JP3300683B2 - スイッチング電源 - Google Patents

スイッチング電源

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JP3300683B2
JP3300683B2 JP10780599A JP10780599A JP3300683B2 JP 3300683 B2 JP3300683 B2 JP 3300683B2 JP 10780599 A JP10780599 A JP 10780599A JP 10780599 A JP10780599 A JP 10780599A JP 3300683 B2 JP3300683 B2 JP 3300683B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、非絶縁における降
圧型チョッパ方式のスイッチング電源に関するものであ
る。特に、低消費電力化技術を必要とする降圧型チョッ
パ方式のスイッチング電源に関する。
【0002】
【従来の技術】図11は特開平10−191625号公
報記載の従来のスイッチング電源を示す回路図である。
この回路は主要な要素として、スイッチングデバイス5
1と、起動用電源ブロック63と、制御回路66と、変
換回路68と,出力電圧検出回路67とを含む。
【0003】スイッチングデバイス51はNチャンネル
MOSからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子
56が接続されている。入力側主端子56はさらに、入
力側コンデンサ57の正極端子、および起動用電源ブロ
ック63に接続されている。
【0004】変換回路68は、コイル52と、回生用ダ
イオード53と、コンデンサ54とからなる。回生用ダ
イオード53のアノード端子は接地され、そのカソード
端子とコイル52の接続点が、スイッチングデバイス5
1のソース端子に接続されている。コイル52の他方の
端子と出力側コンデンサ54の正極端子との接続点は、
出力側主端子55に接続されている。
【0005】制御回路66は、PWMパルス生成回路6
9と、比較器62と、抵抗64および65と、三角波生
成回路70とからなる。三角波生成回路70は、周波数
が一定(例えば100[kHz])の三角波キャリア信
号を生成する。PWMパルス生成回路69はスイッチン
グデバイス51の制御端子に接続されている。制御回路
66は、制御回路電源用コンデンサ60の両端の電圧を
電源電圧とし、制御回路電源用コンデンサ60の両端子
間の電位差変動により、スイッチングデバイス51のオ
ンオフ制御を行う。制御回路66はまた、電源切替ブロ
ック61を介して起動用電源ブロック63に接続されて
いる。
【0006】出力電圧検出回路67は、ダイオード58
と、ツェナーダイオード59とからなる。そのツェナー
ダイオード59側の端子は、出力側主端子55に、ダイ
オード58側の端子は、制御回路電源用コンデンサ60
の一方の端子に、それぞれ接続されている。
【0007】この従来のスイッチング電源は、入力側主
端子56に印加される直流電圧を降下して出力端子55
から出力する、降圧型チョッパ方式電源回路である。
【0008】図12に、図11のスイッチング電源の各
部における電流電圧波形を示す。図12の各波形図の左
側に示した符号は、図11の各部に記した符号と対応す
る。制御回路66が起動するまでは、電源切替ブロック
61は、起動用電源ブロック63と制御回路電源用コン
デンサ60を接続するように閉じている。まず、入力側
主端子56に電圧が印加されると、起動用電源ブロック
63から、電源切替ブロック61を介し、制御回路電源
用コンデンサ60に電流が流れ、制御回路66の電源電
圧が上昇する。
【0009】電源電圧が制御回路66の起動電圧以上に
達すると、制御回路66が動作する。このとき、出力電
圧Voutは0[V]である。三角波生成回路70で生成
された三角波キャリア信号電圧と、制御回路66の電源
電圧Vcを抵抗64、65で分割した電圧とが比較器6
2で比較されて、PWMパルス生成回路69より図12
に示す出力信号Vgが、スイッチングデバイス51の制
御端子に供給される。この出力信号Vgは、ある時間幅
(後述するが、この時間幅は制御回路電源用コンデンサ
60の両端の電圧により可変である)でオンになる。こ
れにより、スイッチングデバイス51がオン状態とな
り、スイッチングデバイス51に流れる電流Ipがコイ
ル52へ流れ込む。次にスイッチングデバイス51が制
御回路の出力信号Vgによりオフ状態に変化すると、回
生用ダイオード53を経由して、コイル52に蓄えられ
た電気エネルギーが出力側に供給される。
【0010】出力側主端子55の電圧が上昇し、ツェナ
ーダイオード59の降伏電圧Vz、ダイオード58の順
方向電圧Vf、および制御回路66の電源電圧Vcの合
計(Vz+Vf+Vc)より大きくなると、スイッチン
グデバイス51がオフしたときに、出力側主端子55か
らツェナーダイオード59、ダイオード58を経由して
