JP3367830B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に係り、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、負荷特性に
起因する無負荷電圧上昇による変換器の耐電圧対策に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来、一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。

【０００３】かかる従来のサイクロコンバータは、通常
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。

【０００４】以下、図８〜１１を参照してサイクロコン
バータの動作原理を説明する。

【０００５】図８は、従来のサイクロコンバータの構成
の一例を示す電気回路図である。

【０００６】同図に示すように、サイクロコンバータ
（Cycloconverter）ＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲ
ｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成され、そのうち６個
のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以
下、「正コンバータ」という）ＢＣ１からは正の電流が
出力され、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成さ
れるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という）Ｂ
Ｃ２からは負の電流が出力される。

【０００７】たとえば、内燃エンジンにより駆動される
２７極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲ
ートを制御する同期信号を生成するために用いられる）
の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣ
に入力された場合には、クランク軸１回転につき９サイ
クルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲
を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわ
ち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３
相交流出力の周波数は、エンジン回転数の９倍の１８０
Ｈｚ〜６７５Ｈｚになる。

【０００８】前記３極のコイル（以下、このコイルを
「サブコイル」といい、他のコイルを「メインコイル」
という）から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相
の各電流）は、図９に示すように、６個のフォトカプラ
ＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）の各１次側発光ダイオード
（ＬＥＤ）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）
とにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲ
に供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波
整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換さ
れ、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光セ
ンサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、
３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に
応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そし
て、この取り出された電流は、後述するように、サイリ
スタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する同期信号
（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられる。

【０００９】図１０は、図８または７のＵ相、Ｖ相およ
びＷ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラ
ＰＣｋがオンするタイミングを示す図である。

【００１０】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図１０のように変化したと
きに、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力
波形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周
期の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０
°であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に
比べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５
はペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、
３相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電
圧が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。

【００１１】また、図１０には、サイリスタＳＣＲｋ±
の各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。

【００１２】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。

【００１３】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。

【００１４】図１１は、導通角α＝１２０°，６０°で
正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳ
ＣＲｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから
出力される波形を示す図である。

【００１５】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。

【００１６】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
１１（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、
導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタ
ＳＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣ
から出力される波形は、図１１（ｃ）に示すように、多
量の高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバー
タＣＣの出力側にハイカットフィルタを接続すると、こ
の高調波成分は除去されて、その平均電圧が出力され
る。前述のように、入力発電機を２７極の３相発電機と
し、エンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波
の基本波の周波数は、次のようになる。

【００１７】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×９倍波×
３相×２（全波）＝３．２４ｋＨｚ そして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
ＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。

【００１８】次に、導通角αを０°〜１２０°の範囲で
変化させる方法を説明する。

【００１９】図１２は、導通角αを制御するために生成
された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコ
ギリ波は、前記図９のフォトカプラＰＣｋの２次側光セ
ンサで検出された電流に基づいて生成される。

【００２０】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波
が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギ
リ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，
４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応
する。

【００２１】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。

【００２２】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点（たとえばサ
イリスタＳＣＲ１＋では点ＴＯ）が各サイリスタＳＣＲ
ｋ±の導通角となる。

【００２３】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、図１３に示す
ように、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得
ることができる。入力波形の周波数が、たとえば５４０
Ｈｚであり、この入力波形から５０Ｈｚの正弦波出力を
得るときには、入力正弦波の一部を約６５個つなぎ合わ
せた波形となる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のサイクロコンバータＣＣでは、その入力側に小型出
力、たとえば数百〜数ｋＷ出力の発電機を接続すると、
電力容量の関係から大負荷時の電圧低下が大きくなり、
特に発電機として磁石発電機を採用したときには電圧の
垂下が大きく、下記のような問題が生じていた。

【００２５】図１４は、サイクロコンバータＣＣから交
流（ＡＣ）２３０Ｖの出力を得る場合に、各サイリスタ
ＳＣＲｋ±に印加される電圧を示す図であり、同図の発
電機には磁石発電機を採用している。

