JPH0638598A - 誘導発電機の制御装置 - Google Patents
誘導発電機の制御装置Info
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- JPH0638598A JPH0638598A JP4184255A JP18425592A JPH0638598A JP H0638598 A JPH0638598 A JP H0638598A JP 4184255 A JP4184255 A JP 4184255A JP 18425592 A JP18425592 A JP 18425592A JP H0638598 A JPH0638598 A JP H0638598A
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- Japan
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- signal
- current
- control
- commutation
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 零を含む小電力発電領域でも安定した発電制
御を行うこと。 【構成】 転流同期信号のタイミング毎に所定のパルス
幅の信号を発生させ、この信号をＰＷＭ禁止信号とする
ＰＷＭ許可制御15を設けたもの。
御を行うこと。 【構成】 転流同期信号のタイミング毎に所定のパルス
幅の信号を発生させ、この信号をＰＷＭ禁止信号とする
ＰＷＭ許可制御15を設けたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、風力発電や内燃機関で
使用される機械装置の余剰動力を利用して電力を得る軸
発電など、原動機の回転速度が大幅に変化する用途に適
した誘導発電機の制御装置に関する。
使用される機械装置の余剰動力を利用して電力を得る軸
発電など、原動機の回転速度が大幅に変化する用途に適
した誘導発電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導発電機は電流の大きさとすべり周波
数を制御することによって発電電力を制御することがで
きるが、すべり周波数を制御するためには誘導発電機の
回転数を検出する回転検出器が必要である。しかし、誘
導発電機は振動が大きく温度・湿度が高いという悪環境
において使われることが多く、回転検出器によるトラブ
ルが多かった。回転検出器が故障すると発電は継続でき
ないし、振動や電磁的なノイズにより回転検出器の出力
信号が乱されると、これをもとにして制御される誘導発
電機の出力電流が乱され、安定な制御ができなくなる。
また回転検出器の精度、分解能が低いと、誘導発電機の
出力電流波形が歪み、良好な特性が得られないため、高
価な回転検出器が必要であった。
数を制御することによって発電電力を制御することがで
きるが、すべり周波数を制御するためには誘導発電機の
回転数を検出する回転検出器が必要である。しかし、誘
導発電機は振動が大きく温度・湿度が高いという悪環境
において使われることが多く、回転検出器によるトラブ
ルが多かった。回転検出器が故障すると発電は継続でき
ないし、振動や電磁的なノイズにより回転検出器の出力
信号が乱されると、これをもとにして制御される誘導発
電機の出力電流が乱され、安定な制御ができなくなる。
また回転検出器の精度、分解能が低いと、誘導発電機の
出力電流波形が歪み、良好な特性が得られないため、高
価な回転検出器が必要であった。
【０００３】また、誘導発電機の出力電流を交流の瞬時
値で制御しなければならないが、その制御方法にも問題
があった。一般的な制御方法は交流の電流指令と検出値
とをＰＩ制御し、その出力信号をＰＷＭ制御してパルス
信号に変換し、各スイッチング素子に分配するという方
式であった。この方式ではＰＷＭ制御の変調周波数で、
ＰＩ制御の応答速度が制限されるため、よほど高速なス
イッチング素子を用いないと速い電流制御ができない。
このため、スイッチング素子の電流定格に余裕をみる必
要があった。交流の電流制御にはこのほか、交流の電流
基準と検出電流をヒステリシスコンパレータで比較し
て、ヒステリシスコンパレータの出力として直接ＰＷＭ
信号を得る方法もある。この方式では前者に比べて高速
な電流制御が可能であるが、スイッチング回数が増え、
損失が大きくなるという欠点を持っている。いずれにし
ても変換装置は大型、高価となっていた。
値で制御しなければならないが、その制御方法にも問題
があった。一般的な制御方法は交流の電流指令と検出値
とをＰＩ制御し、その出力信号をＰＷＭ制御してパルス
信号に変換し、各スイッチング素子に分配するという方
式であった。この方式ではＰＷＭ制御の変調周波数で、
ＰＩ制御の応答速度が制限されるため、よほど高速なス
イッチング素子を用いないと速い電流制御ができない。
このため、スイッチング素子の電流定格に余裕をみる必
要があった。交流の電流制御にはこのほか、交流の電流
基準と検出電流をヒステリシスコンパレータで比較し
て、ヒステリシスコンパレータの出力として直接ＰＷＭ
信号を得る方法もある。この方式では前者に比べて高速
な電流制御が可能であるが、スイッチング回数が増え、
損失が大きくなるという欠点を持っている。いずれにし
ても変換装置は大型、高価となっていた。
【０００４】以上の欠点を除去するために、回転検出器
を使用せず、かつスイッチング素子の電流定格をぎりぎ
りまで使用できる誘導発電機の制御装置として波高値制
御と呼ばれる制御方式が最近提案された。
を使用せず、かつスイッチング素子の電流定格をぎりぎ
りまで使用できる誘導発電機の制御装置として波高値制
御と呼ばれる制御方式が最近提案された。
【０００５】図６は波高値制御を用いた誘導発電機の制
御装置の従来の構成図である。図において１は原動機、
２は原動機１により駆動される誘導発電機、３は誘導発
電機２の交流出力を直流に変換するコンバータ、４はコ
ンバータ３の出力電圧を平滑するコンデンサ、５は誘導
発電機２の初期励磁用の直流電源、６はコンバータ３か
ら負荷へ供給する電力をオンオフするしゃ断器、７は負
荷である。
御装置の従来の構成図である。図において１は原動機、
２は原動機１により駆動される誘導発電機、３は誘導発
電機２の交流出力を直流に変換するコンバータ、４はコ
ンバータ３の出力電圧を平滑するコンデンサ、５は誘導
発電機２の初期励磁用の直流電源、６はコンバータ３か
ら負荷へ供給する電力をオンオフするしゃ断器、７は負
荷である。
【０００６】８は誘導発電機２の出力電流を検出する電
流検出器、９はコンバータ３の出力電圧を検出する電圧
検出器である。10は発電のたち上げ制御回路、11はコン
バータ３の出力電圧を制御する電圧制御回路、12は電流
比較回路、13は転流制御回路、14はＰＷＭ制御回路であ
る。
流検出器、９はコンバータ３の出力電圧を検出する電圧
検出器である。10は発電のたち上げ制御回路、11はコン
