JP3493330B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP3493330B2 JP3493330B2 JP2000024414A JP2000024414A JP3493330B2 JP 3493330 B2 JP3493330 B2 JP 3493330B2 JP 2000024414 A JP2000024414 A JP 2000024414A JP 2000024414 A JP2000024414 A JP 2000024414A JP 3493330 B2 JP3493330 B2 JP 3493330B2
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Description
相交流電源として使用される電源装置に関する。 【0002】 【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エ
ンジンと同期発電機とを組み合わせたものが多く使用さ
れている。 【0003】 【発明が解決しようとする課題】このような従来のエン
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば2極機の場合には50Hz(または6
0Hz)の交流出力を得るためにエンジン回転数を30
00rpm(または3600rpm)に保持することが
必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率が
あまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ない
ため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題が
あった。 【0004】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている(この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平7−67229号公報や特開平4−35567
2号公報記載のものがある)。 【0005】ところで、上記インバータ式発電機におい
ては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との2つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなると云う問題があっ
た。 【0006】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、一層の小型軽量化を図るとともに製造コストを低減
化し、さらに小型の発電機でありながらも比較的大きな
出力を取り出すことが可能な電源装置を提供することを
目的とする。 【0007】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、3相発電機と、この発電機の3相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する1組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交
流の電圧を検出する出力電圧検出手段と、この電源装置
が出力すべき目標波の電圧を出力する目標波出力手段
と、前記出力電圧検出手段により検出された単相交流の
出力電圧と、前記目標波出力手段により出力された目標
波の電圧とを比較することによって両電圧の大小関係を
判別する比較手段と、この比較手段によって判別された
両電圧の大小関係に基づいて、前記1組の可変制御ブリ
ッジ回路を交互に切り換え動作させる際の切り換えタイ
ミングを制御する制御手段とを有することを特徴とす
る。 【0008】 【0009】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。 【0010】図1は、本発明の実施の一形態に係る可搬
型電源装置の概略構成を示すブロック図である。 【0011】図1において、1および2はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
1は3相主出力巻線(以下、「3相メインコイル」とい
う)であり、2は3相副出力巻線(以下、「3相サブコ
イル」という)である。 【0012】図2は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、3相メインコイル1は、領域A1内の2
1極のコイルで構成され、3相サブコイル2は、領域A
2内の3極のコイルで構成されている。そして、回転子
Rには、8対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン(図示せず)によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Rは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。 【0013】図1に戻り、3相メインコイル1の3つの
出力端U,V,Wは、サイクロコンバータ(Cycloconve
rter)CCの入力端U,V,Wに接続されている。 【0014】図3は、図1のサイクロコンバータCC部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータCCは、12個のサイリスタS
CRk±(k=1,…,6)により構成されている。1
2個のサイリスタSCRk±のうち6個のサイリスタS
CRk+で構成されるブリッジ回路(以下、「正コンバ
ータ」という)BC1は、主として正の電流を出力し、
残りの6個のサイリスタSCRk−で構成されるブリッ
ジ回路(以下、「負コンバータ」という)BC2は、主
として負の電流を出力する。 【0015】前述のように、24極(このうち3極は、
サイリスタSCRk±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる)の3相発電機の3相交流出
力がサイクロコンバータCCに入力された場合には、ク
ランク軸1回転につき8サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば1200rp
m〜4500rpm(すなわち、20Hz〜75Hz)
に設定した場合には、上記3相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の8倍の160Hz〜600Hzになる。 【0016】図1に戻り、3相メインコイル1の3つの
出力端U,V,Wは、それぞれ正および負コンバータB
C1,BC2の入力端U,V,Wに接続され、サイクロ
コンバータCCの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのLCフィルタ3に接続され、LCフィ
ルタ3の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路5に接続されている。そして、出力電圧検出回路5の
負側入力端は、本制御系のグランドGNDに接続され、
出力電圧検出回路5の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。 【0017】出力電圧検出回路5の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路8に接続され、近似実効値演算回路8の出力側は、比
較器9の負側入力端子に接続されている。比較器9の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路10が接続され、比較器9の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数(たとえば比例関数等)
を演算して出力する制御関数演算回路11が接続されて
いる。 【0018】そして、制御関数演算回路11の出力側
は、正弦波発振器13から出力される、たとえば商用周
