JP3367829B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に関し、特に、サ
イクロコンバータの出力を各種負荷に単相交流として供
給する汎用性のある電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。

【０００３】かかる従来のサイクロコンバータは、通常
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。

【０００４】以下、図３〜８を参照してサイクロコンバ
ータの動作原理を説明する。

【０００５】図３は、従来のサイクロコンバータの構成
の一例を示す電気回路図である。

【０００６】同図に示すように、サイクロコンバータ
（Cycloconverter）ＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲ
ｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成され、そのうち６個
のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以
下、「正コンバータ」という）ＢＣ１からは正の電流が
出力され、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成さ
れるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という）Ｂ
Ｃ２からは負の電流が出力される。

【０００７】たとえば、内燃エンジンにより駆動される
２７極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲ
ートを制御する同期信号を生成するために用いられる）
の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣ
に入力された場合には、クランク軸１回転につき９サイ
クルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲
を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわ
ち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３
相交流出力の周波数は、エンジン回転数の９倍の１８０
Ｈｚ〜６７５Ｈｚになる。

【０００８】前記３極のコイル（以下、このコイルを
「サブコイル」といい、他のコイルを「メインコイル」
という）から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相
の各電流）は、図４に示すように、６個のフォトカプラ
ＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）の各１次側発光ダイオード
（ＬＥＤ）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）
とにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲ
に供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波
整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換さ
れ、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光セ
ンサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、
３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に
応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そし
て、この取り出された電流は、後述するように、サイリ
スタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する同期信号
（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられる。

【０００９】図５は、図３または４のＵ相、Ｖ相および
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。

【００１０】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。

【００１１】また、図５には、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。

【００１２】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。

【００１３】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。

【００１４】図６は、導通角α＝１２０°，６０°で正
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。

【００１５】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。

【００１６】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２７極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。

【００１７】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×９倍波×
３相×２（全波）＝３．２４ｋＨｚ そして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
ＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。

【００１８】次に、導通角αを０°〜１２０°の範囲で
変化させる方法を説明する。

【００１９】図７は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。

【００２０】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波
が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギ
リ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，
４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応
する。

【００２１】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。

【００２２】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点（たとえばサ
イリスタＳＣＲ１＋では点ＴＯ）が各サイリスタＳＣＲ
ｋ±の導通角となる。

【００２３】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、図８に示すよ
うに、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得る
ことができる。入力波形の周波数が、たとえば５４０Ｈ
ｚであり、この入力波形から５０Ｈｚの正弦波出力を得
るときには、入力正弦波の一部を約６５個つなぎ合わせ
た波形となる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のサイクロコンバータＣＣでは、その出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できない場合があった。

【００２５】すなわち、負荷側に正の電位があるときに
出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要が
あり、このとき、上記従来のサイクロコンバータＣＣは
導通角αを１２０°〜０°の範囲に限定しているため、
正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収できず、し
たがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければならなか
った。そして、負コンバータＢＣ２によってこの正電荷
を吸収した場合には、上述のように、負コンバータＢＣ
２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖであるため、
負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることになり、出力
電圧に不連続点が発生する。

【００２６】これを解決するために、導通角を１２０°
〜−６０°に拡大する、すなわち図９に示すようにノコ
ギリ波の幅を拡大すると、負コンバータＢＣ２で正の電
圧まで負荷の電荷を吸収することができるため、出力電
圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保つことがで
きる。

【００２７】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図１０に示すように、正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目
標波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２
の２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
いずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±
のゲートを点弧すればよいか判断できないという問題が
生じた。

【００２８】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、サイクロコンバータを構成する各サイリスタのゲー
トを点弧する導通角の範囲を拡大して、安定した出力電
圧制御を行うことが可能な電源装置を提供することを目
的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出力に
接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出力す
るサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブリッ
ジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブリッ
ジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互に切
り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装置に
おいて、前記１組の可変制御ブリッジ回路の各ゲートを
制御するゲート制御信号に、前記互いに逆並列接続され
る１組の可変制御ブリッジ回路のいずれもが動作可能な
動作ラップ区間を設けるとともに、この動作ラップ区間
において、出力検出電圧と目標設定電圧との比較結果に
基づいて前記可変制御ブリッジ回路のうちいずれか一方
のみのブリッジ回路を動作させ、前記負荷に容量性負荷
が含まれている場合に、この負荷に対する電荷の供給ま
たは吸収を行うようにしたことを特徴とする。

【００３０】また、好ましくは、前記ゲート制御信号に
より制御される各可変制御ブリッジ回路のゲート制御角
の幅を１８０°とするとともに前記動作ラップ区間を６
０°とし、この動作ラップ区間において、前記出力電圧
が前記設定電圧より高い場合には、負側の可変制御ブリ
ッジ回路を動作させて前記負荷の電荷を吸収する一方、
前記出力電圧が前記設定電圧より低い場合には、正側の
可変制御ブリッジ回路を動作させて前記負荷へ電荷を供
給するようにしたことを特徴とする。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。

【００３２】図１は、本発明の実施の一形態に係る電源
装置の概略構成を示すブロック図であり、図中、前記図
３で説明した要素に対応する構成要素には同一符号を付
し、その説明を省略する。

【００３３】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。

【００３４】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。

【００３５】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。

【００３６】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。

【００３７】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。

【００３８】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成する各サイリスタＳ
ＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。

【００３９】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。

【００４０】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は、前記
図７で説明したように、前記目標波と前記同期信号（基
準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した時点で当該
ゲートを点弧する。