制御回路電源用コンデンサ60に電流Icが流れ込み、
制御回路66に出力電圧値の情報がフィードバックされ
る。制御回路66の電源電圧Vcが十分高くなると、電
源切替ブロック61により、出力側主端子55から制御
回路66に電源電圧が供給されるように切り替えられ
る。
【0011】三角波生成回路70で生成された三角波キ
ャリア信号電圧と、制御回路66の電源電圧Vcを抵抗
64、65で分割した電圧(あるいは電源電圧Vc)と
を、比較器62で比較して、1つの三角波(1キャリ
ア)中でのスイッチングデバイス51のオンデューティ
ーをPWMパルス生成回路69で決定し、次にスイッチ
ングデバイス51に入力されるパルス幅が決まる。
【0012】このように、従来のスイッチング電源で
は、スイッチングデバイス51のデューティを可変制御
し、出力側主端子55の電圧精度を向上させ、出力側主
端子55の出力電圧Voutを一定に制御している。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源の回路では、出力電圧の精度を向上させるため、パル
ス幅制御方式(PWM方式)を用いている。一般にこの
回路ではスイッチング周波数fcは一定であり、100
〜200[kHz]が一般的である。PWMパルス生成
回路69は、スイッチングデバイス51のオンデューテ
ィーδを決定しており、軽負荷時においては、一定周波
数、且つ最小オンデューティーで動作させている。
【0014】従来例を用いた場合、次の課題が発生す
る。第一に負荷の軽・重に関係なくスイッチングデバイ
スがスイッチングしているために、出力側主端子に無駄
な電力の供給・消費がなされていることになる。第二
に、スイッチング周波数fcが比較的高いためスイッチ
ング損失が増大する。近年、エネルギーあるいは地球環
境保護から省エネルギー化が求められており、電源(主
にスイッチング電源)においては、更なる低消費電力化
・高効率化が必要とされている。しかしながら、従来例
の制御方式では、上記2つの課題が障害となって、更な
る低消費電力化・高効率化は不可能である。
【0015】本発明は、上記2つの課題を解決するもの
であり、スイッチング電源の低消費電力化と高効率化を
提供することを目的としている。
【0016】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源は、入力端子と出力端子と制御端子とを有し、入力側
主端子を介して前記入力端子に供給される第1の直流電
圧をオンオフして前記出力端子に出力するためのスイッ
チングデバイスと、前記入力側主端子に接続された入力
側平滑用コンデンサと、前記入力側主端子に接続された
起動用電源ブロックと、出力信号端子が前記スイッチン
グデバイスの制御端子に接続され、電源端子が電源切替
ブロックを介して前記起動用電源ブロックに接続され、
グランド端子が前記スイッチングデバイスの出力端子に
接続され、入力信号端子が帰還回路の出力端子に接続さ
れ、前記出力信号端子から一定に設定された周波数で前
記スイッチングデバイスのオンオフ動作を制御する信号
を出力する制御回路と、一端が前記制御回路の電源端子
に接続され、他端が前記制御回路のグランド端子に接続
された制御回路電源用コンデンサと、前記スイッチング
デバイスの出力端子に接続され、前記スイッチングデバ
イスによりオンオフされた出力を、前記第1の直流電圧
より電圧の絶対値が小さい第2の直流電圧に変換して出
力側主端子に出力する変換回路と、前記出力側主端子に
接続され、前記出力側主端子に出力される電圧が所定値
以上であるときに検出信号を発生する出力電圧検出回路
と、前記出力電圧検出回路に接続され、前記検出信号を
受けたときに前記制御回路の入力端子へ信号を出力する
ように構成された前記帰還回路とを備え、前記制御回路
から出力された前記スイッチングデバイスのオンオフを
制御する信号により一定に設定された周波数で断続的に
駆動される前記スイッチングデバイスの発振状態のオン
オフ動作を、前記帰還回路から出力される前記信号が前
記制御回路に入力されたときに休止又は停止させるよう
に制御することにより、前記出力側主端子における電圧
に応じて前記休止又は停止させる期間を変えることを特
徴とする(請求項1)。
【0017】
【0018】
【0019】以上の構成によれば、スイッチングデバイ
スの動作が、断続的であるが休止期間を有するように制
御されるので、消費電力を大幅に削減することが可能で
ある。更に、スイッチング周波数を例えば44[kH
z]以下と従来の100〜200[kHz]より低く設
定すれば、スイッチング損失の低減による高効率化と第
3次までの高調波対策を図ったスイッチング電源の実現
が可能となる。また、安定した休止状態を得るために、
制御回路、帰還回路、または出力電圧検出回路におけ
る、制御回路を動作状態から休止(又は停止)状態へ移
行するために必要な電流(又は電圧)レベルと、休止
(又は停止)状態から動作状態へ移行するために必要な
電流(又は電圧)レベルにヒステリシス特性を持たせ