【００２６】上述のように、磁石発電機の負荷特性は電
圧の垂下が大きいため、サイクロコンバータＣＣからＡ
Ｃ２３０Ｖ出力を得るためには、無負荷時の線間電圧は
ピーク値で６００Ｖｐに達する。このとき、同図に示す
ように、サイリスタＳＣＲ１＋，ＳＣＲ６＋がペアでオ
ンしている状態で、出力電圧がＡＣ２３０Ｖのピーク値
を示しているときには、サイリスタＳＣＲ５＋に印加さ
れる電圧Ｖｓｃｒは次のようになる。

【００２７】 Ｖｓｃｒ ＝ ２３０×√２ ＋ ６００Ｖｐ ＝ ９２５Ｖ 一方、一般に入手可能な小型サイリスタの耐圧は６００
Ｖ程度であるため、この小型サイリスタを用いている限
りでは、サイクロコンバータＣＣからＡＣ２３０Ｖ出力
を取り出すことができない。

【００２８】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発電
機を接続する場合でも、このサイクロコンバータを耐圧
性の高くない小型サイリスタで構成し、且つ可及的大き
な出力を得ることが可能な電源装置を提供することを目
的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出力に
接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出力す
るサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブリッ
ジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブリッ
ジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互に切
り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装置に
おいて、前記単相の交流出力側に形成した中性点と前記
３相巻線の中性点とを接続して倍電圧整流動作させるこ
とにより、前記各可変制御ブリッジは半波コンバータを
２段重ねた構成にしたことを特徴とする。

【００３０】また、好ましくは、前記３相発電機は永久
磁石回転子を有する磁石発電機であることを特徴とす
る。

【００３１】さらに、好ましくは、前記可変制御ブリッ
ジ回路を構成する２つの半波コンバータのそれぞれの側
の出力電圧波形とこれに対応する側の目標波形を比較し
て前記それぞれの側の出力波形が前記それぞれの側の目
標波形に近づくように前記２つの半波コンバータをそれ
ぞれ制御することを特徴とする。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。

【００３３】図１は、本発明の実施の一形態に係る電源
装置の概略構成を示すブロック図であり、図中、前記図
８で説明した要素に対応する構成要素には同一符号を付
し、その説明を省略する。

【００３４】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。

【００３５】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。

【００３６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、正コンバータＢＣ１のサイ
リスタＳＣＲ１＋〜ＳＣＲ３＋で構成される上段コンバ
ータ（以下、「正上段コンバータ」という）ＢＣ１Ｕま
たは負コンバータＢＣ２のサイリスタＳＣＲ１−〜ＳＣ
Ｒ３−で構成される上段コンバータ（以下、「負上段コ
ンバータ」という）により生成される半波電流の高調波
成分を除去するためのＬＣフィルタ３、および正コンバ
ータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ４＋〜ＳＣＲ６＋で構成
される下段コンバータ（以下、「正下段コンバータ」と
いう）ＢＣ１Ｌまたは負コンバータＢＣ２のサイリスタ
ＳＣＲ４−〜ＳＣＲ６−で構成される下段コンバータ
（以下、「負下段コンバータ」という）により生成され
る半波電流の高調波成分を除去するためのＬＣフィルタ
４に接続されている。そして、ＬＣフィルタ３および４
の接続点Ｃは、３相メインコイル１の中性点に接続さ
れ、この中性点は本制御系のグランドＧＮＤとなってい
る。

【００３７】ＬＣフィルタ３の出力側は、この出力であ
る高調波成分が除去された半波電流に応じた電圧を検出
するための上段半波コンバータ電圧検出回路５に接続さ
れ、ＬＣフィルタ４の出力側は、この出力である高調波
成分が除去された半波電流に応じた電圧を検出するため
の下段半波コンバータ電圧検出回路６に接続されてい
る。そして、上段半波コンバータ電圧検出回路５の正側
入力端および下段半波コンバータ電圧検出回路６の負側
入力端から単相出力を得るように構成されている。

