KR20080009083A - 히스테리시스의 레귤레이터들에 대한 적응형 전력 제어 - Google Patents

히스테리시스의 레귤레이터들에 대한 적응형 전력 제어 Download PDF

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Abstract

히스테리시스의 레귤레이터는 출력시의 전압이 제1 임계 레벨로 하강할 때 활성 모드로 설정될 수 있다. 상기 활성 모드에서, 설정 한계 값을 가지는 전류에 의해 전하가 출력 노드로 인가된다. 상기 레귤레이터는 상기 출력 노드에서의 전압이 제2 임계 레벨로 상승할 때 비활성 모드로 설정된다. 상기 전류 한계 값은 평균 레귤레이터 전류의 함수로서 자동 조절된다. 평균 레귤레이터 전류의 표시는 상기 활성 모드의 기간 동안 감지 커패시터를 충전하고 상기 비활성 모드의 기간 동안 상기 감지 커패시터를 방전함으로써 획득될 수 있다. 상기 평균 레귤레이터 전류를 대표하는 상기 감지 커패시터의 전압은 레귤레이터 콘트롤러에 인가되는 오프셋 조정을 생성하는 데 사용된다.
커패시터, 콘트롤러, 전력 조절 회로

Description

히스테리시스의 레귤레이터들에 대한 적응형 전력 제어 {ADAPTIVE POWER CONTROL FOR HYSTERETIC REGULATORS}
본 발명은 레귤레이터들의 제어에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 버스트 모드(burst mode)에서 작동될 수 있는 스위치드 레귤레이터들(switched regulators)에 관한 것이다.
경부하들(light loads)에서 효율적인 것으로 설계된 스위칭(switching) DC/DC 전력 변환기들(power converters)은 전형적으로 출력 전압을 조절하는(regulate) 히스테리시스의 제어 기술(hysteretic control technique)을 사용하는데, 상기 히스테리시스의 제어 기술은 종종 버스트 모드 또는 펄스 주파수 모드(Pulse Frequency mode)라고 불리어진다. 이와 같이 작동할 때, 상기 변환기는 출력이 소기의 전압을 달성할 때까지 일반적으로 최고 인덕터 전류를 조절함으로써, 고정 전력 레벨에서 작동한다. 이후, 상기 변환기는 전원(power source)으로부터 최저 정지 전류(minimal quiescent current)를 인입하면서 “슬립”(비활성) 작동 모드(“sleep”(inactive) operational mode)에 들어간다. 상기 비활성 모드의 기간 동안, 부하 전류(load current)는 출력 필터 커패시터(output filter capacitor)에 의해서만 공급된다. 출력 전압이 소량만큼, 전형적으로 1% 또는 2% 하강했을 때, 상기 변환기는 슬립 모드에서 나와, 출력 전압을 소기의 값으로 되돌리기 위해 활성 동작(active operation)을 재개한다. 활성 및 비활성 작동 모드들의 교대 기간들의 주기는 지정된 히스테리시스의 한계들 내에서 출력 전압을 유지하면서 반복된다. 활성, 즉 “웨이크(wake)” 시간 및 슬립 시간의 지속 시간(time duration)은 출력 커패시턴스(output capacitance) 및 선택된 히스테리시스(hysteresis)의 양에 따라 변한다. 웨이크하거나 슬립하는 시간의 백분율(percentage), 즉 듀티 사이클(duty cycle)은 부하에 따라 변한다. 상기 변환기는 변환기의 최대 부하 능력(capability)에서 상기 시간의 100% 시간 동안 웨이크한다.
전형적인 변환기의 구조(architecture)는 전압 상승(step-up)(부스트(boost)), 전압 하강(step-down)(벅(buck)), 또는 전압 하강/전압 상승(벅-부스트) 설계들을 포함할 수 있다. 공지의 “4개 스위치” 벅-부스트 변환기는 예를 들어, 리니어 테크놀러지 코포레이션에 의해 제조된 LTC3440 “초소량 전력 동기 벅-부스트 DC/DC 변환기(Micro-power Synchronous Buck-Boost DC/DC Converter)”집적 회로(integrated circuit)에 대한 2001년 10월 데이터시트(datasheet)에서 기술되어 있다. 상기 활성 모드의 기간 동안, 인덕터는 출력 커패시터에 전하(charge)를 인가하기 위해 다양한 회로 구성들 사이에서 스위치된다. 활성 버스트 작동시, 인덕터 전류는 전형적으로 각각 (일반적으로 최고 및 최저 레벨들로 불리는) 고정 상한 및 하한들 사이에서 주기적으로 변하도록 제어된다.
