JPH11136998A - 可搬型電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 装置構成を簡単にすることができるとともに
安定した同期信号を得ることができる可搬型電源装置を
提供する。 【解決手段】 同期パルス形成回路２０が単相サブコイ
ル２より出力される単相出力信号からパルス信号を形成
し、同期信号演算形成回路２１がこの形成されたパルス
信号に基づいて導通角制御部１５を順次駆動しサイクロ
コンバータＣＣをスイッチング制御する３相同期信号を
形成する。また、単相サブコイル３０を２つのＤＣコイ
ル３１の間に配置し、単相サブコイル３０と３相メイン
コイル３２との磁路を共有させなくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される可搬型電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エ
ンジンと同期発電機とを組み合わせたものが多く使用さ
れている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このような従来のエン
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（又は６０
Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３００
０ｒｐｍ（又は３６００ｒｐｍ）に保持することが必要
であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率があま
りよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ないた
め、全体重量も大変大きくなってしまうという問題があ
った。

【０００４】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている（この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７
２号公報記載のものがある）。

【０００５】ところで、上記インバータ式発電機におい
ては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との２つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなるという問題があっ
た。

【０００６】このような問題に対して、本出願人はさら
に特願平８−２１８１４１号等において、インバータ式
発電機のインバータ装置をサイクロコンバータ装置に変
えて、発電機で発電される高周波の交流電力から商用周
波数等の所定周波数の交流電力に直接変換することを提
案し、上記問題を解決している。

【０００７】しかしながら、インバータ式発電機のイン
バータ装置をサイクロコンバータ装置に変えても下記の
ような問題がある。

【０００８】すなわち、サイクロコンバータ装置をスイ
ッチング制御するためには正確な同期信号が必要であ
り、また負荷変動の影響を受けないようにするために特
別に３相同期信号用の３相巻線を設けなければならない
が、３相同期信号用の３相巻線を設けた場合には、装置
構成が複雑になるという問題があった。また、３相同期
信号用の３相巻線の両側に負荷電流供給用の３相巻線が
配置された場合には、３相同期信号用の３相巻線と負荷
電流供給用の３相巻線とは磁路を共有するため、安定し
た同期信号を得ることができないという問題があった。

【０００９】そこで、本発明の目的は、上記問題を解消
すべく、装置構成を簡単にすることができるとともに安
定した同期信号を得ることができる可搬型電源装置を提
供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の可搬型電源装置は、３相の出力巻線を有
する多極の磁石発電機と、この発電機の出力周波数に同
期する信号を形成する同期信号形成手段と、前記３相の
出力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交
流電流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の
可変制御ブリッジ回路と、前記互いに逆並列接続された
可変制御ブリッジ回路を、前記同期信号形成手段からの
信号に基づいて、負荷に給電される目標周波数の交流電
流の半周期毎に交互に切り換え動作させて所定周波数の
単相の交流電流を出力するブリッジ駆動回路とを有する
可搬型電源装置において、前記磁石発電機の磁極の中に
設けられた、前記３相の出力巻線が巻装されていない１
つの磁極であって、信号取り出し用巻線が巻装されたも
のを有し、前記同期信号形成手段はこの信号取り出し用
巻線より取り出される単相信号から前記可変制御ブリッ
ジ回路を順次駆動する３相同期信号を形成することを特
徴とする。

【００１１】この構成によれば、前記磁石発電機の磁極
の中に設けられた、前記３相の出力巻線が巻装されてい
ない１つの磁極であって、信号取り出し用巻線が巻装さ
れたものを有し、この信号取り出し用巻線より取り出さ
れる単相信号から可変制御ブリッジ回路を順次駆動する
３相同期信号が形成される。

【００１２】請求項２の可搬型電源装置は、請求項１記
載の可搬型電源装置において、前記同期信号形成手段
は、前記信号取り出し用巻線より取り出される単相信号
の１周期を６等分又は半周期を３等分することにより前
記可変制御ブリッジ回路を順次駆動する３相同期信号を
形成することを特徴とする。

【００１３】この構成によれば、信号取り出し用巻線よ
り取り出される単相信号の１周期を６等分又は半周期を
３等分することにより可変制御ブリッジ回路を順次駆動
する３相同期信号が形成される。

