannung an dem Schalter
anzulegen oder nicht anzulegen, wodurch der erste Schalter ein-
bzw. ausgeschaltet wird. Die zweite Steuerspannung wird durch Verwendung
der ersten Steuerspannung aktualisiert, aber nur dann, wenn das
lichtemittierende Halbleiterbauelement eingeschaltet ist.
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Das
lichtemittierende Halbleiterbauelement ist vorzugsweise eine Leuchtdiode
(LED), aber die oben beschriebenen Aspekte der vorliegenden Erfindung
können
vorteilhafterweise ebenso auf andere lichtemittierende Halbleiterbauelemente,
die schnell geschaltet werden müssen,
wie zum Beispiel einen Laser, angewendet werden.
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Weitere
Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der untenstehenden
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Zeichnungen. Es zeigen:
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1 einen
vereinfachten Schaltplan einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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2 einen
vereinfachten Schaltplan einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung, und
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3 einen
vereinfachten Schaltplan eines Aspekts der vorliegenden Erfindung.
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1 zeigt
ein lichtemittierendes Halbleiterbauelement, d. h. eine Leuchtdiode
LED, das mit einer geregelten Versorgungsspannung VLED gekoppelt ist.
Die geregelte Spannungsversorgung könnte jede beliebige Energieversorgung
mit Schaltmodus sein, und in 1 ist ein
Abwärtswandler
lediglich als Beispiel gezeigt. Die andere Seite der LED ist mit
einem NMOS-Transistor
NM5 gekoppelt, der in Reihe mit einem Messwiderstand RSENS geschaltet
ist. Der NMOS-Transistor NM5 wird als Schalter zur Schaltung des
Stroms ILED durch die LED verwendet. Des Weiteren
wird ein Widerstandsteiler R1, R2 dazu verwendet, die Versorgungsspannung
VLED zu überwachen
und eine Überwachungsspannung
VM bereitzustellen, die einem Fehlerverstärker AMP1
zugeführt wird,
der ein Ausgangssignal für
eine Steuerstufe CNTL erzeugt. Die Steuerstufe CNTL stellt den NMOS-Transistoren
NM1 und NM2 Steuersignale bereit, um die Spannungsumwandlung der
Hauptversorgungsspannung VBAT und der LED-Versorgungsspannung
VLED zu steuern. Die Transistoren NM1, NM2,
die CNTL-Stufe sowie die Induktivität L und der Kondensator Co
stellen eine geregelte Spannungsversorgung dar. Sie sind als Abwärtswandler
konfiguriert, aber es können
ebenso ein Aufwärtswandler oder
ein Abwärts/Aufwärtswandler
verwendet werden. Um ein schnelles Ein- und Ausschaltverhalten der
LED bereitzustellen, wird eine Stufe TOP-DRV bereitgestellt. Der
Strom durch die LED ist durch einen Wert ISET festgesetzt, der den
Strom ILED durch die LED angibt, wenn die
LED eingeschaltet ist. Um ein ausreichend schnelles Schalten und
eine geringe Leistungsaufnahme bereitzustellen, ist die Steuerstufe
TOP-DRV wie in 2 ausgeführt.
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2 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. Der NMOS-Transistor NM5 wird als Schalter zur Schaltung
des Stroms ILED durch die LED verwendet.
Eine dritte Steuerspannung VG3 an dem Gate von NM5 wird durch einen
Spannungsfolger gesteuert, der durch den NMOS-Transistor NM3 gebildet
wird. Die zweite Steuerspannung VG2 wird durch einen Fehlerverstärker AMP2
erzeugt, der an seinem positiven Eingang eine positive Eingangsspannung
ISET und an seinem negativen Eingang einen Messspannungspegel SEN
empfängt.
Die Eingangsspannung ISET wird so ausgewählt, dass sie während der ON-Phase
der LED einen Zielwert für
den Strom ILED durch die LED erreicht. Der
Strom ILED kann basierend auf der Luminanz
oder Helligkeit, die die LED bereitstellen soll, bestimmt werden.
Der Fehlerverstärker
vergleicht den über
den Messwiderstand RSENS gemessenen Spannungsabfall
SEN mit dem Zielspannungspegel ISET und gibt eine entsprechende
erste Steuerspannung VG1 aus. Ein Schalter TG1 (d. h. in diesem
Fall ein Übertragungstor)
ist zwischen den Ausgang des Fehlerverstärkers AMP2 und den Eingang
des NMOS-Transistors NM3 gekoppelt. Das Übertragungstor TG1 dient zur
Entkopplung des Ausgangs des Fehlerverstärkers von dem Eingang des Spannungsfolgers
NM3 (d. h. des Gates von NM3). Die Gate-Spannung von NM3 wird durch
einen Bufferkondensator C1 gebuffert, der gemeinsam mit dem geschalteten Übertragungstor
TG1 eine Glättungs-
und Tiefpassfunktion bereitstellt. Es können jedoch auch andere Ausführungen
mit einer Tiefpasseigenschaft verwendet werden. Eine programmierbare
Stromquelle I1 ist über
einen PMOS-Transistor PM1 mit NM3 gekoppelt. Ebenso ist ein NMOS-Transistor
NM4 zwischen die Source von NM3 und Masse gekoppelt.