バータ３の出力電圧を制御する電圧制御回路、12は電流
比較回路、13は転流制御回路、14はＰＷＭ制御回路であ
る。
【０００７】図７は図６の電流比較回路12の詳細図であ
る。図７においてＩ* は誘導発電機２の出力電流波高値
の指令値、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは電流検出器８により検出
された誘導発電機２の出力電流、24〜26は極性反転器、
27〜32は減算器、33〜38はヒステリシスコンパレータで
あり、出力電流波高値の指令値と検出電流とを比較して
その結果を電流比較信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，Ｗ
Ｐ，ＷＮとして出力する。
る。図７においてＩ* は誘導発電機２の出力電流波高値
の指令値、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは電流検出器８により検出
された誘導発電機２の出力電流、24〜26は極性反転器、
27〜32は減算器、33〜38はヒステリシスコンパレータで
あり、出力電流波高値の指令値と検出電流とを比較して
その結果を電流比較信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，Ｗ
Ｐ，ＷＮとして出力する。
【０００８】図８は図６の転流制御回路13の詳細図であ
る。図８（ａ）において43〜48はアンド回路、49, 50,
51はフリップフロップ、52はデコーダである。ＵＦ，Ｖ
Ｆ，ＷＦはフリップフロップ49〜51の出力として得られ
る電圧同期信号、ＰＨ１〜ＰＨ６はデコーダ52の出力と
して得られる電圧基本位相信号である。図８（ｂ）はデ
コーダ52の入出力の論理関係を示す図である。
る。図８（ａ）において43〜48はアンド回路、49, 50,
51はフリップフロップ、52はデコーダである。ＵＦ，Ｖ
Ｆ，ＷＦはフリップフロップ49〜51の出力として得られ
る電圧同期信号、ＰＨ１〜ＰＨ６はデコーダ52の出力と
して得られる電圧基本位相信号である。図８（ｂ）はデ
コーダ52の入出力の論理関係を示す図である。
【０００９】図９は図６のＰＷＭ制御回路14の詳細図で
ある。図９において61〜66はノット回路、68〜79はアン
ド回路、80〜82はオア回路、83〜85はアンド回路、86〜
88はイクスクルシブオア回路、ＰＨ１〜ＰＨ６は図８に
示したデコーダ52の出力信号、ＵＯ，ＶＯ，ＷＯはイク
スクルシブオア回路86〜88の出力でコンバータ３の各相
素子のスイッチング信号、ＥＰＷＭはＰＷＭ制御と１８
０度通電とを切り替えるＰＷＭ許可信号である。
ある。図９において61〜66はノット回路、68〜79はアン
ド回路、80〜82はオア回路、83〜85はアンド回路、86〜
88はイクスクルシブオア回路、ＰＨ１〜ＰＨ６は図８に
示したデコーダ52の出力信号、ＵＯ，ＶＯ，ＷＯはイク
スクルシブオア回路86〜88の出力でコンバータ３の各相
素子のスイッチング信号、ＥＰＷＭはＰＷＭ制御と１８
０度通電とを切り替えるＰＷＭ許可信号である。
【００１０】図６の構成によれば誘導発電機２の出力電
流は台形波状に制御され、その台形波の高さを波高値指
令値Ｉ* で与える。図７において誘導発電機２の各相の
電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗまたは極性反転器でそれらを反転
した−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗのおのおのと波高値指令値
Ｉ* との偏差がそれぞれ減算器27〜32によってとられ、
その偏差の大きさによってヒステリシスコンパレータ33
〜38が動作する。Ｕ相電流Ｉｕが波高値指令値Ｉ* より
大きければ、減算器27の出力は正となりヒステリシスコ
ンパレータ33の出力ＵＰは“１”となる。Ｕ相電流Ｉｕ
が波高値指令値Ｉ* よりヒステリシス分以上小さくなる
とＵＰは“０”となる。また、減算器28ではＵ相電流Ｉ
ｕを極性反転した信号の大きさが波高値指令値Ｉ* をこ
えるとヒステリシスコンパレータ34の出力ＵＮは“１”
となり、波高値指令値Ｉ* よりヒステリシス分以上小さ
くなるとＵＮは“０”となる。Ｖ相、Ｗ相も同様であ
る。すなわち電流比較回路12からは誘導発電機の出力電
流が波高値指令値Ｉ* によって指示される振幅におさま
っているか否かを示す信号ＵＰ〜ＷＮが電流比較信号と
して出力される。
流は台形波状に制御され、その台形波の高さを波高値指
令値Ｉ* で与える。図７において誘導発電機２の各相の
電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗまたは極性反転器でそれらを反転
した−Ｉｕ，−Ｉｖ，−Ｉｗのおのおのと波高値指令値
Ｉ* との偏差がそれぞれ減算器27〜32によってとられ、
その偏差の大きさによってヒステリシスコンパレータ33
〜38が動作する。Ｕ相電流Ｉｕが波高値指令値Ｉ* より
大きければ、減算器27の出力は正となりヒステリシスコ
ンパレータ33の出力ＵＰは“１”となる。Ｕ相電流Ｉｕ
が波高値指令値Ｉ* よりヒステリシス分以上小さくなる
とＵＰは“０”となる。また、減算器28ではＵ相電流Ｉ
ｕを極性反転した信号の大きさが波高値指令値Ｉ* をこ
えるとヒステリシスコンパレータ34の出力ＵＮは“１”
となり、波高値指令値Ｉ* よりヒステリシス分以上小さ
くなるとＵＮは“０”となる。Ｖ相、Ｗ相も同様であ
る。すなわち電流比較回路12からは誘導発電機の出力電
流が波高値指令値Ｉ* によって指示される振幅におさま
っているか否かを示す信号ＵＰ〜ＷＮが電流比較信号と
して出力される。
【００１１】次に図８の転流制御回路13の動作について
説明する。フリップフロップ49は電圧基本位相信号ＰＨ
６が“１”であるときに電流比較信号ＵＰが“１”であ
ればリセットされ、電圧基本位相信号ＰＨ３が“１”で
あるときに電流比較信号ＵＮが“１”であればリセット
される。後述する図９のＰＷＭ制御回路14においてＰＷ
Ｍを動作させない場合にはＰＷＭ制御回路14の出力とし
て転流制御回路13の出力がそのまま出力され、コンバー
タ３は転流制御回路13の出力によりスイッチング制御さ
れる。したがって相電流Ｉｕが正であり波高値指令値Ｉ
* よりも大きくなるとＵ相のプラス側のスイッチング素
子はオフされ、マイナス側のスイッチング素子がオンさ
れて、Ｉｕを減少させる方向の電圧とされる。これによ
りＩｕが減少して正から負となり、負の値の絶対値が波
高値指令値Ｉ* を越えるとＵ相のマイナス側のスイッチ
ング素子はオフされ、プラス側のスイッチング素子がオ
ンされてＩｕを増加させる方向の電圧とされる。このよ
うに相電流Ｉｕが正負に変化してその絶対値が波高値指
令値Ｉ* を越えるごとにフリップフロップ49はセット／
リセットされる。Ｖ相、Ｗ相も同様である。こうしてフ
リップフロップ49〜51の出力ＵＦ，ＶＦ，ＷＦとしてコ