버스트 모드 변환기 작동의 장점은 고정 주파수 펄스 폭으로 변조된 스위칭 작동에 비교해서, 광 부하들에서 고효율이라는 점이다. 이는 부하 전류가 감소하면서 상기 변환기가 슬립하는 시간의 백분율은 증가하기 때문이다. 히스테리시스의 변환기의 정지 전류가 상기 슬립 모드의 기간 동안 매우 작게, 전형적으로 수십 마이크로 암페어(micro-amps)까지 줄어들 수 있다면, 부하 전류가 100 마이크로 암페어 또는 그 이하로 줄어들 때까지 고효율이 유지될 수 있다. 이러한 작동은 소량의 전력을 필요로 하는 유휴(idle) 상태에서 상당한 시간을 소비하는, 배터리 동력형 어플리케이션들(battery powered applications)에 유리하다.
버스트 모드 작동의 단점은 전송될 수 있는 최대 출력 전력이 최고 인덕터 전류에 의해 한정된다는 점인데, 최고 인덕터 전류는 부하에 상관없이 고정되어 있다. 최고 인덕터 전류가 전력 능력을 증가시키도록 상승된다면, 상기 변환기의 전도(conduction) 손실들은 증가되는데, 이는 전체 부하 범위에 걸쳐 효율성을 낮추게 된다. 따라서, 히스테리시스의 변환기에서, 고정 최고 인덕터 전류 값은 효율성 및 최대 전력 능력 간에 절충안으로서 선택된다. 최대 전력 능력이 증가되면, 증가된 최고 인덕터 전류는 경부하들(light loads)에서 보다 낮은 효율로 나타난다. 히스테리시스의 작동을 유지하는 동안 부하 전류를 감지하는데 있어서의 어려움으로 인해, 고정 최고 인덕터 전류 작동에서 벗어나려는 시도들이 제시되었다.
본 발명은 상술한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것이다. DC/DC 레귤레이터는 출력시의 전압이 제1 임계 레벨(first threshold level)로 하강할 때 활성 모드로 설정될 수 있다. 상기 활성 모드에서, 설정 한계 값을 가지는 전류에 의해 전하가 출력 노드(output node)로 인가된다. 상기 레귤레이터는 상기 출력 노드에서의 전압이 제2 임계 레벨로 상승할 때 비활성 모드로 설정된다. 상기 전류 한계 값은 평균 레귤레이터 출력 전류의 함수(function)로서 자동 조절된다.
평균 레귤레이터 출력 전류의 표시는 상기 레귤레이터의 활성 모드의 기간 동안 감지 커패시터(sense capacitor)를 충전하고, 상기 레귤레이터의 비활성 모드의 기간 동안 상기 감지 커패시터를 방전함으로써 획득되는 것이 바람직하다. 상기 평균 레귤레이터 출력 전류를 대표하는 상기 감지 커패시터의 전압은 감지되고, 전류로 변환된다. 고정 최소 전류원(current source)은 오프셋 조정(offset adjustment)을 생성하기 위해 변환된 전류에 추가된다.
상기 활성 모드에서, 인덕터(inductor)는 레귤레이터 출력 커패시터를 충전하기 위해 전압원(voltage source)에 스위치로 개폐 가능하도록(switchably) 결합되고, 상기 인덕터 전류는 최대 (최고) 및 최소 (최저) 레벨들 사이에서 주기적으로 변하도록 제어된다. 레귤레이터 전류는 감지되고, 감지된 신호는 오프셋 조정과 비교된다. 상기 감지된 전류 신호가 오프셋 조정 값을 획득할 때, 상기 전류 한계 값에 도달된다. 따라서, 상기 전류 한계 값은 상기 감지 커패시터의 전압에 따라서 변경된다. 최저 전류 한계는 또한 조정될 수 있지만, 상기 조정된 전류 한계 값은 바람직하게는 최고 인덕터 전류이다. 상기 감지 커패시터 전압으로부터 변환된 전류는 최대 레벨을 초과하지 않도록 설정된다.
