JP5215554B2 - 風力発電装置、及び電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、発電機とＰＷＭ制御する多相電力変換装置とを備える風力発電装置、及び電力変換装置に関する。
風力発電装置は、風力エネルギーを回転エネルギーに変換する羽（翼）と、回転子に伝達した回転エネルギーから電力を取り出す発電機と、取り出した電力を電力系統に出力する電力変換装置とを備え、電力系統に接続される家庭や工場などの負荷に電力を供給するように構成されている。また、特許文献１には、多相パルス幅変調に用いる各電圧指令に、同じ補償量を加算して、スイッチング期間を少なくする技術が開示されている。
風力エネルギーを効率よく電力に変換するためには、発電機、電力変換装置の高効率化が重要である。特に、電力変換装置に使用されるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング損失が問題である。
特許文献１に記載の技術を電力変換装置に用いた場合であっても、スイッチングデバイスによる短絡保護のために設定されるオンオフパルスのオンディレイ時間（デッドタイム）により、電力変換器が出力する交流電流の低次高調波電流が大きくなる。電力系統に連系して発電電力を出力する電力変換器では、電流の高調波成分を小さく抑える必要がある。また、高調波成分の存在によって鉄損及び銅損が増加する問題点がある。
そこで、本発明は、電力変換装置の損失を低減することができる風力発電装置、及び電力変換装置を提供することを課題とする。
前記課題を解決するため、本発明の風力発電装置は、少なくとも１枚の翼が軸に取り付けられている風車と、前記軸の回転により多相交流発電する発電機と、この発電機の発電電力を調整出力するためにＰＷＭ制御する電力変換装置とを備える風力発電装置において、前記発電機の回転速度がスイッチング素子の発熱量によって定められる値以上となる場合に、前記電力変換装置を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれオン状態、及びオフ状態の何れかの状態に固定する制御停止期間を設け、前記ＰＷＭ制御は、１周期の間に相間で重複しない制御停止期間を各相毎に設けたことを特徴とする。
これによれば、ＰＷＭ制御の制御停止期間を各相毎に設けたので、電力変換装置のスイッチング損失が低減し、高効率な風力発電装置が実現できる。このとき、制御停止期間が相間で互いに重複していないことから、一の相の制御停止期間と他の相の制御期間とが重なり、相間電圧のパルス密度は粗となる。また、一の相の制御期間と他の相の制御期間とが重なり、相間電圧のパルス密度は密となる。このため、このＰＷＭパルス波形制御はパルス密度が変化する特徴を備える。特に、発電機として巻線型誘導発電機を用いた場合には、一方の巻線に加えられる励磁電流の周波数を制御することにより、発電周波数を他方の巻線に接続された電力系統の系統周波数に一致させることができる。なお、制御停止期間におけるスイッチング素子の発熱を回避するため電力変換器が出力する交流電圧の周波数（基本波）が高い場合に、パルス密度を変化させるＰＷＭ方式を用いることが好ましい。
本発明によれは、電力変換装置の損失を低減することができる。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態である風力発電装置の構成を図面を用いて説明する。
図１において、風力発電装置２００は、電力系統２５０に接続され、電力変換装置であるコンバータ（励磁装置）１４０、発電機１１０、風車１２０、風車制御装置１３０、コンバータ制御装置１５０、トランス１７０及び遮断器１６０とを備えている。ここで、電力系統２５０は、容量が大きい場合、単に電源と考えることができ、図示しない送電線を用いて、家庭やビル、工場などに送電している。
本発明の第１実施形態である風力発電装置の構成を図面を用いて説明する。
図１において、風力発電装置２００は、電力系統２５０に接続され、電力変換装置であるコンバータ（励磁装置）１４０、発電機１１０、風車１２０、風車制御装置１３０、コンバータ制御装置１５０、トランス１７０及び遮断器１６０とを備えている。ここで、電力系統２５０は、容量が大きい場合、単に電源と考えることができ、図示しない送電線を用いて、家庭やビル、工場などに送電している。
風車１２０は、３枚の翼１２０ａを備え、発電機１１０の回転子に機械的に接続されており、発電機１１０はコンバータ１４０と電気的に接続される。なお、必要に応じて、風車１２０と回転子とはギアを介して接続される。遮断器１６０は、風力発電装置２００を電力系統２５０から電気的に切り離すための機能を具備する。
風車制御装置１３０は、風速Ｕと発電機１１０の回転速度ωとの値を入力し、翼１２０ａにピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆを出力して翼角度を制御したり、有効電力指令Ｐｒｅｆの演算を行い、コンバータ制御装置１５０に有効電力指令Ｐｒｅｆ，無効電力指令Ｑｒｅｆを伝送したりする機能を備えている。
コンバータ制御装置１５０は、各種指令に従ってコンバータ１４０をＰＷＭ制御し、発電機１１０が電力系統２５０に直接出力する電力や、発電機１１０が発電した電力をコンバータ１４０内部の蓄電器Ｃｄ（図２）を介して電力系統２５０に出力する電力（有効電力，無効電力）を調整、制御する。また、コンバータ制御装置１５０は、ピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆ及び発電機１１０の励磁電流の周波数をそれぞれ制御して、発電周波数を系統周波数に一致させる機能を備えている。