【００１４】請求項３の可搬型電源装置は、請求項１又
は２記載の可搬型電源装置において、前記３相同期信号
は、前記単相信号に対して所定の位相ずれを有すること
を特徴とする。

【００１５】請求項４の可搬型電源装置は、請求項１乃
至３のいずれか１項記載の可搬型電源装置において、前
記信号取り出し用巻線の出力で前記可変制御ブリッジ回
路用の直流電源を形成する直流電源形成回路を備えるこ
とを特徴とする。

【００１６】この構成によれば、信号取り出し用巻線の
出力で可変制御ブリッジ回路用の直流電源が形成され
る。

【００１７】請求項５の可搬型電源装置は、請求項１乃
至４のいずれか１項記載の可搬型電源装置によれば、前
記信号取り出し用巻線を備える磁極の両側の磁極は、外
部へ直流出力を供給する直流電源を形成するための巻線
を備えることを特徴とする。

【００１８】この構成によれば、信号取り出し用巻線を
備える磁極の両側の磁極に外部へ直流出力を供給する直
流電源を形成するための巻線が備えられる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。

【００２０】図１は、本発明の実施の一形態に係る可搬
型電源装置の概略構成を示すブロック図である。

【００２１】図１において、１及び２はそれぞれ交流発
電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１
は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」とい
う）であり、２は単相副出力巻線（以下、「単相サブコ
イル」という）である。

【００２２】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
４極のコイルで構成され、単相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルのうち中央の１極のコイルで構成さ
れている。そして、回転子Ｒには、８対の永久磁石の磁
極が形成されており、内燃エンジン（図示せず）によっ
て回転駆動されるように構成されている。なお、回転子
Ｒは、エンジンのフライホイールを兼用している。

【００２３】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Ｃｙｃｌｏ
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続さ
れている。

【００２４】図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳ
ＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１
２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳ
ＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバ
ータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、
残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッ
ジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主
として負の電流を出力する。

【００２５】上述した３相発電機の３相交流出力がサイ
クロコンバータＣＣに入力された場合には、クランク軸
１回転につき８サイクルの交流が得られる。そして、エ
ンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５
００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定し
た場合には、上記３相交流出力の周波数は、エンジン回
転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。

【００２６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正及び負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロコ
ンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分を
除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィル
タ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去され
た電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回路
５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の負
側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、出
力電圧検出回路５の正側及び負側の両入力端から単相出
力を得るように構成されている。

【００２７】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。

【００２８】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する振
幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正弦
波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回路
１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関数
に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の振
幅を制御する振幅制御信号を出力する。

【００２９】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣ
Ｒｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
及び比較器１６の正側入力端子に接続されている。

【００３０】また、出力電圧検出回路５の出力側及び目
標波出力回路１４の出力側は、出力電圧検出回路５から
出力された単相交流出力の検出波と目標波出力回路１４
から出力された目標波とを比較して力率を検出する力率
検出回路１９に接続され、力率検出回路１９の出力側は
比較器９の負側入力端子に接続されている。

【００３１】図４は出力電圧検出回路５から出力された
単相交流出力の検出波の一例と目標波出力回路１４から
出力された目標波の一例とを示す図であり、（ａ）は力
率が１の場合の検出波と目標波とを示し、（ｂ）は力率
が１より小さく、負荷が遅相の場合の検出波と目標波と
を示し、（ｃ）は力率が１より小さく、負荷が進相の場
合の検出波と目標波とを示す。

【００３２】力率が１の場合は、図４（ａ）に示すよう
に、検出波は目標波に比べて本実施の形態の電源装置で
生ずる位相遅れに相当する固定時間ｘだけ遅れる。力率
が１より小さく、負荷が遅相の場合には、検出波は上記
固定時間ｘの遅れはあるが目標波に比べて力率に応じた
分の位相が進む一方、力率が１より小さく、負荷が進相
の場合には、検出波は上記固定時間ｘの遅れがあり、さ
らに目標波に比べて力率に応じた分の位相が遅れる。