상기 변환기 입력 및 상기 인덕터에 결합되는 전력 콘트롤러(power controller)는 히스테리시스의 임계치들(thresholds)에 도달될 때 활성 및 비활성 모드들 간의 변화에 대한 출력 전압 피드백(feedback)에 반응한다. 전력 조절 제어 회로는 상기 전력 콘트롤러의 상기 모드를 나타내는 신호를 수신하기 위해 상기 전력 콘트롤러에 결합된 입력을 포함한다. 제1 스위치는 전압원의 제1 단자(terminal) 및 상기 감지 커패시터의 노드 간에 결합된다. 제2 스위치는 상기 전압원의 제2 단자 및 상기 감지 커패시터의 노드 간에 결합된다. 상기 전력 조절 제어 회로 입력시에 활성 모드 신호에 대한 응답으로, 상기 제1 스위치는 상기 커패시터를 충전하기 위해 닫힌다. 상기 입력시에 비활성 모드 신호에 대한 응답으로, 상기 제2 스위치는 상기 감지 커패시터를 방전하기 위해 닫힌다. 상기 감지 커패시터 노드에서의 전압은 상기 평균 레귤레이터 전류에 비례한다.
전압-전류 변환기(voltage to current converter)는 상기 평균 레귤레이터 전류를 대표하는 전류를 생성하기 위해 상기 감지 커패시터에 결합된다. 가산기 회로(adder circuitry)를 통해 최소 전류는 오프셋을 생성하기 위해 상기 전압-전류 변환기의 출력에 추가된다. 비교기(comparator)는 감지된 인덕터 전류 신호를 수신하기 위한 제1 입력, 상기 오프셋 전압을 수신하기 위한 제2 입력 및 상기 전력 콘트롤러에 결합된 출력을 포함한다. 상기 비교기 출력에 대한 응답으로, 상기 전력 콘트롤러는 최고 전류 값을 설정한다. 제 2 비교기 출력은 또한 최저 전류 값을 설정하는 데 사용될 수 있다.
본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이하의 상세한 설명에서 추가적인 장점들을 용이하게 이해하게 될 것이고, 상세한 설명의 바람직한 실시예들은 단지 본 발명을 실행하기 위해 의도된 최적의 모드를 예시할 목적으로 도시되고 기술된 것이다. 이하의 실시예에서 구현된 것과 같이, 본 발명은 다른 실시예들로 실행될 수 있고, 본 발명의 여러 세부 사항들은 본 발명 사상의 범주에서 벗어나지 않고 다양하고 명백한 관점들에서 변형될 수 있다. 따라서, 도면들 및 기술은 본질적으로 한정적이 아닌 예시적으로 간주되어야 할 것이다.
본 발명의 실시예들은 첨부 도면들에서 한정적이 아닌 예시적으로 기술되고, 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 1은 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터의 개략 블록도이다.
도 2는 도 1의 레귤레이터에서 사용될 수 있는 전력 조절 회로의 회로도이다.
도 3은 본 발명의 작동 기간 동안 전류 파형들을 도시한 파형도이다.
도 1의 개략 블록도에서 대표된 스위칭 레귤레이터(switching regulator) (20)는 입력 노드(VIN) 에서 전력 공급으로부터 입력 전압을 수신하고, VOUT 노드에서 사전 설정(preset) 출력 전압을 제공한다. 스위치된 전력 콘트롤러(switched power controller)(22) 및 인덕터(24)는 상기 입력 및 출력 노드들 간에 직렬로 연결된다. 출력 커패시터(26)는 출력 노드 및 공통 연결(common connection) 간에 연결된다. 전력 콘트롤러(22)는 활성 상태의 기간 동안 최고 및 최저 레벨들(peak and valley levels) 사이에서 주기적으로 인덕터 전류를 구동하기 위해, 버스트 모드에서 작동될 수 있는 임의의 공지된 히스테리시스의 스위칭 및 제어 회로 소자(circuitry)를 대표한다. 예를 들어, 공지의 벅, 부스트 및 벅-부스트 히스테리시스의 변환기 구조(architecture)가 채용될 수 있다.