次に、図２を用いて、風力発電装置２００について詳しく説明する。図２は発電機１１０に巻線型誘導発電機を用いた構成を示す。前記したように、風力発電装置２００は、コンバータ１４０と、発電機１１０と、風車１２０と、風車制御装置１３０と、コンバータ制御装置１５０とを備え、コンバータ１４０と電力系統２５０とはトランス１７０及び遮断器１６０を介して接続されている。
コンバータ１４０は、双方向に交流−直流変換を行うことができる２つのコンバータ３２０，３３０と、コンバータ３２０，３３０の間に備えられ、直流電力を充電する蓄電器Ｃｄと、蓄電器Ｃｄを初期充電する初充電回路３１０と、コンデンサＣｒ，Ｃｎ及びリアクトルＬｒ，Ｌｎと、電磁接触器３０１，３０２と、電圧センサＰＴｓ，ＰＴｇと、電流センサＣＴｒ，ＣＴｎ，ＣＴｓとを備えている。なお、蓄電器Ｃｄには、コンデンサや蓄電池とスーパーキャパシタとの何れか一方が使用される。
電磁接触器３０１は、動作信号Ｓｇ１によって開閉可能に構成され、一端が電磁接触器３０２の一端と外部の遮断器１６０とに接続され、他端は発電機１１０の固定子側巻線に接続されている。電磁接触器３０２の他端は、コンデンサＣｎ、リアクトルＬｎで構成される交流フィルタを介して、第２の電力変換器であるコンバータ３３０に接続されている。
コンバータ３３０の直流側とコンバータ３２０の直流側とは、蓄電器Ｃｄに接続され、第１の電力変換器であるコンバータ３２０の交流出力は、リアクトルＬｒ、コンデンサＣｒで構成される交流フィルタを介して発電機１１０の回転子巻線に接続される。この交流フィルタは、ＰＷＭ変調されたスイッチング波形を交流波形に変換する機能を備え、回転子巻線に励磁電流を流す。
蓄電池Ｃｄに対して発電機１１０側に設置されたコンバータ３２０、及び電力系統２５０側に設置されたコンバータ３３０は、交流電力を直流電力に変換し、さらに直流電力を交流電力に変換する双方向変換機能を備え、半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子を用いて構成される。なお、ＩＧＢＴ素子に限らず、サイリスタ，ＧＴＯ，ＭＯＳ−ＦＥＴなどを用いることもできる。
また、電力系統側のコンバータ３３０の交流出力端子に設置され、リアクトルＬｎとコンデンサＣｎとで構成された交流フィルタは、高調波電流、高調波電圧を減衰させる機能を備え、ＰＷＭ変調されたスイッチング波形を交流波形に変換する。
発電機１１０の回転子は、風車１２０の軸が連結されており、風車１２０が受ける風力によって回転する。なお、回転子と風車１２０との接続にギアなどを用いて回転速度を上昇させることもできる。また、回転子には、例えばエンコーダで構成される速度検出器が接続されており、この速度検出器は回転速度ωの値をコンバータ制御装置１５０及び風車制御装置１３０に出力する。また、風車１２０は、ピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆに従って翼１２０ａの角度（翼角度）を変更するように構成されている。風の入射方向を０度と定義すると翼角度が大きくなると風を受ける面積が増すことになる。
次に、発電電力を制御するための配線及び装置について説明する。遮断器１６０の三相の系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓは、それぞれ電圧センサＰＴｓ、電流センサＣＴｓによって低電圧の電圧検出信号、電流検出信号に変換され、これらの信号はコンバータ制御装置１５０に入力される。
また、電磁接触器３０１の二次側（電磁接触器３０１と発電機１１０の固定子との間）の電圧は、電圧センサＰＴｇによって検出され、検出された固定子電圧Ｖｇの信号がコンバータ制御装置１５０に入力される。
コンバータ３２０及びコンバータ３３０の直流回路に接続された蓄電器Ｃｄの直流電圧Ｅｄｃは、電圧センサにより直流電圧信号としてコンバータ制御装置１５０に入力される。蓄電器Ｃｄには、電磁接触器３０１の系統電圧を用いて、充電するための初充電回路３１０が接続されている。
また、コンバータ３２０の交流側の発電機電流Ｉｒは電流センサＣＴｒにより検出され、また、コンバータ３３０の交流側のコンバータ出力電流Ｉｎは電流センサＣＴｎにより検出され、検出された発電機電流Ｉｒ及びコンバータ出力電流Ｉｎはコンバータ制御装置１５０に入力される。
風車制御装置１３０は、風速Ｕや回転速度ωを入力して有効電力指令Ｐｒｅｆと無効電力指令Ｑｒｅｆとを演算し、これらの各種指令をコンバータ制御装置１５０に送ったり、翼１２０ａの角度（ピッチ角）を指令するピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆを演算し、この指令を風車１２０に伝送したりする機能を備える。
コンバータ制御装置１５０は、電磁接触器３０１，３０２を、それぞれ動作信号Ｓｇ１，外部信号Ｓｇ２で制御する。また、コンバータ制御装置１５０は、半導体スイッチング素子で構成されるコンバータ３２０，３３０の各々を駆動制御するパルス信号Ｐulse_inv、Ｐulse_cnvを出力する。
電磁接触器３０２の開閉が外部信号Ｓｇ２により指令され、電磁接触器３０２がオンすると、コンバータ３３０はパルス信号Ｐulse_cnvにより運転を開始し、蓄電器Ｃｄの直流電圧Ｅｄｃを一定に制御する。
図３は、コンバータ３３０の回路図である。（コンバータ３２０も同様の回路である）。コンバータ３３０は、６個のＩＧＢＴ素子（Ｓ１１〜Ｓ３２）を備え、上側素子Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１と下側素子Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２とが各々直列接続されている。各ＩＧＢＴ素子は、パルス信号Ｐulse_cnvをゲートに入力することにより、オンオフ制御され、例えば、コンバータ制御装置１５０は、Ｕ相のＩＧＢＴ素子Ｓ１１をオンするときはパルス信号Ｐulse_cnv_uを”１”に設定し、オフにするときはパルス信号Ｐulse_cnv_uを”０”に設定する。なお、各ＩＧＢＴ素子にはクランプダイオードが付加されている。