る。これにより、更に安定したスイッチング電源が得ら
れる。
【0020】更に、好ましくは、制御回路は、基準電位
が第2の直流電圧の基準電位よりも高圧側にあり、出
電圧検出回路により第2の直流電圧の検出を行い、帰還
回路を制御する(請求項4)。
【0021】更に、好ましくは、出力電圧検出回路が、
少なくともツェナーダイオードと発光部との直列接続回
路からなる(請求項5)。
【0022】更に、好ましくは、帰還回路が、少なくと
も受光部を有するスイッチ素子からなる(請求項6)。
【0023】更に、好ましくは、出力電圧検出回路と帰
還回路が、ツェナーダイオードとフォトカプラで構成さ
れる(請求項7)。
【0024】更に、好ましくは、入力される第1の直流
電圧が100[V]以上で、出力される第2の直流電圧
が25[V]以下である(請求項8)。このように、1
00[V]以上の直流電圧を25[V]以下の直流電圧
に変換する低出力(5[W]以下)のスイッチング電源
において、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著し
い。
【0025】更に、好ましくは、スイッチングデバイス
および制御回路を、スイッチングデバイスの入力端子お
よび出力端子、制御回路電源用コンデンサを接続する端
子、および帰還回路を接続する端子を含む少なくとも4
つの端子を外部接続端子として、同一の半導体基板上に
集積化し、4つ以上の端子を有するパッケージに組み込
む(請求項9)。この構成により、部品点数の更なる削
減が可能となり、スイッチング電源の小型化・低価格化
を実現できる。
【0026】更に、好ましくは、制御回路はスイッチン
グデバイスの入力側主端子に接続された検出端子を備え
る(請求項10)。
【0027】更に、好ましくは、過電流保護手段を備え
る(請求項11)。この構成により、スイッチングデバ
イスの破壊を防止し、スイッチング電源を破壊から保護
する機能が高まる。
【0028】更に、好ましくは、過電流保護手段と過熱
保護手段とを備える(請求項12)。この構成により、
スイッチングデバイスの破壊を防止し、スイッチング電
源を破壊から保護する機能が高まる。
【0029】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。
【0030】図1は本発明の第1の実施形態におけるス
イッチング電源回路を示す。この回路は主要な要素とし
て、スイッチングデバイス1、起動用電源ブロック1
3、制御回路14、変換回路16,及び出力電圧検出回
路15、および帰還回路17を含む。
【0031】スイッチングデバイス1はNチャンネルM
OSからなり、そのドレイン端子には、入力側主端子6
が接続されている。入力側主端子6はさらに、入力側平
滑用コンデンサ7の正極端子、および起動用電源ブロッ
ク13に接続されている。
【0032】変換回路16は、コイル2と、コイル2に
よる回生電流を流すための回生用ダイオード3と、出力
側平滑用コンデンサ4とからなる。回生用ダイオード3
のアノード端子は接地され、そのカソード端子とコイル
2の接続点が、スイッチングデバイス1のソース端子に
接続されている。コイル2の他方の端子とコンデンサ4
の正極端子との接続点は、出力側主端子5に接続されて
いる。
【0033】出力電圧検出回路15は、出力側主端子5
に接続されており、その出力信号は帰還回路17に入力
される。
【0034】制御回路14の出力信号端子はスイッチン
グデバイス1のゲート端子に接続されており、スイッチ
ングデバイス1をオン状態にすることができる時間は、
制御回路14で一定に保たれる。
【0035】制御回路14の検出端子はスイッチングデ
バイス1の入力側主端子に接続されており、スイッチン
グデバイス1のオン電圧を検出している。そのため、制
御回路14にはスイッチングデバイス1のオン抵抗を過
電流レベル検出抵抗とした過電流保護機能が内蔵されて
おり、スイッチングデバイス1がオンしている期間にお
いては、常にスイッチングデバイス1の入力端子と出力
端子の間には過電流検出レベルの電流が流れる。スイッ
チングデバイス1のオンデューティーは、変換回路16
中のコイル2のインダクタンス値で決定される。
【0036】ここで、スイッチングデバイス1をオン状
態にすることができる時間は制御回路14において設定
されているものであり、変換回路16中のコイル2のイ
ンダクタンス値により決定されるスイッチングデバイス
1のオンしている期間よりも長い。
【0037】制御回路14の電源端子は、制御回路電源
用コンデンサ11の一方(正極)の端子に、制御回路1
4のグランド端子は制御回路電源用コンデンサ11の他
方(負極)の端子に接続され、制御回路電源用コンデン
サ11は制御回路14の電源電圧となっている。
【0038】制御回路電源用コンデンサ11の一方の端
子は、電源切替ブロック12と起動用電源ブロック13
を介してスイッチングデバイス1のドレイン端子に接続
され、制御回路電源用コンデンサ11の他方の端子は、
スイッチングデバイス1のソース端子に接続されてい