출력 노드에서 전압은 피드백 라인(feedback line)(28)에 의해 개략적으로 대표되는 것과 같이 상기 전력 콘트롤러로 피드백된다. 전압 분배기(voltage divider) 또는 공지의 등가 회로(equivalent circuit)는 적합한 설계 파라미터들(parameters)을 충족하기 위해 피드백 전압을 비교하는데 사용될 수 있다. 상기 피드백 전압이 히스테리시스의 임계치들을 달성할 때, 상기 콘트롤러는 작동의 활성 및 비활성 모드들 간에 변화한다. 상기 콘트롤러(22)는 작동의 모드를 나타내는 라인(line)(30)에서 “웨이크/슬립(WAKE/SLEEP)” 신호를 출력하는데, 상기 신호는 전력 조절 제어 회로(power adjust control circuit)(32)의 입력에 인가된다. 상기 신호는 상기 전력 콘트롤러의 웨이크/슬립 듀티 사이클(duty cycle)에 해당하는 듀티 사이클을 포함한다. 상기 전력 조절 제어 회로(32)는 비교기(comparator)(34)의 음전기(negative) 입력에 인가되는 오프셋 신호를 출력한다. 개략적으로 대표되는 전류 센서(36)는 감지된 인덕터 전류를 나타내는 신호를 상기 비교기(34)의 양전기(positive) 입력에 인가한다. 어떠한 공지의 전류 감지 기술도 감지된 전류 신호를 제공하는 데 사용될 수 있다. 상기 비교기(34)의 출력은 스위치된 전력 콘트롤러(22)의 입력에 인가된다.
도 2는 예시된 전력 조절 제어 회로(32)의 회로도이다. 전류원(34), 제어 된 스위치(36), 제어된 스위치(38) 및 전류원(40)은 제1 전압원 단자(VCC) 및 공통 제2 전압원 단자 간에 연결된다. 커패시터(42)는 상기 스위치들(36, 38) 및 상기 제2 전압원 단자 간에 연결된다. 플립 플롭(flip-flop) 등을 포함할 수 있는 논리 회로(44)는 라인(30)으로부터 “웨이크/슬립” 신호를 수신하기 위한 입력을 포함한다. 논리 회로(44)의 제1 출력은 스위치(36)를 제어하기 위해 인가된다. 논리 회로(44)의 제2 출력은 스위치(38)를 제어하기 위해 인가된다. 라인(30)에서의 상기 신호가 웨이크, 즉 콘트롤러(22)의 활성 모드를 나타낼 때, 상기 논리 회로는 스위치(36)를 닫힌 상태로, 스위치(38)를 열린 상태로 유지한다. 이 때, 커패시터(42)는 전류원(34) 및 스위치(36)를 통해 상기 제1 전압원 단자로부터 충전된다. 라인(30)에서의 상기 신호가 슬립, 즉 콘트롤러(22)의 비활성 모드를 나타낼 때, 상기 논리 회로는 스위치(38)를 닫힌 상태로, 스위치(36)를 열린 상태로 유지한다. 이 때, 커패시터(42)는 스위치(38) 및 전류원(40)을 통해 제2 전압원 단자로 방전된다.
전류원(46) 및 스위치(48)는 전압원 단자들을 가로질러 직렬로 연결되고, 이는 스위치(50), 스위치(52), 저항(resistor)(54) 및 스위치(56)의 직렬 연결과 같다. 커패시터(42)의 상부 노드는 스위치(52)의 게이트(gate)에 연결된다. 스위치들(48, 56)의 게이트들은 서로 연결된다. 스위치(58)는 전압원 단자들을 가로질러 저항 (60)과 직렬로 연결된다. 스위치들(50, 58)은 전류 미러 구성(current mirror configuration)으로 연결된다. 전류원(62)은 제1 전압원 단자 및 스위 치(58) 및 저항(60)의 중계선(junction), 즉 출력 라인(33) 간에 연결된다.
상기 콘트롤러가 활성적일 때 커패시터(42)를 고정 전류로 충전하고, 상기 변환기가 비활성적일 때 상기 커패시터를 고정 전류로 방전함으로써, 평균 부하 전류에 비례하는 전압이 상기 커패시터(42)의 상부 노드에서 생성된다. 이 전압은 스위치(52) 및 저항(54)을 포함하는 전류 변환기에 공급된다. 저항(54)에서 최대 전류는 전류 싱크 스위치(current sink switch)(56)에 의해 한정되고, 상기 전류 싱크 스위치는 전류원(46) 및 스위치(48)에 의해 설정된다. 저항(54)에서의 전류(I54)는 I54 = (V42 - VSAT (56) - VGS (52)/R이 될 것이고, 여기에서 V42는 커패시터(42)의 전압이고, VSAT (56)는 스위치(56)를 가로지르는 전압이며, VGS (52)는 스위치(52)의 게이트 소스 전압(gate to source voltage)이고, R은 저항(54)의 저항치(resistance)이다.
