JP3300683B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
- Publication number
- JP3300683B2 JP3300683B2 JP10780599A JP10780599A JP3300683B2 JP 3300683 B2 JP3300683 B2 JP 3300683B2 JP 10780599 A JP10780599 A JP 10780599A JP 10780599 A JP10780599 A JP 10780599A JP 3300683 B2 JP3300683 B2 JP 3300683B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- terminal
- output
- voltage
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、非絶縁における降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源に関するものであ
る。特に、低消費電力化技術を必要とする降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源に関する。
圧型チョッパ方式のスイッチング電源に関するものであ
る。特に、低消費電力化技術を必要とする降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は特開平１０−１９１６２５号公
報記載の従来のスイッチング電源を示す回路図である。
この回路は主要な要素として、スイッチングデバイス５
１と、起動用電源ブロック６３と、制御回路６６と、変
換回路６８と，出力電圧検出回路６７とを含む。
報記載の従来のスイッチング電源を示す回路図である。
この回路は主要な要素として、スイッチングデバイス５
１と、起動用電源ブロック６３と、制御回路６６と、変
換回路６８と，出力電圧検出回路６７とを含む。
【０００３】スイッチングデバイス５１はＮチャンネル
ＭＯＳからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子
５６が接続されている。入力側主端子５６はさらに、入
力側コンデンサ５７の正極端子、および起動用電源ブロ
ック６３に接続されている。
ＭＯＳからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子
５６が接続されている。入力側主端子５６はさらに、入
力側コンデンサ５７の正極端子、および起動用電源ブロ
ック６３に接続されている。
【０００４】変換回路６８は、コイル５２と、回生用ダ
イオード５３と、コンデンサ５４とからなる。回生用ダ
イオード５３のアノード端子は接地され、そのカソード
端子とコイル５２の接続点が、スイッチングデバイス５
１のソース端子に接続されている。コイル５２の他方の
端子と出力側コンデンサ５４の正極端子との接続点は、
出力側主端子５５に接続されている。
イオード５３と、コンデンサ５４とからなる。回生用ダ
イオード５３のアノード端子は接地され、そのカソード
端子とコイル５２の接続点が、スイッチングデバイス５
１のソース端子に接続されている。コイル５２の他方の
端子と出力側コンデンサ５４の正極端子との接続点は、
出力側主端子５５に接続されている。
【０００５】制御回路６６は、ＰＷＭパルス生成回路６
９と、比較器６２と、抵抗６４および６５と、三角波生
成回路７０とからなる。三角波生成回路７０は、周波数
が一定（例えば１００［ｋＨｚ］）の三角波キャリア信
号を生成する。ＰＷＭパルス生成回路６９はスイッチン
グデバイス５１の制御端子に接続されている。制御回路
６６は、制御回路電源用コンデンサ６０の両端の電圧を
電源電圧とし、制御回路電源用コンデンサ６０の両端子
間の電位差変動により、スイッチングデバイス５１のオ
ンオフ制御を行う。制御回路６６はまた、電源切替ブロ
ック６１を介して起動用電源ブロック６３に接続されて
いる。
９と、比較器６２と、抵抗６４および６５と、三角波生
成回路７０とからなる。三角波生成回路７０は、周波数
が一定（例えば１００［ｋＨｚ］）の三角波キャリア信
号を生成する。ＰＷＭパルス生成回路６９はスイッチン
グデバイス５１の制御端子に接続されている。制御回路
６６は、制御回路電源用コンデンサ６０の両端の電圧を
電源電圧とし、制御回路電源用コンデンサ６０の両端子
間の電位差変動により、スイッチングデバイス５１のオ
ンオフ制御を行う。制御回路６６はまた、電源切替ブロ
ック６１を介して起動用電源ブロック６３に接続されて
いる。
【０００６】出力電圧検出回路６７は、ダイオード５８
と、ツェナーダイオード５９とからなる。そのツェナー
ダイオード５９側の端子は、出力側主端子５５に、ダイ
オード５８側の端子は、制御回路電源用コンデンサ６０
の一方の端子に、それぞれ接続されている。
と、ツェナーダイオード５９とからなる。そのツェナー
ダイオード５９側の端子は、出力側主端子５５に、ダイ
オード５８側の端子は、制御回路電源用コンデンサ６０
の一方の端子に、それぞれ接続されている。
【０００７】この従来のスイッチング電源は、入力側主
端子５６に印加される直流電圧を降下して出力端子５５
から出力する、降圧型チョッパ方式電源回路である。
端子５６に印加される直流電圧を降下して出力端子５５
から出力する、降圧型チョッパ方式電源回路である。
【０００８】図１２に、図１１のスイッチング電源の各
部における電流電圧波形を示す。図１２の各波形図の左
側に示した符号は、図１１の各部に記した符号と対応す
る。制御回路６６が起動するまでは、電源切替ブロック
６１は、起動用電源ブロック６３と制御回路電源用コン
デンサ６０を接続するように閉じている。まず、入力側
主端子５６に電圧が印加されると、起動用電源ブロック
６３から、電源切替ブロック６１を介し、制御回路電源
用コンデンサ６０に電流が流れ、制御回路６６の電源電
圧が上昇する。
部における電流電圧波形を示す。図１２の各波形図の左
側に示した符号は、図１１の各部に記した符号と対応す
る。制御回路６６が起動するまでは、電源切替ブロック
６１は、起動用電源ブロック６３と制御回路電源用コン
デンサ６０を接続するように閉じている。まず、入力側
主端子５６に電圧が印加されると、起動用電源ブロック
６３から、電源切替ブロック６１を介し、制御回路電源
用コンデンサ６０に電流が流れ、制御回路６６の電源電
圧が上昇する。
【０００９】電源電圧が制御回路６６の起動電圧以上に
達すると、制御回路６６が動作する。このとき、出力電
圧Ｖoutは０［Ｖ］である。三角波生成回路７０で生成
された三角波キャリア信号電圧と、制御回路６６の電源
電圧Ｖｃを抵抗６４、６５で分割した電圧とが比較器６
２で比較されて、ＰＷＭパルス生成回路６９より図１２
に示す出力信号Ｖｇが、スイッチングデバイス５１の制
御端子に供給される。この出力信号Ｖｇは、ある時間幅
（後述するが、この時間幅は制御回路電源用コンデンサ
６０の両端の電圧により可変である）でオンになる。こ
れにより、スイッチングデバイス５１がオン状態とな
り、スイッチングデバイス５１に流れる電流Ｉｐがコイ
ル５２へ流れ込む。次にスイッチングデバイス５１が制
御回路の出力信号Ｖｇによりオフ状態に変化すると、回
生用ダイオード５３を経由して、コイル５２に蓄えられ
た電気エネルギーが出力側に供給される。
達すると、制御回路６６が動作する。このとき、出力電
圧Ｖoutは０［Ｖ］である。三角波生成回路７０で生成
された三角波キャリア信号電圧と、制御回路６６の電源
電圧Ｖｃを抵抗６４、６５で分割した電圧とが比較器６
２で比較されて、ＰＷＭパルス生成回路６９より図１２
に示す出力信号Ｖｇが、スイッチングデバイス５１の制
御端子に供給される。この出力信号Ｖｇは、ある時間幅
（後述するが、この時間幅は制御回路電源用コンデンサ
６０の両端の電圧により可変である）でオンになる。こ
れにより、スイッチングデバイス５１がオン状態とな
り、スイッチングデバイス５１に流れる電流Ｉｐがコイ
ル５２へ流れ込む。次にスイッチングデバイス５１が制
御回路の出力信号Ｖｇによりオフ状態に変化すると、回
生用ダイオード５３を経由して、コイル５２に蓄えられ
た電気エネルギーが出力側に供給される。
【００１０】出力側主端子５５の電圧が上昇し、ツェナ
ーダイオード５９の降伏電圧Ｖｚ、ダイオード５８の順
方向電圧Ｖｆ、および制御回路６６の電源電圧Ｖｃの合
計（Ｖｚ＋Ｖｆ＋Ｖｃ）より大きくなると、スイッチン
グデバイス５１がオフしたときに、出力側主端子５５か
らツェナーダイオード５９、ダイオード５８を経由して
制御回路電源用コンデンサ６０に電流Ｉｃが流れ込み、
制御回路６６に出力電圧値の情報がフィードバックされ
る。制御回路６６の電源電圧Ｖｃが十分高くなると、電
源切替ブロック６１により、出力側主端子５５から制御
回路６６に電源電圧が供給されるように切り替えられ
る。
ーダイオード５９の降伏電圧Ｖｚ、ダイオード５８の順
方向電圧Ｖｆ、および制御回路６６の電源電圧Ｖｃの合
計（Ｖｚ＋Ｖｆ＋Ｖｃ）より大きくなると、スイッチン
グデバイス５１がオフしたときに、出力側主端子５５か
らツェナーダイオード５９、ダイオード５８を経由して
制御回路電源用コンデンサ６０に電流Ｉｃが流れ込み、
制御回路６６に出力電圧値の情報がフィードバックされ
る。制御回路６６の電源電圧Ｖｃが十分高くなると、電
源切替ブロック６１により、出力側主端子５５から制御
回路６６に電源電圧が供給されるように切り替えられ
る。
【００１１】三角波生成回路７０で生成された三角波キ
ャリア信号電圧と、制御回路６６の電源電圧Ｖｃを抵抗
６４、６５で分割した電圧（あるいは電源電圧Ｖｃ）と
を、比較器６２で比較して、１つの三角波（１キャリ
ア）中でのスイッチングデバイス５１のオンデューティ
ーをＰＷＭパルス生成回路６９で決定し、次にスイッチ
ングデバイス５１に入力されるパルス幅が決まる。
ャリア信号電圧と、制御回路６６の電源電圧Ｖｃを抵抗
６４、６５で分割した電圧（あるいは電源電圧Ｖｃ）と
を、比較器６２で比較して、１つの三角波（１キャリ
ア）中でのスイッチングデバイス５１のオンデューティ
ーをＰＷＭパルス生成回路６９で決定し、次にスイッチ
ングデバイス５１に入力されるパルス幅が決まる。
【００１２】このように、従来のスイッチング電源で
は、スイッチングデバイス５１のデューティを可変制御