る。
【0039】帰還回路17は、出力電圧検出回路15の
出力信号により制御され、出力電圧検出回路15の出力
信号に応じて制御回路14を動作状態、または休止状態
(又は停止状態)にする。帰還回路17のグランド端子
は、制御回路14のグランド端子と制御回路電源用コン
デンサ11の一方(負極)の端子に接続されている。
【0040】なお、起動用電源ブロック13は、入力側
主端子6に印加された電圧から制御用電源電圧を形成
し、電源切替ブロック12を経て制御回路14へ供給す
る。電源切替ブロック12は、スイッチング電源が正常
に動作を始めたとき、制御回路14の電源電圧を制御回
路電源用コンデンサ11から供給するように切り換える
ためのものであるが、一旦スイッチング電源が動作を始
めると、制御回路電源用コンデンサ11の両端子間の電
圧を一定に保つように随時オンオフし、起動用電源ブロ
ック13から制御回路電源用コンデンサ11へ電流を供
給する。
【0041】以上のように構成されたスイッチング電源
の動作を説明する。
【0042】まず、入力側主端子6に直流電圧(第1の
直流電圧)が印加され、起動電圧以上に達すると、起動
用電源ブロック13で制御回路用電源が形成され、電源
切替ブロック12を経由し、制御回路電源用コンデンサ
11への電流供給が開始される。これにより、制御回路
電源用コンデンサ11の両端電圧Vcが上昇する。この
とき、出力側主端子5は0[V]である。Vcが制御回
路14を駆動させるために必要な電圧に達すると、制御
回路14よりスイッチングデバイス1の制御端子に、図
2に示すオン時間幅Tgの出力信号Vgが伝達され、ス
イッチングデバイス1は断続的なオンオフ状態(発振状
態)となる。スイッチングデバイス1がオン状態におい
て、入力側主端子6よりコイル2に電流Ipが流れ込
む。スイッチングデバイス1がオフ状態に変化すると、
入力側主端子6からコイル2への電流供給が無くなり、
コイル2に蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオー
ド3を経由して出力側主端子5に供給される。なお、回
生用ダイオード3は、スイッチングデバイス1と同程度
の耐圧が必要であり、リカバリー特性は高速であるほど
電圧変換効率が良いので、Trr(逆回復時間、逆方向
電流時間)は50ns程度が望ましい。
【0043】入力側主端子6に直流電圧を印加後、上記
のスイッチング動作を繰り返し、出力側主端子5の電圧
値Voutが上昇して希望する電圧Vo以上に達すると、出
力電圧検出回路15より信号が出力される。それによ
り、帰還回路17が動作し、制御回路14を動作状態か
ら休止(又は停止)状態にする。制御回路14が休止
(又は停止)状態になると、スイッチングデバイス1は
発振状態から休止(又は停止)状態となり、出力側主端
子の電圧値Voutは低下する。再びVoutがVo以下にな
ると、出力電圧検出回路15からの信号の出力は停止
し、制御回路14は休止(又は停止)状態より再び動作
状態になる。そのため、スイッチングデバイス1は休止
(又は停止)状態から再び発振状態となり、出力側主端
子5の電圧Voutは上昇する。このように、出力側主端
子5の電圧Voutの電圧変化(リップル電圧)が、所定
の電圧Voを基準に比較され、スイッチングデバイス1
が発振・休止(又は停止)する。
【0044】制御回路14は、コイル2の高圧側に位置
し、スイッチングデバイス1のソース端子、言い換えれ
ば、コイル2の高圧側端子を基準電位として動作する。
【0045】帰還回路17が、制御回路14を動作状態
から休止状態(又は停止状態)にする動作は次の通りで
ある。出力電圧検出回路15の信号により、帰還回路1
7はオンあるいはオフする。帰還回路17がオン状態の
時、制御回路14の入力端子と制御回路14の基準電位
(スイッチングデバイス1のソース電位)の電位差がゼ
ロとなるため、制御回路14の発振が休止(又は停止)
し、休止状態(又は停止状態)となる。帰還回路17が
オフ状態の時は、制御回路14の入力端子と制御回路1
4の基準電位の間に電位差が生じ、制御回路14は動作
状態となる。
【0046】なお、帰還回路17による制御回路14の
動作状態、休止(又は停止)状態の制御方法として、電
流制御による方法と電圧制御による方法の2つが考えら
れる。前者の電流制御による方法では、帰還回路17へ
の電流量が所定のしきい値より増加すると、帰還回路1
7のスイッチがオン状態となる。そして、しきい値より
減少すると、帰還回路17のスイッチがオフ状態とな
る。次に、後者の電圧制御による方法では、帰還回路1
7の両端の電圧が所定のしきい値より増加すると、帰還
回路17のスイッチがオフ状態となる。そして、しきい
値より減少すると、帰還回路17のスイッチがオン状態
となる。これら2つの制御に関する回路は制御回路14
内部、又は帰還回路17内部に内蔵させることができ
る。
【0047】以上の動作を繰り返すことにより、スイッ
チングデバイス1は、断続的なオンオフ制御に加え、オ