このとき、Ｕ相の下側素子であるＩＧＢＴ素子Ｓ１２のゲートに入力されるパルス信号Ｐulse_cnv_unは、上側素子であるＩＧＢＴ素子Ｓ１１のゲート信号Ｐulse_cnv_uの反転信号（”1”ならば”0”、”0”ならば”1”）を用いて作成される。この場合、ＩＧＢＴ素子Ｓ１１，Ｓ１２が同時にオンすると直流側が短絡してしまうため、オンするタイミングを遅らせて、ＩＧＢＴ素子Ｓ１１とＩＧＢＴ素子Ｓ１２との双方がオフとなる期間（デッドタイムという）を設けている。また、停止中や非常時にはすべてのＩＧＢＴ素子をオフするため、ゲート回路３４０が備えられ、ゲートブロック信号ＧＢがパルス信号と共にＯＲゲートに入力されている。以下、Ｖ相，Ｗ相の動作は同様であるので、説明は省略する。
次に、図２、図４及び図５を用いてコンバータ制御装置１５０の機能について説明する。なお、図４及び図５の機能は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ及びプログラムによって実現される。
まず、コンバータ３３０の制御について詳細に説明する。図２の詳細構成図において、コンバータ３３０が運転を開始する前に直流電圧は初充電回路３１０で充電され、外部信号Ｓｇ２に従って電磁接触器３０２が投入され、コンバータ３３０は電力系統２５０に接続される。
図４において、系統電圧Ｖｓの検出値は、位相検出器THDETと３相２相変換器32trsとに入力される。位相検出器THDETは、電力系統２５０（図２）の電圧に追従する位相信号ＴＨｓを、例えば、位相同期ループ（ＰＬＬ:Phase_Locked_Loop）方式で演算し、位相信号ＴＨｓ（ＴＨｓ：系統Ｕ相電圧を正弦波としたときの位相信号）を３相２相座標変換器32dqtrs-01、回転座標変換器dqtrs、及び２相３相座標変換器dq23trs-01に出力し、図５に記載の３相２相座標変換器32dqtrs-02、及び、励磁位相演算器SLDETに出力する。
再び図４に戻り、電圧指令Ｅｒｅｆと直流電圧Ｅｄｃとは、直流電圧調整器DCAVR（例えば、比例積分制御器ＰＩにより構成）に入力される。直流電圧調整器DCAVRは、入力された電圧指令Ｅｒｅｆと直流電圧Ｅｄｃとの偏差が零になるように出力のｐ軸電流指令（有効分電流指令）Ｉpnstrを調整し、電流調整器1-ACRに出力する。
３相２相座標変換器32dqtrs-01は、入力されたコンバータ出力電流Ｉｎの検出値から（１）式及び（２）式に示した変換式を用いて、ｐ軸電流検出値Ｉｐｎ（有効分電流）とｑ軸電流検出値Ｉｑｎ（無効分電流）を演算し、ｐ軸電流検出値Ｉｐｎを電流調整器1-ACRに、ｑ軸電流検出値Ｉｑｎを電流調整器2-ACRに出力する。
ここで、添え字u，v，wは相を表し、例えば、コンバータ出力電流ＩｎのＵ相電流はＩｎｕと表記する。以降電圧なども同様である。
電流調整器1-ACRは、ｐ軸電流指令Ｉpnstrの値とｐ軸電流検出値Ｉｐｎとの偏差を零にするように調整したｐ軸電圧指令Ｖｐｎ０を加算器４０１に出力する。同様に、電流調整器2-ACRは、ｑ軸電流指令（＝０）とｑ軸電流検出値Ｉｑｎとの偏差を零にするように調整したｑ軸電圧指令Ｖｑｎ０を加算器４０２に出力する。この電流調整器1-ACR，2-ACRは、例えば、比例積分制御器ＰＩによって構成される。
３相２相変換器32trsは、入力された系統電圧Ｖｓの値から（３）式の変換式を用いて、瞬時電圧ベクトルのα成分Ｖsαとβ成分Ｖsβを演算する。さらに、回転座標変換器dqtrsは、（４）式を用いてｐ軸電圧検出値（系統電圧ベクトルに一致する位相成分）Ｖｐｓとｑ軸電圧検出値（ｐ軸電圧検出値Ｖｐｓと直交する成分）Ｖｑｓを演算し、それぞれの値を加算器４０１，４０２に出力する。
加算器４０１は、ｐ軸電圧指令値Ｖｐｎ０とｐ軸電圧検出値Ｖｐｓとを加算した加算結果Ｖｐｎを２相３相座標変換器dq23trs-01に出力する。同様に加算器４０２は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｎ０とｑ軸電圧検出値Ｖｑｓを加算して２相３相座標変換器dq23trs-01に出力する。
２相３相座標変換器dq23trs-01は、位相信号ＴＨｓと、各加算器の加算結果Ｖｐｎ，Ｖｑｎを入力し、（５）式、及び（６）式に示した変換式によりコンバータ３３０の出力する電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎを演算し、ＰＷＭ演算器PWMnに出力する。
ＰＷＭ演算器PWMnは、電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎからパルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）により電力変換器３１０を構成するｎ個の半導体素子をオン・オフするパルス信号Ｐulse_cnvを演算し、演算結果をコンバータ３３０に出力する。
次に、コンバータ３２０の制御について説明する。
図５において、発電機１１０（図２）の回転速度ωの値は、回転位相検出器ROTDETに入力される。回転位相検出器ROTDETは、回転速度ωを位相に換算し、位相信号ＲＴＨを加算器４０３に出力する。
同期制御器SYNCの出力である位相信号ＬＴＨは、加算器４０３で位相信号ＲＴＨと加算されて、新たな位相信号ＴＨとなり、位相信号ＴＨは位相信号ＴＨｓ（図４）と共に励磁位相演算器SLDETに入力される。