【００３３】図５は、力率検出回路１９が検出波と目標
波とから力率に応じた信号を検出する方法を説明する図
であり、（ａ）は図４（ａ）の目標波を固定時間ｘだけ
遅らせた時の検出波と目標波とを示し、（ｂ）は図４
（ｂ）の目標波を固定時間ｘだけ遅らせた時の検出波と
目標波とを示す。この固定時間ｘだけ遅らせた目標波を
目標波２とする。

【００３４】まず、図５（ａ），（ｂ）において、検出
波の出力値から目標波２の出力値を減算し（図５
（ｃ），（ｄ））、この減算された出力値を示した減算
波と目標波２の出力値とを同一時刻で比較し、減算波の
出力値と目標波２の出力値とが同符号の場合には減算波
の出力値を算出し（図５（ｆ））、さらにこの算出され
た減算波の出力値の絶対値をとる（図５（ｈ））。この
絶対値のとられた減算波の出力値には本実施の形態の電
源装置で生ずるノイズが含まれるため、該減算波の出力
値からこのノイズに相当するオフセット値を減じて、そ
の結果が負の値になった場合にはその値を０に置き換え
て、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さ
らにこの面積の移動平均を算出する。これにより力率に
応じた信号を検出することができる。

【００３５】一方、減算波の出力値と目標波２の出力値
とが異符号の場合には減算波の出力値を０とし（図５
（ｅ））、さらに減算波の出力値の絶対値をとり（図５
（ｇ））、この絶対値のとられた減算波の出力値からノ
イズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の
値になった場合にはその値を０に置き換えて、所定区間
の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積
の移動平均を算出することより力率に応じた信号を検出
することができるが、この場合、力率が１であり減算波
の出力値と目標波２の出力値とが常に異符号であるため
力率に応じた信号は生じない。

【００３６】このようにして力率検出回路１９は力率に
応じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近
似実効値演算回路８の近似実行値を調整する。低力率負
荷の場合には近似実効値演算回路８の近似実行値を低下
させて、出力電圧を下げるように調整する。

【００３７】図１に戻り、導通角制御部１５は、正コン
バータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以
下、「正ゲート」という）の導通角を制御する正ゲート
制御部１５ａと、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳ
ＣＲｋ−のゲート（以下、「負ゲート」という）の導通
角を制御する負ゲート制御部１５ｂとにより構成されて
いる。

【００３８】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。

【００３９】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａ及び負ゲート制御部１５ｂ
に接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路５
から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比較
結果に応じて高（Ｈ）レベル信号又は低（Ｌ）レベル信
号を出力する。

【００４０】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。

【００４１】前記単相サブコイル２の出力側は、同期パ
ルス形成回路２０に接続され、同期パルス形成回路２０
の出力側は、同期信号演算形成回路２１に接続されてい
る。同期パルス形成回路２０は、単相サブコイル２の単
相出力信号からパルス信号を形成して、同期信号演算形
成回路２１に出力する。同期信号演算形成回路２１は、
同期パルス形成回路２０で形成されたパルス信号の１周
期を測定し、この１周期を６等分又は半周期を３等分す
ることにより、次の１周期の３相タイミングを演算によ
り求める。

【００４２】さらに、単相サブコイル２の出力側は、単
相サブコイル２の単相出力信号から導通角制御部１５用
の直流電源を形成する直流電源形成回路１００（図１で
は図示せず）に接続されている。

【００４３】図６は、直流電源形成回路１００及び同期
パルス形成回路２０の一例を示す電気回路図である。同
図に示すように、単相サブコイル２は、本来直流電源形
成回路１００により直流電源を得るために設けられたも
のであり、これを同期パルスの形成のために援用してい
る。従って、本実施の形態では、前記従来の電源装置の
ように、同期信号形成専用のサブコイルを新たに設ける
必要がなくなり、装置構成をより簡単にすることができ
る。

【００４４】図７は、同期パルス形成回路２０及び同期
信号演算形成回路２１で形成される信号の一例を示す図
であり、（ａ）は同期パルス形成回路２０の入力点αに
おける単相サブコイル２の単相出力信号の一例を示し、
（ｂ）は（ａ）の単相出力信号を同期パルス形成回路２
０により変換して形成されたパルス信号、即ち同期パル
ス形成回路２０の出力点βにおける出力信号の一例を示
し、（ｃ）は（ｂ）のパルス信号に基づいて同期信号演
算形成回路２１で形成されるタイミング信号を示す。