ンオフ制御されない期間、すなわち休止(又は停止)期
間を有する間欠動作となる。制御回路14は、出力側主
端子5の電圧Voutが出力電圧として設定したVoで一定
となるように、スイッチングデバイス1を制御する。そ
の制御のために制御回路14は、出力側主端子5に接続
された負荷の状態変化(すなわち出力電流変化、又は出
力電力変化)に対して、上記の休止(又は停止)期間が
線形的に変化する。それにより、良好な負荷特性が得ら
れる。
【0048】図2は図1の回路の各部の電流電圧波形を
示し、図2の各波形図の左側に示した符号は、図1の各
部に記した符号と対応する。図2(a)は非連続モード
状態を示す。非連続モード状態における出力電流Ioと
コイル2の値Lに関する条件式は、入力電圧をVin、
出力電圧をVout、スイッチングデバイス1の発振周
波数をfc、過電流検出レベルをILIMITとすると、そ
れぞれ以下の不等式(1)、(2)で表される。
【0049】
【数1】 Io<ILIMIT/2 ・・・・・・(1)
【0050】
【数2】 ((2×Vout×Io)/(ILIMIT2×fc))<L <(((1−Vout/Vin)×Vout)/(ILIMIT×fc)) ・・・・・・(2) 図2(b)は連続モード状態を表す。同様に、連続モー
ドにおける出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件
は、それぞれ以下の不等式(3)、(4)で表される。
【0051】
【数3】 Io>ILIMIT/2 ・・・・・・(3)
【0052】
【数4】 L>(((1−Vout/Vin)×Vout) /(2×(ILIMIT−Io)×fc))・・・・・・(4) 更に、制御回路14を動作状態から休止(又は停止)状
態へ移行するために必要な電流(又は電圧)レベルと、
休止(又は停止)状態から動作状態に移行するために必
要な電流(又は電圧)レベルに、ヒステリシス特性を持
たせると、安定した休止(又は停止)状態をつくること
が可能となる。その方法として、3つの方法がある。第
1の方法は、制御回路14にヒステリシス特性を持たせ
る方法である。第2の方法は、帰還回路17にヒステリ
シス特性を持たせて制御回路14を制御する方法であ
る。第3の方法は、出力電圧検出回路15に2つの規定
電圧値を設けて、その規定電圧値間でスイッチングデバ
イス1をオンオフ制御させる方法である。
【0053】以下に、本発明の他の実施形態を示す。以
下の実施形態の回路は、基本的な動作原理は第1の実施
形態の回路と同じであり、従って図1と同一の要素につ
いては、同一の番号を付して説明を省略する。
【0054】図3は、本発明の第2の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図3に示すように、出力
電圧検出回路15はツェナーダイオード8と発光部9で
構成され、帰還回路17は受光部を有するスイッチ素子
10で構成されている。出力側主端子5の電圧がツェナ
ーダイオード8の降伏電圧Vzと発光部9の順方向電圧
Vfの合計電圧(Vz+Vf)より高くなると、出力側
主端子5から発光部9、ツェナーダイオード8に電流が
流れ込み、帰還回路17である受光部を有するスイッチ
素子10に電流が流れる。これにより、制御回路14に
出力側主端子5の電圧値に応じた信号がフィードバック
され、スイッチングデバイス1の断続的なオンオフ制御
に休止(又は停止)期間が発生する。すなわち、スイッ
チ素子10を構成するトランジスタがオン状態となり、
ある値以上の電流が流れるとスイッチングデバイスは停
止し、また、トランジスタがオフあるいはある電流以下
になると、スイッチングデバイスは発振を開始する。出
力電圧の負荷の状態変化に対する動作は、第1の実施形
態と同じである。
【0055】図3のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図2と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件も、上式
(1)〜(4)と同じである。
【0056】また、第2の実施形態において、出力電圧
検出回路15と帰還回路17をフォトカプラ(発光部9
と受光部を有するスイッチ素子10を含む)で構成すれ
ば、回路を構成する部品点数を削減することが可能であ
る。
【0057】図4は、本発明の第3の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路17が、制御回路14の電源電圧となる制御回路
電源用コンデンサ11に並列接続されている。出力電圧
の負荷の状態変化に対する動作は、第1の実施形態と同
じである。この場合、出力電圧検出回路15の出力信号
により帰還回路17がオン状態となると、制御回路14
の電源電圧(制御回路電源用コンデンサ11の両端の電
圧)が0[V]となるため制御回路14の動作が停止
し、強制的にスイッチングデバイス1をオフ状態にす
る。従って、この場合はスイッチングデバイス1だけで