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Während des
Betriebs werden die Transistoren PM1 und NM4 dazu verwendet, den
Strom durch den Transistor NM3 ein- bzw. auszuschalten. Es gibt die
Steuersignale LEDON und LEDOFF, die mit dem Übertragungstor TG1 und den
Schalttransistoren PM1, NM4 gekoppelt sind. Wenn das Steuersignal LEDON
logisch hoch ist, schaltet das Übertragungstor
TG1 durch, und VG2 wird mit der Ausgangsspannung VG1 des Fehlerverstärkers AMP2
aktualisiert. Somit wird das Messsignal SEN nur dann mit dem vorgegebenen
Zielwert ISET verglichen, während Strom
durch den Transistor NM5 und den Widerstand RSENS fließt. Die
zweite Steuerspannung VG2 wird dann dem Transistor NM3 zugeführt, der
so dimensioniert und vorgespannt ist, dass er eine entsprechende
dritte Steuerspannung an seiner Source bereitstellt, wenn das Steuersignal
LEDOFF niedrig ist, d. h. während
einer ON-Phase der LED. Ebenso sind PM1 und die programmierbare
Stromquelle I1 so dimensioniert, dass sie die entsprechenden Spannungspegel
und kurze Anstiegszeiten erreichen. Wenn das Steuersignal LEDOFF
hoch ist, d. h. die LED sollte ausgeschaltet sein, ist NM4 durchgeschaltet
und zieht das Gate von NM5 herunter. Der Herunterzieheffekt kann
durch die mit dem Knoten VG3 gekoppelte Konstantstromquelle I2 unterstützt werden. Vorteilhafterweise
leitet die Konstantstromquelle I2 weniger Strom ab als durch die
programmierbare Stromquelle I1 bereitgestellt wird, d. h. die durch
die Konstantstromquelle I2 abgeleitete Menge ist kleiner als die
Menge an Versorgungsstrom IDS3 des Transistors
NM3. Deshalb wird die Steuerspannung VG3 sofort auf einen im Grunde
durch VG2 bestimmten Pegel hochgezogen, wenn PM1 durchgeschaltet
ist, d. h. wenn das Steuersignal LEDOFF niedrig ist. Da die zweite
Steuerspannung VG2 während
der OFF-Periode
der LED aufrechterhalten wird, kann der Spannungsfolger sich nahezu
sofort einschwingen. Ein konstanter und präziser dritter Steuerspannungspegel
VG3 wird dann an das Gate von NM5 angelegt. Durch Erhöhung von
IDS3 kann die Anstiegszeit verlängert werden.
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Der
von NM5 zu RSENS, AMP2, TG1, C1 und NM3
reichende Regelkreis muss so dimensioniert sein, dass er stabil
ist. Selbsterregung bzw. Eigenschwingung müssen vermieden werden, und
es sollte ein entsprechendes Einschwingverhalten bereitgestellt
werden. Lediglich als Beispiel können
die Bauelemente die folgenden Eigenschaften aufweisen. Der Verstärker AMP2
kann eine begrenzte Transkonduktanz von 10 μS haben. Des weiteren kann der Kondensator
C1 eine Kapazität
von 100 pF haben, der Strom von der Konstantstromquelle I2 kann
10 μA betragen,
und die programmierbare Stromquelle I1 kann auf 50 μA festgelegt
werden. Der Messwiderstand RSENSE kann einen
Widerstand von 50 mΩ)
haben. Hierdurch kann ein LED-Strom ILED von
maximal circa 2 A mit einem Spannungsabfall über den Messwiderstand RSENS von maximal 100 mV gestattet werden.
Wenn der Bufferkondensator C1 ausreichend groß gewählt wird, hält der Ausgang des Tiefpassfilters
den Spannungspegel der zweiten Steuerspannung im Grunde konstant,
während
die LED ausgeschaltet ist. Entsprechend kann die nächste Aktivierung
des Schalters (Durchschalten des Transistors NM5) äußerst schnell
sein. Die Durchschaltzeit wird lediglich durch die programmierbare
Stromquelle I1 begrenzt.