【００４５】即ち、入力点αでは単相サブコイル２の単
相出力信号のうち、正側の半波のみが取り出され（図７
（ａ））、同期パルス形成回路２０により、正側の半波
に対応する区間がロウとなるパルス信号が形成される
（図７（ｂ））。そして、（ｂ）のパルス信号の１周期
Ｔを、例えば（ｂ）のパルスの立下がりから立下がりま
でを計測することによって求め、又は、（ｂ）のパルス
信号の半周期Ｔ／２を、例えば（ｂ）のパルスの立下が
りから立上がりまでを計測することによって求め、１周
期Ｔを６等分又は半周期Ｔ／２を３等分するためにタイ
ミングを演算により求め、（ｃ）に示すように、次の１
周期の３相タイミング（後述する各ノコギリ波の位相を
変更するためのタイミング）を示すパルス信号を形成す
る。

【００４６】さらに、同期信号演算形成回路２１は、こ
の形成された１周期を６等分又は半周期を３等分したパ
ルス信号に基づいて、後述するように各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±のゲートの導通角αを制御する同期信号としての
ノコギリ波を形成する。この同期信号演算形成回路２１
の処理により、確実にパルス信号から３相同期信号が形
成される。

【００４７】次に、導通角αの制御方法を説明する。

【００４８】図８は、導通角αを制御するために同期信
号演算形成回路２１で形成された基準ノコギリ波を示す
図である。

【００４９】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギ
リ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２
＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に
対応する。サイリスタＳＣＲ１＋に対応するノコギリ波
は、同期パルス形成回路２０で形成されたパルス信号と
同位相であり、サイリスタＳＣＲ６＋に対応するノコギ
リ波は、同期パルス形成回路２０で形成されたパルス信
号から６０°の位相ずれを生じる。このような位相ずれ
を生じるノコギリ波は、同期信号演算形成回路２１で形
成された前記３相タイミングを示すパルス信号に基づい
て容易に形成することができる。

【００５０】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を形成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。

【００５１】このように、基準波形は、正及び負コンバ
ータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応し
た１２個のノコギリ波によって構成される。これらのノ
コギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タＳＣＲｋ±の導通角となる。

【００５２】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。

【００５３】図９は、導通角α＝１２０°，６０°で正
又は負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示す図である。

【００５４】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。

【００５５】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
９（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図９（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。

【００５６】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×
３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚ そして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
ＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。

【００５７】一方、図８では、導通角αの制御範囲を、
従来の１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大し
ている。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を説
明する。

【００５８】導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。

【００５９】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図１０に示すように、正及び負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１及びＴＯ２の２
点となり、正又は負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のいずれ
を選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±のゲー
トを点弧すればよいか判断できなかった。このため、本
実施の形態では、上述のように、比較器１６の比較結果
に応じて正又は負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のうちいず
れか一方を選択している。

【００６０】図１に戻り、同期信号演算形成回路２１の
出力側は、正ゲート制御部１５ａ及び負ゲート制御部１
５ｂに接続されている。ここで、同期信号演算形成回路
２１と各ゲート制御部１５ａ及び１５ｂとを接続する各
接続ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その
各信号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａ及び１５
ｂの各比較器に接続され、各比較器には、図８で説明し
たタイミングのノコギリ波が供給される。

【００６１】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。

【００６２】以下、以上のように構成された可搬型電源
装置の動作を説明する。

【００６３】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。

【００６４】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。

【００６５】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力さ
れた、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
ための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、この
制御信号に応じて目標波を出力する。

【００６６】ここで、力率検出回路１９は出力電圧検出
回路５から出力された単相交流出力の検出波と目標波出
力回路１４から出力された目標波とを比較して力率に応
じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近似
実効値演算回路８の近似実行値を調整する。低力率負荷
の場合には近似実効値演算回路８の近似実行値を低下さ
せて、出力電圧を下げるように調整する。