励磁位相演算器SLDETは、位相信号ＴＨと位相信号ＴＨｓとを減算し、さらに発電機の極対数ｋを乗じて発電機１１０の回転子の電気角周波数の位相信号ＴＨｒ（＝ｋ（ＴＨｓ−ＴＨ））を演算し、３相２相座標変換器32dqtrs-03と２相３相座標変換器dq23trs-02とに出力する。
電力演算器PQCALは、３相２相座標変換器32dqtrs-02が出力するｐ軸電流Ｉｐｓ（系統電圧ＶｓのＵ相ベクトルと同じ向き）と、系統電圧のＵ相ベクトルと直交するｑ軸電流Ｉｑｓとを入力すると共に、ｐ軸電圧検出値Ｖｐｓ（図４）と、ｑ軸電圧検出値Ｖｑｓ（図４）とを入力する。そして、（７）式及び（８）式により、電力系統２５０（図２）の有効電力Ｐｓ及び無効電力Ｑｓを演算する。
有効電力調整器APRは、有効電力Ｐｓの換算値と風力発電装置２００の有効電力指令Ｐｒｅｆとを入力し、有効電力指令Ｐｒｅｆと有効電力Ｐｓの換算値との偏差を零にするように有効分電流指令Ｉｐ０を出力する。また、無効電力調整器AQRは、無効電力Ｑｓの換算値と無効電力指令Ｑｒｅｆとを入力し、電力指令Ｑｒｅｆと電力検出値Ｑｓとの偏差を零にするように出力の励磁電流指令Ｉｑ０を出力する。なお、電力調整器APR，AQRは、例えば比例積分器によって構成される。
有効電力調整器APRの出力する電流指令Ｉｐ０及び無効電力調整器AQRの出力する電流指令Ｉｑ０は、切換器ＳＷに入力される。
切替器ＳＷは、有効電力調整器APR及び無効電力調整器AQRの出力Ｉｐ０，Ｉｑ０を使用するか、又は、有効分電流指令に零を使用し、励磁電流指令に電圧調整器AVRの出力Ｉｑ１を使用するかを決定し、決定した指令値を電流調整器3-ACRの指令信号Ｉｐｒ＿ｒ、又は電流調整器4-ACRの指令信号Ｉｑｒ＿ｒとして出力する。ここで、切替器ＳＷは、電磁接触器３０１（図２）が投入される前（すなわち、発電機１１０（図２）の固定子電圧を検出した固定子電圧Ｖｇを系統電圧Ｖｓに同期させる電圧同期運転時）には、後者の設定（有効分電流指令に零、励磁電流指令に電圧調整器の出力Ｉｑ１）を使用し、電磁接触器３０１を投入してからは前者の設定（各電力調整器の出力Ｉｐ０，Ｉｑ０）を選択する。
同期制御器SYNCは、系統電圧Ｖｓ（図２，図４）の瞬時電圧ベクトルのα成分Ｖｓα、β成分Ｖｓβにフィルタを用いて求めた振幅指令Ｖｓｒｅｆを演算し、また固定子電圧Ｖｇからも同様に瞬時電圧ベクトルにフィルタを用いて求めた固定子電圧振幅値Ｖｇｐｋを演算する。同期制御器SYNCは、振幅指令Ｖｓｒｅｆと、発電機１１０の電圧振幅Ｖｇｐｋとが同期しているか否かを判定する機能と、さらに系統電圧Ｖｓ（図２，図４）と固定子電圧Ｖｇの位相とが異なる場合は、それを補正するための位相補正信号ＬＴＨを出力する機能と、系統電圧Ｖｓと固定子電圧Ｖｇとの位相が所定の範囲に入り、同期しているかを判定する機能を備え、電磁接触器３０１（図２）の動作信号Ｓｇ１と破線で示す制御切替信号Ｓｇ０とを出力する機能を備える。
ここで、電圧調整器AVRについて説明する。電圧調整器AVRは、固定子電圧Ｖｇの振幅値Ｖｇｐｋをフィードバック値とし、また、系統電圧Ｖｓの振幅値にフィルタを通した振幅指令Ｖｓｒｅｆを指令として入力することにより、固定子電圧Ｖｇと振幅指令Ｖｓｒｅｆの偏差を零にするような励磁電流指令Ｉｑ１を切換器ＳＷに出力する。ここで、電圧調整器AVRは、例えば比例積分制御器により構成される。この電圧調整器AVRは、電磁接触器３０１が開状態で動作させ、系統電圧Ｖｓの振幅値に発電機１１０の固定子電圧Ｖｇの振幅値を一致させるために、コンバータ３２０から発電機１１０の回転子側に流す励磁電流指令Ｉqr_rを調整する。
このように、電圧調整器AVRと切替器ＳＷとを同期制御器SYNCが動作させることで、発電機１１０が電力系統２５０に接続される前に（図２）、固定子電圧Ｖｇを系統電圧Ｖｓに位相も含めて同期させることができ、また、電力系統２５０に接続された後は、速やかに電力制御に切り替えることが可能になる。言い換えれば、風車１２０の回転速度ωが遅くても、回転子の励磁電流の周波数を変えることによって、固定子電圧Ｖｇの周波数を系統周波数に一致させることができる。
電流指令に従って、回転子の電流を制御する構成について説明する。３相２相座標変換器32dqtrs-03は、入力された発電機電流Ｉｒ及び回転子の位相ＴＨｒから（９）式及び（１０）式に示した変換式を用いて、ｑ軸電流検出値Ｉｑｒ（励磁電流成分）とｐ軸電流検出値Ｉｐｒ（有効分電流成分）とを演算し、ｑ軸電流検出値Ｉｑｒを電流調整器4-ACRに、ｐ軸電流検出値Ｉｐｒを電流調整器3-ACRに出力する。
電流調整器4-ACRは、ｑ軸電流指令Iｑ１又はIｑ０とｑ軸電流検出値Iｑｒとの偏差を零にするように出力のｑ軸電圧指令Ｖｑｒを調整する。同様に、電流調整器3-ACRは、ｐ軸電流指令Ｉｐ１（＝０）又はＩｐ０とｐ軸電流検出値Iｐｒとの偏差を零にするように出力のｐ軸電圧指令Ｖｐｒを調整する。ここで、電流調整器3-ACR，4-ACRは、例えば比例積分器により構成できる。
ｐ軸電圧指令Ｖｐｒとｑ軸電圧検出値Ｖｑｒとは２相３相座標変換器dq23trs-02に入力され、２相３相座標変換器dq23trs-02は、位相信号ＴＨｒと各入力値とから、（１１）式及び（１２）式に示した変換式により電圧指令Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算し、ＰＷＭ演算器ＰＷＭｒに出力する。
ＰＷＭ演算器PWMrは、入力された電圧指令Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒからパルス幅変調方式によりコンバータ３２０を構成するＩＧＢＴ素子（図２）をオン・オフするｍ相のパルス信号Ｐulse_invを演算し、コンバータ３２０に出力する。