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Des
Weiteren ist eine Nachlaufstufe TRK mit dem Knoten VG2 gekoppelt,
die eine Steuerspannung VREFMOD ausgibt, deren Funktionalität und Ausführung untenstehend
in Bezug auf 3 erläutert wird. 3 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer Nachlaufstufe gemäß der vorliegenden
Erfindung. Ein aus den Verstärkern
AMP3, AMP4 bestehender Fensterkomparator bestimmt, ob die zweite Steuerspannung
VG2 innerhalb des durch LEDCMAX und LEDCMIN festgelegten Spannungsbereichs
liegt oder nicht. Die Verstärker
AMP3, AMP4 sind vorzugsweise Transkonduktanzverstärker. Der Ausgang
des Fensterkomparators ist mit einer Regelkreiskonfiguration gekoppelt,
in der ein Abtastkondensator CS von zwei
Schaltern (oder Übertragungstoren)
TG2 und TG3, die abwechselnd aktiviert werden, umgeben ist. Die
Steuersignale ON, ONZ, OFF, OFFZ sind sich nicht überlappende
Taktsignale, die von LEDON und LEDOFF abgeleitet werden können (die
in Bezug auf 2 erläutert wurden). Somit ist ON
während
einer ON-Periode der LED, d. h. wenn die LED licht emittiert, hoch.
OFF ist während
einer OFF-Periode der LED, d. h. während die LED ausgeschaltet
ist, hoch. Der Buchstabe Z gibt das Komplementärsignal an. Der Verstärker AMP5
ist als Spannungsfolger geschaltet. LEDCMAX und LEDCMIN sind typischerweise
auf Spannungspegel nahe VLED, bei der es sich um die interne Versorgungsspannung
für die
LED handelt, gesetzt. Zum Beispiel sind LEDCMAX = VLED –0,5 V und
LEDCMIN = VLED –1
V. Die Verstärker
AMP3 und AMP4 können eine
begrenzte Transkonduktanz von 100 μS und eine maximale Stromtreibfähigkeit
von 10 μA
haben. R3 kann 25 kΩ betragen.
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Wenn
VG2 unter LEDCMIN liegt, leiten beide (z. B. Transkonduktanz)Verstärker AMP3
und AMP4 Strom ab, woraus sich über
R3 ein Spannungsabfall von dem Ausgang von AMP5 zu VCOMP ergibt. Wenn
VG2 über
LEDCMIN und unter LEDCMAX liegt, treibt AMP4 Strom in den Knoten
VCOMP, während
AMP3 noch immer Strom von dem Knoten VCOMP ableitet, woraus sich über R3 kein
Spannungsabfall ergibt, da sich beide Ströme gegenseitig aufheben. Wenn
VG2 über
LEDCMAX liegt, treiben beide Verstärker AMP3, AMP4 Strom in den
Ausgang von AMP5, woraus sich über
R5 ein negativer Spannungsabfall von dem Ausgang von AMP5 zu VCOMP ergibt.
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Während die
LED eingeschaltet ist, wird die abgetastete Spannung in dem Bufferkondensator
C1 (d. h. VG2 in 2 gezeigt) mit einem durch LEDCMIN
und LEDCMAX festgelegten Spannungsfenster verglichen. So lange diese
zweite Steuerspannung VG2 niedriger als LEDCMIN ist, ist die Schalterimpedanz
(in eingeschaltetem Zustand) noch nicht so niedrig, wie sie sein
könnte.
Wenn die zweite Steuerspannung VG2 den unteren Pegel des Spannungsfensters
LEDCMIN erreicht, ist die Impedanz des Transistors NM5 (in 2 gezeigt)
in dem ON-Zustand korrekt, und es wird keine weitere Optimierung benötigt. Wenn
die zweite Steuerspannung VG2 über LEDCMAX
ansteigt, hat der Schalter NM5 die niedrigst mögliche Impedanz erreicht, was
bedeutet, dass die Stromregelung ihre Grenze beinahe oder ganz erreicht
hat. In diesem Fall wird der DC-DC-Wandler (Abwärtswandler in 1 gezeigt) dazu
aufgefordert, die LED-Versorgungsspannung VLED durch Anheben der Steuerspannung VREFMOD zu
erhöhen.
Wenn die zweite Steuerspannung VG2 niedriger als LEDCMIN ist, wird
VREFMOD verringert, bis die zweite Steuerspannung VG2 den benötigten Tiefstpegel
LEDCMIN erreicht hat. Der allgemeine Ansatz beinhaltet die Aufladung
des Abtastkondensators Cs mit einer niedrigeren
Spannung als der tatsächliche
Spannungspegel von VREFMOD. So lange die zweite Steuerspannung innerhalb
des durch LEDCMIN und LEDCMAX festgelegten Spannungsfensters bleibt,
wird der Kondensator CS mit dem tatsächlichen
Wert der Steuerspannung VREFMOD geladen. Wenn die LED ausgeschaltet
ist, ist der kleine Kondensator CS mit einer
größeren Kapazität CX verbunden, in der der tatsächliche
Wert der Steuerspannung VREFMOD gespeichert ist. Die Verbindung
der Kondensatoren CS und CX bringt
eine Ladungsneuverteilung zwischen den beiden Kondensatoren mit
sich, und VREFMOD wird erhöht.
Dies gestattet eine schrittweise Änderung der Steuerspannung
VREFMOD. Innerhalb des durch LEDCMIN und LEDCMAX festgelegten Spannungsfensters,
und die Steuerspannung VREFMOD bleibt stabil.