し、出力側主端子５５の電圧精度を向上させ、出力側主
端子５５の出力電圧Ｖoutを一定に制御している。
は、スイッチングデバイス５１のデューティを可変制御
し、出力側主端子５５の電圧精度を向上させ、出力側主
端子５５の出力電圧Ｖoutを一定に制御している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源の回路では、出力電圧の精度を向上させるため、パル
ス幅制御方式（ＰＷＭ方式）を用いている。一般にこの
回路ではスイッチング周波数ｆｃは一定であり、１００
〜２００［ｋＨｚ］が一般的である。ＰＷＭパルス生成
回路６９は、スイッチングデバイス５１のオンデューテ
ィーδを決定しており、軽負荷時においては、一定周波
数、且つ最小オンデューティーで動作させている。
源の回路では、出力電圧の精度を向上させるため、パル
ス幅制御方式（ＰＷＭ方式）を用いている。一般にこの
回路ではスイッチング周波数ｆｃは一定であり、１００
〜２００［ｋＨｚ］が一般的である。ＰＷＭパルス生成
回路６９は、スイッチングデバイス５１のオンデューテ
ィーδを決定しており、軽負荷時においては、一定周波
数、且つ最小オンデューティーで動作させている。
【００１４】従来例を用いた場合、次の課題が発生す
る。第一に負荷の軽・重に関係なくスイッチングデバイ
スがスイッチングしているために、出力側主端子に無駄
な電力の供給・消費がなされていることになる。第二
に、スイッチング周波数ｆｃが比較的高いためスイッチ
ング損失が増大する。近年、エネルギーあるいは地球環
境保護から省エネルギー化が求められており、電源（主
にスイッチング電源）においては、更なる低消費電力化
・高効率化が必要とされている。しかしながら、従来例
の制御方式では、上記２つの課題が障害となって、更な
る低消費電力化・高効率化は不可能である。
る。第一に負荷の軽・重に関係なくスイッチングデバイ
スがスイッチングしているために、出力側主端子に無駄
な電力の供給・消費がなされていることになる。第二
に、スイッチング周波数ｆｃが比較的高いためスイッチ
ング損失が増大する。近年、エネルギーあるいは地球環
境保護から省エネルギー化が求められており、電源（主
にスイッチング電源）においては、更なる低消費電力化
・高効率化が必要とされている。しかしながら、従来例
の制御方式では、上記２つの課題が障害となって、更な
る低消費電力化・高効率化は不可能である。
【００１５】本発明は、上記２つの課題を解決するもの
であり、スイッチング電源の低消費電力化と高効率化を
提供することを目的としている。
であり、スイッチング電源の低消費電力化と高効率化を
提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源は、入力端子と出力端子と制御端子とを有し、入力側
主端子を介して前記入力端子に供給される第１の直流電
圧をオンオフして前記出力端子に出力するためのスイッ
チングデバイスと、前記入力側主端子に接続された入力
側平滑用コンデンサと、前記入力側主端子に接続された
起動用電源ブロックと、出力信号端子が前記スイッチン
グデバイスの制御端子に接続され、電源端子が電源切替
ブロックを介して前記起動用電源ブロックに接続され、
グランド端子が前記スイッチングデバイスの出力端子に
接続され、入力信号端子が帰還回路の出力端子に接続さ
れ、前記出力信号端子から一定に設定された周波数で前
記スイッチングデバイスのオンオフ動作を制御する信号
を出力する制御回路と、一端が前記制御回路の電源端子
に接続され、他端が前記制御回路のグランド端子に接続
された制御回路電源用コンデンサと、前記スイッチング
デバイスの出力端子に接続され、前記スイッチングデバ
イスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧
より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出
力側主端子に出力する変換回路と、前記出力側主端子に
接続され、前記出力側主端子に出力される電圧が所定値
以上であるときに検出信号を発生する出力電圧検出回路
と、前記出力電圧検出回路に接続され、前記検出信号を
受けたときに前記制御回路の入力端子へ信号を出力する
ように構成された前記帰還回路とを備え、前記制御回路
から出力された前記スイッチングデバイスのオンオフを
制御する信号により一定に設定された周波数で断続的に
駆動される前記スイッチングデバイスの発振状態のオン
オフ動作を、前記帰還回路から出力される前記信号が前
記制御回路に入力されたときに休止又は停止させるよう
に制御することにより、前記出力側主端子における電圧
に応じて前記休止又は停止させる期間を変えることを特
徴とする（請求項１）。
源は、入力端子と出力端子と制御端子とを有し、入力側
主端子を介して前記入力端子に供給される第１の直流電
圧をオンオフして前記出力端子に出力するためのスイッ
チングデバイスと、前記入力側主端子に接続された入力
側平滑用コンデンサと、前記入力側主端子に接続された
起動用電源ブロックと、出力信号端子が前記スイッチン
グデバイスの制御端子に接続され、電源端子が電源切替
ブロックを介して前記起動用電源ブロックに接続され、
グランド端子が前記スイッチングデバイスの出力端子に
接続され、入力信号端子が帰還回路の出力端子に接続さ
れ、前記出力信号端子から一定に設定された周波数で前
記スイッチングデバイスのオンオフ動作を制御する信号
を出力する制御回路と、一端が前記制御回路の電源端子
に接続され、他端が前記制御回路のグランド端子に接続
された制御回路電源用コンデンサと、前記スイッチング
デバイスの出力端子に接続され、前記スイッチングデバ
イスによりオンオフされた出力を、前記第１の直流電圧
より電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出
力側主端子に出力する変換回路と、前記出力側主端子に
接続され、前記出力側主端子に出力される電圧が所定値
以上であるときに検出信号を発生する出力電圧検出回路
と、前記出力電圧検出回路に接続され、前記検出信号を
受けたときに前記制御回路の入力端子へ信号を出力する
ように構成された前記帰還回路とを備え、前記制御回路
から出力された前記スイッチングデバイスのオンオフを
制御する信号により一定に設定された周波数で断続的に
駆動される前記スイッチングデバイスの発振状態のオン
オフ動作を、前記帰還回路から出力される前記信号が前
記制御回路に入力されたときに休止又は停止させるよう
に制御することにより、前記出力側主端子における電圧
に応じて前記休止又は停止させる期間を変えることを特
徴とする（請求項１）。
【００１７】
【００１８】
【００１９】以上の構成によれば、スイッチングデバイ
スの動作が、断続的であるが休止期間を有するように制
御されるので、消費電力を大幅に削減することが可能で
ある。更に、スイッチング周波数を例えば４４［ｋＨ
ｚ］以下と従来の１００〜２００［ｋＨｚ］より低く設
定すれば、スイッチング損失の低減による高効率化と第
３次までの高調波対策を図ったスイッチング電源の実現
が可能となる。また、安定した休止状態を得るために、
制御回路、帰還回路、または出力電圧検出回路におけ
る、制御回路を動作状態から休止（又は停止）状態へ移
行するために必要な電流（又は電圧）レベルと、休止
（又は停止）状態から動作状態へ移行するために必要な
電流（又は電圧）レベルにヒステリシス特性を持たせ
る。これにより、更に安定したスイッチング電源が得ら
れる。
スの動作が、断続的であるが休止期間を有するように制
御されるので、消費電力を大幅に削減することが可能で
ある。更に、スイッチング周波数を例えば４４［ｋＨ
ｚ］以下と従来の１００〜２００［ｋＨｚ］より低く設
定すれば、スイッチング損失の低減による高効率化と第
３次までの高調波対策を図ったスイッチング電源の実現
が可能となる。また、安定した休止状態を得るために、
制御回路、帰還回路、または出力電圧検出回路におけ
る、制御回路を動作状態から休止（又は停止）状態へ移
行するために必要な電流（又は電圧）レベルと、休止
（又は停止）状態から動作状態へ移行するために必要な
電流（又は電圧）レベルにヒステリシス特性を持たせ
る。これにより、更に安定したスイッチング電源が得ら
れる。
【００２０】更に、好ましくは、制御回路は、基準電位
が第２の直流電圧の基準電位よりも高圧側にあり、出力
電圧検出回路により第２の直流電圧の検出を行い、帰還
回路を制御する（請求項４）。
が第２の直流電圧の基準電位よりも高圧側にあり、出力
電圧検出回路により第２の直流電圧の検出を行い、帰還
回路を制御する（請求項４）。
【００２１】更に、好ましくは、出力電圧検出回路が、
少なくともツェナーダイオードと発光部との直列接続回
路からなる（請求項５）。
少なくともツェナーダイオードと発光部との直列接続回
路からなる（請求項５）。
【００２２】更に、好ましくは、帰還回路が、少なくと
も受光部を有するスイッチ素子からなる（請求項６）。
も受光部を有するスイッチ素子からなる（請求項６）。
【００２３】更に、好ましくは、出力電圧検出回路と帰
還回路が、ツェナーダイオードとフォトカプラで構成さ
れる（請求項７）。
還回路が、ツェナーダイオードとフォトカプラで構成さ
れる（請求項７）。
【００２４】更に、好ましくは、入力される第１の直流
電圧が１００［Ｖ］以上で、出力される第２の直流電圧
が２５［Ｖ］以下である（請求項８）。このように、１
００［Ｖ］以上の直流電圧を２５［Ｖ］以下の直流電圧
に変換する低出力（５［Ｗ］以下）のスイッチング電源
において、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著し
い。
電圧が１００［Ｖ］以上で、出力される第２の直流電圧
が２５［Ｖ］以下である（請求項８）。このように、１
００［Ｖ］以上の直流電圧を２５［Ｖ］以下の直流電圧
に変換する低出力（５［Ｗ］以下）のスイッチング電源
において、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著し
い。
【００２５】更に、好ましくは、スイッチングデバイス
および制御回路を、スイッチングデバイスの入力端子お
よび出力端子、制御回路電源用コンデンサを接続する端
子、および帰還回路を接続する端子を含む少なくとも４
つの端子を外部接続端子として、同一の半導体基板上に