次に図６を用いて、ＰＷＭ演算器PWMnについて説明する。ＰＷＭ演算器の三角波の振幅を±１の範囲とする。電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｒを（１３）式及び（１４）式を用いて、パルス作成用の電圧指令ＶｕｎＰ，ＶｖｎＰ，ＶｗｎＰに変形する。なお、図６では、Ｕ相電圧指令ＶｕｎＰと、三角波とを比較して作成されるパルス信号Ｐulse_inv_uについてのみ示している。
ここで、パルス作成用の電圧指令の相間電圧は、
（ＶｕｎＰ−ＶｖｎＰ）＝（Ｖｕｎ＋Ａ）−（Ｖｖｎ＋Ａ）＝Ｖｕｎ−Ｖｖｎ
となり、電圧指令の相間電圧に一致する。言い換えれば、相電圧に任意の値Ａを加えても相間電圧は変わらない。
（ＶｕｎＰ−ＶｖｎＰ）＝（Ｖｕｎ＋Ａ）−（Ｖｖｎ＋Ａ）＝Ｖｕｎ−Ｖｖｎ
となり、電圧指令の相間電圧に一致する。言い換えれば、相電圧に任意の値Ａを加えても相間電圧は変わらない。
図６に示したように、Ｕ相電圧指令ＶｕｎＰが三角波の値以上の場合には（図６（ａ））、ＩＧＢＴ素子をオンオフするパルス指令Ｐulse_conv_uは、オンのままになる（図６（ｂ））。逆に、Ｕ相電圧指令が三角波の値以下の場合には、パルス指令Ｐulse_conv_uはオフのままになる。
このように各相の電圧指令ＶｕｎＰ，ＶｖｎＰ，ＶｗｎＰを三角波の値と比較することにより、その大小関係からコンバータ３３０のＩＧＢＴ素子（図２）を動作させるパルス指令Ｐulse_cnv_u，Ｐulse_cnv_v，Ｐulse_cnv_wが生成される。
このように各相の電圧指令ＶｕｎＰ，ＶｖｎＰ，ＶｗｎＰを三角波の値と比較することにより、その大小関係からコンバータ３３０のＩＧＢＴ素子（図２）を動作させるパルス指令Ｐulse_cnv_u，Ｐulse_cnv_v，Ｐulse_cnv_wが生成される。
このように構成されたコンバータ３３０の動作を簡単に説明する。図２において、コンバータ制御装置１５０は、系統電圧Ｖｓの位相を検出し、検出した電圧位相と同相の電流指令を制御することで、双方向変換可能なコンバータ３３０と電力系統２５０との間で有効電力を授受し、直流電圧Ｅｄｃを制御する。また、発電機側のコンバータ３２０が蓄電器Ｃｄの電力を使用して、例えば直流電圧Ｅｄが低下すれば、電力系統２５０側のコンバータ３３０は交流電力を使用して蓄電器Ｃｄを充電して直流電圧Ｅｄｃを一定に保つように動作する。逆に、コンバータ３２０が直流電力を充電して直流電圧Ｅｄｃが上昇する場合には、コンバータ３３０は直流電力を交流電力に変換して蓄電器Ｃｄを放電し、直流電圧Ｅｄｃを一定に保つように動作することになる。
次に、図７の内部構成図を用いて、風車制御装置１３０の内部構成について簡単に説明する。図７において風車制御装置１３０は、風速Ｕの値が入力され、風速Ｕの平均値すなわち平均風速Ｕａｖを一次遅れフィルタＬＰＦなどを用いて演算する。演算した平均風速Ｕａｖは、ピッチ角指令演算器PCHCALと電力指令演算器PREFCALとに入力される。
ピッチ角指令演算器PCHCALでは、例えば平均風速Ｕａｖとピッチ角テーブルとを用いてピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆを演算する。ピッチ角指令Ｐｃｈｒｅｆは、風車１２０と、電力指令演算器PREFCALとに伝送される。また、電力指令演算器PREFCALは、平均風速Ｕａｖから得られる発電目標量と回転速度目標値（周速比）とから、有効電力指令Ｐｒｅｆを出力する。これにより、コンバータ制御装置１５０（図２）は、コンバータ３２０をＰＷＭ制御して、回転子の回転速度ωを所定値に制御する。なお、風車制御装置１３０（図２）は、無効電力指令値Ｑｒｅｆを生成する。
図８は、ＰＷＭ演算器PWMnで作成される相間電圧のパルス波形を示す。図８(ａ)は、Ｕ相のＰＷＭを行う電圧指令（（１３）式，（１４）式で作成される変調波）と三角波（搬送波）とを示し、縦軸は変調度を示し、横軸は位相（°）を示す。また、図８(ｂ)は図８(ａ)により作成され、ＩＧＢＴ素子をオンオフするＵ相パルス波形を示し、縦軸はパルスレベルを示す。図８(ｃ)，(ｄ)はＶ相についてのＰＷＭ波形及びパルス波形を示す。また、図８(ｅ)は、Ｕ相とＶ相とのパルス波形から作成されるコンバータ３２０，３３０の相間の電圧波形を示す。Ｕ相，Ｖ相とも異なる期間でパルスが停止することになるので、相間の電圧波形はパルス密度が高いところと低いところとが生じ、相間電圧の１周期のうちに４回の疎密ができる。この疎密波をＬｎ，Ｃｎ（図２）の交流フィルタで濾波することにより、電力系統２５０に電力が供給され、あるいは、ＬｒＣｒの交流フィルタで濾波することにより、発電機１１０の回転子が励磁される。
各相でみると、パルスが停止する期間があるので、ＩＧＢＴ素子のオンオフによるスイッチング損失が低減する。しかしながら、電圧指令の周波数が低下してくると、１周期の間のオン時間が長くなるため、半導体素子の発熱が部分的に集中してしまう。このため、発熱によって定まる所定値よりも周波数が低い場合には、本ＰＷＭ方式は適さない。
また、図からわかるように、変調波の大きな変化が１周期のうちに６点存在することから、位相ずれを防ぐために三角波のキャリア周波数（三角波周波数）は６の整数倍とすることが望ましい。
このように、風力発電装置２００の電力変換器において、周波数が大きく変わらない電力系統側に接続されるコンバータ３３０に、（１３）式、及び（１４）式に示したＰＷＭ変調方式を用いることで、低損失な電力変換器が実現できる。
また、図からわかるように、変調波の大きな変化が１周期のうちに６点存在することから、位相ずれを防ぐために三角波のキャリア周波数（三角波周波数）は６の整数倍とすることが望ましい。
このように、風力発電装置２００の電力変換器において、周波数が大きく変わらない電力系統側に接続されるコンバータ３３０に、（１３）式、及び（１４）式に示したＰＷＭ変調方式を用いることで、低損失な電力変換器が実現できる。