저항(54)에서의 전류는 전류 미러 스위치들(50, 58)에 의해 반사되고, 저항(60)을 가로질러 오프셋 출력 전압을 창출하기 위해 전류원(62)으로부터 설정 최저 전류(set minimum value)에 추가된다. 변하는 VCC 공급 전압의 결과로서 커패시터(42)에서의 전압이 불규칙적으로 증가하는지 여부에 상관없이, I54의 최대 값은 한정된다. 커패시터(42) 방전 전류의 커패시터(42) 충전 전류에 대한 비율은 커패시터(42) 상의 전압으로 상승하고 최대 인덕터 전류로 변하는 데 필요한 변환기 작동 듀티 사이클(웨이크 시간의 비율)을 결정할 것이다.
평균 부하 전류의 지표로서 듀티 사이클 “웨이크하는 시간 대 슬립하는 시 간” 정보의 사용으로 인해 상기 평균 전류를 실제 직접적으로 측정하는 복잡성을 피할 수 있다. 모놀리식의(monolithic) 집적 회로(IC: Integrated Circuit) 전력 변환기에서 상기 정보는 별도의 핀들 또는 외부 구성 요소들을 필요로 하지 않고 내부적으로 획득될 수 있다. 최고 인덕터 전류를 조절하는 커패시터(42)의 전압 사용은 중부하들(heavy loads)을 지지하는 보다 높은 최고 전류들을 가능하게 하고, 보다 낮은 부하들에서 더 나은 효율성을 위해 보다 낮은 최고 전류들을 가능하게 한다. 인덕터 최저 전류가 최고 전류와 마찬가지로 조절된다면, 최고에서 최저로의(peak-to-valley) 인덕터 전류는 부하와 함께 상대적으로 일정하게 남아있다. 이러한 제공과 함께, 스위칭 주파수 및 출력 파동(ripple)에서 부하 변화의 효과는 최소화될 수 있다.
부하 전류와 함께 인덕터 전류 변화를 나타내는 전형적인 파형들은 도 3에서 도시된다. 이 예에서, 상기 부하 전류는 20mA 이하에서 50mA로 상승하고 있다. 부하 변화에 대한 응답으로 최고 인덕터 전류는 최소 값 100mA에서 최대 값 190mA로 상승한다. 인덕터의 최저 전류는 최소 20mA에서 최대 120mA로 증가한다.
본 명세서에서는 본 발명의 바람직한 실시예들, 즉 다양한 변형례(versatility)의 소수 예들만이 도시되고 기술되었다. 본 발명이 다양한 다른 결합들 및 환경들에서 사용될 수 있고, 여기에 기술된 대로 발명 개념의 범주 내에서 변형 및 수정될 수 있다는 점이 이해될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 모놀리식의 전력 변환기의 부품으로서 통합되거나 개별 구성 요소들을 사용하는 변환기에서 실행될 수 있다. 본 발명은 어떠한 히스테리시스의 변환기 구조에도 적용될 수 있고, 어떠한 특정 전력 레벨에서 사용되도록 한정되지 않는다.

Claims (17)

  1. DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법에 있어서,
    출력시의 전압이 제1 임계 레벨로 하강할 때 설정 한계 값을 가지는 전류에 의해 전하가 상기 레귤레이터의 출력 노드로 인가되는 활성 작동 모드로 상기 레귤레이터를 설정하는 단계;
    상기 출력 노드에서의 전압이 제2 임계 레벨로 상승할 때 비활성 작동 모드로 상기 레귤레이터를 설정하는 단계; 및
    상기 작동 모드들의 듀티 사이클의 함수로서 상기 전류 한계 값을 자동 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전류 한계 값을 자동 조절하는 단계는
    상기 레귤레이터의 활성 작동 모드의 기간 동안 커패시터를 충전하는 단계;
    상기 레귤레이터의 비활성 작동 모드의 기간 동안 상기 커패시터를 방전하는 단계;
    상기 커패시터의 전압을 감지하는 단계; 및
    상기 감지된 커패시터 전압에 따라서 상기 전류 한계 값을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  3. DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법에 있어서,
    출력시의 전압이 제1 임계 레벨로 하강할 때 설정 한계 값을 가지는 전류에 의해 전하가 상기 레귤레이터의 출력 노드로 인가되는 활성 작동 모드로 상기 레귤레이터를 설정하는 단계;
    상기 출력 노드에서의 전압이 제2 임계 레벨로 상승할 때 비활성 작동 모드로 상기 레귤레이터를 설정하는 단계; 및
    레귤레이터 전류의 특성의 함수로서 상기 전류 한계 값을 자동 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 특성은 평균 레귤레이터 전류인 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 전류 한계 값을 자동 조절하는 단계는
    상기 레귤레이터의 활성 작동 모드의 기간 동안 커패시터를 충전하는 단계;
    상기 레귤레이터의 비활성 작동 모드의 기간 동안 상기 커패시터를 방전하는 단계;
