JPH1052045A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH1052045A JPH1052045A JP8218140A JP21814096A JPH1052045A JP H1052045 A JPH1052045 A JP H1052045A JP 8218140 A JP8218140 A JP 8218140A JP 21814096 A JP21814096 A JP 21814096A JP H1052045 A JPH1052045 A JP H1052045A
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Abstract
の発電機を接続する場合でも、このサイクロコンバータ
を耐圧性の高くない小型サイリスタで構成し、且つ可及
的大きな出力を得ることが可能な電源装置を提供する。 【解決手段】 LCフィルタの接続点Cは、3相メイン
コイル1の中性点に接続され、この中性点は本制御系の
グランドGNDとされる。サイリスタSCR1+および
SCR6+がオンしている状態で、出力電圧がAC23
0Vのピーク値を示しているときには、サイリスタSC
R5+に印加される電圧Vscrは下記のようになり、
一般に入手可能な小型サイリスタの耐圧は600V程度
であるため、この小型サイリスタを用いてサイクロコン
バータCCを構成した場合であっても、サイクロコンバ
ータCCからAC230Vの出力を取り出すことができ
る。 Vscr = 115×√2 + 300Vp = 463V
Description
相交流電源として使用される電源装置に係り、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、負荷特性に
起因する無負荷電圧上昇による変換器の耐電圧対策に関
する。
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり(たとえば、特公昭60
−9429号公報参照)、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。
バータの動作原理を説明する。
の一例を示す電気回路図である。
(Cycloconverter)CCは、12個のサイリスタSCR
k±(k=1,…,6)により構成され、そのうち6個
のサイリスタSCRk+で構成されるブリッジ回路(以
下、「正コンバータ」という)BC1からは正の電流が
出力され、残りの6個のサイリスタSCRk−で構成さ
れるブリッジ回路(以下、「負コンバータ」という)B
C2からは負の電流が出力される。
27極(このうち3極は、サイリスタSCRk±の各ゲ
ートを制御する同期信号を生成するために用いられる)
の3相発電機の3相交流出力がサイクロコンバータCC
に入力された場合には、クランク軸1回転につき9サイ
クルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲
を、たとえば1200rpm〜4500rpm(すなわ
ち、20Hz〜75Hz)に設定した場合には、上記3
相交流出力の周波数は、エンジン回転数の9倍の180
Hz〜675Hzになる。
「サブコイル」といい、他のコイルを「メインコイル」
という)から得られる3相電流(U相、V相およびW相
の各電流)は、図9に示すように、6個のフォトカプラ
PCk(k=1,…,6)の各1次側発光ダイオード
(LED)と6個のダイオードDk(k=1,…,6)
とにより構成されるブリッジ型の3相全波整流回路FR
に供給される。この3相全波整流回路FRによって全波
整流された3相電流は、一次側LEDにより光に変換さ
れ、この光出力は、フォトカプラPCkの各2次側光セ
ンサ(図示せず)により電流に変換される。すなわち、
3相全波整流回路FRにより全波整流された3相電流に
応じた電流が2次側光センサにより取り出される。そし
て、この取り出された電流は、後述するように、サイリ
スタSCRk±の各ゲートの導通角を制御する同期信号
(たとえばノコギリ波)を生成するために用いられる。
びW相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラ
PCkがオンするタイミングを示す図である。
−U,W−U,W−V)が、図10のように変化したと
きに、3相全波整流回路FRにより全波整流された出力
波形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周
期の1/6となる。たとえば、位相角が60°〜120
°であるとき、すなわちU−V間電圧が他の線間電圧に
比べて最も高いとき、フォトカプラPC1およびPC5
はペアでオン(他のフォトカプラはオフ)されるため、
3相全波整流回路FRからは、U−V間電圧に応じた電
圧が出力される。すなわち、3相全波整流回路FRから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は60°となり、メインコイルの電
圧の周期360°に対して、1/6となる。
の各ゲートを点弧(turn on)させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を120°〜0°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
ータCCから電流を出力するときには、正コンバータB
C1の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータC
Cへ電流を吸収(供給)するときには、負コンバータB
C2の各ゲートを点弧する。
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
正または負コンバータBC1,BC2の各サイリスタS
CRk±を点弧したときにサイクロコンバータCCから
出力される波形を示す図である。
0°で正コンバータBC1の各サイリスタSCRk+を