ンバータの電圧同期信号が得られる。もしコンバータ３
の入力側に接続されているのが、誘導発電機２でなく単
なるリアクトルであればリアクトルの定数とコンバータ
３の出力電圧の高さとによって電流変化率が定まるか
ら、あとは波高値指令値Ｉ* の大きさによってコンバー
タの動作周波数が定まってしまう。これにたいし、誘導
発電機２が接続されていると上記のほかに誘導起電力が
加わる。誘導発電機２の磁束が確立していると電流はコ
ンバータ３の出力電圧と誘導起電力との差によって流れ
るから誘導起電力の変化によって電流変化率が変化す
る。誘導起電力の変化を相でみると正弦波的でその変化
速度は回転数に依存するから、誘導発電機２の回転数が
高くなり誘導起電力の変化が速くなると電流変化率の変
化も速くなる。逆に回転数が低くなり誘導起電力の変化
が遅くなると電流変化率の変化も遅くなる。これにより
電圧同期信号の周波数は誘導発電機の回転数に自動的に
追従して変化し、回転検出器なしでコンバータの転流制
御が可能となる。ＰＷＭをおこなわない場合の相電流Ｉ
ｕと電圧同期信号ＵＦ，ＶＦ，ＷＦおよび、デコーダ52
が出力する電圧基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６を図10に示
す。
説明する。フリップフロップ49は電圧基本位相信号ＰＨ
６が“１”であるときに電流比較信号ＵＰが“１”であ
ればリセットされ、電圧基本位相信号ＰＨ３が“１”で
あるときに電流比較信号ＵＮが“１”であればリセット
される。後述する図９のＰＷＭ制御回路14においてＰＷ
Ｍを動作させない場合にはＰＷＭ制御回路14の出力とし
て転流制御回路13の出力がそのまま出力され、コンバー
タ３は転流制御回路13の出力によりスイッチング制御さ
れる。したがって相電流Ｉｕが正であり波高値指令値Ｉ
* よりも大きくなるとＵ相のプラス側のスイッチング素
子はオフされ、マイナス側のスイッチング素子がオンさ
れて、Ｉｕを減少させる方向の電圧とされる。これによ
りＩｕが減少して正から負となり、負の値の絶対値が波
高値指令値Ｉ* を越えるとＵ相のマイナス側のスイッチ
ング素子はオフされ、プラス側のスイッチング素子がオ
ンされてＩｕを増加させる方向の電圧とされる。このよ
うに相電流Ｉｕが正負に変化してその絶対値が波高値指
令値Ｉ* を越えるごとにフリップフロップ49はセット／
リセットされる。Ｖ相、Ｗ相も同様である。こうしてフ
リップフロップ49〜51の出力ＵＦ，ＶＦ，ＷＦとしてコ
ンバータの電圧同期信号が得られる。もしコンバータ３
の入力側に接続されているのが、誘導発電機２でなく単
なるリアクトルであればリアクトルの定数とコンバータ
３の出力電圧の高さとによって電流変化率が定まるか
ら、あとは波高値指令値Ｉ* の大きさによってコンバー
タの動作周波数が定まってしまう。これにたいし、誘導
発電機２が接続されていると上記のほかに誘導起電力が
加わる。誘導発電機２の磁束が確立していると電流はコ
ンバータ３の出力電圧と誘導起電力との差によって流れ
るから誘導起電力の変化によって電流変化率が変化す
る。誘導起電力の変化を相でみると正弦波的でその変化
速度は回転数に依存するから、誘導発電機２の回転数が
高くなり誘導起電力の変化が速くなると電流変化率の変
化も速くなる。逆に回転数が低くなり誘導起電力の変化
が遅くなると電流変化率の変化も遅くなる。これにより
電圧同期信号の周波数は誘導発電機の回転数に自動的に
追従して変化し、回転検出器なしでコンバータの転流制
御が可能となる。ＰＷＭをおこなわない場合の相電流Ｉ
ｕと電圧同期信号ＵＦ，ＶＦ，ＷＦおよび、デコーダ52
が出力する電圧基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６を図10に示
す。
【００１２】相電流Ｉｖ，Ｉｗについては図を省略して
いるがＩｕからそれぞれ１２０度、２４０度だけ位相の
遅れた信号となる。さきに述べたようにＰＷＭしないと
きには電圧同期信号でコンバータを制御して１８０度通
電制御をおこなうから、ＵＦ，ＶＦ，ＷＦのすべてが同
時に“１”あるいは同時に“０”となってはいけない。
しかし、単にヒステリシスコンパレータの出力でフリッ
プフロップをセット、リセットするだけでは電流のリッ
プル波形やノイズ、電流検出誤差、論理回路の遅延時間
の影響などによりすべてが同時に“１”や“０”になる
可能性がある。図８（ａ）の回路ではデコーダ52とアン
ド回路43〜48とによってすべての相が同時に“１”や
“０”になることを禁止している。デコーダ52の出力は
図８（ｂ）に示すようにＰＨ１〜ＰＨ６のうちひとつだ
け“１”をとる。デコーダ出力のうちＰＨ１が“１”で
あるとき、すなわちデコーダの入力がＶＦのみ“１”で
ＵＦとＷＦとが“０”であるときには、ＷＦが“１”と
なるフリップフロップ51のセット入力に接続されたアン
ド回路48だけがイネーブルされる。
いるがＩｕからそれぞれ１２０度、２４０度だけ位相の
遅れた信号となる。さきに述べたようにＰＷＭしないと
きには電圧同期信号でコンバータを制御して１８０度通
電制御をおこなうから、ＵＦ，ＶＦ，ＷＦのすべてが同
時に“１”あるいは同時に“０”となってはいけない。
しかし、単にヒステリシスコンパレータの出力でフリッ
プフロップをセット、リセットするだけでは電流のリッ
プル波形やノイズ、電流検出誤差、論理回路の遅延時間
の影響などによりすべてが同時に“１”や“０”になる
可能性がある。図８（ａ）の回路ではデコーダ52とアン
ド回路43〜48とによってすべての相が同時に“１”や
“０”になることを禁止している。デコーダ52の出力は
図８（ｂ）に示すようにＰＨ１〜ＰＨ６のうちひとつだ
け“１”をとる。デコーダ出力のうちＰＨ１が“１”で
あるとき、すなわちデコーダの入力がＶＦのみ“１”で
ＵＦとＷＦとが“０”であるときには、ＷＦが“１”と
なるフリップフロップ51のセット入力に接続されたアン
ド回路48だけがイネーブルされる。
【００１３】図11の動作波形にもとづいて図９のＰＷＭ
制御回路14の作用を説明する。簡単のため図11では電圧
基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６の信号の“１”をとる期間
をその信号名で示している。図11において電圧同期信号
ＵＦは最初“１”であり電流Ｉｕは正方向に増加する。
時刻ｔ１にて電流Ｉｕは波高値指令値Ｉ* に達し電流比
較信号ＵＰが“１”になる。ＵＰの変化により、転流制
御回路13においてＵＦが“０”とされる。ＵＦの変化に
よりデコーダの出力のうちＰＨ１が“１”となる。ＰＨ
１以外は“０”だから図９のアンド回路74〜79のうちア
ンド回路77のみ電流比較信号の状態により出力が変化
し、他のアンド回路74〜76，78，79の出力は電流比較信
号の状態に関わらず“０”である。したがってオア回路
80，82の出力は“０”となり、アンド回路83，85の出力
も“０”となる。したがってＰＨ１が“１”の間はイク
スクルシブオア回路86，88は電圧同期信号ＵＦ，ＷＦを