【００６７】目標波出力回路１４からの出力値には上下
限値が設けられ、目標波出力回路１４は、所定上限値よ
りも大きい値又は所定下限値より小さい値を出力するこ
とができないように構成されている。すなわち、比較器
９からの出力値が増大し、制御関数演算回路１１から出
力される比例関数の比例係数が増大するに従って、目標
波出力回路１４から出力される目標波の形状は、正弦波
から矩形波に変形される。

【００６８】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。

【００６９】正ゲート制御部１５ａ又は負ゲート制御部
１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器にお
いて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号演算
形成回路２１からのノコギリ波とが比較され、両者が一
致した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対
して、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、
導通角制御がなされる。

【００７０】図１１は、本実施の形態の電源装置により
生成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。

【００７１】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。

【００７２】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。

【００７３】上述したように本実施の形態では、同期パ
ルス形成回路２０が単相サブコイル２より出力される単
相出力信号からパルス信号を形成し、同期信号演算形成
回路２１がこの形成されたパルス信号に基づいて導通角
制御部１５を順次駆動しサイクロコンバータＣＣをスイ
ッチング制御する３相同期信号を形成するので、従来の
ように３相同期信号を形成するために３相サブコイルを
必要とせず、装置構成を簡単にすることができる。

【００７４】また、３相メインコイル１から独立して巻
装された単相サブコイル２の単相出力信号からサイクロ
コンバータＣＣをスイッチング制御する３相同期信号を
形成するので、スイッチングの悪影響による波形変形が
なく安定した同期タイミングを得ることができる。

【００７５】なお、本実施の形態では、力率検出回路１
９をハードウェアで構成したが、これに限らず、力率検
出回路１９が実行する制御処理を、例えばマイクロコン
ピュータ及びソフトウェアによって行うようにしてもよ
い。

【００７６】また、本実施の形態の力率検出方法は、サ
イクロコンバータを適用した電源装置のみで有効ではな
く、目標波に基づいて出力電圧を制御する電源装置であ
って、この出力電圧を検出する検出手段を備えたもので
あれば、有効である。

【００７７】さらに、本実施の形態では、図２で示した
ように領域Ａ１内の２４極のコイルで３相メインコイル
１を構成し、領域Ａ２内の３極のコイルのうち中央の１
極のコイルで単相サブコイル２を構成しているが、図１
２に示すように、この単相サブコイル２を回路電源用及
び同期信号用の単相サブコイル３０とし、単相サブコイ
ル２を除く領域Ａ２内の残りの２極のコイルを、例えば
１２Ｖ（ボルト）バッテリ充電等に使用する直流出力を
外部へ供給するためのＤＣコイル３１とし、３相メイン
コイル１をＡＣ出力用の３相メインコイル３２として本
実施の形態の電源装置を動作させることにより、単相サ
ブコイル３０が２つのＤＣコイル３１の間に配置されて
いるので、単相サブコイル３０と３相メインコイル３２
とは磁路を共有しなくなり、安定した同期信号を得るこ
とができる。

【００７８】安定した同期信号を得ることができる理由
をより具体的に説明する。

【００７９】ＡＣ出力用の３相メインコイル３２はサイ
リスタＳＣＲｋ±の動作による波形変形が激しく、磁路
の一部となる隣の極の波形をも変形させる。したがっ
て、３相メインコイル３２の隣りに回路電源用及び同期
信号用の単相サブコイル３０が配置されると、同期信号
が大きく乱れ、正常な制御が困難になる。一方、ＤＣコ
イル３１は、バッテリ充電等の安定した負荷状態のた
め、単相サブコイル３０が２つのＤＣコイル３１の間に
配置されても同期信号の乱れは少ない。そこで、単相サ
ブコイル３０が２つのＤＣコイル３１の間に配置される
ことにより、単相サブコイル３０と３相メインコイル３
２とは磁路を共有しなくなり、安定した同期信号を得る
ことができる。