    상기 커패시터의 전압을 감지하는 단계; 및
    상기 감지된 커패시터 전압에 따라서 상기 전류 한계 값을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전류 한계 값을 변경하는 단계는
    상기 감지된 커패시터 전압을 전압과 관련된 전류로 변환하는 단계;
    오프셋 조정을 생성하기 위해 전류원에서 획득된 전류에 고정 최소 전류원을 추가하는 단계;
    상기 레귤레이터의 출력 전류를 감지하는 단계; 및
    상기 오프셋 조정을 상기 감지된 출력 전류와 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 커패시터 전압을 전류로 변환하는 단계는 변환된 전류의 최대 레벨을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 레귤레이터는 인덕터를 포함하고, 상기 인덕터를 통과하는 전류가 활성 모드의 기간 동안 최대 (최고) 및 최소 (최저) 레벨들 사이에서 주기적으로 변하도록 상기 인덕터를 전압원에 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전류 한계 값을 변경하는 단계에서 변화된 전류 한계 값은 최고 인덕터 전류인 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 전류 한계 값을 변경하는 단계에서 변화된 전류 한계 값은 최저 인덕터 전류인 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터를 제어하는 방법.
  11. 전원에 결합된 입력 노드 및 부하에 결합된 출력 노드, 변환기를 포함하는 DC/DC 레귤레이터에 있어서,
    인덕터;
    출력 커패시터;
    상기 변환기 입력 및 상기 인덕터에 결합되는 전력 콘트롤러; 및
    전류 한계 값을 평균 부하 전류의 함수로서 조절하기 위해 상기 전력 콘트롤러에 결합되는 조절 콘트롤러를 포함하고,
    상기 전력 콘트롤러는 제1 임계 레벨로 하강하는 출력 전압에 대한 응답으로 활성 작동 모드를 취하여 상기 인덕터를 통과하는 전류를 통해 상기 커패시터에 전하를 인가하도록 설정되고, 제2 임계 레벨로 상승하는 출력 전압에 대한 응답으로 비활성 작동 모드를 취하도록 설정되고, 상기 활성 모드 전류는 설정 값에 한정되 는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 조절 콘트롤러는
    상기 전력 콘트롤러의 상기 모드를 나타내는 신호를 수신하기 위해 상기 전력 콘트롤러에 결합된 입력 및 오프셋을 생성하기 위한 출력을 포함하는 전력 조절 제어 회로; 및
    감지된 인덕터 전류 신호를 수신하기 위한 제1 입력, 상기 오프셋을 수신하기 위한 제2 입력 및 상기 전력 콘트롤러에 결합된 출력을 포함하는 비교기를 포함하고,
    DC/DC 레귤레이터에 의해 상기 인덕터 전류 한계 값은 상기 오프셋에 따라서 변하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전력 조절 제어 회로는
    제2 커패시터;
    전압원의 제1 단자 및 상기 제2 커패시터의 노드 간에 결합된 제1 스위치; 및
    상기 전압원의 제2 단자 및 상기 제2 커패시터의 상기 노드 간에 결합된 제2 스위치를 포함하고,
    상기 제1 스위치는 상기 제2 커패시터를 충전하기 위해 상기 전력 콘트롤러의 상기 활성 모드의 기간 동안 닫히고,
    상기 제2 스위치는 상기 제2 커패시터를 방전하기 위해 상기 전력 콘트롤러의 상기 비활성 모드의 기간 동안 닫히는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전력 조절 제어 회로는
    상기 제2 커패시터의 전압을 대표하는 전류를 생성하기 위해 상기 제2 커패시터에 결합되는 전압-전류 변환기; 및
    오프셋을 생성하기 위해 상기 전압-전류 변환기에 의해 생성된 상기 전류에 최소 전류를 추가하는 가산기 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 전력 콘트롤러는 상기 인덕터를 통과하는 전류가 활성 모드의 기간 동안 최대 (최고) 및 최소 (최저) 레벨들 사이에서 주기적으로 변하도록 상기 인덕터를 상기 전원에 결합하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 전류 한계 값은 최고 인덕터 전류 레벨인 것을 특징으로 하는 DC/DC 레 귤레이터.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 전류 한계 값은 최저 인덕터 전류 레벨인 것을 특징으로 하는 DC/DC 레귤레이터.
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