点弧したときにサイクロコンバータCCから出力される
波形を示し、(b)は、導通角α=120°で負コンバ
ータBC2の各サイリスタSCRk−を点弧したときに
サイクロコンバータCCから出力される波形を示し、
(c)は、導通角α=60°で正コンバータBC1の各
サイリスタSCRk+を点弧したときにサイクロコンバ
ータCCから出力される波形を示し、(d)は、導通角
α=60°で負コンバータBC2の各サイリスタSCR
k−を点弧したときにサイクロコンバータCCから出力
される波形を示している。
ータBC1の各サイリスタSCRk+を点弧したとき
に、サイクロコンバータCCから出力される波形は、図
11(a)に示すように、全波整流波形となる。また、
導通角α=60°で正コンバータBC1の各サイリスタ
SCRk+を点弧したときに、サイクロコンバータCC
から出力される波形は、図11(c)に示すように、多
量の高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバー
タCCの出力側にハイカットフィルタを接続すると、こ
の高調波成分は除去されて、その平均電圧が出力され
る。前述のように、入力発電機を27極の3相発電機と
し、エンジン回転数を3600rpmとすると、高調波
の基本波の周波数は、次のようになる。
3相×2(全波)=3.24kHz そして、正コンバータBC1の導通角αを0°〜120
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
CCは、平均電圧が0V〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タBC2の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータCCは、平均電圧が0V〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
変化させる方法を説明する。
された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコ
ギリ波は、前記図9のフォトカプラPCkの2次側光セ
ンサで検出された電流に基づいて生成される。
+に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが120°〜
0°の範囲で、α=0°のときに0Vになるノコギリ波
が対応する。そして、60°ずつ位相差を有するノコギ
リ波が、それぞれサイリスタSCR1+,6+,2+,
4+,3+,5+の順に各サイリスタSCRk+に対応
する。
CR1−に対しては、上記サイリスタSCR1+と上下
対称で位相が180°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータBC1と同様に、60°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタSCR1
−,6−,2−,4−,3−,5−の順に各サイリスタ
SCRk−に対応する。
バータBC1,BC2の各サイリスタSCRk±に対応
した12個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形rと12系統の比較器(図示せ
ず)により、それぞれ比較され、その交点(たとえばサ
イリスタSCR1+では点TO)が各サイリスタSCR
k±の導通角となる。
角αを正弦波状に変化させることにより、図13に示す
ように、サイクロコンバータCCから、正弦波出力を得
ることができる。入力波形の周波数が、たとえば540
Hzであり、この入力波形から50Hzの正弦波出力を
得るときには、入力正弦波の一部を約65個つなぎ合わ
せた波形となる。
来のサイクロコンバータCCでは、その入力側に小型出
力、たとえば数百〜数kW出力の発電機を接続すると、
電力容量の関係から大負荷時の電圧低下が大きくなり、
特に発電機として磁石発電機を採用したときには電圧の
垂下が大きく、下記のような問題が生じていた。
流(AC)230Vの出力を得る場合に、各サイリスタ
SCRk±に印加される電圧を示す図であり、同図の発
電機には磁石発電機を採用している。
圧の垂下が大きいため、サイクロコンバータCCからA
C230V出力を得るためには、無負荷時の線間電圧は
ピーク値で600Vpに達する。このとき、同図に示す
ように、サイリスタSCR1+,SCR6+がペアでオ
ンしている状態で、出力電圧がAC230Vのピーク値
を示しているときには、サイリスタSCR5+に印加さ
れる電圧Vscrは次のようになる。
V程度であるため、この小型サイリスタを用いている限
りでは、サイクロコンバータCCからAC230V出力
を取り出すことができない。
で、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発電
機を接続する場合でも、このサイクロコンバータを耐圧
性の高くない小型サイリスタで構成し、且つ可及的大き
な出力を得ることが可能な電源装置を提供することを目
的とする。
本発明は、3相発電機と、この発電機の3相巻線出力に
接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出力す
るサイクロコンバータを構成する1組の可変制御ブリッ
ジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブリッ
ジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互に切
り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装置に
おいて、前記単相の交流出力側に形成した中性点と前記
3相巻線の中性点とを接続して倍電圧整流動作させるこ
とにより、前記各可変制御ブリッジは半波コンバータを
2段重ねた構成にしたことを特徴とする。
磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とす
る。
ジ回路を構成する2つの半波コンバータのそれぞれの側
の出力電圧波形とこれに対応する側の目標波形を比較し
て前記それぞれの側の出力波形が前記それぞれの側の目
標波形に近づくように前記2つの半波コンバータをそれ
ぞれ制御することを特徴とする。
に基づいて詳細に説明する。
装置の概略構成を示すブロック図であり、図中、前記図
8で説明した要素に対応する構成要素には同一符号を付
し、その説明を省略する。
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
1は3相主出力巻線(メインコイル)であり、2は3相
副出力巻線(サブコイル)である。
同図において、3相メインコイル1は、領域A1内の2
1極のコイルで構成され、3相サブコイル2は、領域A
2内の3極のコイルで構成されている。そして、回転子
Rには、8対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン(図示せず)によって回転駆動されるように構
成されている。
出力端U,V,Wは、それぞれ正および負コンバータB
C1,BC2の入力端U,V,Wに接続され、サイクロ
コンバータCCの出力側は、正コンバータBC1のサイ
リスタSCR1+〜SCR3+で構成される上段コンバ
ータ(以下、「正上段コンバータ」という)BC1Uま
たは負コンバータBC2のサイリスタSCR1−〜SC
R3−で構成される上段コンバータ(以下、「負上段コ
ンバータ」という)により生成される半波電流の高調波
成分を除去するためのLCフィルタ3、および正コンバ
ータBC1のサイリスタSCR4+〜SCR6+で構成
される下段コンバータ(以下、「正下段コンバータ」と
いう)BC1Lまたは負コンバータBC2のサイリスタ
SCR4−〜SCR6−で構成される下段コンバータ
(以下、「負下段コンバータ」という)により生成され
る半波電流の高調波成分を除去するためのLCフィルタ
4に接続されている。そして、LCフィルタ3および4
の接続点Cは、3相メインコイル1の中性点に接続さ
れ、この中性点は本制御系のグランドGNDとなってい
る。
る高調波成分が除去された半波電流に応じた電圧を検出
するための上段半波コンバータ電圧検出回路5に接続さ
れ、LCフィルタ4の出力側は、この出力である高調波
成分が除去された半波電流に応じた電圧を検出するため
の下段半波コンバータ電圧検出回路6に接続されてい
る。そして、上段半波コンバータ電圧検出回路5の正側
入力端および下段半波コンバータ電圧検出回路6の負側
入力端から単相出力を得るように構成されている。
点C、すなわち単相出力側に形成した中性点と3相メイ
ンコイル1の中性点とを接続して倍電圧整流動作させた
ので、各コンバータBC1,BC2は、それぞれ上段コ
ンバータBC1U,BC2Uおよび下段コンバータBC
1L,BC2Lを2段重ねた構成となっている。
れ検出された電圧を合成するための出力電圧合成回路7
に接続され、出力電圧合成回路7の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路8に接続され、近似実効値演算回路8の出力側は、比
較器9の負側入力端子に接続されている。比較器9の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路10が接続され、比較器9の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数(たとえば比例関数等)
を演算して出力する制御関数演算回路11が接続されて
いる。
は、正弦波発振器13から出力される、たとえば商用周
波数50Hzまたは60Hzの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路12に接続され、振幅制御回路12には正
弦波発振器13の出力側も接続されている。振幅制御回
路12は、制御関数演算回路11から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器13から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。
号(振幅制御信号)に応じて目標波(振幅が調整された
正弦波)を出力する目標波出力回路14に接続され、目
標波出力回路14の出力側は、サイリスタSCRk±の
各ゲートの導通角を制御する導通角制御部15および比
較器16,17の各正側入力端子に接続されている。
C1UのサイリスタSCR1+〜SCR3+の各ゲート
(以下、「正上段ゲート」という)の導通角を制御する
正上段ゲート制御部15aと、負上段コンバータBC2
UのサイリスタSCR1−〜SCR3−の各ゲート(以
下、「負上段ゲート」という)の導通角を制御する負上
段ゲート制御部15bと、正下段コンバータBC1Lの
サイリスタSCR4+〜SCR6+の各ゲート(以下、
「正下段ゲート」という)の導通角を制御する正下段ゲ
ート制御部15cと、負下段コンバータBC2Lのサイ
リスタSCR4−〜SCR6−の各ゲート(以下、「負
下段ゲート」という)の導通角を制御する負下段ゲート
制御部15dとにより構成されている。
れ3個の比較器(図示せず)を有し、この各比較器は、
前記図12で説明したように、上記目標波と後述する同
期信号(基準ノコギリ波)とを比較し、両者が一致した
時点で当該ゲートを点弧する。
半波コンバータ電圧検出回路5の出力側が接続され、比
較器17の負側入力端子には、前記下段半波コンバータ
電圧検出回路6の出力側が接続されている。比較器16
の出力側は、正上段ゲート制御部15aおよび負上段ゲ
ート制御部15bに接続され、比較器17の出力側は、
正下段ゲート制御部15cおよび負下段ゲート制御部1
5dに接続されている。比較器16は、上段半波コンバ
ータ電圧検出回路5により出力される上段半波電圧と前
記目標波とを比較し、その比較結果に応じて高(H)レ
ベル信号または低(L)レベル信号を出力する。一方、