波数50Hzまたは60Hzの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路12に接続され、振幅制御回路12には正
弦波発振器13の出力側も接続されている。振幅制御回
路12は、制御関数演算回路11から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器13から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。 【0019】振幅制御回路12の出力側は、この出力信
号(振幅制御信号)に応じて目標波を出力する目標波出
力回路14に接続され、目標波出力回路14の出力側
は、サイクロコンバータCCを構成するサイリスタSC
Rk±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部15
および比較器16の正側入力端子に接続されている。 【0020】導通角制御部15は、正コンバータBC1
の各サイリスタSCRk+のゲート(以下、「正ゲー
ト」という)の導通角を制御する正ゲート制御部15a
と、負コンバータBC2の各サイリスタSCRk−のゲ
ート(以下、「負ゲート」という)の導通角を制御する
負ゲート制御部15bとにより構成されている。 【0021】各ゲート制御部15a,15bは、それぞ
れ6個の比較器(図示せず)を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号(基準ノコギリ波)とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。 【0022】比較器16の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路5の出力側が接続され、比較器16の出力
側は、正ゲート制御部15aおよび負ゲート制御部15
bに接続されている。比較器16は、出力電圧検出回路
5から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高(H)レベル信号または低(L)レベ
ル信号を出力する。 【0023】比較器16からHレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部15aが作動する一方、負ゲート制
御部15bは停止し、Lレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部15aが停止する一方、負
ゲート制御部15bは作動するように構成されている。 【0024】前記3相サブコイル2の出力側は、同期信
号形成回路18に接続されている。 【0025】図4は、同期信号形成回路18の一例を示
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路18は、6個のフォトカプラPCk(k=1,…,
6)と6個のダイオードDk(k=1,…,6)とによ
り構成されている。 【0026】3相サブコイル2から得られる3相電流
(U相、V相およびW相の各電流)は、フォトカプラP
Ckの各1次側発光ダイオード(LED)とダイオード
Dkとにより構成されるブリッジ型の3相全波整流回路
FRに供給される。この3相全波整流回路FRによって
全波整流された3相電流は、一次側LEDにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラPCkの各2次側
光センサ(図示せず)により電流に変換される。すなわ
ち、3相全波整流回路FRにより全波整流された3相電
流に応じた電流が2次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタSCRk±のゲートの導通角を制御する同期
信号(たとえばノコギリ波)を生成するために用いられ
る。 【0027】図5は、図3または4のU相、V相および
W相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラP
Ckがオンするタイミングを示す図である。 【0028】各線間電圧(U−V,U−W,V−W,V
−U,W−U,W−V)が、図5のように変化したとき
に、3相全波整流回路FRにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の1/6となる。たとえば、位相角が60°〜120°
であるとき、すなわちU−V間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラPC1およびPC5は
ペアでオン(他のフォトカプラはオフ)されるため、3
相全波整流回路FRからは、U−V間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、3相全波整流回路FRから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は60°となり、メインコイルの電
圧の周期360°に対して、1/6となる。 【0029】また、図5には、サイリスタSCRk±の
各ゲートを点弧(turn on)させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を120°〜0°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。 【0030】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータCCから電流を出力するときには、正コンバータB
C1の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータC
Cへ電流を吸収(供給)するときには、負コンバータB
C2の各ゲートを点弧する。 【0031】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。 【0032】図6は、導通角α=120°,60°で正
または負コンバータBC1,BC2の各サイリスタSC
Rk±を点弧したときにサイクロコンバータCCから出
力される波形を示す図である。 【0033】同図において、(a)は、導通角α=12
0°で正コンバータBC1の各サイリスタSCRk+を
点弧したときにサイクロコンバータCCから出力される
波形を示し、(b)は、導通角α=120°で負コンバ
ータBC2の各サイリスタSCRk−を点弧したときに
サイクロコンバータCCから出力される波形を示し、
(c)は、導通角α=60°で正コンバータBC1の各
サイリスタSCRk+を点弧したときにサイクロコンバ
ータCCから出力される波形を示し、(d)は、導通角
α=60°で負コンバータBC2の各サイリスタSCR
k−を点弧したときにサイクロコンバータCCから出力
される波形を示している。 【0034】たとえば、導通角α=120°で正コンバ
ータBC1の各サイリスタSCRk+を点弧したとき
に、サイクロコンバータCCから出力される波形は、図
6(a)に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α=60°で正コンバータBC1の各サイリスタS
CRk+を点弧したときに、サイクロコンバータCCか
ら出力される波形は、図6(c)に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータC
Cの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を24極の3相発電機とし、エ
ンジン回転数を3600rpmとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。 【0035】60Hz(=3600rpm)×8倍波×
3相×2(全波)=2.88kHzそして、正コンバー
タBC1の導通角αを0°〜120°の範囲で変化させ
ることにより、サイクロコンバータCCは、平均電圧が
0V〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力す