また、発電機側のコンバータ３２０に、（１３）式、及び（１４）式に示したＰＷＭ変調方式を用いる場合は、発電機１１０の回転速度が速く（おおむね電気角周波数が系統周波数に近い範囲に）なった場合にのみ用いることで、発電機側のコンバータ３２０も低損失化を図ることができる。（つまり低速域は通常のパルス幅変調方式、高速域は（１３）式、及び（１４）式に示したＰＷＭ変調方式を用いる。）また、このときのキャリア周波数（搬送波周波数）を６の整数倍とすることで電流歪を小さくすることができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、風力発電装置２００の電力変換装置において、コンバータ３３０が出力する交流電圧の周波数（基本波）が高い場合に、相間電圧パルスの疎密が変わるＰＷＭ変調方式を用いることで、低損失な電力変換装置が実現することができる。これにより、風力発電装置２００はコイルＬｎ，Ｌｒ、及びコンデンサＣｎ，Ｃｒの形状を小さくすることができる。また、風力発電装置２００はこのときのキャリア周波数（三角波の周波数）を６の整数倍とすることで電流歪を小さくすることができる。また、三相の電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎにデッドタイム補償のために異なる値を加算することで、高調波を小さくすることができる
（第２実施形態）
次に、図９乃至図１１を用いて第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態の電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの作成方法が異なる。以下、第１実施形態と同様な機能を持つものは同一符号、又は同一部分を表しているので説明を省略する。
次に、図９乃至図１１を用いて第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態の電圧指令Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎの作成方法が異なる。以下、第１実施形態と同様な機能を持つものは同一符号、又は同一部分を表しているので説明を省略する。
図３で説明したように、ＰＷＭ演算器で作成されるパルス信号により、電力変換装置を構成するＩＧＢＴ素子の上側素子と下側素子とに入力されるオンオフの指令を与えるパルスは、上側素子には（Ｐulse_cnv_u、Ｐulse_cnv_v、Ｐulse_cnv_w）を入力し、下側素子にはその反転パルス（Ｐulse_cnv_un、Ｐulse_cnv_vn、Ｐulse_cnv_wn）を入力している。ここで、パルス信号の添え字ｎは、反転信号すなわち下側素子のオンオフパルスを示している。
同じ相のパルス信号において、上側パルスと下側パルスとが同時にハイレベルになると、直流電圧を短絡して過電流によりＩＧＢＴ素子が破壊されてしまうため、上側パルスと下側パルスとが同時にハイレベルにならないように、パルス信号にオンディレイを入れて、確実に両方ともオフする期間（デッドタイム）を設けている。このデッドタイムは、電圧の歪を発生させるため、高調波が増加する。
図９（ａ）はＰＷＭ変調波、及び三角波であり、図９（ｂ）はＰＷＭパルス波形であり、図８（ａ），（ｂ）と同様である。図９（ｃ）はデッドタイムを設定しない場合の相間電圧パルスのフーリエ解析結果であり、図９（ｄ）は５μｓのデッドタイムを設定した場合の相間電圧パルスのフーリエ解析結果である。図９（ｃ），（ｄ）の縦軸は振幅［％］であり、横軸は高調波の次数である。なお、図９（ａ），（ｃ），（ｄ）においては、三角波のキャリア周波数は３ｋＨｚであり、変調率は０．８である。図９（ｃ）と図９（ｄ）とを比較すれば、デッドタイムの設定により、特に、低次（５，７次）の電圧高調波が増加していることがわかる。
デッドタイムの設定により、本来出力したい電圧パルスよりも幅が狭い電圧パルスが出力され、平均電圧が低下する。このため、図１０に示すような、デッドタイムの補償量をＰＷＭ変調波に加算する。これにより低次（５，７次）の高調波は減少する。図１０に示す補償量の位相は、力率１、すなわち、電圧指令（変調波）Ｖｕｎと電流Ｉｎｕとの位相が一致している場合を示している。これに対して、力率（電圧と電流との位相差）が変化する場合には、電流Ｉｎｕの位相に追従させて補償量も変化させることにより、常にデッドタイムによる電圧歪を最小にできる。ここではＵ相を例に説明したが、各相とも各電流Ｉｎｖ，Ｉｎｗに依存したデッドタイムの補償量を加算する。
図１１は、デッドタイム補償を用いた場合の相間電圧パルスのフーリエ解析結果を示す図である。図９（ｄ）に比べ、５次，７次の高調波が振幅が小さくなっているのがわかる。このように、デッドタイム補償を行うことで、電流歪を低減することができる。
（第３実施形態）
前記各実施形態は、発電機１１０に巻線形誘導発電機（二次励磁発電機）を用いたが、永久磁石発電機（その他に同期発電機でもよい。）を用いることができる。
図１２において、風力発電装置２１０は、発電機１１５、風車１２０、電力指令生成装置１３５、コンバータ３２０，３３０、コンバータ制御装置１５５、トランス１７０、遮断器１６０、蓄電器Ｃｄ、コンデンサＣｒ，Ｃｎ、リアクトルＬｒ，Ｌｎと、電磁接触器３０２、電圧センサＰＴｓ，ＰＴｇ、及び、電流センサＣＴｒ，ＣＴｎを備え、電力系統２５０に接続されている。
前記各実施形態は、発電機１１０に巻線形誘導発電機（二次励磁発電機）を用いたが、永久磁石発電機（その他に同期発電機でもよい。）を用いることができる。