集積化し、４つ以上の端子を有するパッケージに組み込
む（請求項９）。この構成により、部品点数の更なる削
減が可能となり、スイッチング電源の小型化・低価格化
を実現できる。
および制御回路を、スイッチングデバイスの入力端子お
よび出力端子、制御回路電源用コンデンサを接続する端
子、および帰還回路を接続する端子を含む少なくとも４
つの端子を外部接続端子として、同一の半導体基板上に
集積化し、４つ以上の端子を有するパッケージに組み込
む（請求項９）。この構成により、部品点数の更なる削
減が可能となり、スイッチング電源の小型化・低価格化
を実現できる。
【００２６】更に、好ましくは、制御回路はスイッチン
グデバイスの入力側主端子に接続された検出端子を備え
る（請求項１０）。
グデバイスの入力側主端子に接続された検出端子を備え
る（請求項１０）。
【００２７】更に、好ましくは、過電流保護手段を備え
る（請求項１１）。この構成により、スイッチングデバ
イスの破壊を防止し、スイッチング電源を破壊から保護
する機能が高まる。
る（請求項１１）。この構成により、スイッチングデバ
イスの破壊を防止し、スイッチング電源を破壊から保護
する機能が高まる。
【００２８】更に、好ましくは、過電流保護手段と過熱
保護手段とを備える（請求項１２）。この構成により、
スイッチングデバイスの破壊を防止し、スイッチング電
源を破壊から保護する機能が高まる。
保護手段とを備える（請求項１２）。この構成により、
スイッチングデバイスの破壊を防止し、スイッチング電
源を破壊から保護する機能が高まる。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。
て説明する。
【００３０】図１は本発明の第１の実施形態におけるス
イッチング電源回路を示す。この回路は主要な要素とし
て、スイッチングデバイス１、起動用電源ブロック１
３、制御回路１４、変換回路１６，及び出力電圧検出回
路１５、および帰還回路１７を含む。
イッチング電源回路を示す。この回路は主要な要素とし
て、スイッチングデバイス１、起動用電源ブロック１
３、制御回路１４、変換回路１６，及び出力電圧検出回
路１５、および帰還回路１７を含む。
【００３１】スイッチングデバイス１はＮチャンネルＭ
ＯＳからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子６
が接続されている。入力側主端子６はさらに、入力側平
滑用コンデンサ７の正極端子、および起動用電源ブロッ
ク１３に接続されている。
ＯＳからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子６
が接続されている。入力側主端子６はさらに、入力側平
滑用コンデンサ７の正極端子、および起動用電源ブロッ
ク１３に接続されている。
【００３２】変換回路１６は、コイル２と、コイル２に
よる回生電流を流すための回生用ダイオード３と、出力
側平滑用コンデンサ４とからなる。回生用ダイオード３
のアノード端子は接地され、そのカソード端子とコイル
２の接続点が、スイッチングデバイス１のソース端子に
接続されている。コイル２の他方の端子とコンデンサ４
の正極端子との接続点は、出力側主端子５に接続されて
いる。
よる回生電流を流すための回生用ダイオード３と、出力
側平滑用コンデンサ４とからなる。回生用ダイオード３
のアノード端子は接地され、そのカソード端子とコイル
２の接続点が、スイッチングデバイス１のソース端子に
接続されている。コイル２の他方の端子とコンデンサ４
の正極端子との接続点は、出力側主端子５に接続されて
いる。
【００３３】出力電圧検出回路１５は、出力側主端子５
に接続されており、その出力信号は帰還回路１７に入力
される。
に接続されており、その出力信号は帰還回路１７に入力
される。
【００３４】制御回路１４の出力信号端子はスイッチン
グデバイス１のゲート端子に接続されており、スイッチ
ングデバイス１をオン状態にすることができる時間は、
制御回路１４で一定に保たれる。
グデバイス１のゲート端子に接続されており、スイッチ
ングデバイス１をオン状態にすることができる時間は、
制御回路１４で一定に保たれる。
【００３５】制御回路１４の検出端子はスイッチングデ
バイス１の入力側主端子に接続されており、スイッチン
グデバイス１のオン電圧を検出している。そのため、制
御回路１４にはスイッチングデバイス１のオン抵抗を過
電流レベル検出抵抗とした過電流保護機能が内蔵されて
おり、スイッチングデバイス１がオンしている期間にお
いては、常にスイッチングデバイス１の入力端子と出力
端子の間には過電流検出レベルの電流が流れる。スイッ
チングデバイス１のオンデューティーは、変換回路１６
中のコイル２のインダクタンス値で決定される。
バイス１の入力側主端子に接続されており、スイッチン
グデバイス１のオン電圧を検出している。そのため、制
御回路１４にはスイッチングデバイス１のオン抵抗を過
電流レベル検出抵抗とした過電流保護機能が内蔵されて
おり、スイッチングデバイス１がオンしている期間にお
いては、常にスイッチングデバイス１の入力端子と出力
端子の間には過電流検出レベルの電流が流れる。スイッ
チングデバイス１のオンデューティーは、変換回路１６
中のコイル２のインダクタンス値で決定される。
【００３６】ここで、スイッチングデバイス１をオン状
態にすることができる時間は制御回路１４において設定
されているものであり、変換回路１６中のコイル２のイ
ンダクタンス値により決定されるスイッチングデバイス
１のオンしている期間よりも長い。
態にすることができる時間は制御回路１４において設定
されているものであり、変換回路１６中のコイル２のイ
ンダクタンス値により決定されるスイッチングデバイス
１のオンしている期間よりも長い。
【００３７】制御回路１４の電源端子は、制御回路電源
用コンデンサ１１の一方（正極）の端子に、制御回路１
４のグランド端子は制御回路電源用コンデンサ１１の他
方（負極）の端子に接続され、制御回路電源用コンデン
サ１１は制御回路１４の電源電圧となっている。
用コンデンサ１１の一方（正極）の端子に、制御回路１
４のグランド端子は制御回路電源用コンデンサ１１の他
方（負極）の端子に接続され、制御回路電源用コンデン
サ１１は制御回路１４の電源電圧となっている。
【００３８】制御回路電源用コンデンサ１１の一方の端
子は、電源切替ブロック１２と起動用電源ブロック１３
を介してスイッチングデバイス１のドレイン端子に接続
され、制御回路電源用コンデンサ１１の他方の端子は、
スイッチングデバイス１のソース端子に接続されてい
る。
子は、電源切替ブロック１２と起動用電源ブロック１３
を介してスイッチングデバイス１のドレイン端子に接続
され、制御回路電源用コンデンサ１１の他方の端子は、
スイッチングデバイス１のソース端子に接続されてい
る。
【００３９】帰還回路１７は、出力電圧検出回路１５の
出力信号により制御され、出力電圧検出回路１５の出力
信号に応じて制御回路１４を動作状態、または休止状態
（又は停止状態）にする。帰還回路１７のグランド端子
は、制御回路１４のグランド端子と制御回路電源用コン
デンサ１１の一方（負極）の端子に接続されている。
出力信号により制御され、出力電圧検出回路１５の出力
信号に応じて制御回路１４を動作状態、または休止状態
（又は停止状態）にする。帰還回路１７のグランド端子
は、制御回路１４のグランド端子と制御回路電源用コン
デンサ１１の一方（負極）の端子に接続されている。
【００４０】なお、起動用電源ブロック１３は、入力側
主端子６に印加された電圧から制御用電源電圧を形成
し、電源切替ブロック１２を経て制御回路１４へ供給す
る。電源切替ブロック１２は、スイッチング電源が正常
に動作を始めたとき、制御回路１４の電源電圧を制御回
路電源用コンデンサ１１から供給するように切り換える
ためのものであるが、一旦スイッチング電源が動作を始
めると、制御回路電源用コンデンサ１１の両端子間の電
圧を一定に保つように随時オンオフし、起動用電源ブロ
ック１３から制御回路電源用コンデンサ１１へ電流を供
給する。
主端子６に印加された電圧から制御用電源電圧を形成
し、電源切替ブロック１２を経て制御回路１４へ供給す
る。電源切替ブロック１２は、スイッチング電源が正常
に動作を始めたとき、制御回路１４の電源電圧を制御回
路電源用コンデンサ１１から供給するように切り換える
ためのものであるが、一旦スイッチング電源が動作を始
めると、制御回路電源用コンデンサ１１の両端子間の電
圧を一定に保つように随時オンオフし、起動用電源ブロ
ック１３から制御回路電源用コンデンサ１１へ電流を供
給する。
【００４１】以上のように構成されたスイッチング電源
の動作を説明する。
の動作を説明する。
【００４２】まず、入力側主端子６に直流電圧（第１の
直流電圧）が印加され、起動電圧以上に達すると、起動
用電源ブロック１３で制御回路用電源が形成され、電源
切替ブロック１２を経由し、制御回路電源用コンデンサ
１１への電流供給が開始される。これにより、制御回路
電源用コンデンサ１１の両端電圧Ｖｃが上昇する。この
とき、出力側主端子５は０［Ｖ］である。Ｖｃが制御回
路１４を駆動させるために必要な電圧に達すると、制御
回路１４よりスイッチングデバイス１の制御端子に、図
２に示すオン時間幅Ｔｇの出力信号Ｖｇが伝達され、ス
イッチングデバイス１は断続的なオンオフ状態（発振状
態）となる。スイッチングデバイス１がオン状態におい
て、入力側主端子６よりコイル２に電流Ｉｐが流れ込
む。スイッチングデバイス１がオフ状態に変化すると、
入力側主端子６からコイル２への電流供給が無くなり、
コイル２に蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオー
ド３を経由して出力側主端子５に供給される。なお、回
生用ダイオード３は、スイッチングデバイス１と同程度
の耐圧が必要であり、リカバリー特性は高速であるほど
電圧変換効率が良いので、Ｔｒｒ（逆回復時間、逆方向
電流時間）は５０ｎｓ程度が望ましい。
直流電圧）が印加され、起動電圧以上に達すると、起動
用電源ブロック１３で制御回路用電源が形成され、電源
切替ブロック１２を経由し、制御回路電源用コンデンサ
１１への電流供給が開始される。これにより、制御回路
電源用コンデンサ１１の両端電圧Ｖｃが上昇する。この
とき、出力側主端子５は０［Ｖ］である。Ｖｃが制御回
路１４を駆動させるために必要な電圧に達すると、制御