そのまま出力することになる。その間、イクスクルシブ
オア回路87の出力はＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭが“１”で
あれば電流比較信号ＵＰ，ＶＮの状態によって決まるこ
とになる。時刻ｔ１後、ＵＰは“１”であり、ノット回
路61を介しているためアンド回路71の出力は“０”とな
る。したがってオア回路81の出力も“０”となり、イク
スクルシブオア回路87は電圧同期信号ＶＦをそのまま出
力する。これによりコンバータ出力電圧はＵ相、Ｗ相は
負側、Ｖ相のみ正側のスイッチング素子がオンされ電流
Ｉｕは減少し始める。電流Ｉｕが減少して時刻ｔ２にて
ヒステリシスコンパレータのヒステリシスレベルを下回
ると、ＵＰは“０”となる。電流比較信号ＶＮはすでに
“０”であったから、アンド回路71の出力は１となり、
アンド回路77、オア回路81を介してアンド回路84の出力
は“１”となる。したがってイクスクルシブオア回路87
の出力ＶＯは電圧同期信号ＶＦを反転した信号となり、
コンバータ出力電圧はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ともすべて負と
なる。すなわち線間電圧はすべて零となり、発電機電流
は誘導起電力により流れることになる。Ｉｕ，Ｉｖの瞬
時振幅は増加に転じｔ３にてＩｕよりもさきにＩｖが指
令値に達する。これにより、ＶＮが“１”になり、ＵＰ
が“１”の場合と同様にＶ相電圧が負から正に転じて、
電流Ｉｖは減少し始める。もちろん電流Ｉｕも減少す
る。ｔ４にてＶＮが“０”になり、発電機の線間電圧が
すべて“０”とされて電流Ｉｕ，Ｉｖはいずれも誘導起
電力により増加し始める。以後ｔ５からｔ８まではいず
れもＩｕの瞬時値比較によってＰＷＭがおこなわれる。
時刻ｔ９にて電流Ｉｗが−Ｉ* に達してＷＮが“１”に
なると、電圧同期信号ＷＦが“０”から“１”になる。
デコーダ52の出力はＰＨ２が“１”となる。これにより
アンド回路75〜79の出力は電流状態に関わらず“０”と
なり、アンド回路74の出力のみが電流Ｉｕ，Ｉｗの状態
により変化するようになる。ｔ９にてコンバータのＵ相
は負、Ｖ相、Ｗ相は正の電圧となる。Ｉｗが減少し、ｔ
10でＷＮが“０”となるとＵ相も正電圧とされ線間電圧
は“０”となる。ＩｗとＩｕの瞬時振幅は増大に転じ、
ｔ11にてＵＰが“１”となる。これによりＵ相電圧は正
から負とされ、Ｉｗ，Ｉｕは減少してｔ12にてＵＰが
“０”となる。以下同様にして各相電流が指令値を越え
ないようにＰＷＭ制御する。
制御回路14の作用を説明する。簡単のため図11では電圧
基本位相信号ＰＨ１〜ＰＨ６の信号の“１”をとる期間
をその信号名で示している。図11において電圧同期信号
ＵＦは最初“１”であり電流Ｉｕは正方向に増加する。
時刻ｔ１にて電流Ｉｕは波高値指令値Ｉ* に達し電流比
較信号ＵＰが“１”になる。ＵＰの変化により、転流制
御回路13においてＵＦが“０”とされる。ＵＦの変化に
よりデコーダの出力のうちＰＨ１が“１”となる。ＰＨ
１以外は“０”だから図９のアンド回路74〜79のうちア
ンド回路77のみ電流比較信号の状態により出力が変化
し、他のアンド回路74〜76，78，79の出力は電流比較信
号の状態に関わらず“０”である。したがってオア回路
80，82の出力は“０”となり、アンド回路83，85の出力
も“０”となる。したがってＰＨ１が“１”の間はイク
スクルシブオア回路86，88は電圧同期信号ＵＦ，ＷＦを
そのまま出力することになる。その間、イクスクルシブ
オア回路87の出力はＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭが“１”で
あれば電流比較信号ＵＰ，ＶＮの状態によって決まるこ
とになる。時刻ｔ１後、ＵＰは“１”であり、ノット回
路61を介しているためアンド回路71の出力は“０”とな
る。したがってオア回路81の出力も“０”となり、イク
スクルシブオア回路87は電圧同期信号ＶＦをそのまま出
力する。これによりコンバータ出力電圧はＵ相、Ｗ相は
負側、Ｖ相のみ正側のスイッチング素子がオンされ電流
Ｉｕは減少し始める。電流Ｉｕが減少して時刻ｔ２にて
ヒステリシスコンパレータのヒステリシスレベルを下回
ると、ＵＰは“０”となる。電流比較信号ＶＮはすでに
“０”であったから、アンド回路71の出力は１となり、
アンド回路77、オア回路81を介してアンド回路84の出力
は“１”となる。したがってイクスクルシブオア回路87
の出力ＶＯは電圧同期信号ＶＦを反転した信号となり、
コンバータ出力電圧はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ともすべて負と
なる。すなわち線間電圧はすべて零となり、発電機電流
は誘導起電力により流れることになる。Ｉｕ，Ｉｖの瞬
時振幅は増加に転じｔ３にてＩｕよりもさきにＩｖが指
令値に達する。これにより、ＶＮが“１”になり、ＵＰ
が“１”の場合と同様にＶ相電圧が負から正に転じて、
電流Ｉｖは減少し始める。もちろん電流Ｉｕも減少す
る。ｔ４にてＶＮが“０”になり、発電機の線間電圧が
すべて“０”とされて電流Ｉｕ，Ｉｖはいずれも誘導起
電力により増加し始める。以後ｔ５からｔ８まではいず
れもＩｕの瞬時値比較によってＰＷＭがおこなわれる。
時刻ｔ９にて電流Ｉｗが−Ｉ* に達してＷＮが“１”に
なると、電圧同期信号ＷＦが“０”から“１”になる。
デコーダ52の出力はＰＨ２が“１”となる。これにより
アンド回路75〜79の出力は電流状態に関わらず“０”と
なり、アンド回路74の出力のみが電流Ｉｕ，Ｉｗの状態
により変化するようになる。ｔ９にてコンバータのＵ相
は負、Ｖ相、Ｗ相は正の電圧となる。Ｉｗが減少し、ｔ
10でＷＮが“０”となるとＵ相も正電圧とされ線間電圧
は“０”となる。ＩｗとＩｕの瞬時振幅は増大に転じ、
ｔ11にてＵＰが“１”となる。これによりＵ相電圧は正
から負とされ、Ｉｗ，Ｉｕは減少してｔ12にてＵＰが
“０”となる。以下同様にして各相電流が指令値を越え
ないようにＰＷＭ制御する。
【００１４】このようにＰＨ１が“１”の間はＵ相の電
流状態をみてＶ相のスイッチをオンオフ制御することに
より、Ｕ相電流を所定の波高値指令値以下に制御するこ
とができる。ただし、スイッチングしているのはＶ相で
あるから、そのスイッチング制御をＵ相電流のみでおこ
なっているとＶ相自身の電流が波高値指令値を越えるこ
とがある。このためアンド回路71でＵＰとＶＮ双方の否
定論理をとった信号のアンドをとってＶ相自身の電流も
波高値指令値を越えないように制御している。
流状態をみてＶ相のスイッチをオンオフ制御することに
より、Ｕ相電流を所定の波高値指令値以下に制御するこ
とができる。ただし、スイッチングしているのはＶ相で
あるから、そのスイッチング制御をＵ相電流のみでおこ
なっているとＶ相自身の電流が波高値指令値を越えるこ
とがある。このためアンド回路71でＵＰとＶＮ双方の否
定論理をとった信号のアンドをとってＶ相自身の電流も