【００４１】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と前記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。

【００４２】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。

【００４３】前記３相サブコイル２の出力側は、たとえ
ば前記図４の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形
成回路１８に接続されている。同期信号形成回路１８
は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて、前記図
９で説明したノコギリ波を形成して出力する。

【００４４】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号を形成するように構成したが、これに限らず、３
相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単
相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成する
ようにしてもよい。

【００４５】同期信号形成回路１８の出力側は、正ゲー
ト制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続され
ている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御
部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、そ
れぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それ
ぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に
接続され、各比較器には、図９で説明したタイミングの
ノコギリ波が供給される。

【００４６】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。

【００４７】以下、以上のように構成された電源装置の
動作を説明する。

【００４８】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。

【００４９】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算され、振幅制御回路１２
により、この演算された制御関数に応じて、正弦波発振
器１３から出力された、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦
波の振幅が制御され、目標波出力回路１４により目標波
（正弦波）が出力される。すなわち、この目標波の振幅
は、同期信号形成回路１８から出力されたノコギリ波の
振幅と大きく違わない振幅に調整される。

【００５０】同期信号形成回路１８により形成されるノ
コギリ波は、前記図９で説明したノコギリ波と同様のも
のであり、導通角αを１２０°〜−６０°の範囲で可変
制御できるように、前記図７のノコギリ波に対してノコ
ギリ波の幅を拡げたものである。

【００５１】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。

【００５２】このようにして、導通角αの制御範囲を拡
大することによって生じる前記問題点、すなわち正コン
バータＢＣ１または負コンバータＢＣ２のいずれを作動
させればよいか判断できないと云う問題点を、目標波の
電圧値と検出電圧値との大小を比較し、この比較結果に
応じて、正コンバータＢＣ１または負コンバータＢＣ２
のいずれか一方のコンバータを選択し作動させることに
より解決している。

【００５３】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。

【００５４】このように、本実施の形態では、サイリス
タＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角αを１２０°〜−６０
°の範囲に拡大し、正コンバータＢＣ１または負コンバ
ータＢＣ２うちいずれのコンバータを作動させるか決定
しなければならない場合に、目標電圧＞検出電圧の場合
には正コンバータＢＣ１を作動させて負荷に電流を供給
する一方、目標電圧＜検出電圧の場合には負コンバータ
ＢＣ２を作動させて負荷から電荷を吸収するようにした
ので、容量性の負荷が接続されたときにも、サイリスタ
ＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角と出力電圧との関係に不
連続点が発生することを防止でき、出力を安定に維持す
ることが可能になる。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
１組の可変制御ブリッジ回路の各ゲートを制御するゲー
ト制御信号に、前記互いに逆並列接続される１組の可変
制御ブリッジ回路のいずれもが動作可能な動作ラップ区
間を設けるとともに、この動作ラップ区間において、出
力検出電圧と目標設定電圧との比較結果に基づいて前記
可変制御ブリッジ回路のうちいずれか一方のみのブリッ
ジ回路を動作させ、前記負荷に容量性負荷が含まれてい
る場合に、この負荷に対する電荷の供給または吸収を行
うようにしたので、出力電圧に不連続点が発生すること
を防止し、これにより、出力電圧制御を安定化させるこ
とが可能となる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構
成を示すブロック図である。

【図２】図１の交流発電機の断面図である。

【図３】従来のサイクロコンバータの構成の一例を示す
電気回路図である。

【図４】ブリッジ型の３相全波整流回路の構成を示す電
気回路図である。

【図５】図３または４のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、および各サイリスタのゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。

【図６】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。

【図７】導通角αを制御するために生成された基準ノコ
ギリ波を示す図である。

【図８】図３のサイクロコンバータにより生成された５
０Ｈｚの正弦波を示す図である。

【図９】導通角を１２０°〜−６０°に拡大したとき
に、この範囲内の導通角制御をおこなうことができるノ
コギリ波の一例を示す図である。

【図１０】導通角を１２０°〜−６０°に拡大したとき
に、生ずる問題を説明するための図である。

【符号の説明】

１ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路 １４ 目標波出力回路 １５ 導通角制御部 １６ 比較器 ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 5/00 - 5/48 H02P 9/00 - 9/48

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
   力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
   力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
   リッジ回路と、この互いに逆並列接続された可変制御ブ
   リッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎に交互
   に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する電源装
   置において、 前記１組の可変制御ブリッジ回路の各ゲートを制御する
   ゲート制御信号に、前記互いに逆並列接続される１組の
   可変制御ブリッジ回路のいずれもが動作可能な動作ラッ
   プ区間を設けるとともに、この動作ラップ区間におい
   て、出力検出電圧と目標設定電圧との比較結果に基づい
   て前記可変制御ブリッジ回路のうちいずれか一方のみの
   ブリッジ回路を動作させ、前記負荷に容量性負荷が含ま
   れている場合に、この負荷に対する電荷の供給または吸
   収を行うようにしたことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記ゲート制御信号により制御される各
   可変制御ブリッジ回路のゲート制御角の幅を１８０°と
   するとともに前記動作ラップ区間を６０°とし、この動
   作ラップ区間において、前記出力電圧が前記設定電圧よ
   り高い場合には、負側の可変制御ブリッジ回路を動作さ
   せて前記負荷の電荷を吸収する一方、前記出力電圧が前
   記設定電圧より低い場合には、正側の可変制御ブリッジ
   回路を動作させて前記負荷へ電荷を供給するようにした
   ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。