回路１４よりスイッチングデバイス１の制御端子に、図
２に示すオン時間幅Ｔｇの出力信号Ｖｇが伝達され、ス
イッチングデバイス１は断続的なオンオフ状態（発振状
態）となる。スイッチングデバイス１がオン状態におい
て、入力側主端子６よりコイル２に電流Ｉｐが流れ込
む。スイッチングデバイス１がオフ状態に変化すると、
入力側主端子６からコイル２への電流供給が無くなり、
コイル２に蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオー
ド３を経由して出力側主端子５に供給される。なお、回
生用ダイオード３は、スイッチングデバイス１と同程度
の耐圧が必要であり、リカバリー特性は高速であるほど
電圧変換効率が良いので、Ｔｒｒ（逆回復時間、逆方向
電流時間）は５０ｎｓ程度が望ましい。
【００４３】入力側主端子６に直流電圧を印加後、上記
のスイッチング動作を繰り返し、出力側主端子５の電圧
値Ｖoutが上昇して希望する電圧Ｖo以上に達すると、出
力電圧検出回路１５より信号が出力される。それによ
り、帰還回路１７が動作し、制御回路１４を動作状態か
ら休止（又は停止）状態にする。制御回路１４が休止
（又は停止）状態になると、スイッチングデバイス１は
発振状態から休止（又は停止）状態となり、出力側主端
子の電圧値Ｖoutは低下する。再びＶoutがＶo以下にな
ると、出力電圧検出回路１５からの信号の出力は停止
し、制御回路１４は休止（又は停止）状態より再び動作
状態になる。そのため、スイッチングデバイス１は休止
（又は停止）状態から再び発振状態となり、出力側主端
子５の電圧Ｖoutは上昇する。このように、出力側主端
子５の電圧Ｖoutの電圧変化（リップル電圧）が、所定
の電圧Ｖｏを基準に比較され、スイッチングデバイス１
が発振・休止（又は停止）する。
のスイッチング動作を繰り返し、出力側主端子５の電圧
値Ｖoutが上昇して希望する電圧Ｖo以上に達すると、出
力電圧検出回路１５より信号が出力される。それによ
り、帰還回路１７が動作し、制御回路１４を動作状態か
ら休止（又は停止）状態にする。制御回路１４が休止
（又は停止）状態になると、スイッチングデバイス１は
発振状態から休止（又は停止）状態となり、出力側主端
子の電圧値Ｖoutは低下する。再びＶoutがＶo以下にな
ると、出力電圧検出回路１５からの信号の出力は停止
し、制御回路１４は休止（又は停止）状態より再び動作
状態になる。そのため、スイッチングデバイス１は休止
（又は停止）状態から再び発振状態となり、出力側主端
子５の電圧Ｖoutは上昇する。このように、出力側主端
子５の電圧Ｖoutの電圧変化（リップル電圧）が、所定
の電圧Ｖｏを基準に比較され、スイッチングデバイス１
が発振・休止（又は停止）する。
【００４４】制御回路１４は、コイル２の高圧側に位置
し、スイッチングデバイス１のソース端子、言い換えれ
ば、コイル２の高圧側端子を基準電位として動作する。
し、スイッチングデバイス１のソース端子、言い換えれ
ば、コイル２の高圧側端子を基準電位として動作する。
【００４５】帰還回路１７が、制御回路１４を動作状態
から休止状態（又は停止状態）にする動作は次の通りで
ある。出力電圧検出回路１５の信号により、帰還回路１
７はオンあるいはオフする。帰還回路１７がオン状態の
時、制御回路１４の入力端子と制御回路１４の基準電位
（スイッチングデバイス１のソース電位）の電位差がゼ
ロとなるため、制御回路１４の発振が休止（又は停止）
し、休止状態（又は停止状態）となる。帰還回路１７が
オフ状態の時は、制御回路１４の入力端子と制御回路１
４の基準電位の間に電位差が生じ、制御回路１４は動作
状態となる。
から休止状態（又は停止状態）にする動作は次の通りで
ある。出力電圧検出回路１５の信号により、帰還回路１
７はオンあるいはオフする。帰還回路１７がオン状態の
時、制御回路１４の入力端子と制御回路１４の基準電位
（スイッチングデバイス１のソース電位）の電位差がゼ
ロとなるため、制御回路１４の発振が休止（又は停止）
し、休止状態（又は停止状態）となる。帰還回路１７が
オフ状態の時は、制御回路１４の入力端子と制御回路１
４の基準電位の間に電位差が生じ、制御回路１４は動作
状態となる。
【００４６】なお、帰還回路１７による制御回路１４の
動作状態、休止（又は停止）状態の制御方法として、電
流制御による方法と電圧制御による方法の２つが考えら
れる。前者の電流制御による方法では、帰還回路１７へ
の電流量が所定のしきい値より増加すると、帰還回路１
７のスイッチがオン状態となる。そして、しきい値より
減少すると、帰還回路１７のスイッチがオフ状態とな
る。次に、後者の電圧制御による方法では、帰還回路１
７の両端の電圧が所定のしきい値より増加すると、帰還
回路１７のスイッチがオフ状態となる。そして、しきい
値より減少すると、帰還回路１７のスイッチがオン状態
となる。これら２つの制御に関する回路は制御回路１４
内部、又は帰還回路１７内部に内蔵させることができ
る。
動作状態、休止（又は停止）状態の制御方法として、電
流制御による方法と電圧制御による方法の２つが考えら
れる。前者の電流制御による方法では、帰還回路１７へ
の電流量が所定のしきい値より増加すると、帰還回路１
７のスイッチがオン状態となる。そして、しきい値より
減少すると、帰還回路１７のスイッチがオフ状態とな
る。次に、後者の電圧制御による方法では、帰還回路１
７の両端の電圧が所定のしきい値より増加すると、帰還
回路１７のスイッチがオフ状態となる。そして、しきい
値より減少すると、帰還回路１７のスイッチがオン状態
となる。これら２つの制御に関する回路は制御回路１４
内部、又は帰還回路１７内部に内蔵させることができ
る。
【００４７】以上の動作を繰り返すことにより、スイッ
チングデバイス１は、断続的なオンオフ制御に加え、オ
ンオフ制御されない期間、すなわち休止（又は停止）期
間を有する間欠動作となる。制御回路１４は、出力側主
端子５の電圧Ｖoutが出力電圧として設定したＶoで一定
となるように、スイッチングデバイス１を制御する。そ
の制御のために制御回路１４は、出力側主端子５に接続
された負荷の状態変化（すなわち出力電流変化、又は出
力電力変化）に対して、上記の休止（又は停止）期間が
線形的に変化する。それにより、良好な負荷特性が得ら
れる。
チングデバイス１は、断続的なオンオフ制御に加え、オ
ンオフ制御されない期間、すなわち休止（又は停止）期
間を有する間欠動作となる。制御回路１４は、出力側主
端子５の電圧Ｖoutが出力電圧として設定したＶoで一定
となるように、スイッチングデバイス１を制御する。そ
の制御のために制御回路１４は、出力側主端子５に接続
された負荷の状態変化（すなわち出力電流変化、又は出
力電力変化）に対して、上記の休止（又は停止）期間が
線形的に変化する。それにより、良好な負荷特性が得ら
れる。
【００４８】図２は図１の回路の各部の電流電圧波形を
示し、図２の各波形図の左側に示した符号は、図１の各
部に記した符号と対応する。図２（ａ）は非連続モード
状態を示す。非連続モード状態における出力電流Ｉｏと
コイル２の値Ｌに関する条件式は、入力電圧をＶｉｎ、
出力電圧をＶｏｕｔ、スイッチングデバイス１の発振周
波数をｆｃ、過電流検出レベルをＩLIMITとすると、そ
れぞれ以下の不等式（１）、（２）で表される。
示し、図２の各波形図の左側に示した符号は、図１の各
部に記した符号と対応する。図２（ａ）は非連続モード
状態を示す。非連続モード状態における出力電流Ｉｏと
コイル２の値Ｌに関する条件式は、入力電圧をＶｉｎ、
出力電圧をＶｏｕｔ、スイッチングデバイス１の発振周
波数をｆｃ、過電流検出レベルをＩLIMITとすると、そ
れぞれ以下の不等式（１）、（２）で表される。
【００４９】
【数１】 Ｉｏ＜ＩLIMIT／２ ・・・・・・（１）
【００５０】
【数２】 （（２×Ｖｏｕｔ×Ｉｏ）／（ＩLIMIT２×ｆｃ)）＜Ｌ ＜（（（１−Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ)×Ｖｏｕｔ）／（ＩLIMIT×ｆｃ)） ・・・・・・（２） 図２（ｂ）は連続モード状態を表す。同様に、連続モー
ドにおける出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件
は、それぞれ以下の不等式（３）、（４）で表される。
ドにおける出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件
は、それぞれ以下の不等式（３）、（４）で表される。
【００５１】
【数３】 Ｉｏ＞ＩLIMIT／２ ・・・・・・（３）
【００５２】
【数４】 Ｌ＞（（（１−Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ)×Ｖｏｕｔ） ／（２×（ＩLIMIT−Ｉｏ）×ｆｃ)）・・・・・・（４） 更に、制御回路１４を動作状態から休止（又は停止）状
態へ移行するために必要な電流（又は電圧）レベルと、
休止（又は停止）状態から動作状態に移行するために必
要な電流（又は電圧）レベルに、ヒステリシス特性を持
たせると、安定した休止（又は停止）状態をつくること
が可能となる。その方法として、３つの方法がある。第
１の方法は、制御回路１４にヒステリシス特性を持たせ
る方法である。第２の方法は、帰還回路１７にヒステリ
シス特性を持たせて制御回路１４を制御する方法であ
る。第３の方法は、出力電圧検出回路１５に２つの規定
電圧値を設けて、その規定電圧値間でスイッチングデバ
イス１をオンオフ制御させる方法である。
態へ移行するために必要な電流（又は電圧）レベルと、
休止（又は停止）状態から動作状態に移行するために必
要な電流（又は電圧）レベルに、ヒステリシス特性を持
たせると、安定した休止（又は停止）状態をつくること
が可能となる。その方法として、３つの方法がある。第
１の方法は、制御回路１４にヒステリシス特性を持たせ
る方法である。第２の方法は、帰還回路１７にヒステリ
シス特性を持たせて制御回路１４を制御する方法であ
る。第３の方法は、出力電圧検出回路１５に２つの規定
電圧値を設けて、その規定電圧値間でスイッチングデバ
イス１をオンオフ制御させる方法である。
【００５３】以下に、本発明の他の実施形態を示す。以
下の実施形態の回路は、基本的な動作原理は第１の実施
形態の回路と同じであり、従って図１と同一の要素につ
いては、同一の番号を付して説明を省略する。