波高値指令値を越えないように制御している。
【００１５】以上に述べたような電流比較回路12、転流
制御回路13、ＰＷＭ制御回路14を有する図６の発電装置
によれば誘導発電機の磁束が確立して誘導起電力が発生
すると回転センサなしで発電機の電流の制御が可能とな
る。磁束の確立は立ち上げ制御回路10で電圧制御回路11
の出力する電流基準の大きさを制御することによってお
こなう。誘導起電力のない状態では転流制御回路による
発電機電流の変化率は発電機の巻線のインピーダンスと
初期励磁用直流電源５の電圧の大きさで決まってしまう
ので、電流基準が小さければ周波数は高く、電流基準が
大きければ周波数は低くなる。したがってコンバータを
始動するときは電流基準を小さくしてＰＷＭ制御回路の
ＥＰＷＭ信号は“０”としておき、高い周波数でコンバ
ータを運転し、電流基準を徐々に増やしていく。これに
よりコンバータの運転周波数は徐々に低くなる。運転周
波数が原動機の回転数相当の周波数に近くなると、誘導
起電力が発生する。これ以降は電流基準を増やすと発電
電流が大きくなり、減らすと発電電流が小さくなるだけ
で、周波数は誘導起電力の周波数によって決まるように
なる。誘導発電機が発電機として動作し始めたことは、
電圧検出器９で検出する直流電圧が上昇することによっ
て判定できる。これにより、ＥＰＷＭ信号を“１”とし
てＰＷＭ制御を活かし、負荷７に必要な電圧まで上昇し
たらしゃ断器６を投入して負荷７に電力を供給する。以
後は電圧制御回路11が動作して直流電圧の高低により電
流基準を増減して、直流電圧を負荷７に必要な電圧に制
御する。
制御回路13、ＰＷＭ制御回路14を有する図６の発電装置
によれば誘導発電機の磁束が確立して誘導起電力が発生
すると回転センサなしで発電機の電流の制御が可能とな
る。磁束の確立は立ち上げ制御回路10で電圧制御回路11
の出力する電流基準の大きさを制御することによってお
こなう。誘導起電力のない状態では転流制御回路による
発電機電流の変化率は発電機の巻線のインピーダンスと
初期励磁用直流電源５の電圧の大きさで決まってしまう
ので、電流基準が小さければ周波数は高く、電流基準が
大きければ周波数は低くなる。したがってコンバータを
始動するときは電流基準を小さくしてＰＷＭ制御回路の
ＥＰＷＭ信号は“０”としておき、高い周波数でコンバ
ータを運転し、電流基準を徐々に増やしていく。これに
よりコンバータの運転周波数は徐々に低くなる。運転周
波数が原動機の回転数相当の周波数に近くなると、誘導
起電力が発生する。これ以降は電流基準を増やすと発電
電流が大きくなり、減らすと発電電流が小さくなるだけ
で、周波数は誘導起電力の周波数によって決まるように
なる。誘導発電機が発電機として動作し始めたことは、
電圧検出器９で検出する直流電圧が上昇することによっ
て判定できる。これにより、ＥＰＷＭ信号を“１”とし
てＰＷＭ制御を活かし、負荷７に必要な電圧まで上昇し
たらしゃ断器６を投入して負荷７に電力を供給する。以
後は電圧制御回路11が動作して直流電圧の高低により電
流基準を増減して、直流電圧を負荷７に必要な電圧に制
御する。
【００１６】図６の構成によれば回転検出器なしで発電
制御をおこなうことができるので、回転検出器のトラブ
ルによる発電停止がなくなる。また、電流制御が、高速
でしかも損失がすくないので、スイッチング素子の電流
定格ぎりぎりまで使用でき、小形の変換器で大電力発電
が可能となる。
制御をおこなうことができるので、回転検出器のトラブ
ルによる発電停止がなくなる。また、電流制御が、高速
でしかも損失がすくないので、スイッチング素子の電流
定格ぎりぎりまで使用でき、小形の変換器で大電力発電
が可能となる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】誘導発電機の発電電力
は電流の大きさとすべり周波数で制御されるが、図６に
示した波高値制御ではすべり周波数は制御していない。
発電電力の制御は波高値指令Ｉ* の大きさだけで制御し
ており、すべり周波数は回路電圧や発電機の回路定数等
で自動的に決まり、波高値指令Ｉ* を小さくするとすべ
り周波数も小さくなり、発電電力も小さくなる。したが
って軽負荷発電状態では波高値指令Ｉ* を小さくする必
要があるが、波高値指令Ｉ* を小さくするのには限度が
ある。なぜならば図11で説明した波高値制御の動作原理
は誘導発電機の磁束が確立して誘導起電力を生じている
ことを前提としている。そのために磁束を作るための励
磁電流は常に供給する必要がある。波高値指令Ｉ* を小
さくすることによって誘導起電力の基本波成分が小さく
なると励磁電流成分も小さくなり、充分な磁束を確保で
きなくなる領域が存在する。磁束が小さくなりすぎる波
高値制御が成り立たなくなる。
は電流の大きさとすべり周波数で制御されるが、図６に
示した波高値制御ではすべり周波数は制御していない。
発電電力の制御は波高値指令Ｉ* の大きさだけで制御し
ており、すべり周波数は回路電圧や発電機の回路定数等
で自動的に決まり、波高値指令Ｉ* を小さくするとすべ
り周波数も小さくなり、発電電力も小さくなる。したが
って軽負荷発電状態では波高値指令Ｉ* を小さくする必
要があるが、波高値指令Ｉ* を小さくするのには限度が
ある。なぜならば図11で説明した波高値制御の動作原理
は誘導発電機の磁束が確立して誘導起電力を生じている
ことを前提としている。そのために磁束を作るための励
磁電流は常に供給する必要がある。波高値指令Ｉ* を小
さくすることによって誘導起電力の基本波成分が小さく
なると励磁電流成分も小さくなり、充分な磁束を確保で
きなくなる領域が存在する。磁束が小さくなりすぎる波
高値制御が成り立たなくなる。
【００１８】すなわち波高値指令Ｉ* のみで発電電力を
制御する従来の波高値制御には小電力発電に限界があ
り、軽負荷時にはコンバータをオフせざるを得ないとい
う欠点があった。
制御する従来の波高値制御には小電力発電に限界があ
り、軽負荷時にはコンバータをオフせざるを得ないとい
う欠点があった。
【００１９】本発明は上述の従来装置の欠点を除去する
ためになされたものであり、０電力発電まで安定に制御
可能な誘導発電機の制御装置を実現することを目的とし
ている。
ためになされたものであり、０電力発電まで安定に制御
可能な誘導発電機の制御装置を実現することを目的とし
ている。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、原動機で駆動される誘導発電機の交流出
力を直流に変換するコンバータ部と、前記誘導発電機の
出力電流と電流波高値指令を比較して転流タイミング制
御信号を出力する電流比較部と、前記転流タイミング制
御信号により誘導発電機の交流出力の半周期毎に理論値
が反転する転流同期信号を出力する転流制御部と、前記
転流同期信号に基づいて前記コンバータ部をスイッチン
グ制御すると共に、ＰＷＭ禁止信号を解除したとき前記