なく制御回路14も停止させることになり、図1の回路
に比べ、更に消費電力を削減することが可能となる。
【0058】図5は、図4の各部の電流・電圧波形を示
し、図5(a)は非連続モード状態を、図5(b)は連
続モード状態を表す。非連続モードと連続モードにおけ
る出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件は上式
(1)〜(4)と同じである。
【0059】図6は、本発明の第4の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図6の回路は、第3の実
施形態(図4)のより具体的な例であり、動作原理は第
3の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路1
5はツェナーダイオード8と発光部9で構成され、帰還
回路17が受光部を有するスイッチ素子10で構成され
ている。
【0060】図6のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図5と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件は、上式
(1)〜(4)と同じである。
【0061】なお、第4の実施形態において、出力電圧
検出回路15の発光部9と帰還回路17である受光部を
有するスイッチ素子10を一体化したフォトカプラを用
いれば回路を構成する部品の数を削減することができ
る。
【0062】図7は、本発明の第5の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。この回路においては、帰
還回路17がスイッチングデバイス1のゲート端子に接
続されている。従って、この回路の場合、出力電圧検出
回路15の出力信号により帰還回路17がオン状態とな
ると、スイッチングデバイス1は強制的にオフ状態にな
り、スイッチングデバイス1のオンオフ制御は停止され
る。
【0063】図7のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図2と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件は、上式
(1)〜(4)と同じである。
【0064】図8は、本発明の第6の実施形態における
スイッチング電源回路を示す。図8の回路は、第5の実
施形態(図7)のより具体的な例であり、動作原理は第
5の実施形態と同じである。また、出力電圧の負荷の状
態変化に対する動作も同じである。出力電圧検出回路1
5はツェナーダイオード8と発光部9で構成され、帰還
回路17が受光部を有するスイッチング素子10で構成
されている。
【0065】図8のスイッチング電源における非連続モ
ード状態・連続モード状態での各部の電流電圧波形は、
図2と同じである。非連続モードと連続モードにおける
出力電流Ioとコイル2の値Lに関する条件も、上式
(1)〜(4)と同じである。
【0066】なお、コイル2とダイオード3と検出電圧
検出回路15の配置を入れ替えて、出力側主端子5に出
力される電圧の極性が負極となる構成にしても良い。図
9の回路は、図3に示した第2の実施形態(第1の実施
形態の具体例)を負極性電圧源とした、本発明の第7の
実施形態におけるスイッチング電源回路である。他の実
施形態も同様に、コイル2とダイオード3と検出電圧検
出回路15の配置を入れ替えて、負極性電圧源にするこ
とができる。この図9のように、出力側主端子5に出力
される電圧の極性を負極性とすることにより、負極性の
制御電圧源が必要な装置においても、正極性電圧源と基
本回路が同等の、本発明のスイッチング電源を適用でき
る。
【0067】図10は、本発明の第8の実施形態におけ
るスイッチング電源回路である。基本動作は図1の実施
形態と同様であるが、制御回路14の具体的な構成例を
示した。この回路において、三角波生成回路20は周波
数が一定(例えば、44kHz)の三角波キャリア信号を
生成する。この三角波キャリア信号電圧と、電圧Vcを
抵抗21,22で分割した電圧(あるいは電源電圧V
c)とを、比較器19で比較し、スイッチングデバイス
1のゲート端子に入力する。スイッチングデバイス1の
オンできる時間は、前述のように電源切替ブロック12
により制御回路電源用コンデンサ11の両端子間の電圧
Vcが一定に保たれているために、抵抗21,22の抵
抗分割比で変えることができる。
【0068】以上に示した回路構成を用いることによ
り、大幅な消費電力の削減が可能となる。
【0069】上記の実施形態において、スイッチングデ
バイス1として、NチャンネルMOSを用いたが、Nチ
ャンネルIGBT等のNチャンネルトランジスタあるい
はNPN型トランジスタを用いても同様の効果が得られ
る。
【0070】また、上記の実施形態において、スイッチ
ングデバイス1の入力側主端子に接続された検出端子を
用いることによりスイッチングデバイス1のオン抵抗を
過電流保護機能の過電流レベル検出抵抗としたが、この