【００３８】このように、本実施の形態では、前記接続
点Ｃ、すなわち単相出力側に形成した中性点と３相メイ
ンコイル１の中性点とを接続して倍電圧整流動作させた
ので、各コンバータＢＣ１，ＢＣ２は、それぞれ上段コ
ンバータＢＣ１Ｕ，ＢＣ２Ｕおよび下段コンバータＢＣ
１Ｌ，ＢＣ２Ｌを２段重ねた構成となっている。

【００３９】電圧検出回路５，６の各出力側は、それぞ
れ検出された電圧を合成するための出力電圧合成回路７
に接続され、出力電圧合成回路７の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。

【００４０】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。

【００４１】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波（振幅が調整された
正弦波）を出力する目標波出力回路１４に接続され、目
標波出力回路１４の出力側は、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５および比
較器１６，１７の各正側入力端子に接続されている。

【００４２】導通角制御部１５は、正上段コンバータＢ
Ｃ１ＵのサイリスタＳＣＲ１＋〜ＳＣＲ３＋の各ゲート
（以下、「正上段ゲート」という）の導通角を制御する
正上段ゲート制御部１５ａと、負上段コンバータＢＣ２
ＵのサイリスタＳＣＲ１−〜ＳＣＲ３−の各ゲート（以
下、「負上段ゲート」という）の導通角を制御する負上
段ゲート制御部１５ｂと、正下段コンバータＢＣ１Ｌの
サイリスタＳＣＲ４＋〜ＳＣＲ６＋の各ゲート（以下、
「正下段ゲート」という）の導通角を制御する正下段ゲ
ート制御部１５ｃと、負下段コンバータＢＣ２Ｌのサイ
リスタＳＣＲ４−〜ＳＣＲ６−の各ゲート（以下、「負
下段ゲート」という）の導通角を制御する負下段ゲート
制御部１５ｄとにより構成されている。

【００４３】各ゲート制御部１５ａ〜１５ｄは、それぞ
れ３個の比較器（図示せず）を有し、この各比較器は、
前記図１２で説明したように、上記目標波と後述する同
期信号（基準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した
時点で当該ゲートを点弧する。

【００４４】比較器１６の負側入力端子には、前記上段
半波コンバータ電圧検出回路５の出力側が接続され、比
較器１７の負側入力端子には、前記下段半波コンバータ
電圧検出回路６の出力側が接続されている。比較器１６
の出力側は、正上段ゲート制御部１５ａおよび負上段ゲ
ート制御部１５ｂに接続され、比較器１７の出力側は、
正下段ゲート制御部１５ｃおよび負下段ゲート制御部１
５ｄに接続されている。比較器１６は、上段半波コンバ
ータ電圧検出回路５により出力される上段半波電圧と前
記目標波とを比較し、その比較結果に応じて高（Ｈ）レ
ベル信号または低（Ｌ）レベル信号を出力する。一方、
比較器１７も、同様にして、下段半波コンバータ電圧検
出回路６により出力される下段半波電圧と前記目標波と
を比較し、その比較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号ま
たは低（Ｌ）レベル信号を出力する。

【００４５】比較器１６からＨレベル信号が出力された
ときには、正上段ゲート制御部１５ａが作動する一方、
負上段ゲート制御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出
力されたときには、これとは逆に、正上段ゲート制御部
１５ａが停止する一方、負上段ゲート制御部１５ｂは作
動するように構成されている。同様にして、比較器１７
からＨレベル信号が出力されたときには、正下段ゲート
制御部１５ｃが作動する一方、負下段ゲート制御部１５
ｄは停止し、Ｌレベル信号が出力されたときには、正下
段ゲート制御部１５ｃが停止する一方、負下段ゲート制
御部１５ｄは作動するように構成されている。

【００４６】前記３相サブコイル２の出力側は、たとえ
ば前記図９の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形
成回路１８に接続されている。同期信号形成回路１８
は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて、図３お
よび４に示すノコギリ波を形成して出力する。