下の実施形態の回路は、基本的な動作原理は第１の実施
形態の回路と同じであり、従って図１と同一の要素につ
いては、同一の番号を付して説明を省略する。
【００５４】図３は、本発明の第２の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図３に示すように、出力
電圧検出回路１５はツェナーダイオード８と発光部９で
構成され、帰還回路１７は受光部を有するスイッチ素子
１０で構成されている。出力側主端子５の電圧がツェナ
ーダイオード８の降伏電圧Ｖｚと発光部９の順方向電圧
Ｖｆの合計電圧（Ｖｚ＋Ｖｆ）より高くなると、出力側
主端子５から発光部９、ツェナーダイオード８に電流が
流れ込み、帰還回路１７である受光部を有するスイッチ
素子１０に電流が流れる。これにより、制御回路１４に
出力側主端子５の電圧値に応じた信号がフィードバック
され、スイッチングデバイス１の断続的なオンオフ制御
に休止（又は停止）期間が発生する。すなわち、スイッ
チ素子１０を構成するトランジスタがオン状態となり、
ある値以上の電流が流れるとスイッチングデバイスは停
止し、また、トランジスタがオフあるいはある電流以下
になると、スイッチングデバイスは発振を開始する。出
力電圧の負荷の状態変化に対する動作は、第１の実施形
態と同じである。
スイッチング電源回路を示す。図３に示すように、出力
電圧検出回路１５はツェナーダイオード８と発光部９で
構成され、帰還回路１７は受光部を有するスイッチ素子
１０で構成されている。出力側主端子５の電圧がツェナ
ーダイオード８の降伏電圧Ｖｚと発光部９の順方向電圧
Ｖｆの合計電圧（Ｖｚ＋Ｖｆ）より高くなると、出力側
主端子５から発光部９、ツェナーダイオード８に電流が
流れ込み、帰還回路１７である受光部を有するスイッチ
素子１０に電流が流れる。これにより、制御回路１４に
出力側主端子５の電圧値に応じた信号がフィードバック
され、スイッチングデバイス１の断続的なオンオフ制御
に休止（又は停止）期間が発生する。すなわち、スイッ
チ素子１０を構成するトランジスタがオン状態となり、
ある値以上の電流が流れるとスイッチングデバイスは停
止し、また、トランジスタがオフあるいはある電流以下
になると、スイッチングデバイスは発振を開始する。出
力電圧の負荷の状態変化に対する動作は、第１の実施形
態と同じである。
【００５５】図３のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件も、上式
（１）〜（４）と同じである。
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件も、上式
（１）〜（４）と同じである。
【００５６】また、第２の実施形態において、出力電圧
検出回路１５と帰還回路１７をフォトカプラ（発光部９
と受光部を有するスイッチ素子１０を含む）で構成すれ
ば、回路を構成する部品点数を削減することが可能であ
る。
検出回路１５と帰還回路１７をフォトカプラ（発光部９
と受光部を有するスイッチ素子１０を含む）で構成すれ
ば、回路を構成する部品点数を削減することが可能であ
る。
【００５７】図４は、本発明の第３の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路１７が、制御回路１４の電源電圧となる制御回路
電源用コンデンサ１１に並列接続されている。出力電圧
の負荷の状態変化に対する動作は、第１の実施形態と同
じである。この場合、出力電圧検出回路１５の出力信号
により帰還回路１７がオン状態となると、制御回路１４
の電源電圧（制御回路電源用コンデンサ１１の両端の電
圧）が０［Ｖ］となるため制御回路１４の動作が停止
し、強制的にスイッチングデバイス１をオフ状態にす
る。従って、この場合はスイッチングデバイス１だけで
なく制御回路１４も停止させることになり、図１の回路
に比べ、更に消費電力を削減することが可能となる。
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路１７が、制御回路１４の電源電圧となる制御回路
電源用コンデンサ１１に並列接続されている。出力電圧
の負荷の状態変化に対する動作は、第１の実施形態と同
じである。この場合、出力電圧検出回路１５の出力信号
により帰還回路１７がオン状態となると、制御回路１４
の電源電圧（制御回路電源用コンデンサ１１の両端の電
圧）が０［Ｖ］となるため制御回路１４の動作が停止
し、強制的にスイッチングデバイス１をオフ状態にす
る。従って、この場合はスイッチングデバイス１だけで
なく制御回路１４も停止させることになり、図１の回路
に比べ、更に消費電力を削減することが可能となる。
【００５８】図５は、図４の各部の電流・電圧波形を示
し、図５（ａ）は非連続モード状態を、図５（ｂ）は連
続モード状態を表す。非連続モードと連続モードにおけ
る出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は上式
（１）〜（４）と同じである。
し、図５（ａ）は非連続モード状態を、図５（ｂ）は連
続モード状態を表す。非連続モードと連続モードにおけ
る出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は上式
（１）〜（４）と同じである。
【００５９】図６は、本発明の第４の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図６の回路は、第３の実
施形態（図４）のより具体的な例であり、動作原理は第
３の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路１
５はツェナーダイオード８と発光部９で構成され、帰還
回路１７が受光部を有するスイッチ素子１０で構成され
ている。
スイッチング電源回路を示す。図６の回路は、第３の実
施形態（図４）のより具体的な例であり、動作原理は第
３の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路１
５はツェナーダイオード８と発光部９で構成され、帰還
回路１７が受光部を有するスイッチ素子１０で構成され
ている。
【００６０】図６のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図５と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は、上式
（１）〜（４）と同じである。
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図５と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は、上式
（１）〜（４）と同じである。
【００６１】なお、第４の実施形態において、出力電圧
検出回路１５の発光部９と帰還回路１７である受光部を
有するスイッチ素子１０を一体化したフォトカプラを用
いれば回路を構成する部品の数を削減することができ
る。
検出回路１５の発光部９と帰還回路１７である受光部を
有するスイッチ素子１０を一体化したフォトカプラを用
いれば回路を構成する部品の数を削減することができ
る。
【００６２】図７は、本発明の第５の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路１７がスイッチングデバイス１のゲート端子に接
続されている。従って、この回路の場合、出力電圧検出
回路１５の出力信号により帰還回路１７がオン状態とな
ると、スイッチングデバイス１は強制的にオフ状態にな
り、スイッチングデバイス１のオンオフ制御は停止され
る。
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路１７がスイッチングデバイス１のゲート端子に接
続されている。従って、この回路の場合、出力電圧検出
回路１５の出力信号により帰還回路１７がオン状態とな
ると、スイッチングデバイス１は強制的にオフ状態にな
り、スイッチングデバイス１のオンオフ制御は停止され
る。
【００６３】図７のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は、上式
（１）〜（４）と同じである。
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件は、上式
（１）〜（４）と同じである。
【００６４】図８は、本発明の第６の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図８の回路は、第５の実
施形態（図７）のより具体的な例であり、動作原理は第
５の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路１
５はツェナーダイオード８と発光部９で構成され、帰還
回路１７が受光部を有するスイッチング素子１０で構成
されている。
スイッチング電源回路を示す。図８の回路は、第５の実
施形態（図７）のより具体的な例であり、動作原理は第
５の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路１
５はツェナーダイオード８と発光部９で構成され、帰還
回路１７が受光部を有するスイッチング素子１０で構成
されている。
【００６５】図８のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件も、上式
（１）〜（４）と同じである。
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図２と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ｉｏとコイル２の値Ｌに関する条件も、上式
（１）〜（４）と同じである。
【００６６】なお、コイル２とダイオード３と検出電圧
検出回路１５の配置を入れ替えて、出力側主端子５に出
力される電圧の極性が負極となる構成にしても良い。図
９の回路は、図３に示した第２の実施形態（第１の実施
形態の具体例）を負極性電圧源とした、本発明の第７の
実施形態におけるスイッチング電源回路である。他の実
施形態も同様に、コイル２とダイオード３と検出電圧検
出回路１５の配置を入れ替えて、負極性電圧源にするこ
とができる。この図９のように、出力側主端子５に出力
される電圧の極性を負極性とすることにより、負極性の