転流タイミング制御信号と共に前記コンバータ部をＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ制御部を備えた装置において、前記転
流同期信号のタイミング毎に所定のパルス幅の信号を発
生させこの信号を前記ＰＷＭ禁止信号とするＰＷＭ許可
制御部を設け、ＰＷＭ制御部のＰＷＭ禁止信号を転流周
期内で制御し、転流直後から所定期間だけＰＷＭを可能
とし、残りの期間はＰＷＭを禁止する。そのＰＷＭ禁止
期間を制御することで発電電力を制御し、波高値指令は
所定値以下に小さくしないようにしたものである。
め、本発明は、原動機で駆動される誘導発電機の交流出
力を直流に変換するコンバータ部と、前記誘導発電機の
出力電流と電流波高値指令を比較して転流タイミング制
御信号を出力する電流比較部と、前記転流タイミング制
御信号により誘導発電機の交流出力の半周期毎に理論値
が反転する転流同期信号を出力する転流制御部と、前記
転流同期信号に基づいて前記コンバータ部をスイッチン
グ制御すると共に、ＰＷＭ禁止信号を解除したとき前記
転流タイミング制御信号と共に前記コンバータ部をＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ制御部を備えた装置において、前記転
流同期信号のタイミング毎に所定のパルス幅の信号を発
生させこの信号を前記ＰＷＭ禁止信号とするＰＷＭ許可
制御部を設け、ＰＷＭ制御部のＰＷＭ禁止信号を転流周
期内で制御し、転流直後から所定期間だけＰＷＭを可能
とし、残りの期間はＰＷＭを禁止する。そのＰＷＭ禁止
期間を制御することで発電電力を制御し、波高値指令は
所定値以下に小さくしないようにしたものである。
【００２１】
【作用】転流直前にＰＷＭを禁止すると電流瞬時値の増
加が速くなり、ＰＷＭを継続した場合と比べて転流タイ
ミングが速くなり、結果的に電流の周波数が高くなる。
しかもＰＷＭの禁止期間を長くするほど周波数は高くな
る。周波数が変化することは誘導発電機のすべり周波数
が変化することであり、ＰＷＭの禁止期間によってすべ
り周波数を制御できることを意味している。このことに
よって誘導発電機が本来持っていた発電電力の制御自由
度である、電流の大きさとすべり周波数の両方が制御可
能になり、波高値指令をあまり小さくすることなく発電
電力の制御が可能になる。すなわち、磁束を保持するの
に必要な電流は常に供給して波高値制御を成立させ、発
電電力はＰＷＭ禁止期間によってすべり周波数を制御す
ることで制御するものである。
加が速くなり、ＰＷＭを継続した場合と比べて転流タイ
ミングが速くなり、結果的に電流の周波数が高くなる。
しかもＰＷＭの禁止期間を長くするほど周波数は高くな
る。周波数が変化することは誘導発電機のすべり周波数
が変化することであり、ＰＷＭの禁止期間によってすべ
り周波数を制御できることを意味している。このことに
よって誘導発電機が本来持っていた発電電力の制御自由
度である、電流の大きさとすべり周波数の両方が制御可
能になり、波高値指令をあまり小さくすることなく発電
電力の制御が可能になる。すなわち、磁束を保持するの
に必要な電流は常に供給して波高値制御を成立させ、発
電電力はＰＷＭ禁止期間によってすべり周波数を制御す
ることで制御するものである。
【００２２】
【実施例】図１に本発明の１実施例の構成を示す。図１
において、15は転流周期に同期したパルス信号を生成
し、ＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭとしてＰＷＭ制御回路14に
与えるＰＷＭ許可制御回路である。１〜14は図６の従来
の構成要素と同じものである。
において、15は転流周期に同期したパルス信号を生成
し、ＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭとしてＰＷＭ制御回路14に
与えるＰＷＭ許可制御回路である。１〜14は図６の従来
の構成要素と同じものである。
【００２３】図２はＰＷＭ許可制御回路15の１実施例を
示す構成図であり、16は３入力のオア回路、17は入力信
号のレベルが変化する間の周期を測定する周期測定回
路、18は入力値を１／２にする係数回路、19は入力信号
がレベル変化する毎に、すなわち入力信号のレベル変化
をトリガとしてパルスを出力し、その出力パルスの幅を
入力設定値で可変できるパルス発生回路である。
示す構成図であり、16は３入力のオア回路、17は入力信
号のレベルが変化する間の周期を測定する周期測定回
路、18は入力値を１／２にする係数回路、19は入力信号
がレベル変化する毎に、すなわち入力信号のレベル変化
をトリガとしてパルスを出力し、その出力パルスの幅を
入力設定値で可変できるパルス発生回路である。
【００２４】オア回路16には転流制御回路13のデコーダ
52から出力される電圧基本位相信号の内のＰＨ１とＰＨ
３とＰＨ５が入力され、出力ＣＯＭは転流毎すなわち電
気角の６０度毎にレベルが反転する信号となる。周期測
定回路17はオア回路16の出力ＣＯＭのレベル変化周期Ｔ
60を測定し、測定周期Ｔ60は係数回路18を介して１／２
にされ、電気角３０度に相当する値Ｔ30を得る。係数回
路18の出力Ｔ30はパルス幅設定値としてパルス発生回路
19に与えられ、地方パルス発生回路19のトリガ信号とし
てオア回路16の出力ＣＯＭが与えられる。
52から出力される電圧基本位相信号の内のＰＨ１とＰＨ
３とＰＨ５が入力され、出力ＣＯＭは転流毎すなわち電
気角の６０度毎にレベルが反転する信号となる。周期測
定回路17はオア回路16の出力ＣＯＭのレベル変化周期Ｔ
60を測定し、測定周期Ｔ60は係数回路18を介して１／２
にされ、電気角３０度に相当する値Ｔ30を得る。係数回
路18の出力Ｔ30はパルス幅設定値としてパルス発生回路
19に与えられ、地方パルス発生回路19のトリガ信号とし
てオア回路16の出力ＣＯＭが与えられる。
【００２５】以上の構成でパルス発生回路19の出力とし
て転流周期の半分すなわち電気角の３０度の幅のパルス
が得られ、ＰＷＭ許可制御回路15の出力信号ＥＰＷＭと
してＰＷＭ制御回路14に与えられる。この結果ＰＷＭ制
御回路では転流周期間の前半３０度はＰＷＭが許可さ
れ、後半３０度はＰＷＭが禁止される。
て転流周期の半分すなわち電気角の３０度の幅のパルス
が得られ、ＰＷＭ許可制御回路15の出力信号ＥＰＷＭと
してＰＷＭ制御回路14に与えられる。この結果ＰＷＭ制
御回路では転流周期間の前半３０度はＰＷＭが許可さ
れ、後半３０度はＰＷＭが禁止される。
【００２６】図３は図２の構成のＰＷＭ許可制御回路15
によって制御されたＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭが与えられ
たときのＰＷＭ制御回路14の動作波形を示すものであ
り、この図によって図１の実施例の作用を説明する。
によって制御されたＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭが与えられ