検出端子を省き、入力側主端子6、スイッチングデバイ
ス1、コイル2、出力側主端子6の各ブロック間に抵抗
等の電圧降下素子を直列に接続し、この抵抗を検出抵抗
とした過電流保護機能を追加しても良い。また、過負荷
保護機能・スイッチングデバイスの過熱保護機能の回路
ブロックが追加されても良い。
【0071】さらに、図1、図3、図4、図6、図7、
図8、図9、および図10における18で示される範囲
の要素、すなわち、スイッチングデバイス1 、制御回路
14、電源切替ブロック12および起動用電源ブロック
13を、同一の半導体基板上に集積化すると良い。その
際、スイッチングデバイス1の2つの主端子(ソース端
子、ドレイン端子)と制御回路14の電源電圧となる制
御回路電源用コンデンサ11を接続する端子と、出力電
圧検出回路15により制御される帰還回路17を接続す
る端子の少なくとも4つの端子を外部接続端子として集
積化する。そして、4つ以上の端子を有したパッケージ
に組み込ん組み込むことにより、部品点数が大幅に削減
でき、部品の寸法も小さくなり、より小型・低価格の電
源を実現できる。なお、上記の要素のうち、電源切替ブ
ロック12および起動用電源ブロック13を除外した範
囲でパッケージ化しても、十分な小型・低価格化の効果
が得られる。
【0072】
【発明の効果】本発明によれば、消費電力を大幅に低減
化した降圧型チョッパ方式のスイッチング電源を実現で
きる。
【0073】また、高出力を必要としない低出力の降圧
型チョッパ方式のスイッチング電源において、スイッチ
ングデバイスの発振周波数を低減することが可能である
ために、本発明のスイッチング電源を用いれば、低消費
電力化と高効率化を図ることが可能である。特に、入力
側主端子に交流整流した電圧(100〜400[V])
を第1の直流電圧として入力し、出力側主端子より25
[V]以下の電圧を第2の直流電圧として出力する商用
交流入力電圧100V系、200V系で動作する出力電
力5[W]以下の電気機器の制御回路用電源において、
消費電力の削減効果と高効率化が著しい。
【0074】また、本発明の降圧型チョッパ方式スイッ
チング電源の出力電圧は、基本的に出力電圧検出回路で
決まる。例えば、請求項5あるいは7に記載の発明にお
いて、出力電圧は基本的に出力電圧検出回路内のツェナ
ーダイオードの降伏電圧により決定される。そのため、
出力電圧の設定・変更が容易に実現でき、リニアレギュ
レータのような使い易さを達成することが可能である。
【0075】また、本発明の降圧型チョッパ方式スイッ
チング電源の出力電圧は、正極性電圧源と負極性電圧源
の両方に対応ができ、回路構成も基本的に同じである。
【0076】また、100[V]以上の直流電圧を25
[V]以下の直流電圧に変換するスイッチング電源にお
いて、低コスト化・小型化・高性能化の効果が著しい。
【0077】また、スイッチングデバイス、制御回路、
電源切替ブロックおよび起動用電源ブロックを、同一の
半導体基板上に集積化することにより、より小型・低価
格の電源を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図2】 図1のスイッチング電源おける各部の動作波
形図
【図3】 本発明の第2の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図4】 本発明の第3の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図5】 図4のスイッチング電源おける各部の動作波
形図
【図6】 本発明の第4の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図7】 本発明の第5の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図8】 本発明の第6の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図9】 本発明の第7の実施形態のスイッチング電源
を示す回路図
【図10】 本発明の第8の実施形態のスイッチング電
源を示す回路図
【図11】 従来のスイッチング電源を示す回路図
【図12】 図11のスイッチング電源における各部の
動作波形図
【符号の説明】
1 スイッチングデバイス 2 コイル 3 回生用ダイオード 4 コンデンサ 5 出力側主端子 6 入力側主端子 7 入力側平滑用コンデンサ 8 ツェナダイオード 9 発光部 10 受光部を有するスイッチ素子 11 制御回路電源用コンデンサ 12 電源切替ブロック 13 起動用電源ブロック 14 制御回路 15 出力電圧検出回路 16 変換回路 17 帰還回路 18 同一の半導体基板上に集積される範囲 19 比較器 20 三角波生成回路 21 抵抗 22 抵抗 51 スイッチングデバイス 52 コイル 53 回生用ダイオード 54 コンデンサ 55 出力側主端子 56 入力側主端子 57 コンデンサ 58 ダイオード 59 ツェナダイオード 60 制御回路電源用コンデンサ 61 電源切替ブロック 62 比較器 63 起動用電源ブロック 64 抵抗 65 抵抗 66 制御回路 67 出力電圧検出回路 68 変換回路 69 PWMパルス生成回路 70 三角波生成回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山西 雄司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 八谷 佳明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平10−191625(JP,A) 特開 平4−42771(JP,A) 特開 平8−116665(JP,A) 特開 昭54−161020(JP,A) 特開 平9−240422(JP,A)

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 入力端子と出力端子と制御端子とを有
    し、入力側主端子を介して前記入力端子に供給される第
    1の直流電圧をオンオフして前記出力端子に出力するた
    めのスイッチングデバイスと、 前記入力側主端子に接続された入力側平滑用コンデンサ
    と、 前記入力側主端子に接続された起動用電源ブロックと、 出力信号端子が前記スイッチングデバイスの制御端子に
    接続され、電源端子が電源切替ブロックを介して前記起
    動用電源ブロックに接続され、グランド端子が前記スイ
    ッチングデバイスの出力端子に接続され、入力信号端子
    が帰還回路の出力端子に接続され、前記出力信号端子か
    ら一定に設定された周波数で前記スイッチングデバイス
    のオンオフ動作を制御する信号を出力する制御回路と、 一端が前記制御回路の電源端子に接続され、他端が前記
    制御回路のグランド端子に接続された制御回路電源用コ
    ンデンサと、 前記スイッチングデバイスの出力端子に接続され、前記
    スイッチングデバイスによりオンオフされた出力を、前
    記第1の直流電圧より電圧の絶対値が小さい第2の直流
    電圧に変換して出力側主端子に出力する変換回路と、 前記出力側主端子に接続され、前記出力側主端子に出力
    される電圧が所定値以上であるときに検出信号を発生す
    出力電圧検出回路と、 前記出力電圧検出回路に接続され、前記検出信号を受け
    たときに前記制御回路の入力端子へ信号を出力するよう
    に構成された前記帰還回路とを備え、 前記制御回路から出力された前記スイッチングデバイス
    のオンオフを制御する信号により一定に設定された周波
    数で断続的に駆動される前記スイッチングデバイスの
    振状態のオンオフ動作を、前記帰還回路から出力される
    前記信号が前記制御回路に入力されたときに休止又は停
    止させるように制御することにより、前記出力側主端子
    における電圧に応じて前記休止又は停止させる期間を変
    えることを特徴とするスイッチング電源。
  2. 【請求項2】 制御回路は、基準電位が第2の直流電圧
    の基準電位よりも高圧側にあり、出力電圧検出回路は、
    前記第2の直流電圧の検出を行い、帰還回路を制御する
    請求項1記載のスイッチング電源。
  3. 【請求項3】 出力電圧検出回路が、少なくともツェナ
    ーダイオードと発光部との直列接続回路からなる請求項
    1記載のスイッチング電源。
  4. 【請求項4】 帰還回路が、少なくとも受光部を有する
    スイッチ素子からなる請求項1記載のスイッチング電
    源。
  5. 【請求項5】 出力電圧検出回路と帰還回路が、ツェナ
    ーダイオードとフォトカプラで構成された請求項1記載
    のスイッチング電源。
  6. 【請求項6】 入力される第1の直流電圧が100
    [V]以上で、出力される第2の直流電圧が25[V]
    以下である請求項1記載のスイッチング電源。
  7. 【請求項7】 スイッチングデバイスおよび制御回路
    を、前記スイッチングデバイスの入力端子および出力端
    子、制御回路電源用コンデンサを接続する端子、および
    帰還回路を接続する端子を含む少なくとも4つの端子を
    外部接続端子として、同一の半導体基板上に集積化し、
    4つ以上の端子を有するパッケージに組み込んだ請求項
    1記載のスイッチング電源。
  8. 【請求項8】 制御回路が、スイッチングデバイスの入
    力側主端子に接続された検出端子を備えた請求項1また
    記載のスイッチング電源。
  9. 【請求項9】 過電流保護手段を備えた請求項1または
    記載のスイッチング電源。
  10. 【請求項10】 過電流保護手段と過熱保護手段とを備
    えた請求項1または記載のスイッチング電源。
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