制御電圧源が必要な装置においても、正極性電圧源と基
本回路が同等の、本発明のスイッチング電源を適用でき
る。
検出回路１５の配置を入れ替えて、出力側主端子５に出
力される電圧の極性が負極となる構成にしても良い。図
９の回路は、図３に示した第２の実施形態（第１の実施
形態の具体例）を負極性電圧源とした、本発明の第７の
実施形態におけるスイッチング電源回路である。他の実
施形態も同様に、コイル２とダイオード３と検出電圧検
出回路１５の配置を入れ替えて、負極性電圧源にするこ
とができる。この図９のように、出力側主端子５に出力
される電圧の極性を負極性とすることにより、負極性の
制御電圧源が必要な装置においても、正極性電圧源と基
本回路が同等の、本発明のスイッチング電源を適用でき
る。
【００６７】図１０は、本発明の第８の実施形態におけ
るスイッチング電源回路である。基本動作は図１の実施
形態と同様であるが、制御回路１４の具体的な構成例を
示した。この回路において、三角波生成回路２０は周波
数が一定（例えば、４４ｋHz)の三角波キャリア信号を
生成する。この三角波キャリア信号電圧と、電圧Ｖｃを
抵抗２１，２２で分割した電圧（あるいは電源電圧Ｖ
ｃ）とを、比較器１９で比較し、スイッチングデバイス
１のゲート端子に入力する。スイッチングデバイス１の
オンできる時間は、前述のように電源切替ブロック１２
により制御回路電源用コンデンサ１１の両端子間の電圧
Ｖｃが一定に保たれているために、抵抗２１，２２の抵
抗分割比で変えることができる。
るスイッチング電源回路である。基本動作は図１の実施
形態と同様であるが、制御回路１４の具体的な構成例を
示した。この回路において、三角波生成回路２０は周波
数が一定（例えば、４４ｋHz)の三角波キャリア信号を
生成する。この三角波キャリア信号電圧と、電圧Ｖｃを
抵抗２１，２２で分割した電圧（あるいは電源電圧Ｖ
ｃ）とを、比較器１９で比較し、スイッチングデバイス
１のゲート端子に入力する。スイッチングデバイス１の
オンできる時間は、前述のように電源切替ブロック１２
により制御回路電源用コンデンサ１１の両端子間の電圧
Ｖｃが一定に保たれているために、抵抗２１，２２の抵
抗分割比で変えることができる。
【００６８】以上に示した回路構成を用いることによ
り、大幅な消費電力の削減が可能となる。
り、大幅な消費電力の削減が可能となる。
【００６９】上記の実施形態において、スイッチングデ
バイス１として、ＮチャンネルＭＯＳを用いたが、Ｎチ
ャンネルＩＧＢＴ等のＮチャンネルトランジスタあるい
はＮＰＮ型トランジスタを用いても同様の効果が得られ
る。
バイス１として、ＮチャンネルＭＯＳを用いたが、Ｎチ
ャンネルＩＧＢＴ等のＮチャンネルトランジスタあるい
はＮＰＮ型トランジスタを用いても同様の効果が得られ
る。
【００７０】また、上記の実施形態において、スイッチ
ングデバイス１の入力側主端子に接続された検出端子を
用いることによりスイッチングデバイス１のオン抵抗を
過電流保護機能の過電流レベル検出抵抗としたが、この
検出端子を省き、入力側主端子６、スイッチングデバイ
ス１、コイル２、出力側主端子６の各ブロック間に抵抗
等の電圧降下素子を直列に接続し、この抵抗を検出抵抗
とした過電流保護機能を追加しても良い。また、過負荷
保護機能・スイッチングデバイスの過熱保護機能の回路
ブロックが追加されても良い。
ングデバイス１の入力側主端子に接続された検出端子を
用いることによりスイッチングデバイス１のオン抵抗を
過電流保護機能の過電流レベル検出抵抗としたが、この
検出端子を省き、入力側主端子６、スイッチングデバイ
ス１、コイル２、出力側主端子６の各ブロック間に抵抗
等の電圧降下素子を直列に接続し、この抵抗を検出抵抗
とした過電流保護機能を追加しても良い。また、過負荷
保護機能・スイッチングデバイスの過熱保護機能の回路
ブロックが追加されても良い。
【００７１】さらに、図１、図３、図４、図６、図７、
図８、図９、および図１０における１８で示される範囲
の要素、すなわち、スイッチングデバイス1 、制御回路
１４、電源切替ブロック１２および起動用電源ブロック
１３を、同一の半導体基板上に集積化すると良い。その
際、スイッチングデバイス1の２つの主端子（ソース端
子、ドレイン端子）と制御回路１４の電源電圧となる制
御回路電源用コンデンサ１１を接続する端子と、出力電
圧検出回路１５により制御される帰還回路１７を接続す
る端子の少なくとも４つの端子を外部接続端子として集
積化する。そして、４つ以上の端子を有したパッケージ
に組み込ん組み込むことにより、部品点数が大幅に削減
でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電
源を実現できる。なお、上記の要素のうち、電源切替ブ
ロック１２および起動用電源ブロック１３を除外した範
囲でパッケージ化しても、十分な小型・低価格化の効果
が得られる。
図８、図９、および図１０における１８で示される範囲
の要素、すなわち、スイッチングデバイス1 、制御回路
１４、電源切替ブロック１２および起動用電源ブロック
１３を、同一の半導体基板上に集積化すると良い。その
際、スイッチングデバイス1の２つの主端子（ソース端
子、ドレイン端子）と制御回路１４の電源電圧となる制
御回路電源用コンデンサ１１を接続する端子と、出力電
圧検出回路１５により制御される帰還回路１７を接続す
る端子の少なくとも４つの端子を外部接続端子として集
積化する。そして、４つ以上の端子を有したパッケージ
に組み込ん組み込むことにより、部品点数が大幅に削減
でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電
源を実現できる。なお、上記の要素のうち、電源切替ブ
ロック１２および起動用電源ブロック１３を除外した範
囲でパッケージ化しても、十分な小型・低価格化の効果
が得られる。
【００７２】
【発明の効果】本発明によれば、消費電力を大幅に低減
化した降圧型チョッパ方式のスイッチング電源を実現で
きる。
化した降圧型チョッパ方式のスイッチング電源を実現で
きる。
【００７３】また、高出力を必要としない低出力の降圧
型チョッパ方式のスイッチング電源において、スイッチ
ングデバイスの発振周波数を低減することが可能である
ために、本発明のスイッチング電源を用いれば、低消費
電力化と高効率化を図ることが可能である。特に、入力
側主端子に交流整流した電圧（１００〜４００［Ｖ］）
を第１の直流電圧として入力し、出力側主端子より２５
［Ｖ］以下の電圧を第２の直流電圧として出力する商用
交流入力電圧１００Ｖ系、２００Ｖ系で動作する出力電
力５［Ｗ］以下の電気機器の制御回路用電源において、
消費電力の削減効果と高効率化が著しい。
型チョッパ方式のスイッチング電源において、スイッチ
ングデバイスの発振周波数を低減することが可能である
ために、本発明のスイッチング電源を用いれば、低消費
電力化と高効率化を図ることが可能である。特に、入力
側主端子に交流整流した電圧（１００〜４００［Ｖ］）
を第１の直流電圧として入力し、出力側主端子より２５
［Ｖ］以下の電圧を第２の直流電圧として出力する商用
交流入力電圧１００Ｖ系、２００Ｖ系で動作する出力電
力５［Ｗ］以下の電気機器の制御回路用電源において、
消費電力の削減効果と高効率化が著しい。
【００７４】また、本発明の降圧型チョッパ方式スイッ
チング電源の出力電圧は、基本的に出力電圧検出回路で
決まる。例えば、請求項５あるいは７に記載の発明にお
いて、出力電圧は基本的に出力電圧検出回路内のツェナ
ーダイオードの降伏電圧により決定される。そのため、
出力電圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュ
レータのような使い易さを達成することが可能である。
チング電源の出力電圧は、基本的に出力電圧検出回路で
決まる。例えば、請求項５あるいは７に記載の発明にお
いて、出力電圧は基本的に出力電圧検出回路内のツェナ
ーダイオードの降伏電圧により決定される。そのため、
出力電圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュ
レータのような使い易さを達成することが可能である。
【００７５】また、本発明の降圧型チョッパ方式スイッ
チング電源の出力電圧は、正極性電圧源と負極性電圧源
の両方に対応ができ、回路構成も基本的に同じである。
チング電源の出力電圧は、正極性電圧源と負極性電圧源
の両方に対応ができ、回路構成も基本的に同じである。
【００７６】また、１００［Ｖ］以上の直流電圧を２５
［Ｖ］以下の直流電圧に変換するスイッチング電源にお
いて、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著しい。
［Ｖ］以下の直流電圧に変換するスイッチング電源にお
いて、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著しい。
【００７７】また、スイッチングデバイス、制御回路、
電源切替ブロックおよび起動用電源ブロックを、同一の
半導体基板上に集積化することにより、より小型・低価
格の電源を実現できる。
電源切替ブロックおよび起動用電源ブロックを、同一の
半導体基板上に集積化することにより、より小型・低価
格の電源を実現できる。
【図１】 本発明の第1の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図２】 図１のスイッチング電源おける各部の動作波
形図
形図
【図３】 本発明の第２の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図４】 本発明の第３の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図５】 図４のスイッチング電源おける各部の動作波
形図
形図
【図６】 本発明の第４の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図７】 本発明の第５の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図８】 本発明の第６の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図９】 本発明の第７の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