たときのＰＷＭ制御回路14の動作波形を示すものであ
り、この図によって図１の実施例の作用を説明する。
【００２７】図３に示すようにＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭ
は転流が行われる毎に“１”となり、電気角の３０度後
に“０”となる。例えばデコーダ52の信号がＰＨ６から
ＰＨ１に切り替わる転流タイミングｔ１でＥＰＷＭは
“１”になり、電気角で３０度経過したタイミングｔ２
で“０”になり、次の転流タイミングｔ３まで“０”を
維持する。このことによってｔ１からｔ２まではＰＷＭ
が許可され、ｔ２からｔ３まではＰＷＭが禁止される。
このように各転流周期間の後半３０度はＰＷＭが禁止さ
れ、この期間はＰＷＭ制御回路の出力ＵＯ〜ＷＯは電圧
同期信号ＵＦ〜ＷＦと等しい信号となる。
は転流が行われる毎に“１”となり、電気角の３０度後
に“０”となる。例えばデコーダ52の信号がＰＨ６から
ＰＨ１に切り替わる転流タイミングｔ１でＥＰＷＭは
“１”になり、電気角で３０度経過したタイミングｔ２
で“０”になり、次の転流タイミングｔ３まで“０”を
維持する。このことによってｔ１からｔ２まではＰＷＭ
が許可され、ｔ２からｔ３まではＰＷＭが禁止される。
このように各転流周期間の後半３０度はＰＷＭが禁止さ
れ、この期間はＰＷＭ制御回路の出力ＵＯ〜ＷＯは電圧
同期信号ＵＦ〜ＷＦと等しい信号となる。
【００２８】このようにＰＷＭが禁止される期間、例え
ばｔ２からｔ３の期間ではＩｖが急速に０に減衰し、Ｉ
ｗが負の波高値指令まで急速に立ち上がる。結果として
転流周期が短くなって周波数が高くなり、誘導発電機の
すべり周波数が小さくなる。すべり周波数が小さくなる
ことによって発電機の誘導起電力に対する電流の基本波
位相も変化し、従来の装置とは電流も異なる波形とな
る。
ばｔ２からｔ３の期間ではＩｖが急速に０に減衰し、Ｉ
ｗが負の波高値指令まで急速に立ち上がる。結果として
転流周期が短くなって周波数が高くなり、誘導発電機の
すべり周波数が小さくなる。すべり周波数が小さくなる
ことによって発電機の誘導起電力に対する電流の基本波
位相も変化し、従来の装置とは電流も異なる波形とな
る。
【００２９】図１の実施例のように電気角の６０度に相
当する転流周期間の後半３０度をＰＷＭ禁止することに
よって、ＰＷＭを禁止しない場合に比べてすべり周波数
が小さくなる。したがって、同一波高値指令であっても
従来のものよりも発電電力は小さくなり、より小電力発
電域まで制御が可能となるものである。
当する転流周期間の後半３０度をＰＷＭ禁止することに
よって、ＰＷＭを禁止しない場合に比べてすべり周波数
が小さくなる。したがって、同一波高値指令であっても
従来のものよりも発電電力は小さくなり、より小電力発
電域まで制御が可能となるものである。
【００３０】図１の実施例ではＰＷＭの禁止期間を電気
角の３０度に固定した場合について説明したが、このＰ
ＷＭ禁止期間を制御して発電量を制御することも可能で
ある。
角の３０度に固定した場合について説明したが、このＰ
ＷＭ禁止期間を制御して発電量を制御することも可能で
ある。
【００３１】図４はＰＷＭ禁止期間を可変する場合の実
施例を示す構成図であり、20は出力を設定された最小値
以下にならないように制限する最小値制限回路、21はＰ
ＷＭ許可信号ＥＰＷＭをＰＷＭ制御回路14に出力する図
２とは構成が異なるＰＷＭ許可制御回路である。１〜14
は図１の同一符号の構成要素と同じものである。最小値
制限回路20によって電圧制御回路の出力Ｉｐ* は最小値
が制限され、波高値指令Ｉ* は制限値以下にならないよ
うにリミットされる。
施例を示す構成図であり、20は出力を設定された最小値
以下にならないように制限する最小値制限回路、21はＰ
ＷＭ許可信号ＥＰＷＭをＰＷＭ制御回路14に出力する図
２とは構成が異なるＰＷＭ許可制御回路である。１〜14
は図１の同一符号の構成要素と同じものである。最小値
制限回路20によって電圧制御回路の出力Ｉｐ* は最小値
が制限され、波高値指令Ｉ* は制限値以下にならないよ
うにリミットされる。
【００３２】図５は図４におけるＰＷＭ許可制御回路21
の１実施例を示す構成図であり、16，17，19は図２の実
施例における同一符号の構成要素と同じである。22は割
算器、23は乗算器である。割算器22で最小値制限回路20
の入出力信号の比Ｉｐ* ／Ｉ* を求め、その結果と周期
測定回路17から出力される転流周期Ｔ60とを乗算器23で
乗算した結果がパルス発生回路19のパルス幅ＴＰＷＭと
して設定される。
の１実施例を示す構成図であり、16，17，19は図２の実
施例における同一符号の構成要素と同じである。22は割
算器、23は乗算器である。割算器22で最小値制限回路20
の入出力信号の比Ｉｐ* ／Ｉ* を求め、その結果と周期
測定回路17から出力される転流周期Ｔ60とを乗算器23で
乗算した結果がパルス発生回路19のパルス幅ＴＰＷＭと
して設定される。
【００３３】このような構成にすることによってＰＷＭ
許可信号ＥＰＷＭのパルス幅は電気角が割算器22の出力
Ｉｐ* ／Ｉ* に比例して変化する。電圧制御回路11の出
力Ｉｐ* が最小値制限回路20の設定値よりも大きいとき
は、波高値指令Ｉ* はＩｐ* と等しいのでＰＷＭ許可信
号ＥＰＷＭのパルス幅は６０度となり、禁止期間は０と
なる。すなわち、波高値指令Ｉ* が最小値制限されない
領域は全期間ＰＷＭ制御され、図６に示した従来装置と
同じ動作となる。
許可信号ＥＰＷＭのパルス幅は電気角が割算器22の出力
Ｉｐ* ／Ｉ* に比例して変化する。電圧制御回路11の出
力Ｉｐ* が最小値制限回路20の設定値よりも大きいとき
は、波高値指令Ｉ* はＩｐ* と等しいのでＰＷＭ許可信
号ＥＰＷＭのパルス幅は６０度となり、禁止期間は０と
なる。すなわち、波高値指令Ｉ* が最小値制限されない
領域は全期間ＰＷＭ制御され、図６に示した従来装置と
同じ動作となる。
【００３４】電圧制御回路11の出力Ｉｐ* が最小値制限
回路20の設定値以下になると、波高値指令Ｉ* は設定値
で制限され、割算器の出力Ｉｐ* ／Ｉ* は１よりも小さ
くなり、ＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭのパルス幅は６０度以
下になる。したがって、ＰＷＭの禁止期間が設定される
ようになり、禁止期間は電圧制御回路の出力Ｉｐ* が小
さくなるほど長くなる。この領域では波高値指令Ｉ* は
一定に保たれ、発電電力はＰＷＭ禁止期間の長さによっ
てすべり周波数が変化することによって制御される。
回路20の設定値以下になると、波高値指令Ｉ* は設定値
で制限され、割算器の出力Ｉｐ* ／Ｉ* は１よりも小さ
くなり、ＰＷＭ許可信号ＥＰＷＭのパルス幅は６０度以
下になる。したがって、ＰＷＭの禁止期間が設定される
ようになり、禁止期間は電圧制御回路の出力Ｉｐ* が小
さくなるほど長くなる。この領域では波高値指令Ｉ* は
一定に保たれ、発電電力はＰＷＭ禁止期間の長さによっ