【００４７】図３は、正コンバータＢＣ１の各サイリス
タＳＣＲｋ＋の導通角制御を行うためのノコギリ波の一
例を示し、（ａ）は、正上段コンバータＢＣ１Ｕの各サ
イリスタＳＣＲｋ１＋〜３＋の導通角制御を行うための
ノコギリ波を示し、（ｂ）は、正下段コンバータＢＣ１
Ｌの各サイリスタＳＣＲｋ４＋〜６＋の導通角制御を行
うためのノコギリ波を示している。

【００４８】一方、図４は、負コンバータＢＣ２の各サ
イリスタＳＣＲｋ−の導通角制御を行うためのノコギリ
波の一例を示し、（ａ）は、負上段コンバータＢＣ２Ｕ
の各サイリスタＳＣＲｋ１−〜３−の導通角制御を行う
ためのノコギリ波を示し、（ｂ）は、負下段コンバータ
ＢＣ２Ｌの各サイリスタＳＣＲｋ４−〜６−の導通角制
御を行うためのノコギリ波を示している。

【００４９】図３および４に示すノコギリ波は、前記図
１２のノコギリ波に対して、ノコギリ波の幅を拡大した
点、すなわち各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角の制御範
囲を１２０°〜−６０°に拡大した点が異なっている。
このように、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角の制御範
囲を、前記従来のサイクロコンバータＣＣに対して負側
まで拡大したのは、次の理由による。

【００５０】前記従来のサイクロコンバータＣＣでは、
その出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の
電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行う
と、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関
係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できない
場合があった。すなわち、負荷側に正の電位があるとき
に出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要
があり、このとき、上記従来のサイクロコンバータＣＣ
は導通角αを１２０°〜０°の範囲に限定しているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。

【００５１】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図５に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６，１
７の比較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，Ｂ
Ｃ２のうち一方を選択している。

【００５２】同期信号形成回路１８の出力側は、正上段
ゲート制御部１５ａ、負上段ゲート制御部１５ｂ、正下
段ゲート制御部１５ｃおよび負下段ゲート制御部１５ｄ
に接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と各
ゲート制御部１５ａ〜１５ｄとを接続する各接続ライン
は、それぞれ３本の信号線で構成され、その各信号線
は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａ〜１５ｄの各比較
器に接続され、各比較器には、前記図３および４で説明
したタイミングのノコギリ波が供給される。すなわち、
図３（ａ）および（ｂ）各３種類のタイミングのノコギ
リ波は、それぞれ正上段ゲート制御部１５ａおよび正下
段ゲート制御部１５ｃの対応する比較器に供給され、図
４（ａ）および（ｂ）の各３種類のタイミングのノコギ
リ波は、それぞれ負上段ゲート制御部１５ｂおよび負下
段ゲート制御部１５ｄの対応する比較器に供給される。

【００５３】正上段ゲート制御部１５ａの３個の比較器
の出力側は、それぞれ正上段コンバータＢＣ１Ｕのサイ
リスタＳＣＲ１＋〜３＋の各ゲートに接続され、負上段
ゲート制御部１５ｂの３個の比較器の出力側は、それぞ
れ負上段コンバータＢＣ２ＵのサイリスタＳＣＲ１−〜
３−の各ゲートに接続され、正下段ゲート制御部１５ｃ
の３個の比較器の出力側は、それぞれ正下段コンバータ
ＢＣ１ＬのサイリスタＳＣＲ４＋〜６＋の各ゲートに接
続され、負下段ゲート制御部１５ｄの３個の比較器の出
力側は、それぞれ負下段コンバータＢＣ２Ｌのサイリス
タＳＣＲ４−〜６−の各ゲートに接続されている。

【００５４】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成した
が、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。