ることができる。また、負コンバータBC2の導通角α
も、同様に変化させることで、サイクロコンバータCC
は、平均電圧が0V〜−全波整流電圧の範囲内の任意の
負電圧を出力することができる。 【0036】次に、導通角αの制御方法を説明する。 【0037】図7は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図4のフォトカプラPCkの2次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。 【0038】正コンバータBC1のサイリスタSCR1
+に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが120°〜
−60°の範囲で、α=0°のときに0Vになるノコギ
リ波が対応する。そして、60°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタSCR1+,6+,2
+,4+,3+,5+の順に各サイリスタSCRk+に
対応する。 【0039】一方、負コンバータBC2のサイリスタS
CR1−に対しては、上記サイリスタSCR1+と上下
対称で位相が180°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータBC1と同様に、60°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタSCR1
−,6−,2−,4−,3−,5−の順に各サイリスタ
SCRk−に対応する。 【0040】このように、基準波形は、正および負コン
バータBC1,BC2の各サイリスタSCRk±に対応
した12個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形rと12系統の比較器(図示せ
ず)により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タSCRk±の導通角となる。 【0041】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータCCから、正弦波出力を得ることができる。 【0042】図7では、導通角αの制御範囲を、図5で
説明した120°〜0°から120°〜−60°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。 【0043】導通角αが120°〜0°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータCCの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタS
CRk±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは120°〜0°の範囲に限定されているた
め、正コンバータBC1では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータBC2で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータBC2によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タBC2からの出力電流は−全波整流電圧〜0Vである
ため、負荷の正電位は0Vまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を120°〜−60°に拡大すれば、負コンバータBC
2で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。 【0044】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図8に示すように、正および負コンバータBC
1,BC2の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波rと当該ノコギリ波との交点がTO1およびTO2の
2点となり、正または負コンバータBC1,BC2のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタSCRk±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器16の比
較結果に応じて正または負コンバータBC1,BC2の
うちいずれか一方を選択している。 【0045】図1に戻り、同期信号形成回路18の出力
側は、正ゲート制御部15aおよび負ゲート制御部15
bに接続されている。ここで、同期信号形成回路18と
各ゲート制御部15aおよび15bとを接続する各接続
ラインは、それぞれ6本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部15aおよび15b
の各比較器に接続され、各比較器には、図7で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。 【0046】正ゲート制御部15aの6個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータBC1の各サイリスタS
CRk+のゲートに接続され、負ゲート制御部15bの
6個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータBC2
の各サイリスタSCRk−のゲートに接続されている。 【0047】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路18は、3相サブコイル2からの3相出力に応じて同
期信号(基準ノコギリ波)を形成するように構成した
が、これに限らず、3相サブコイル2に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。 【0048】以下、以上のように構成された可搬型電源
装置の動作を説明する。 【0049】前記回転子Rがエンジンにより回転駆動さ
れると、3相メインコイル1の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部15によ
りサイリスタSCRk±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータCCから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ3によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路5により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
8により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。 【0050】この近似実効値電圧は、比較器9により、
基準電圧出力回路10から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路11によ
り制御関数(比例関数)が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路11は、比較器9からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路10
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路8からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。 【0051】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路12は、正弦波発振器13から出力さ