比較器17も、同様にして、下段半波コンバータ電圧検
出回路6により出力される下段半波電圧と前記目標波と
を比較し、その比較結果に応じて高(H)レベル信号ま
たは低(L)レベル信号を出力する。
ときには、正上段ゲート制御部15aが作動する一方、
負上段ゲート制御部15bは停止し、Lレベル信号が出
力されたときには、これとは逆に、正上段ゲート制御部
15aが停止する一方、負上段ゲート制御部15bは作
動するように構成されている。同様にして、比較器17
からHレベル信号が出力されたときには、正下段ゲート
制御部15cが作動する一方、負下段ゲート制御部15
dは停止し、Lレベル信号が出力されたときには、正下
段ゲート制御部15cが停止する一方、負下段ゲート制
御部15dは作動するように構成されている。
ば前記図9の3相全波整流回路FRを有する同期信号形
成回路18に接続されている。同期信号形成回路18
は、3相サブコイル2からの3相出力に応じて、図3お
よび4に示すノコギリ波を形成して出力する。
タSCRk+の導通角制御を行うためのノコギリ波の一
例を示し、(a)は、正上段コンバータBC1Uの各サ
イリスタSCRk1+〜3+の導通角制御を行うための
ノコギリ波を示し、(b)は、正下段コンバータBC1
Lの各サイリスタSCRk4+〜6+の導通角制御を行
うためのノコギリ波を示している。
イリスタSCRk−の導通角制御を行うためのノコギリ
波の一例を示し、(a)は、負上段コンバータBC2U
の各サイリスタSCRk1−〜3−の導通角制御を行う
ためのノコギリ波を示し、(b)は、負下段コンバータ
BC2Lの各サイリスタSCRk4−〜6−の導通角制
御を行うためのノコギリ波を示している。
12のノコギリ波に対して、ノコギリ波の幅を拡大した
点、すなわち各サイリスタSCRk±の導通角の制御範
囲を120°〜−60°に拡大した点が異なっている。
このように、各サイリスタSCRk±の導通角の制御範
囲を、前記従来のサイクロコンバータCCに対して負側
まで拡大したのは、次の理由による。
その出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の
電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行う
と、各サイリスタSCRk±の導通角と出力電圧との関
係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できない
場合があった。すなわち、負荷側に正の電位があるとき
に出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要
があり、このとき、上記従来のサイクロコンバータCC
は導通角αを120°〜0°の範囲に限定しているた
め、正コンバータBC1では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータBC2で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータBC2によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タBC2からの出力電流は−全波整流電圧〜0Vである
ため、負荷の正電位は0Vまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を120°〜−60°に拡大すれば、負コンバータBC
2で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
すると、図5に示すように、正および負コンバータBC
1,BC2の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波rと当該ノコギリ波との交点がTO1およびTO2の
2点となり、正または負コンバータBC1,BC2のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタSCRk±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器16,1
7の比較結果に応じて正または負コンバータBC1,B
C2のうち一方を選択している。
ゲート制御部15a、負上段ゲート制御部15b、正下
段ゲート制御部15cおよび負下段ゲート制御部15d
に接続されている。ここで、同期信号形成回路18と各
ゲート制御部15a〜15dとを接続する各接続ライン
は、それぞれ3本の信号線で構成され、その各信号線
は、それぞれ前記ゲート制御部15a〜15dの各比較
器に接続され、各比較器には、前記図3および4で説明
したタイミングのノコギリ波が供給される。すなわち、
図3(a)および(b)各3種類のタイミングのノコギ
リ波は、それぞれ正上段ゲート制御部15aおよび正下
段ゲート制御部15cの対応する比較器に供給され、図
4(a)および(b)の各3種類のタイミングのノコギ
リ波は、それぞれ負上段ゲート制御部15bおよび負下
段ゲート制御部15dの対応する比較器に供給される。
の出力側は、それぞれ正上段コンバータBC1Uのサイ
リスタSCR1+〜3+の各ゲートに接続され、負上段
ゲート制御部15bの3個の比較器の出力側は、それぞ
れ負上段コンバータBC2UのサイリスタSCR1−〜
3−の各ゲートに接続され、正下段ゲート制御部15c
の3個の比較器の出力側は、それぞれ正下段コンバータ
BC1LのサイリスタSCR4+〜6+の各ゲートに接
続され、負下段ゲート制御部15dの3個の比較器の出
力側は、それぞれ負下段コンバータBC2Lのサイリス
タSCR4−〜6−の各ゲートに接続されている。
路18は、3相サブコイル2からの3相出力に応じて同
期信号(基準ノコギリ波)を形成するように構成した
が、これに限らず、3相サブコイル2に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。
動作を説明する。