図１２において、風力発電装置２１０は、発電機１１５、風車１２０、電力指令生成装置１３５、コンバータ３２０，３３０、コンバータ制御装置１５５、トランス１７０、遮断器１６０、蓄電器Ｃｄ、コンデンサＣｒ，Ｃｎ、リアクトルＬｒ，Ｌｎと、電磁接触器３０２、電圧センサＰＴｓ，ＰＴｇ、及び、電流センサＣＴｒ，ＣＴｎを備え、電力系統２５０に接続されている。
ここで、電力指令生成装置１３５は、風速Ｕから電力指令Ｐｒｅｆ，Ｑｒｅｆを生成するものであり、コンバータ制御装置１５５は、発電機電圧Ｖｒと発電機電流Ｉｒとから有効電力Ｐｓ、及び無効電力Ｑｓを演算し、有効電力指令Ｐｒｅｆ、及び無効電力指令Ｑｒｅｆに各々一致するように発電機側のコンバータ３２０を制御するものである。なお、図１２においては、発電機１１５と電力系統２５０とが接続されておらず、コンバータ３２０，３３０を介して電力系統２５０に接続されている点と、コンバータ制御装置１５５が発電機電圧Ｖｒを検出している点とが図２と大きく異なる。
図１３において、コンバータ制御装置１５５は、有効電力調整器APR、無効電力調整器AQRを用いて、有効電力指令Ｐｒｅｆ、及び無効電力指令Ｑｒｅｆから、発電機電流指令Ｉqr_r，Ｉpr_rを出力し、この電流指令Ｉqr_r，Ｉpr_rに発電機電流Ｉｒのｐ軸成分Ｉｐｒ，ｑ軸成分Ｉｑｒが一致するようにコンバータ３２０の出力する電圧指令Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算し、インバータ３２０を制御する。なお、コンバータ３３０は、第１実施形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。第１実施形態と同様に、系統側のコンバータ３３０のＰＷＭ変調方式には、（１３）式、（１４）式で示した方式を用いる。これにより、第１実施形態、第２実施形態と同様な効果が得られる。
１１０，１１５ 発電機
１２０ 風車
１２０ａ 翼
１３０ 風車制御装置
１４０ コンバータ（電力変換装置）
１５０，１５５ コンバータ制御装置
１６０ 遮断器
１７０ トランス
２５０ 電力系統
２００，２１０ 風力発電装置
３０１，３０２ 電磁接触器
３１０ 初充電回路
３２０ コンバータ（第１の電力変換器）
３３０ コンバータ（第２の電力変換器）
３４０ ゲート回路
４０１，４０２，４０３ 加算器
ＳＷ 切替器
Ｌｒ，Ｌｎ リアクトル
Ｃｒ，Ｃｎ コンデンサ
Ｃｄ 蓄電器
ＰＴｓ，ＰＴｇ 電圧センサ
ＣＴｒ，ＣＴｎ，ＣＴｓ 電流センサ
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２ ＩＧＢＴ素子
PCHCAL ピッチ角指令演算器
PREFCAL 電力指令演算器
THDET 位相検出器
ROTDET 回転位相検出器
SLDET 励磁位相演算器
PQCAL 電力演算器
SYNC 同期制御器
dqtrs 回転座標変換器
32trs ３相２相変換器
APR 有効電力調整器
AQR 無効電力調整器
AVR 電圧調整器
DCAVR 直流電圧調整器
dq23trs-01，dq23trs-02 ２相３相座標変換器
32dqtrs-01、32dqtrs-02 ３相２相座標変換器
1-ACR，2-ACR，3-ACR，4-ACR 電流調整器
PWMｎ，PWMｒ PWM演算器
Ｖｓ 系統電圧
Ｖｇ 固定子電圧
Ｖｒ 発電機電圧
Ｉｒ 発電機電流
Ｉｓ 系統電流
Ｉｎ コンバータ出力電流
Ｕ 風速
ω 回転速度
Ｓｇ０ 制御切替信号
Ｓｇ１ 動作信号
Ｓｇ２ 外部信号
ＴＨ，ＴＨｓ 位相信号
Ｅｒｅｆ 電圧指令
Ｅｄｃ 直流電圧
Ｑｒｅｆ 無効電力指令
Ｐｒｅｆ 有効電力指令
Ｐｃｈｒｅｆ 翼角度指令
Ｉｐｎｓｔｒ ｐ軸電流指令
Ｐulse_cnv_u，Ｐulse_cnv_v，Ｐulse_cnv_w パルス指令
Ｕａｖ 平均風速
Ｐｃｈｒｅｆ ピッチ角指令
Ｉｑｒ＿ｒ，Ｉｐｒ＿ｒ 発電機電流指令
１２０ 風車
１２０ａ 翼
１３０ 風車制御装置
１４０ コンバータ（電力変換装置）
１５０，１５５ コンバータ制御装置
１６０ 遮断器
１７０ トランス
２５０ 電力系統
２００，２１０ 風力発電装置
３０１，３０２ 電磁接触器
３１０ 初充電回路
３２０ コンバータ（第１の電力変換器）
３３０ コンバータ（第２の電力変換器）
３４０ ゲート回路
４０１，４０２，４０３ 加算器
ＳＷ 切替器
Ｌｒ，Ｌｎ リアクトル
Ｃｒ，Ｃｎ コンデンサ
Ｃｄ 蓄電器
ＰＴｓ，ＰＴｇ 電圧センサ
ＣＴｒ，ＣＴｎ，ＣＴｓ 電流センサ
Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２ ＩＧＢＴ素子
PCHCAL ピッチ角指令演算器
PREFCAL 電力指令演算器
THDET 位相検出器
ROTDET 回転位相検出器
SLDET 励磁位相演算器
PQCAL 電力演算器
SYNC 同期制御器
dqtrs 回転座標変換器
32trs ３相２相変換器
APR 有効電力調整器
AQR 無効電力調整器
AVR 電圧調整器
DCAVR 直流電圧調整器
dq23trs-01，dq23trs-02 ２相３相座標変換器
32dqtrs-01、32dqtrs-02 ３相２相座標変換器
1-ACR，2-ACR，3-ACR，4-ACR 電流調整器
PWMｎ，PWMｒ PWM演算器
Ｖｓ 系統電圧
Ｖｇ 固定子電圧
Ｖｒ 発電機電圧
Ｉｒ 発電機電流
Ｉｓ 系統電流
Ｉｎ コンバータ出力電流
Ｕ 風速
ω 回転速度
Ｓｇ０ 制御切替信号
Ｓｇ１ 動作信号
Ｓｇ２ 外部信号
ＴＨ，ＴＨｓ 位相信号
Ｅｒｅｆ 電圧指令
Ｅｄｃ 直流電圧
Ｑｒｅｆ 無効電力指令
Ｐｒｅｆ 有効電力指令
Ｐｃｈｒｅｆ 翼角度指令
Ｉｐｎｓｔｒ ｐ軸電流指令
Ｐulse_cnv_u，Ｐulse_cnv_v，Ｐulse_cnv_w パルス指令
Ｕａｖ 平均風速
Ｐｃｈｒｅｆ ピッチ角指令
Ｉｑｒ＿ｒ，Ｉｐｒ＿ｒ 発電機電流指令
Claims (15)