を示す回路図
【図１０】 本発明の第８の実施形態のスイッチング電
源を示す回路図
源を示す回路図
【図１１】 従来のスイッチング電源を示す回路図
【図１２】 図１１のスイッチング電源における各部の
動作波形図
動作波形図
１ スイッチングデバイス ２ コイル ３ 回生用ダイオード ４ コンデンサ ５ 出力側主端子 ６ 入力側主端子 ７ 入力側平滑用コンデンサ ８ ツェナダイオード ９ 発光部 １０ 受光部を有するスイッチ素子 １１ 制御回路電源用コンデンサ １２ 電源切替ブロック １３ 起動用電源ブロック １４ 制御回路 １５ 出力電圧検出回路 １６ 変換回路 １７ 帰還回路 １８ 同一の半導体基板上に集積される範囲 １９ 比較器 ２０ 三角波生成回路 ２１ 抵抗 ２２ 抵抗 ５１ スイッチングデバイス ５２ コイル ５３ 回生用ダイオード ５４ コンデンサ ５５ 出力側主端子 ５６ 入力側主端子 ５７ コンデンサ ５８ ダイオード ５９ ツェナダイオード ６０ 制御回路電源用コンデンサ ６１ 電源切替ブロック ６２ 比較器 ６３ 起動用電源ブロック ６４ 抵抗 ６５ 抵抗 ６６ 制御回路 ６７ 出力電圧検出回路 ６８ 変換回路 ６９ ＰＷＭパルス生成回路 ７０ 三角波生成回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山西 雄司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 八谷 佳明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平10−191625（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−42771（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−116665（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−161020（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−240422（ＪＰ，Ａ)
Claims (10)
- 【請求項１】 入力端子と出力端子と制御端子とを有
し、入力側主端子を介して前記入力端子に供給される第
１の直流電圧をオンオフして前記出力端子に出力するた
めのスイッチングデバイスと、 前記入力側主端子に接続された入力側平滑用コンデンサ
と、 前記入力側主端子に接続された起動用電源ブロックと、 出力信号端子が前記スイッチングデバイスの制御端子に
接続され、電源端子が電源切替ブロックを介して前記起
動用電源ブロックに接続され、グランド端子が前記スイ
ッチングデバイスの出力端子に接続され、入力信号端子
が帰還回路の出力端子に接続され、前記出力信号端子か
ら一定に設定された周波数で前記スイッチングデバイス
のオンオフ動作を制御する信号を出力する制御回路と、 一端が前記制御回路の電源端子に接続され、他端が前記
制御回路のグランド端子に接続された制御回路電源用コ
ンデンサと、 前記スイッチングデバイスの出力端子に接続され、前記
スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前
記第１の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第２の直流
電圧に変換して出力側主端子に出力する変換回路と、 前記出力側主端子に接続され、前記出力側主端子に出力
される電圧が所定値以上であるときに検出信号を発生す
る出力電圧検出回路と、 前記出力電圧検出回路に接続され、前記検出信号を受け
たときに前記制御回路の入力端子へ信号を出力するよう
に構成された前記帰還回路とを備え、 前記制御回路から出力された前記スイッチングデバイス
のオンオフを制御する信号により一定に設定された周波
数で断続的に駆動される前記スイッチングデバイスの発
振状態のオンオフ動作を、前記帰還回路から出力される
前記信号が前記制御回路に入力されたときに休止又は停
止させるように制御することにより、前記出力側主端子
における電圧に応じて前記休止又は停止させる期間を変
えることを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 制御回路は、基準電位が第２の直流電圧
の基準電位よりも高圧側にあり、出力電圧検出回路は、
前記第２の直流電圧の検出を行い、帰還回路を制御する
請求項１記載のスイッチング電源。 - 【請求項３】 出力電圧検出回路が、少なくともツェナ
ーダイオードと発光部との直列接続回路からなる請求項
１記載のスイッチング電源。 - 【請求項４】 帰還回路が、少なくとも受光部を有する
スイッチ素子からなる請求項１記載のスイッチング電
源。 - 【請求項５】 出力電圧検出回路と帰還回路が、ツェナ
ーダイオードとフォトカプラで構成された請求項１記載
のスイッチング電源。 - 【請求項６】 入力される第１の直流電圧が１００
［Ｖ］以上で、出力される第２の直流電圧が２５［Ｖ］
以下である請求項１記載のスイッチング電源。 - 【請求項７】 スイッチングデバイスおよび制御回路
を、前記スイッチングデバイスの入力端子および出力端
子、制御回路電源用コンデンサを接続する端子、および
帰還回路を接続する端子を含む少なくとも４つの端子を
外部接続端子として、同一の半導体基板上に集積化し、
４つ以上の端子を有するパッケージに組み込んだ請求項
１記載のスイッチング電源。 - 【請求項８】 制御回路が、スイッチングデバイスの入
力側主端子に接続された検出端子を備えた請求項１また
は７記載のスイッチング電源。 - 【請求項９】 過電流保護手段を備えた請求項１または
７記載のスイッチング電源。 - 【請求項１０】 過電流保護手段と過熱保護手段とを備
えた請求項１または７記載のスイッチング電源。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10780599A JP3300683B2 (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | スイッチング電源 |
| US09/546,507 US6294903B1 (en) | 1999-04-15 | 2000-04-11 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10780599A JP3300683B2 (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000308335A JP2000308335A (ja) | 2000-11-02 |
| JP3300683B2 true JP3300683B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=14468491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10780599A Expired - Fee Related JP3300683B2 (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | スイッチング電源 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6294903B1 (ja) |
| JP (1) | JP3300683B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3611039B2 (ja) * | 2001-10-01 | 2005-01-19 | 健 鈴木 | 待機電力回路 |
| JP3571690B2 (ja) | 2001-12-06 | 2004-09-29 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置 |
| JP3693625B2 (ja) * | 2002-04-15 | 2005-09-07 | 沖電気工業株式会社 | 過電流保護回路およびその集積回路 |
| JP3947682B2 (ja) * | 2002-04-26 | 2007-07-25 | Ｆｄｋ株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US7183740B2 (en) * | 2003-06-05 | 2007-02-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Motor drive apparatus, vehicle having the same mounted therein, and computer readable storage medium having a program stored therein to cause computer to control voltage conversion |
| JP3691500B2 (ja) * | 2003-10-29 | 2005-09-07 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4127399B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2008-07-30 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源制御用半導体装置 |
| JP4502378B2 (ja) * | 2004-07-02 | 2010-07-14 | ローム株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP4551155B2 (ja) * | 2004-08-06 | 2010-09-22 | ローム株式会社 | 制御回路、その制御回路を用いた電源装置および電子機器 |
| KR101219033B1 (ko) * | 2004-08-20 | 2013-01-07 | 삼성디스플레이 주식회사 | 전원 공급 장치 및 표시 장치 |
| DE102005009465A1 (de) * | 2005-03-02 | 2006-09-07 | Robert Bosch Gmbh | Transistoranordnung für Gleich- und Wechselrichter |