れると、3相メインコイル1の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部15によ
りサイリスタSCRk±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータCCから電流が出力さ
れ、3相中性点をグランドGNDとした2個の半波電流
は、それぞれフィルタ3および4によりその高調波成分
が除去され、上段および下段半波コンバータ電圧検出回
路5,6により各電圧が検出される。このようにして検
出された各電圧は、出力合成回路7により加算され、近
似実効値演算回路8により、その近似実効値電圧が演算
されて出力される。
基準電圧出力回路10から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路11によ
り制御関数(比例関数)が演算され、振幅制御回路12
により、この演算された制御関数に応じて、正弦波発振
器13から出力された、50Hzまたは60Hzの正弦
波の振幅が制御され、目標波出力回路14により目標波
(正弦波)が出力される。すなわち、この目標波の振幅
は、同期信号形成回路18から出力されたノコギリ波の
振幅と大きく違わない振幅に調整される。
は、比較器16により、上段半波コンバータ電圧検出回
路5から出力された検出電圧と比較され、目標波の電圧
が検出電圧より高い場合には、比較器16からHレベル
信号が出力されて、正上段ゲート制御部15aが作動す
るように選択される一方、目標波の電圧が検出電圧より
低い場合には、比較器16からLレベル信号が出力され
て、負上段ゲート制御部15bが作動するように選択さ
れる。同様にして、この目標波は、比較器17により、
下段半波コンバータ電圧検出回路6から出力された検出
電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い場合
には、比較器17からHレベル信号が出力されて、正下
段ゲート制御部15cが作動するように選択される一
方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較器
17からLレベル信号が出力されて、負下段ゲート制御
部15dが作動するように選択される。
ート制御部15c、または負上段ゲート制御部15bお
よび負下段ゲート制御部15dのうち、選択されたゲー
ト制御部の各比較器において、目標波出力回路14から
の目標波と同期信号形成回路18からのノコギリ波とが
比較され、両者が一致した時点で、当該サイリスタSC
Rk±のゲートに対して、所定幅を有するワンショット
パルスが出力され、導通角制御がなされる。
成された電圧波形の一例を示す図であり、同図中、
(a)は、上段(半波)コンバータBC1U,BC2U
により生成された電圧波形を示し、(b)は、下段(半
波)コンバータBC1L,BC2Lにより生成された電
圧波形を示し、(c)は、(a)および(b)の波形を
合成した波形、すなわち本実施の形態の電源装置により
生成された電圧波形を示している。
波)コンバータBC1U,BC2Uにより、(c)の単
相出力波形の振幅の1/2の振幅の波形が生成されると
ともに、下段(半波)コンバータBC1L,BC2Lに
より、(c)の単相出力波形の振幅の1/2の振幅の波
形が生成され、両者が合成されて、すなわち重ね合わさ
れて、単相出力として前記負荷に供給される。ここで、
(a)および(b)の電圧波形の生成方法は、前記図8
〜13で説明した方法と同様であるので、その説明を省
略する。
230Vの出力を得る場合に、各サイリスタSCRk±
に印加される電圧を示す図である。前記図14と同様
に、サイリスタSCR1+およびSCR6+がオンして
いる状態で、出力電圧がAC230Vのピーク値を示し
ているときには、サイリスタSCR5+に印加される電
圧Vscrは次のようになる。
圧は600V程度であるため、この小型サイリスタを用
いてサイクロコンバータCCを構成した場合であって
も、サイクロコンバータCCからAC230Vの出力を
取り出すことができる。
側に形成した中性点と3相メインコイルの中性点とが接
続されて倍電圧整流動作され、各コンバータBC1,B
C2は、それぞれ上段コンバータBC1U,BC2Uお
よび下段コンバータBC1L,BC2Lを2段重ねた構
成としたので、サイクロコンバータCCの入力側に、数
百〜数kW程度の小型出力容量の発電機を接続した場合
であっても、無負荷時の電圧上昇に起因する各サイリス
タSCRk±への印加電圧を低い値に抑制することがで
き、これにより、耐圧の高くない小型サイリスタを使用
することができる。
圧上昇が大きいため、上記効果をさらに高めることがで
きる。
単相の交流出力側に形成した中性点と前記3相巻線の中
性点とが接続されて倍電圧整流動作され、前記各可変制
御ブリッジは半波コンバータを2段重ねた構成とされた
ので、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発
電機を接続する場合でも、このサイクロコンバータを耐
圧性の高くない小型サイリスタで構成し、且つ可及的大
きな出力を得ることが可能となる効果を奏する。
磁石回転子を有する磁石発電機であるので、上記効果を
さらに高めることができる。
成を示すブロック図である。
の導通角制御を行うためのノコギリ波の一例を示す図で
ある。
Rk−の導通角制御を行うためのノコギリ波の一例を示
す図である。
る問題を説明するための図である。
例を示す図である。
出力を得る場合に、各サイリスタに印加される電圧を示
す図である。
電気回路図である。
気回路図である。
加される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
ンバータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコン
バータから出力される波形を示す図である。
ギリ波を示す図である。
50Hzの正弦波を示す図である。
の出力を得る場合に、各サイリスタに印加される電圧を