【００５５】以下、以上のように構成された電源装置の
動作を説明する。

【００５６】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、３相中性点をグランドＧＮＤとした２個の半波電流
は、それぞれフィルタ３および４によりその高調波成分
が除去され、上段および下段半波コンバータ電圧検出回
路５，６により各電圧が検出される。このようにして検
出された各電圧は、出力合成回路７により加算され、近
似実効値演算回路８により、その近似実効値電圧が演算
されて出力される。

【００５７】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算され、振幅制御回路１２
により、この演算された制御関数に応じて、正弦波発振
器１３から出力された、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦
波の振幅が制御され、目標波出力回路１４により目標波
（正弦波）が出力される。すなわち、この目標波の振幅
は、同期信号形成回路１８から出力されたノコギリ波の
振幅と大きく違わない振幅に調整される。

【００５８】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、上段半波コンバータ電圧検出回
路５から出力された検出電圧と比較され、目標波の電圧
が検出電圧より高い場合には、比較器１６からＨレベル
信号が出力されて、正上段ゲート制御部１５ａが作動す
るように選択される一方、目標波の電圧が検出電圧より
低い場合には、比較器１６からＬレベル信号が出力され
て、負上段ゲート制御部１５ｂが作動するように選択さ
れる。同様にして、この目標波は、比較器１７により、
下段半波コンバータ電圧検出回路６から出力された検出
電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より高い場合
には、比較器１７からＨレベル信号が出力されて、正下
段ゲート制御部１５ｃが作動するように選択される一
方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較器
１７からＬレベル信号が出力されて、負下段ゲート制御
部１５ｄが作動するように選択される。

【００５９】正上段ゲート制御部１５ａおよび正下段ゲ
ート制御部１５ｃ、または負上段ゲート制御部１５ｂお
よび負下段ゲート制御部１５ｄのうち、選択されたゲー
ト制御部の各比較器において、目標波出力回路１４から
の目標波と同期信号形成回路１８からのノコギリ波とが
比較され、両者が一致した時点で、当該サイリスタＳＣ
Ｒｋ±のゲートに対して、所定幅を有するワンショット
パルスが出力され、導通角制御がなされる。

【００６０】図６は、本実施の形態の電源装置により生
成された電圧波形の一例を示す図であり、同図中、
（ａ）は、上段（半波）コンバータＢＣ１Ｕ，ＢＣ２Ｕ
により生成された電圧波形を示し、（ｂ）は、下段（半
波）コンバータＢＣ１Ｌ，ＢＣ２Ｌにより生成された電
圧波形を示し、（ｃ）は、（ａ）および（ｂ）の波形を
合成した波形、すなわち本実施の形態の電源装置により
生成された電圧波形を示している。

【００６１】このように、本実施の形態では、上段（半
波）コンバータＢＣ１Ｕ，ＢＣ２Ｕにより、（ｃ）の単
相出力波形の振幅の１／２の振幅の波形が生成されると
ともに、下段（半波）コンバータＢＣ１Ｌ，ＢＣ２Ｌに
より、（ｃ）の単相出力波形の振幅の１／２の振幅の波
形が生成され、両者が合成されて、すなわち重ね合わさ
れて、単相出力として前記負荷に供給される。ここで、
（ａ）および（ｂ）の電圧波形の生成方法は、前記図８
〜１３で説明した方法と同様であるので、その説明を省
略する。

【００６２】図７は、サイクロコンバータＣＣからＡＣ
２３０Ｖの出力を得る場合に、各サイリスタＳＣＲｋ±
に印加される電圧を示す図である。前記図１４と同様
に、サイリスタＳＣＲ１＋およびＳＣＲ６＋がオンして
いる状態で、出力電圧がＡＣ２３０Ｖのピーク値を示し
ているときには、サイリスタＳＣＲ５＋に印加される電
圧Ｖｓｃｒは次のようになる。

【００６３】 Ｖｓｃｒ ＝ １１５×√２ ＋ ３００Ｖｐ ＝ ４６３Ｖ 前述したように、一般に入手可能な小型サイリスタの耐
圧は６００Ｖ程度であるため、この小型サイリスタを用
いてサイクロコンバータＣＣを構成した場合であって
も、サイクロコンバータＣＣからＡＣ２３０Ｖの出力を
取り出すことができる。