【００８０】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、請求項１の
可搬型電源装置によれば、磁石発電機の磁極の中に設け
られた、３相の出力巻線が巻装されていない１つの磁極
であって、信号取り出し用巻線が巻装されたものを有
し、この信号取り出し用巻線より取り出される単相信号
から可変制御ブリッジ回路を順次駆動する３相同期信号
が形成されるので、従来のように３相同期信号を形成す
るために信号取り出し用の３相の出力巻線を必要とせ
ず、装置構成を簡単にすることができる。さらに、信号
取り出し用巻線を３相の出力巻線と独立に設けるように
したので、安定した同期信号を得ることができる。

【００８１】請求項２の可搬型電源装置によれば、信号
取り出し用巻線より取り出される単相信号の１周期を６
等分又は半周期を３等分することにより可変制御ブリッ
ジ回路を順次駆動する３相同期信号が形成されるので、
より確実に３相同期信号が形成される。

【００８２】請求項４の可搬型電源装置によれば、信号
取り出し用巻線の出力で可変制御ブリッジ回路用の直流
電源が形成されるので、より装置構成を簡単にすること
ができる。

【００８３】請求項５の可搬型電源装置によれば、信号
取り出し用巻線を備える磁極の両側の磁極に外部へ直流
出力を供給する直流電源を形成するための巻線が備えら
れるので、信号取り出し用巻線と負荷電流供給用巻線と
は磁路を共有しなくなり、さらに安定した同期信号を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態に係る可搬型電源装置の
概略構成を示すブロック図である。

【図２】図１の交流発電機の断面図である。

【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。

【図４】出力電圧検出回路５から出力された単相交流出
力の検出波と目標波出力回路１４から出力された目標波
とを示す図である。

【図５】検出波と目標波とから力率に応じた信号を検出
する方法を示す図である。

【図６】同期パルス形成回路２０の一例を示す電気回路
図である。

【図７】単相サブコイル２の単相出力信号及び同期パル
ス形成回路２０で形成されたパルス信号の一例を示す図
である。

【図８】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。

【図９】導通角α＝１２０°，６０°で正又は負コンバ
ータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバー
タから出力される波形を示す図である。

【図１０】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生
ずる問題を説明するための図である。

【図１１】図１の可搬型電源装置により生成された５０
Ｈｚの出力波形の一例を示す図である。

【図１２】交流発電機の断面図である。

【符号の説明】

１ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路 １４ 目標波出力回路（出力電圧調整回路） １５ 導通角制御部（ブリッジ駆動回路） １６ 比較器 １９ 力率検出回路 ２０ 同期パルス形成回路（同期信号形成手段） ２１ 同期信号演算形成回路（同期信号形成手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相の出力巻線を有する多極の磁石発電
   機と、 この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期
   信号形成手段と、 前記３相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続され
   て、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成
   する１組の可変制御ブリッジ回路と、 前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、
   前記同期信号形成手段からの信号に基づいて、負荷に給
   電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り
   換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力する
   ブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置において、 前記磁石発電機の磁極の中に設けられた、前記３相の出
   力巻線が巻装されていない１つの磁極であって、信号取
   り出し用巻線が巻装されたものを有し、 前記同期信号形成手段はこの信号取り出し用巻線より取
   り出される単相信号から前記可変制御ブリッジ回路を順
   次駆動する３相同期信号を形成することを特徴とする可
   搬型電源装置。
2. 【請求項２】 前記同期信号形成手段は、前記信号取り
   出し用巻線より取り出される単相信号の１周期を６等分
   又は半周期を３等分することにより前記可変制御ブリッ
   ジ回路を順次駆動する３相同期信号を形成することを特
   徴とする請求項１記載の可搬型電源装置。
3. 【請求項３】 前記３相同期信号は、前記単相信号に対
   して所定の位相ずれを有することを特徴とする請求項１
   又は２記載の可搬型電源装置。
4. 【請求項４】 前記信号取り出し用巻線の出力で前記可
   変制御ブリッジ回路用の直流電源を形成する直流電源形
   成回路を備えることを特徴とする請求項１乃至３のいず
   れか１項記載の可搬型電源装置。
5. 【請求項５】 前記信号取り出し用巻線を備える磁極の
   両側の磁極は、外部へ直流出力を供給する直流電源を形
   成するための巻線を備えることを特徴とする請求項１乃
   至４のいずれか１項記載の可搬型電源装置。