てすべり周波数が変化することによって制御される。
【００３５】図５の実施例では波高値指令Ｉ* の大きさ
は最小値制限回路20の設定値以上になり、常に誘導機の
励磁電流を充分に確保することが可能となる。しかも、
軽負荷時の小電力発電領域はＰＷＭの禁止期間が自動的
に可変してすべり周波数が変化し、０電力発電も可能で
ある。したがって、軽負荷時もコンバータをオフするこ
となく運転を継続でき、負荷変動の激しい用途にも対応
できる発電装置を実現することができる。
は最小値制限回路20の設定値以上になり、常に誘導機の
励磁電流を充分に確保することが可能となる。しかも、
軽負荷時の小電力発電領域はＰＷＭの禁止期間が自動的
に可変してすべり周波数が変化し、０電力発電も可能で
ある。したがって、軽負荷時もコンバータをオフするこ
となく運転を継続でき、負荷変動の激しい用途にも対応
できる発電装置を実現することができる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば従来
の波高値制御の特長である、回転検出器が不要、スイッ
チング回数が少なく素子の電流定格を最大限に利用でき
る等の効果を損なうことなく、０電力までの小電力発電
も安定に実現できるため、小形・安価で性能の優れた誘
導発電機の制御装置を提供することが可能である。
の波高値制御の特長である、回転検出器が不要、スイッ
チング回数が少なく素子の電流定格を最大限に利用でき
る等の効果を損なうことなく、０電力までの小電力発電
も安定に実現できるため、小形・安価で性能の優れた誘
導発電機の制御装置を提供することが可能である。
【図１】本発明の１実施例の構成図
【図２】上記実施例のＰＷＭ許可制御回路15の詳細構成
図
図
【図３】上記実施例の動作を説明するための波形図
【図４】本発明の第２実施例の構成図
【図５】上記第２実施例のＰＷＭ許可制御回路21の詳細
構成図
構成図
【図６】従来装置の構成図
【図７】上記従来装置における電流比較回路12の詳細構
成図
成図
【図８】上記従来装置における転流制御回路13を説明す
るための図で、（ａ）はその詳細構成図、（ｂ）はデコ
ーダ52の入出力の関係を示す論理図
るための図で、（ａ）はその詳細構成図、（ｂ）はデコ
ーダ52の入出力の関係を示す論理図
【図９】上記従来装置におけるＰＷＭ制御回路14の詳細
構成図
構成図
【図１０】従来の転流制御回路の一例の動作説明図
【図１１】従来のＰＷＭ制御回路の一例の動作説明図
１…原動機 ２…誘導発電機 ３…コンバータ ４…コンデンサ ５…初期励磁用直流電源 ６…しゃ断器 ７…負荷 ８…電流検出器 ９…電圧検出器 10…たち上げ制御回路 11…電圧制御回路 12…電流比較回路 13…転流制御回路 14…ＰＷＭ制御回路 15…ＰＷＭ許可制御回路 16…オア回路 17…周期測定回路 18…係数回路 19…パルス発生回路 20…最小値制限回路 21…ＰＷＭ許可制御回路 22…割算器 23…乗算器 24〜26…極性反転器 27〜32…減算器 33〜38…ヒステリシスコンパレータ 43〜48…アンド回路 49〜51…フリップフロップ 52…デコーダ 61〜66…ノット回路 68〜79, 83〜85…アンド回路 80〜82…オア回路 86〜88…イクスクルシブオア回路 Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…発電機検出電流 Ｉ* …電流波高値指令 ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＭＮ…電流比較信号 ＵＰ，ＶＦ，ＷＦ…電圧同期信号 ＰＨ１〜ＰＨ６…電圧基本位相信号 ＣＯＭ…転流同期信号 ＥＰＷＭ…ＰＷＭ許可信号 ＵＯ，ＶＯ，ＷＯ…素子スイッチング信号
Claims (2)
- 【請求項１】 原動機で駆動される誘導発電機の交流出
力を直流に変換するコンバータ部と、前記誘導発電機の
出力電流と電流波高値指令を比較して転流タイミング制
御信号を出力する電流比較部と、前記転流タイミング制
御信号により誘導発電機の交流出力の半周期毎に理論値
が反転する転流同期信号を出力する転流制御部と、前記
転流同期信号に基づいて前記コンバータ部をスイッチン
グ制御すると共に、ＰＷＭ禁止信号を解除したとき前記
転流タイミング制御信号と共に前記コンバータ部をＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ制御部を備えた装置において、前記転
流同期信号のタイミング毎に所定のパルス幅の信号を発
生させこの信号を前記ＰＷＭ禁止信号とするＰＷＭ許可
制御部を設けたことを特徴とする誘導発電機の制御装
置。 - 【請求項２】 最小値を制限する制限手段を介して電流
波高値指令を与えると共に、前記ＰＷＭ許可制御部に該
波高値指令の制限率に応じて前記所定のパルス幅を変化
させる手段を設けたことを特徴とする請求項１記載の誘
導発電機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4184255A JPH0638598A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 誘導発電機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4184255A JPH0638598A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 誘導発電機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638598A true JPH0638598A (ja) | 1994-02-10 |
Family
ID=16150114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4184255A Pending JPH0638598A (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 誘導発電機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638598A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008154300A (ja) * | 2006-12-14 | 2008-07-03 | Hitachi Ltd | 風力発電装置 |
-
1992
- 1992-07-13 JP JP4184255A patent/JPH0638598A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008154300A (ja) * | 2006-12-14 | 2008-07-03 | Hitachi Ltd | 風力発電装置 |
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