れた、50Hzまたは60Hzの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路14は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。ここで、目標波
出力回路14からの出力値には上下限値が設けられ、目
標波出力回路14は、所定上限値よりも大きい値または
所定下限値より小さい値を出力することができないよう
に構成されている。すなわち、比較器9からの出力値が
増大し、制御関数演算回路11から出力される比例関数
の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路14か
ら出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形
される。 【0052】目標波出力回路14から出力された目標波
は、比較器16により、出力電圧検出回路5から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器16からHレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部15aが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器16からLレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
15bが作動するように選択される。 【0053】正ゲート制御部15aまたは負ゲート制御
部15bのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路14からの目標波と同期信号形
成回路18からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタSCRk±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。 【0054】図9は、本実施の形態の電源装置により生
成された50Hzの出力波形の一例を示す図であり、
(a)は、無負荷時の出力波形を示し、(b)は、定格
負荷時の出力波形を示し、(c)は、過負荷時の出力波
形を示している。 【0055】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路10からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路8からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。 【0056】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。 【0057】このように本実施の形態では、3相発電機
の出力周波数の大小に拘わらず、この出力周波数をサイ
クロコンバータCCにより所定周波数に変換するように
したので、すなわち前述したインバータ式発電機と同様
に、エンジン等の駆動源の回転数に出力周波数が依存し
ないようにしたので、比較的高い回転数で大きな出力を
取り出すことができ、発電機の小型軽量化を図ることが
可能となる。 【0058】また、高い周波数の発電機出力を単相商用
周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出
力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減
することができ、これにより、製造コストを大幅に低減
させることができる。 【0059】さらに、発電機として多極の磁石発電機を
用いたので、装置全体の小型軽量化の効果が大きく、ま
た、同期信号の取り出しが簡単になる。 【0060】また、発電機の回転子Rをエンジンのフラ
イホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コ
ンパクトになる。 【0061】 【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
出力電圧検出手段によりこの電源装置が出力した単相交
流の電圧が検出され、目標波出力手段によりこの電源装
置が出力すべき目標波の電圧が出力されて、比較手段に
より両電圧の大小関係が判別され、この判別結果に基づ
いて、1組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動
作させる際の切り換えタイミングが制御されるので、す
なわち、1組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え
動作させるために、出力電圧検出手段、目標波出力手段
および比較手段という簡単な構成の手段以外の手段を必
要としないので、一層の小型軽量化を図るとともに製造
コストを低減化し、さらに制御手段の制御動作を簡単化
させることが可能となる効果を奏する。
概略構成を示すブロック図である。 【図2】図1の交流発電機の断面図である。 【図3】図1のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。 【図4】同期信号形成回路18の一例を示す電気回路図
である。 【図5】図6または7のU相、V相およびW相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。 【図6】導通角α=120°,60°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。 【図7】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。 【図8】導通角を120°〜−60°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。 【図9】図1の可搬型電源装置により生成された50H
zの出力波形の一例を示す図である。 【符号の説明】 1 3相メインコイル(3相出力巻線) 5 出力電圧検出回路(出力電圧検出手段) 14 目標波出力回路(目標波出力手段) 15 導通角制御部(制御手段) 16 比較器(比較手段) BC1 正コンバータ(可変制御ブリッジ) BC2 負コンバータ(可変制御ブリッジ) CC サイクロコンバータ
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項1】 3相発電機と、この発電機の3相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する1組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 この電源装置が出力した前記単相交流の電圧を検出する
出力電圧検出手段と、 この電源装置が出力すべき目標波の電圧を出力する目標
波出力手段と、 前記出力電圧検出手段により検出された単相交流の出力
電圧と、前記目標波出力手段により出力された目標波の
電圧とを比較することによって両電圧の大小関係を判別
する比較手段と、 この比較手段によって判別された両電圧の大小関係に基
づいて、前記1組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り
換え動作させる際の切り換えタイミングを制御する制御
手段とを有することを特徴とする電源装置。
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2000
- 2000-02-01 JP JP2000024414A patent/JP3493330B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
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JP2005269801A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置およびそれを備えた車両 |
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