- 少なくとも１枚の翼が軸に取り付けられている風車と、前記軸の回転により多相交流発電する発電機と、この発電機の発電電力を調整、出力するためにＰＷＭ制御する電力変換装置とを備える風力発電装置において、
前記電力変換装置を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれオン状態、及びオフ状態の何れかの状態に固定する制御停止期間を設け、
前記電力変換装置は、前記発電機の回転速度がスイッチング素子の発熱量によって定められる値以上となる場合に、１周期の間に相間で重複しない前記制御停止期間を各相毎に設けて前記ＰＷＭ制御することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記電力変換装置は、接続される端子電圧の周波数に基づいた指令値と三角波とを比較して前記ＰＷＭ制御するものであり、
前記三角波の周波数は、前記端子電圧の周波数の６ｎ倍（ｎは正の整数）であることを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記電力変換装置は、相間のパルス密度を変化させて前記ＰＷＭ制御することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記電力変換装置は、１周期の間に前記パルス密度を４回変化させることを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記電力変換装置は、直列接続されたスイッチング素子の短絡を防止する短絡防止期間を設けたＰＷＭ制御を行い、
前記短絡防止期間による不足量に相当する値を各相の指令値に加算することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
風速に基づいて前記翼の角度を変更する翼角度変更手段をさらに備えることを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記発電機は、固定子側及び回転子側に巻線が巻回される巻線型誘導発電機であり、
前記電力変換装置は、交流電力と直流電力とを双方向に変換可能な第１の電力変換器と、前記直流電力を蓄電する蓄電器と、この蓄電器に接続され、直流電力と交流電力とを双方向に変換可能な第２の電力変換器とを備え、
前記巻線型誘導発電機の一方の巻線が電力系統に接続され、他方の巻線が前記第１の電力変換器に接続され、
前記第２の電力変換器の交流側を前記電力系統に接続することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項７に記載の風力発電装置において、
前記第２の電力変換器の交流側と前記電力系統との間には、低域通過フィルタが挿入され、
前記低域通過フィルタの入力側の相間電圧のパルス密度が変化することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記発電機は、永久磁石型発電機であり、
前記電力変換装置は、交流電力と直流電力とを双方向に変換可能な第１の電力変換器と、前記直流電力を蓄電する蓄電器と、この蓄電器に接続され、直流電力と交流電力とを双方向に変換可能な第２の電力変換器とを備え、
前記永久磁石型発電機の巻線側を前記第１の電力変換器の交流側に接続し、前記第２の電力変換器の交流側を電力系統に接続することを特徴とする風力発電装置。 - 請求項１に記載の風力発電装置において、
前記発電機は、同期発電機であり、
前記電力変換装置は、交流電力と直流電力とを双方向に変換可能な第１の電力変換器と、
前記直流電力を蓄電する蓄電器と、この蓄電器に接続され、直流電力と交流電力とを双方向に変換可能な第２の電力変換器とを備え、
前記同期発電機の固定子側を前記第１の電力変換器の交流側に接続し、前記第２の電力変換装置の交流側を電力系統に接続し、
前記１周期は、前記電力系統の系統周波数によって定められることを特徴とする風力発電装置。 - 軸の回転により多相交流発電する発電機の発電電力を調整、出力するためにＰＷＭ制御する電力変換装置において、
前記電力変換装置を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれオン状態、及びオフ状態の何れかの状態に固定する制御停止期間を設け、
該電力変換装置は、前記発電機の回転速度がスイッチング素子の発熱量によって定められる値以上となる場合に、１周期の間に相間で重複しない前記制御停止期間を各相毎に設けて前記ＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換装置は、接続される端子電圧の周波数に基づいた指令値と三角波とを比較して前記ＰＷＭ制御するものであり、
前記三角波の周波数は、前記端子電圧の周波数の６ｎ倍（ｎは正の整数）であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１１に記載の電力変換装置において、
該電力変換装置は、相間のパルス密度を変化させて前記ＰＷＭ制御することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換装置は、１周期の間に前記パルス密度を４回変化させることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１１に記載の電力変換装置において、
前記電力変換装置は、直列接続されたスイッチング素子の短絡を防止する短絡防止期間を設けたＰＷＭ制御を行い、
前記短絡防止期間による不足量に相当する値を各相の指令値に加算することを特徴とする電力変換装置。
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