示す図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 3相発電機と、この発電機の3相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する1組の可変制御ブ
リッジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブ
リッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互
に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装
置において、 前記単相の交流出力側に形成した中性点と前記3相巻線
の中性点とを接続して倍電圧整流動作させることによ
り、前記各可変制御ブリッジは半波コンバータを2段重
ねた構成にしたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】 前記3相発電機は永久磁石回転子を有す
る磁石発電機であることを特徴とする請求項1記載の電
源装置。 - 【請求項3】 前記可変制御ブリッジ回路を構成する2
つの半波コンバータのそれぞれの側の出力電圧波形とこ
れに対応する側の目標波形を比較して前記それぞれの側
の出力波形が前記それぞれの側の目標波形に近づくよう
に前記2つの半波コンバータをそれぞれ制御することを
特徴とする請求項1または2のいずれかに記載の電源装
置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21814096A JP3367830B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電源装置 |
US08/882,683 US5886893A (en) | 1996-08-01 | 1997-06-25 | Portable power unit using a cycloconverter for generating a high power single-phase alternating current |
TW086109850A TW343405B (en) | 1996-08-01 | 1997-07-09 | Portable power unit |
KR1019970034815A KR100419038B1 (ko) | 1996-08-01 | 1997-07-25 | 휴대용전원장치 |
CN97104659A CN1055805C (zh) | 1996-08-01 | 1997-07-30 | 便携式电源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP21814096A JP3367830B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH1052045A true JPH1052045A (ja) | 1998-02-20 |
JP3367830B2 JP3367830B2 (ja) | 2003-01-20 |
Family
ID=16715275
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP21814096A Expired - Lifetime JP3367830B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3367830B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6219268B1 (en) | 1999-03-03 | 2001-04-17 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Power unit |
CN100411291C (zh) * | 2000-02-01 | 2008-08-13 | 本田技研工业株式会社 | 电源单元 |
US7729145B2 (en) | 2006-03-09 | 2010-06-01 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Power converter and method, and triangle wave generating circuit |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP21814096A patent/JP3367830B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6219268B1 (en) | 1999-03-03 | 2001-04-17 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Power unit |
KR100683010B1 (ko) * | 1999-03-03 | 2007-02-15 | 혼다 기켄 고교 가부시키가이샤 | 전원 장치 |
CN100411291C (zh) * | 2000-02-01 | 2008-08-13 | 本田技研工业株式会社 | 电源单元 |
US7729145B2 (en) | 2006-03-09 | 2010-06-01 | Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. | Power converter and method, and triangle wave generating circuit |
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JP3367830B2 (ja) | 2003-01-20 |
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