【００６４】このように、本実施の形態では、単相出力
側に形成した中性点と３相メインコイルの中性点とが接
続されて倍電圧整流動作され、各コンバータＢＣ１，Ｂ
Ｃ２は、それぞれ上段コンバータＢＣ１Ｕ，ＢＣ２Ｕお
よび下段コンバータＢＣ１Ｌ，ＢＣ２Ｌを２段重ねた構
成としたので、サイクロコンバータＣＣの入力側に、数
百〜数ｋＷ程度の小型出力容量の発電機を接続した場合
であっても、無負荷時の電圧上昇に起因する各サイリス
タＳＣＲｋ±への印加電圧を低い値に抑制することがで
き、これにより、耐圧の高くない小型サイリスタを使用
することができる。

【００６５】また、特に磁石発電機では、無負荷時の電
圧上昇が大きいため、上記効果をさらに高めることがで
きる。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
単相の交流出力側に形成した中性点と前記３相巻線の中
性点とが接続されて倍電圧整流動作され、前記各可変制
御ブリッジは半波コンバータを２段重ねた構成とされた
ので、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発
電機を接続する場合でも、このサイクロコンバータを耐
圧性の高くない小型サイリスタで構成し、且つ可及的大
きな出力を得ることが可能となる効果を奏する。

【００６７】また、好ましくは、前記３相発電機は永久
磁石回転子を有する磁石発電機であるので、上記効果を
さらに高めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構
成を示すブロック図である。

【図２】図１の交流発電機の断面図である。

【図３】図１の正コンバータの各サイリスタＳＣＲｋ＋
の導通角制御を行うためのノコギリ波の一例を示す図で
ある。

【図４】図１の負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ−の導通角制御を行うためのノコギリ波の一例を示
す図である。

【図５】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。

【図６】図１の電源装置により生成された電圧波形の一
例を示す図である。

【図７】図１のサイクロコンバータからＡＣ２３０Ｖの
出力を得る場合に、各サイリスタに印加される電圧を示
す図である。

【図８】従来のサイクロコンバータの構成の一例を示す
電気回路図である。

【図９】ブリッジ型の３相全波整流回路の構成を示す電
気回路図である。

【図１０】図８または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印
加される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。

【図１１】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コ
ンバータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコン
バータから出力される波形を示す図である。

【図１２】導通角を制御するために生成された基準ノコ
ギリ波を示す図である。

【図１３】図８のサイクロコンバータにより生成された
５０Ｈｚの正弦波を示す図である。

【図１４】図８のサイクロコンバータからＡＣ２３０Ｖ
の出力を得る場合に、各サイリスタに印加される電圧を
示す図である。

【符号の説明】

１ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 上段半波コンバータ電圧検出回路 ６ 下段半波コンバータ電圧検出回路 １４ 目標波出力回路 １５ 導通角制御部 １６，１７ 比較器 ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 9/42 Ｈ０２Ｐ 9/42 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 5/00 - 5/48 H02P 9/00 - 9/48

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
   力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
   力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
   リッジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブ
   リッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互
   に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装
   置において、 前記単相の交流出力側に形成した中性点と前記３相巻線
   の中性点とを接続して倍電圧整流動作させることによ
   り、前記各可変制御ブリッジは半波コンバータを２段重
   ねた構成にしたことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記３相発電機は永久磁石回転子を有す
   る磁石発電機であることを特徴とする請求項１記載の電
   源装置。
3. 【請求項３】 前記可変制御ブリッジ回路を構成する２
   つの半波コンバータのそれぞれの側の出力電圧波形とこ
   れに対応する側の目標波形を比較して前記それぞれの側
   の出力波形が前記それぞれの側の目標波形に近づくよう
   に前記２つの半波コンバータをそれぞれ制御することを
   特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の電源装
   置。