| US7432695B2 (en) * | 2005-04-18 | 2008-10-07 | Linear Technology Corporation | Adaptive power control for hysteretic regulators |
| DE102006015339B4 (de) * | 2006-04-03 | 2013-03-21 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Selbstoszillierender DC-DC-Abwärtswandler mit Null Hysterese |
| JP2007312515A (ja) * | 2006-05-18 | 2007-11-29 | Sony Corp | スイッチング電源装置、電子機器及びスイッチング電源回路の制御方法 |
| JP5215554B2 (ja) * | 2006-12-14 | 2013-06-19 | 株式会社日立製作所 | 風力発電装置、及び電力変換装置 |
| JP4983275B2 (ja) * | 2007-01-29 | 2012-07-25 | ミツミ電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| TW200838130A (en) * | 2007-03-02 | 2008-09-16 | Beyond Innovation Tech Co Ltd | Switch circuit |
| FR2913828B1 (fr) * | 2007-03-13 | 2009-06-12 | St Microelectronics Sa | Convertisseur dc/dc commande par modulation de largeur d'impulsion, avec un rendement eleve a faible courant de sortie |
| JP2008283798A (ja) * | 2007-05-11 | 2008-11-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | スイッチング制御装置 |
| JP5147554B2 (ja) * | 2008-06-10 | 2013-02-20 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置及びそれに用いる半導体装置 |
| JP5513778B2 (ja) * | 2008-08-18 | 2014-06-04 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源回路 |
| JP6101439B2 (ja) * | 2012-06-19 | 2017-03-22 | ローム株式会社 | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 |
| CN105337494B (zh) * | 2014-08-11 | 2019-01-11 | 邓维增 | 开关电源隔离电路 |
| US20160099643A1 (en) * | 2014-10-06 | 2016-04-07 | Texas Instruments Incorporated | Configurable Power Supply Circuit with External Resistance Detection |
| JP2019161902A (ja) * | 2018-03-14 | 2019-09-19 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | 制御装置、空気調和機、制御方法及びプログラム |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0442771A (ja) | 1990-06-06 | 1992-02-13 | Fujitsu Ltd | 高効率型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JPH08116665A (ja) | 1994-10-17 | 1996-05-07 | Fujitsu Ltd | スイッチングレギュレータ |
| JP3100914B2 (ja) | 1996-12-25 | 2000-10-23 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源 |
| US5852550A (en) * | 1997-08-04 | 1998-12-22 | Philips Electronics North America Corporation | Switched-mode power supply circuit having a very low power stand-by mode |
-
1999
- 1999-04-15 JP JP10780599A patent/JP3300683B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-04-11 US US09/546,507 patent/US6294903B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000308335A (ja) | 2000-11-02 |
| US6294903B1 (en) | 2001-09-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3300683B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP4481879B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3571690B2 (ja) | スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置 | |
| JP4347249B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JP4687958B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP5330962B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US7203080B2 (en) | DC converter | |
| US7304463B2 (en) | DC-DC converter | |
| JPH0576167A (ja) | Ｄｃ／ｄｃ電圧変換装置 | |
| WO2005101629A1 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR20010014888A (ko) | 스위칭 레귤레이터 | |
| KR20050040728A (ko) | 스위칭 전원장치 | |
| JP3100914B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH11332226A (ja) | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US6717826B2 (en) | Method to reduce bus voltage stress in a single-stage single switch power factor correction circuit | |
| JP2002051541A (ja) | スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置 | |
| JP2000116134A (ja) | 電源装置 | |
| JP3490049B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH1132480A (ja) | スイッチング型直流電源装置 | |
| JP4098980B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2858407B2 (ja) | Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2003111396A (ja) | スイッチング電源 | |
| US12051963B2 (en) | Minimum peak current for power converter | |
| JP2002058238A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP7360898B2 (ja) | 非絶縁バックコンバータ用の半導体装置、非絶縁バックコンバータ、及び、電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080419 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090419 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100419 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110419 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120419 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130419 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130419 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140419 Year of fee payment: 12 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |