WO2004030204A1 - 発動発電機用インバータ - Google Patents

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WO2004030204A1
WO2004030204A1 PCT/JP2003/012209 JP0312209W WO2004030204A1 WO 2004030204 A1 WO2004030204 A1 WO 2004030204A1 JP 0312209 W JP0312209 W JP 0312209W WO 2004030204 A1 WO2004030204 A1 WO 2004030204A1
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gate
generator
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PCT/JP2003/012209
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Inventor
Masao Namai
Manabu Suda
Original Assignee
Sawafuji Electric Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
    • H02P9/42—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output to obtain desired frequency without varying speed of the generator
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges

Definitions

  • the present invention converts the output voltage of an inverter for an engine generator, in particular, the output voltage of an engine driven by an internal combustion engine (engine) into DC by a thyristor-mixed-bridge rectifier circuit, and reconverts the output voltage by an inverter unit.
  • the gate control of the thyristor in the thyristor-mixing-type rectifier circuit is controlled separately for the light and heavy loads.
  • the present invention relates to an inverter for a power generator, which can suppress flicker (voltage fluctuation) at a light load.
  • the output of the generator is converted to DC once to solve the problem that the output of the engine-driven generator fluctuates depending on the load conditions, etc.
  • An AC output is obtained through an invar unit that can control the frequency at a constant level.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-27272873
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-280400
  • the present invention has been made in view of the above points, and converts the output voltage of a motor generator driven by an internal combustion engine to DC by a thyristor-mixed-bridge rectifier circuit and reconverts the output voltage by an inverter unit.
  • the thyristor-mixed-bridge type rectifier circuit controls the gate control of the thyristor in a thyristor-mixed rectifier circuit by dividing the load into light and heavy loads. It is another object of the present invention to provide an engine generator unit capable of suppressing a flicker force under a light load. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide an inverter for an engine generator that can suppress flicker of an AC output voltage at a light load with a simple circuit configuration.
  • Another object of the present invention is to provide a bridge-type member suitable for converting a voltage converted into a DC based on a generated AC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency.
  • Still another object of the present invention is to provide a sub winding suitable for downsizing an AC generator. It is to be.
  • Still another object of the present invention is to provide a thyristor-mixed-bridge rectifier-type rectifier circuit with phase control for thyristor-gate gate control in accordance with the current value detected by the current detector, depending on whether the load is light or normal.
  • the purpose is to provide a gate selector for selecting on / off control.
  • the current is converted into a direct current by a thyristor-mixed-bridge-type rectifier circuit and the output voltage is converted.
  • a sub-winding that generates a voltage in the same phase as the main power generation winding, in a motor-generator unit having a ridge-type unit that converts the voltage to a constant-voltage AC voltage again.
  • a current detector that detects the current flowing in the bridge-type inverter, a gate circuit that applies a gate voltage to all thyristors of the thyristor-mixed rectifier circuit, and a main generator winding that is in phase with the sub winding.
  • a limited gate circuit that applies a gate voltage to the thyristor that rectifies the generated voltage, a phase detection circuit that detects the phase of the voltage from the sub winding, and a thyristor mixed-bridge rectifier circuit
  • a DC voltage detection circuit that monitors the DC output voltage by comparing the DC output voltage with a reference voltage based on the DC output voltage; and a phase detection circuit when the load current value detected by the current detection unit is equal to or less than a predetermined threshold value.
  • a limited gate circuit that performs phase control corresponding to the load current value based on the phase signal is selected, and when the load current value detected by the current detection unit exceeds a predetermined threshold value, the DC voltage detection circuit is used.
  • a gate selection unit that selects a gate circuit that performs on / off control based on the result of comparison with the reference voltage.
  • the thyristor of the mixed-bridge rectifier circuit is determined by the current value detected by the current detection unit. The control is performed by switching between the phase control mode and the on / off control mode.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment of an inverter for a power generator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of an engine generator using the engine generator unit according to the present invention.
  • FIG. 3 shows the one-phase control mode of the inverter for the generator of the present invention at light load.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a comparison of the flicking force between one mode and all three phase control modes.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the occurrence of a shift in the off time of the thyristor in the phase control mode for all three phases. .
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of one embodiment of a thyristor turn-on corresponding to an increase or decrease in load current.
  • FIG. 2 shows a configuration diagram of an engine generator using the engine generator inverter according to the present invention.
  • reference numeral 1 is a magnet field alternator
  • 2 is a three-phase rectifier circuit
  • 3 to 5 are rectifiers (diodes)
  • 6 to 8 are thyristors
  • 9 is a thyristor gate signal generation circuit.
  • 10 is a smoothing capacitor
  • 11 is a bridge type inverter
  • 12 is a first switch (transistor)
  • 13 is a second switch (transistor)
  • 14 is a third switch (transistor)
  • 1 5 is a fourth switch (transistor)
  • 16 to 19 are gate signal supply units
  • 20 is a gate signal generation unit
  • 21 is a load
  • 22 is a choke coil.
  • the magnet field AC generator 1 is driven to rotate by an engine (not shown), and generates an AC voltage having a frequency proportional to the engine speed.
  • the output from the magnet field alternator 1 is also proportional to the engine speed.
  • the three-phase AC voltage generated by the magnet field AC generator 1 is converted into a DC voltage in the three-phase rectifier circuit 2.
  • the DC voltage is smoothed by the smoothing capacitor 10 and supplied to the bridge-type inverter 11.
  • the three-phase rectifier circuit 2 is composed of three diodes 3 to 5 and three thyristors 6 to 8, and the gate signal generating circuit 9 for thyristor shown in FIG. Generates a gate signal to turn on and off thyristors 6 to 8 so that the output voltage is maintained at a constant value.
  • the gate signal is supplied to thyristors 6 to 8. That is, the output side voltage of the three-phase rectifier circuit 2 is kept at a constant value.
  • the first switch 12 and the third switch 1 The switch 14 is turned on in a first cycle, and the second switch 13 and the fourth switch 15 are turned on in a second cycle. That is, a gate signal is applied to each of the switches 12 to 15 as described above.
  • the first switch 12, the choke coil 22, the load 21 and the third switch 14 pass through the load 21 and, for example, the arrow X in the drawing.
  • an alternating current is supplied to the load 21 through the second switch 13, the load 21, the choke coil 22, and the fourth switch 15.
  • the alternating current is kept at a frequency with no predetermined fluctuation.
  • the gate signal applied to the first switch 12 to the fourth switch 15 is, as is well known, a square wave gate signal such that the illustrated bridge-type inverter forms a so-called square-wave inverter. Formed into a shape.
  • the square wave gate signal for the first switch 12 and the square wave gate signal for the third switch 14 that are turned on in the first cycle are as follows: Is generated as follows.
  • the timing at which the rectangular wave gate signal for the third switch 14 shifts from the on state to the off state is determined by the timing at which the rectangular wave gate signal for the first switch 12 shifts from the on state to the off state. It is going to be faster.
  • the square wave gate signal for the second switch 13 and the square wave gate signal for the fourth switch 15 that are turned on in the second cycle are as follows: Is generated as follows.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an inverter for a power generator according to the present invention.
  • reference numerals 1 to 8, 10, 0, 11 and 22 in FIG. It corresponds to each thing.
  • 31 is a sub winding
  • 32 is a shunt resistor (current detection part)
  • 33 is a gate circuit
  • 34 is a limited gate circuit
  • 35 is a phase detection circuit
  • 36 is a phase detection circuit.
  • the sub winding 31 is one of the three phases of the U-phase, V-phase and W-phase of the magnet field alternator 1, for example, the voltage in the same phase as the W-phase main winding W as shown in the figure. Is wound around the magnet field alternator 1 so as to generate The sub winding 31 also serves as a control power supply for each circuit that controls the bridge type inverter 11.
  • the shunt resistor 32 detects the current flowing through the load 21 by detecting the current flowing through the field-effect transistor (FET) 12 of the bridge type inverter 11 equivalently or conveniently. .
  • the shunt resistor 32 may directly detect the current flowing to the load 21.
  • the gate circuit 33 is a circuit that applies a gate voltage to the three-phase rectifier circuit 2, that is, all the thyristors 3, 4, and 5 of the thyristor-mixed-bridge rectifier circuit at the same time, and controls the transistors 45 to off. Then, the DC voltage rectified by the diode 48 in the constant voltage generation circuit 37 is applied to the gate of the corresponding thyristor 6, 7, 8 via the diodes 49, 50, 51 as the gate voltage. Each is applied at a time.
  • the limited gate circuit 34 is a circuit that applies a gate voltage only to the thyristor 8 that rectifies the AC voltage generated in the W-phase main generator winding W of the magnet field AC generator 1. When turned off, the DC voltage rectified by the diode 48 in the constant voltage generation circuit 37 is applied to the gate of only the thyristor 8 via the diode 52 as the gate voltage. ing.
  • the phase detection circuit 35 generates a zero-cross signal and a triangular wave synchronized with the W-phase main power generation winding W based on the AC voltage generated by the sub winding 31.
  • the gate selection unit 36 determines whether the current value of the FET 12 is equal to or smaller than the threshold value based on the zero cross timing from the phase detection circuit 35 and the phase angle signal based on the triangular wave.
  • the limited gate selection circuit 41 that performs phase control corresponding to the current value flowing through the shunt resistor 32 is selected, and the current value of the FET 1 2 flowing through the shunt resistor 32 exceeds a predetermined threshold value.
  • the gate selection circuit 40 for performing on / off control is selected based on the result of comparison with the reference voltage in the current voltage detection circuit 38.
  • the gate selection unit 36 includes an instruction circuit 39, a gate selection circuit 40, a limited gate selection circuit 41, and an operational amplifier 44, and indicates a current value flowing through the shunt resistor 32 input to the operational amplifier 44.
  • the indicating circuit 39 supplies the detection signal of the DC voltage detecting circuit 38 to the gate selecting circuit 40 when the current value exceeds the predetermined threshold value (normal load).
  • the limited gate selection circuit 41 is shut off.
  • the indicating circuit 39 cuts off the gate selection circuit 40 and sets the limited gate. The current value is sent to the selection circuit 41, and the limited gate selection circuit 41 outputs a signal of a phase angle corresponding to the current value from the zero cross timing from the phase detection circuit 35.
  • the constant voltage generation circuit 37 rectifies the AC voltage generated in the sub-winding 31 and converts it into a DC voltage as described in the limited gate circuit 34, etc. And a constant voltage IC 53 for supplying a control power supply to each control circuit of the bridge type inverter 11.
  • the DC voltage detection circuit 38 is a three-phase rectifier circuit 2, that is, a DC voltage converted by the thyristor-mixed bridge rectifier circuit and the smoothing capacitor 10 and divided by resistors 54 and 55 to obtain the voltage. Based on this, it is a DC voltage monitoring circuit that obtains a detection signal for keeping the AC output voltage to the load 21 constant.
  • the detection signal detected from the DC voltage detector 43 provided in the DC voltage detection circuit 38 is input to both the gate selection circuit 40 and the limited gate selection circuit 41 of the gate selection unit 36. .
  • the detection signal output from the DC voltage detector 43 is processed in each circuit of the gate selection circuit 40 or the limited gate selection circuit 41 selected by the instruction circuit 39 described above, and the gate circuit 3
  • the transistor 45 of 3 is controlled to be turned on or off in response to the detection signal, or the transistor 46 of the limited gate circuit 34 is capable of responding to the detection signal under the phase corresponding to the W phase as described above. Then, it is turned off at a predetermined phase.
  • thyristor 8 when the load is light, only thyristor 8 is fired in the phase control mode (that is, when the DC output voltage value at point A of the three-phase rectifier circuit 2 is insufficient, the current value of FET 12 (load Current)
  • the timing of the phase at which thyristor 8 is turned on is determined according to the DC output voltage value at point A of the three-phase rectification circuit 2 so as to be kept constant.
  • the load is a normal load such as a rated load
  • an ON or OFF signal is applied to the gates of all thyristors 6, 7, and 8 at the same time depending on whether the DC output voltage at point A is above or below the set value. In this way, the AC output voltage to the load 21 is kept constant.
  • each circuit section in the ridge-type inverter 11 that operates so as to output a constant-frequency AC rectangular wave is the same as that in FIG. 2, and a description thereof will be omitted.
  • the current of the FET 12 flowing through the shunt resistor 32 is equal to or less than a predetermined threshold value.
  • the instruction circuit 39 sends the current value converted by the operational amplifier 4 4 to the limited gate selection circuit 41. Then, a zero-cross signal and a triangular wave signal synchronized with the W-phase main generator winding W of the magnet field AC generator 1 are sent from the operational amplifier 42 to the limited gate selection circuit 41, and the limited gate selection circuit 41
  • the detection signal output by the voltage detector 43 controls the transistor 46 of the limited gate circuit 34 to be turned on or off at a phase angle according to the current value from the indicating circuit 39 when the DC voltage is insufficient.
  • the gate selection circuit 40 outputs a signal to turn on the transistor 45 of the gate circuit 33. Therefore, the gate voltage is applied only to the thyristor 8 through the diode 52. . In other words, only the output of one phase of the magnet field alternator 1 is supplied through the thyristor 8 and the thyristor 8 is in the phase control mode to keep the AC output voltage to the load 21 constant. Perform control operation. In this case, the entire three phases of the magnet field AC generator 1 may be in the phase control mode, but since the load is light, the AC output voltage can be sufficiently controlled by the phase control of one phase of the magnet field AC generator 1. Can be kept constant.
  • the on / off control mode determines whether or not three phases of the magnet field AC generator 1 are three-phase rectified, and performs a control operation to keep the AC output voltage to the load 21 constant.
  • the flicker of the AC output voltage in the on-off control mode as to whether or not to perform the three-phase rectification for all three phases in a normal load is as follows.
  • the on / off control mode of whether or not to perform three-phase rectification of all three phases under a normal load the three-phase main power generation winding of the magnet field AC generator 1 is generated as shown in FIG.
  • the DC output voltage value at point ⁇ of the thyristor mixed ridge rectifier circuit 2 exceeds the reference value of the DC voltage detector 43, and Suppose that a gate signal for turning off 6, 7, and 8 is issued (the gate signal is dropped to zero). From the nature of the thyristor, the U-phase thyristor 6 continues to turn on until the above timing T3.
  • the device has a drawback that it is visually recognized as a change in luminance / illuminance of light, and the flickering force of the AC output voltage is not ignored.
  • the present invention solves this point by adopting switching to the phase control mode at light load.
  • the phase control mode at the time of light load in the engine generator chamber of the present invention only the thyristor 8 is controlled in phase.
  • W The current firing angle (90 + 0) in the phase of the phase. (However, the phase angle is shifted from 1 (90 ° ⁇ ⁇ 90 °) to the direction of decreasing 0.
  • Fig. 5 ( ⁇ ) and Fig. 5 ( ⁇ ) show the situation where thyristor 8 is phase controlled.
  • the fluctuation of the DC voltage value at the point ⁇ ⁇ is a control capable of reducing the voltage fluctuation since the thyristor 8 is turned on during each half-wave of the W-phase AC voltage. Therefore, the DC voltage value is finely controlled even at a light load. That is, the long-period ripple under light load is eliminated.
  • the sub winding wound separately from the main power generation winding of the generator for the control power supply of the inverter is in phase with the main power generation winding of the generator.
  • the output voltage is made constant by the phase control method of the main power generation winding.

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Abstract

磁石界磁交流発電機１の交流電圧を、３相整流回路２で直流に変換し、ブリッジ型インバータ１１で交流に再変換して出力電圧と周波数とを一定化する発動発電機用インバータにおいて、Ｗ相主発電巻線Ｗと同相の電圧を発生するサブ巻線３１と、ブリッジ型インバータ１１に流れる電流を検出する電流検出部３２と、サイリスタ６，７，８にゲート電圧を印加するゲート回路３３と、サイリスタ８にゲート電圧を印加する限定ゲート回路３４と、サブ巻線の電圧の位相を検出する位相検出回路３５と、３相整流回路２の直流電圧出力を監視する直流電圧検出回路３８と、軽負荷の時には電流検出部３２の電流値によってＷ相主巻線に接続されるサイリスタ８のみを位相制御する限定ゲート回路３４とを備えて構成された発動発電機用インバータが開示されている。

Description

明細書 発動発電機用インバー夕 技術分野
本発明は、 発動発電機用インバー夕、 特に内燃機関 （エンジン） によって駆動 される発動発電機の出力電圧をサイリス夕混合プリッジ型整流回路で直流に変換 すると共に、 インバー夕ユニッ トで再変換して交流化し、 負荷変動に関わらず周 波数と共に出力電圧も一定にする発動発電機装置において、 サイリス夕混合プリ ッジ型整流回路のサイリス夕のゲート制御を負荷の軽重に分けて制御することに より、 軽負荷時でのフリッカー （電圧のふらつき） を抑制することができるよう にした発動発電機用ィンバ一夕に関するものである。 背景技術
従来から、 エンジン駆動の発動発電機装置においては、 エンジン駆動の発電機 の出力が負荷条件などによって変動する点を解決するために、 発電機の出力を一 旦直流に変換し、 その上で、 周波数を一定に制御できるインバ一タュニッ トを介 して交流出力を得るようにされている。
また、 ェンジン駆動の発電機の小型化にともなつて搭載される発電機も小型化 が要請され、 大きさを変えずに出力の増大化を図るために励磁を増すようにして いる。 そのため出力電圧を一定に保持するに当たって、 軽負荷時においては、 当 該励磁を従来以上に絞らなければならなくなつてきた。
出力の周波数が一定になるよう制御するインバー夕ュニッ トを介して交流出力 を得る従来のエンジン駆動の発動発電機装置において、 交流出力電圧を一定にす るには、 S C Rとダイォードとを直列接続して全波整流するサイリスタ混合プリ ッジ型整流回路が用いられ、 そしてこれらの 3個の S C Rの各ゲ一トが一^ 3のゲ ート制御回路で点孤される構成が用いられている （例えば、 特許文献 1参照） 。 また、 従来技術の検出電圧波形を所定レベルとクロスし易い波形に波形成形す る回路構成にして、 軽負荷時における出力電圧のふらつきを解決することが提案 されている （例えば、 特許文献 2参照） 。
〔特許文献 1〕 特開昭 6 2 - 2 7 2 8 7 3号公報
〔特許文献 2〕 特開平 1 0 - 2 8 4 0 0号公報
しかしながら、 この従来技術の特許文献 2に開示されている技術と特許文献 1 に開示されている技術とを組み合わせても、 3個の S C Rの各ゲートを一つのゲ —ト制御回路で点孤させる構成を用いている限り、 軽負荷時において、 交流出力 電圧がふらつき、 いわゆるフリッ力が生じる欠点があった。
つまり、 S C Rをオンさせるタイミングがまちまちであるので、 発電機の電圧 がピークの手前でオンした場合、 リップルは大きくなつてしまい、 出力の交流電 圧における直流電圧部分の電圧が比較的長い周期で変動し、 軽負荷時フリッ力と して影響が生じる （第 3図 （B ) 参照） 。
この様に、 ェンジン駆動の小型発電機でその出力増大をねらう発動発電機装置 において、 上述の軽負荷時に発生する交流出力電圧のフリッカを抑制することが 望まれている。
本発明は上記の点に鑑みなされたものであり、 内燃機関によって駆動される発 動発電機の出力電圧をサイリス夕混合プリッジ型整流回路で直流に変換すると共 に、 インバー夕ユニッ トで再変換して交流化し、 負荷変動に関わらず周波数と共 に出力電圧も一定にする発動発電機装置において、 サイリスタ混合プリッジ型整 流回路のサイリス夕のゲート制御を負荷の軽重に分けて制御することにより、 軽 負荷時でのフリッ力一を抑制することができるようにした発動発電機用ィンバ一 夕を提供することを目的としている。 発明の開示
本発明の目的は、 軽負荷時における交流出力電圧のフリッカを簡易な回路構成 で抑制することができる発動発電機用インバー夕を提供することである。
本発明の他の目的は、 発電された交流電圧を基に直流化された電圧を所定周波 数の交流電圧に変換するのに適したプリッジ型ィンバ一夕を提供することである ο
本発明のさらに他の目的は、 交流発電機を小型化するに適したサブ巻線を提供 することである。
本発明のさらに他の目的は、 電流検出部で検出される電流値によつて軽負荷時 と通常負荷時とに応じ、 サイリス夕混合プリッジ型整流回路のサイリス夕のゲー ト制御を位相制御かオンオフ制御かを選定するゲート選択部を提供することであ る。
開示された実施例において、 主発電巻線に発生した出力電圧を一定にするため の検出手段から得られた検出信号を基にサイリス夕混合プリッジ型整流回路で直 流に変換すると共にその出力電圧を定電圧化するようにして、 所定周波数の交流 電圧に再変換するプリッジ型ィンバ一夕を有する発動発電機用ィンバ一夕におい て、 主発電巻線と同相の電圧を発生するサブ巻線と、 ブリッジ型インバー夕に流 れる電流を検出する電流検出部と、 サイリス夕混合プリッジ型整流回路の全サイ リス夕にゲート電圧を印加するゲート回路と、 サブ巻線と同相の主発電巻線に発 生する電圧を整流するサイリス夕にゲート電圧を印加する限定ゲ一ト回路と、 サ ブ巻線からの電圧の位相を検出する位相検出回路と、 サイリス夕混合プリッジ型 整流回路の直流出力電圧を基に基準電圧と比較して当該直流出力電圧を監視する 直流電圧検出回路と、 電流検出部で検出した負荷電流値が、 予め定められたしき い値以下のときには位相検出回路の位相信号に基づいて負荷電流値に対応した位 相制御を行う限定ゲート回路を選択し、 電流検出部で検出した負荷電流値が予め 定められたしきい値を超えているときには上記直流電圧検出回路で基準電圧と比 較した結果に基づいてオンオフ制御を行うゲ一ト回路を選択するゲート選択部と を備え、 電流検出部で検出される電流値によってサイリス夕混合プリッジ型整流 回路のサイリス夕を位相制御モ一ドかオンオフ制御モ一ドかで切換えて制御する ように構成されている。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明に係る発動発電機用ィンバ一夕の一実施例構成図である。 第 2図は、 本発明の発動発電機用ィンバ一夕が用いられる発動発電機の構成図 であな。
第 3図は、 軽負荷時における本発明の発動発電機用インバー夕の 1位相制御モ 一ドと 3相分全部の位相制御モ一ドとのフリッ力の比較説明図である。
第 4図は、 3相分全部の位相制御モードにおけるサイリス夕のオフ時間のずれ 発生説明図である。 .
第 5図は、 負荷電流の増減に対応したサイリス夕のターンオンの一実施例説明 図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の発動発電機用インバー夕を説明する前に、 第 2図を用いて本発明の発 動発電機用ィンバ一夕が用いられる発動発電機の構成を説明しておく。
第 2図は本発明の発動発電機用インバー夕が用いられる発動発電機の構成図を 示す。 図中の符号 1は磁石界磁交流発電機、 2は 3相整流回路、 3ないし 5はそ れぞれ整流器 （ダイオード） 、 6ないし 8はそれぞれサイリス夕、 9はサイリス 夕用ゲート信号発生回路、 1 0は平滑コンデンサ、 1 1はブリッジ型インバー夕 、 1 2は第 1のスィッチ （トランジスタ） 、 1 3は第 2のスィッチ （トランジス 夕） 、 1 4は第 3のスィッチ （トランジスタ） 、 1 5は第 4のスィッチ （トラン ジス夕） 、 1 6ないし 1 9はそれぞれゲート信号供給部、 2 0はゲート信号生成 部、 2 1は負荷、 2 2はチョークコイルを表している。
磁石界磁交流発電機 1は、 図示しないエンジンによって回転駆動されて、 ェン ジンの回転数に比例した周波数の交流電圧を発生する。 勿論、 磁石界磁交流発電 機 1からの出力もエンジンの回転数に比例する。
磁石界磁交流発電機 1で発電された 3相交流電圧は、 3相整流回路 2において 直流電圧に変換される。 そして当該直流電圧は平滑コンデンサ 1 0によって平滑 されて、 ブリッジ型インバー夕 1 1に供給される。
なお、 3相整流回路 2は、 3個のダイオード 3ないし 5と 3個のサイリス夕 6 ないし 8にて構成されており、 図示のサイリス夕用ゲート信号発生回路 9は、 3 相整流回路 2の出力側電圧を一定値に保つようにサイリス夕 6ないし 8をオンォ フ制御するゲート信号を発生する。 当該ゲート信号は、 サイリス夕 6ないし 8に 供給される。 即ち、 3相整流回路 2の出力側電圧は一定値に保つようにされる。 ブリッジ型ィンバ一夕 1 1において、 周知の如く、 第 1のスィツチ 1 2と第 3 のスィツチ 1 4とは第 1の周期においてオンされ、 第 2のスィツチ 1 3と第 4の スィッチ 1 5とは第 2の周 ¾においてオンされる。 即ち、 そのようにおのおのの スィッチ 1 2ないし 1 5に対してゲート信号が印加される。
これによつて、 第 1の周期において、 第 1のスィッチ 1 2、 チョークコイル 2 2、 負荷 2 1、 第 3のスィツチ 1 4を通って、 負荷 2 1に対して例えば図示にお ける矢印 Xの方向の左から右に電流が流れる。 また、 第 2の周期において、 第 2 のスィッチ 1 3、 負荷 2 1、 チョークコイル 2 2、 第 4のスィッチ 1 5を通って 、 負荷 2 1に対しては、 交番電流が供給される。 当該交番電流は所定の変動がな い周波数を保つようにされる。
第 1のスィッチ 1 2ないし第 4のスィッチ 1 5に印加されるゲート信号として は、 図示のブリッジ型インバー夕が、 いわゆる矩形波インバー夕を構成するよう に、 周知の如く、 矩形波ゲート信号の形に形成される。 この場合第 2図の下段に 示す如く、 第 1の周期にオンされる第 1のスィツチ 1 2に対する矩形波ゲ一ト信 号と第 3のスィッチ 1 4に対する矩形波ゲート信号とは、 次のように生成されて いる。
即ち、 第 3のスィッチ 1 4に対する矩形波ゲート信号がオン状態からオフ状態 に移行されるタイミングは、 第 1のスィッチ 1 2に対する矩形波ゲート信号がォ ン状態からオフ状態に移行されるタイミングより早くなるようにされている。 また、 同様に、 第 2図の下段に示す如く、 第 2の周期にオンされる第 2のスィ ツチ 1 3に対する矩形波ゲート信号と第 4のスィッチ 1 5に対する矩形波ゲート 信号とは、 次のように生成されている。
即ち、 第 4のスィッチ 1 5に対する矩形波ゲート信号がオン状態からオフ状態 に移行されるタイミングは、 第 2のスィッチ 1 3に対する矩形波ゲート信号がォ ン状態からオフ状態に移行されるタイミングより早くなるようにされている。 第 1図は本発明に係る発動発電機用ィンバ一夕の一実施例構成図を示している 同図において、 図中の符号 1ないし 8， 1 0， 1 1ないし 2 2は第 2図のもの にそれぞれ対応している。 なお、 3 1はサブ巻線、 3 2はシャント抵抗 （電流検 出部） 、 3 3はゲート回路、 3 4は限定ゲート回路、 3 5は位相検出回路、 3 6 はゲート選択部、 3 7は定電圧生成回路、 3 8は直流電圧検出回路、 3 9は指示 回路、 4 0はゲ一ト選択回路、 4 1は限定ゲ一ト選択回路、 4 2はオペアンプ、 4 3は直流電圧検出器、 4 4はオペアンプ、 4 5 , 4 6はトランジスタ、 4 7な いし 5 2はダイオード、 5 3は定電圧1〇、 5 4， 5 5は抵抗を表している。 サブ巻線 3 1は磁石界磁交流発電機 1の U相， V相， W相の 3相主発電巻線の 中の 1つ、 例えば図示の如く W相主発電巻線 Wと同相の電圧を発生するように磁 石界磁交流発電機 1に巻回されている。 また当該サブ巻線 3 1はブリッジ型イン バー夕 1 1を制御する各回路の制御電源を兼ねている。
シャント抵抗 3 2はプリッジ型インバ一夕 1 1の電界効果トランジスタ （F E T) 1 2に流れる電流を検出することによって、 負荷 2 1に流れる電流を等価的 ないしは便宜的に検出するようになっている。 このシャント抵抗 3 2は直接負荷 2 1に流れる電流を検出するようになっていてもよい。
ゲート回路 3 3は 3相整流回路 2、 すなわちサイリス夕混合プリッジ型整流回 路の全サイリス夕 3， 4 , 5にゲート電圧を一斉に印加する回路であり、 トラン ジス夕 4 5がオフに制御されると、 定電圧生成回路 3 7内のダイオード 4 8で整 流された直流電圧が上記ゲート電圧としてダイオード 4 9 , 5 0 , 5 1を介し対 応のサイリス夕 6， 7 , 8のゲ一トにそれぞれ印加するようになっている。 限定ゲート回路 3 4は磁石界磁交流発電機 1の W相主発電巻線 Wに発生する交 流電圧を整流するサイリス夕 8のみに対してゲート電圧を印加する回路であり、 トランジスタ 4 6がオフに制御されると、 定電圧生成回路 3 7内のダイオード 4 8で整流ざれた直流電圧が上記ゲート電圧としてダイォ一ド 5 2を介しサイリス 夕 8のみのゲ一トに印加するようになっている。
位相検出回路 3 5は、 サブ巻線 3 1の発生交流電圧を基に W相主発電巻線 Wと 同期したゼロクロス信号及び三角波を発生させるようになつている。
ゲート選択部 3 6は、 シャント抵抗 3 2に流れる F E T 1 2の電流値が、 予め 定められたしきい値以下のときには位相検出回路 3 5からのゼロクロスタイミン グ及び三角波による位相角信号に基づいてシャント抵抗 3 2に流れる電流値に対 応した位相制御を行う限定ゲート選択回路 4 1を選択し、 シャント抵抗 3 2に流 れる F E T 1 2の電流値が予め定められたしきレ、値を超えてレ、るときには上記直 流電圧検出回路 3 8で基準電圧と比較した結果に基づいてオンオフ制御を行うゲ 一ト選択回路 4 0を選択するようになっている。 即ちゲート選択部 3 6は、 指示 回路 3 9、 ゲート選択回路 4 0、 限定ゲート選択回路 4 1、 オペアンプ 4 4を備 え、 オペアンプ 4 4に入力されたシャント抵抗 3 2に流れる電流値を指示回路 3 9に送り、 電流値が予め定められたしきい値を超えている （通常負荷） ときには 、 指示回路 3 9は、 直流電圧検出回路 3 8の検出信号をゲート選択回路 4 0に与 えると共に限定ゲート選択回路 4 1には遮断する。 またオペアンプ 4 4に入力さ れたシャント抵抗 3 2に流れる電流値が予め定められたしきい値以下 （軽負荷） のときには、 指示回路 3 9はゲート選択回路 4 0を遮断すると共に、 限定ゲート 選択回路 4 1に電流値を送り、 限定ゲート選択回路 4 1は、 位相検出回路 3 5か らのゼロクロスタイミングから電流値に対応した位相角の信号を出力する。
定電圧生成回路 3 7は、 上記限定ゲート回路 3 4などで説明した様に、 サブ巻 線 3 1で発生した交流電圧を整流して直流電圧に変換し、 定電圧 I C 5 3を含め ゲ一ト回路 3 3、 限定ゲート回路 3 4にこの変換直流電圧を供給するダイォード 4 8、 プリッジ型ィンバータ 1 1の各制御回路に制御用電源を供給する定電圧 I C 5 3を備えている。
直流電圧検出回路 3 8は、 3相整流回路 2、 すなわちサイリス夕混合ブリッジ 型整流回路と平滑コンデンサ 1 0とで変換された直流電圧を、 抵抗 5 4と 5 5と で分圧したその電圧を基に、 負荷 2 1への交流出力電圧を一定にするための検出 信号を得る直流電圧監視の回路である。 直流電圧検出回路 3 8に設けられた直流 電圧検出器 4 3から検出される検出信号が、 ゲート選択部 3 6のゲート選択回路 4 0と限定ゲート選択回路 4 1 との両者に入力している。 当該直流電圧検出器 4 3が出力する検出信号は、 上記説明の指示回路 3 9によって選択されたゲート選 択回路 4 0又は限定ゲート選択回路 4 1の各回路内で処理され、 上記ゲート回路 3 3のトランジスタ 4 5が当該検出信号に対応してオン又はオフに制御され、 又 は限定ゲート回路 3 4のトランジスタ 4 6力 \ 前記の如く W相に対応した位相の 下で当該検出信号に対応して所定の位相でオフに制御される。 即ち、 負荷が軽負 荷のときにはサイリス夕 8だけが位相制御モードで点弧される （即ち、 3相整流 回路 2の点 Aの直流出力電圧値が不足の時には F E T 1 2の電流値 （負荷電流） に応じてサイリス夕 8をオンにする位相のタイミングを決定し、 当該 3相整流回 路 2の点 Aの直流出力電圧値を一定に保つようにされる） 。 又負荷が定格負荷時 等通常の負荷のときには点 Aの直流出力電圧値が設定値以上か以下により全サイ リス夕 6， 7 , 8のゲートに一斉にオン又はオフの信号を印加する。 このように して負荷 2 1への交流出力電圧を一定に維持させる。
なお、 一定周波数の交流矩形波を出力するように動作するプリッジ型インバー 夕 1 1内の各回路部の動作などは第 2図のものと同じであるので、 その説明は省 略する。
この様に構成された本発明の発動発電機用インバー夕では、 負荷 2 1が軽負荷 のとき、 シャント抵抗 3 2に流れる F E T 1 2の電流が予め定められたしきい値 以下であるので、 オペアンプ 4 4により変換された電流値を指示回路 3 9は限定 ゲート選択回路 4 1に送る。 そして磁石界磁交流発電機 1の W相主発電巻線 Wと 同期したゼロクロス信号と三角波信号がオペアンプ 4 2から限定ゲート選択回路 4 1に送られ、 当該限定ゲ一ト選択回路 4 1は直流電圧検出器 4 3が出力する検 出信号によって、 直流電圧が不足の時には指示回路 3 9からの電流値に対応して 、 限定ゲート回路 3 4のトランジスタ 4 6を位相角でオン又はオフに制御するの で （このときゲート選択回路 4 0はゲート回路 3 3のトランジスタ 4 5をオンに する信号を出力している） 、 ダイォード 5 2を介してサイリス夕 8だけにゲ一ト 電圧を印加する。 つまり、 磁石界磁交流発電機 1の 1相分の出力のみがサイリス タ 8を介して供給されかつサイリス夕 8は位相制御モードとなって、 負荷 2 1へ の交流出力電圧を一定に保持する制御動作を行う。 この場合、 磁石界磁交流発電 機 1の 3相全体を位相制御モードにしてもよいが軽負荷であるので、 磁石界磁交 流発電機 1の 1相分の位相制御で充分に交流出力電圧を一定に保持することがで きる。
また、 負荷 2 1が予め定められた負荷付近等の定常時では、 シャント抵抗 3 2 に流れる F E T 1 2の電流値が予め定められたしきい値を超えているので、 指示 回路 3 9はゲート選択回路 4 0を選択させる。 当該ゲート選択回路 4 0は直流電 圧検出器 4 3が出力する検出信号に対応し、 ゲート回路 3 3のトランジスタ 4 5 をオン又はオフに制御するので （このとき限定ゲート選択回路 4 1は限定ゲート 回路 3 4のトランジスタ 4 6をオンにする信号を出力している） 、 ダイォード 4 9， 5 0， 5 1を介して全サイリス夕 6， 7， 8に一斉にゲート電圧を印加する 。 つまり、 磁石界磁交流発電機 1の 3相分を 3相整流するかしないかのオンオフ 制御モードとなり、 負荷 2 1への交流出力電圧を一定に保持する制御動作を行う o
ここで、 通常負荷における 3相分全部の 3相整流をするかしないかのオンオフ 制御モ一ドでの交流出力電圧のフリッカについて言及すると次のようである。 通常負荷時における 3相分全部の 3相整流をするかしないかのオンオフ制御モ -ドでは、 磁石界磁交流発電機 1の 3相主発電巻線が図 4図示の如く発生し （直 流電圧は省略して描かれている） 、 タイミング T 1で平滑コンデンサ 1 0と並列 に接続されている 3相整流回路 2、 すなわちサイリス夕混合プリッジ型整流回路 2の点 Aでの直流出力電圧値が直流電圧検出器 4 3の基準値を下回ると、 ダイォ ード 4 9ないし 5 1に一斉に電圧が印加されて第 4図に示す太線のように、 サイ リス夕 6， 7 , 8が逐次オンできる状態になる。 又当該基準値を超えるとタイミ ング T 2以降の時点で総てのサイリス夕 6 , 7， 8がオフされるように制御され る。 今、 仮に負荷量に拘らず、 3相整流をするかしないかの制御の下で動作し ている場合を考える。
この場合、 タイミング T 2 ( T 1 < T 2 < T 3 ) でサイリス夕混合プリッジ型 整流回路 2の点 Αの直流出力電圧値が直流電圧検出器 4 3の基準値を上回り、 当 該サイリス夕 6， 7 , 8をオフにするゲート信号が出されたとする （当該ゲート 信号を零に落とす） 。 し力、し、 サイリス夕の性質から上記タイミング T 3になる まで U相のサイリス夕 6はオンし続ける。
軽負荷のときには全サイリス夕 6ないし 8がオンできる状態となった結果で （ 第 4図の状態となつて） 一旦上昇した直流出力電圧が基準値以下にまで降下する スピードが遅い。 それ故再び、 第 3図 （B ) の様にサイリスタ 6ないし 8が第 4 図の太線のようにオンされるようになる全ての周期丁が、 格段に長くなる。 通常 負荷のときには頻繁にオンとオフとが繰返されて、 説明の第 3図 （A) に示され るように当該周期 Tが短い。
従って、 当該軽負荷の場合におけるこの周期の長いリップルが電球などの照明 器具において、 光の輝度■照度変化として見た目に認識され、 交流出力電圧のフ リッ力が無視されなくなるという欠点を有する。
これに対し、 本発明はこの点を軽負荷時の位相制御モードへの切換えを採用す ることによって解決している。 本発明の発動発電機用ィンバ一夕の軽負荷時にお ける位相制御モ一ドでは、 サイリス夕 8だけを位相制御する。 そしてこの位相制 御モードの下で、 サイリス夕混合ブリッジ型整流回路 2の点 Aの直流電圧値が基 準値以下の時には、 負荷電流としての F E T 1 2の電流値が増加した場合には W 相の位相に於ける当該時点での点弧角 （9 0 + 0 ) 。 （但し一 9 0 ° ≤ ≤ 9 0 ° ) から 0が減少する方向に位相角がずれていって例えば （9 0 + ( 0—△) ) ° (但し△は 0≤Δ < 9 0 ° で与えられる正の整数） で点弧するようになる。 第 5図 （Α) と第 5図 （Β ) とはサイリス夕 8が位相制御されている状況を示 す。
したがって点 Αの直流電圧値の変動は、 サイリスタ 8が W相の交流電圧の各半 波の期間において導通されるので電圧変動を小さくすることのできる制御となる 。 従って軽負荷時でも直流電圧値が細密に制御される。 即ち、 軽負荷の下での前 記周期の長いリップルがなくなる。 産業上の利用可能性
以上説明した如く、 本発明によれば、 インバー夕の制御電源用として発電機の 主発電巻線とは別個に巻回されるサブ巻線を、 当該発電機の主発電巻線と同位相 になる電気位置に設け、 軽負荷の時には、 主発電巻線の位相制御方式で出力電圧 を定電圧化するようにしたので、 新たなサブ巻線を設けることなく、 しかも特別 の位相を識別する位相検出器も設けることなく、 軽負荷時に発生する交流出力電 圧のフリッカを抑制することができる。

Claims

請求の範囲
1 . 主発電巻線に発生した出力電圧を一定にするための検出手段から得られ た検出信号を基にサイリス夕混合プリッジ型整流回路で直流に変換すると共にそ の出力電圧を定電圧化するようにして、 所定周波数の交流電圧に再変換するブリ ッジ型ィンバ一夕を有する発動発電機用ィンバ一夕において、
主発電巻線と同相の電圧を発生するサブ巻線と、
ブリッジ型インバー夕に流れる電流を検出する電流検出部と、
サイリス夕混合プリッジ型整流回路の全サイリス夕にゲ一ト電圧を印加するゲ ート回路と、
サブ巻線と同相の主発電巻線に発生する電圧を整流するサイリス夕にゲート電 圧を印加する限定ゲ一ト回路と、
サブ巻線からの電圧の位相を検出する位相検出回路と、
サイリスタ混合プリッジ型整流回路の直流出力電圧を基に基準電圧と比較して 当該直流出力電圧を監視する直流電圧検出回路と、
電流検出部で検出した負荷電流値が、 予め定められたしきい値以下のときには 前記位相検出回路の位相信号に基づいて前記負荷電流値に対応した位相制御を行 う限定ゲ一ト回路を選択し、 電流検出部で検出した負荷電流値が予め定められた しきい値を超えているときには上記直流電圧検出回路で基準電圧と比較した結果 に基づいてオンオフ制御を行うゲート回路を選択するゲ一ト選択部と
を備え、 前記電流検出部で検出される電流値によってサイリスタ混合プリッジ 型整流回路のサイリス夕を位相制御モードかオンオフ制御モ一ドかで切換えて制 御するようにしたことを特徴とする発動発電機用インバー夕。
2 . 上記ブリッジ型インバ一タは、 第 1の電界効果トランジスタと第 3の電 界効果トランジス夕とが第 1の周期においてォンされ、 第 2の電界効果トランジ ス夕と第 4の電界効果トランジス夕とが第 2の周期においてオンされる 4つの電 界効果トランジス夕で構成され、 第 3の電界効果トランジス夕に対する矩形波ゲ 一ト信号がオン状態からオフ状態に移行されるタイミングは、 第 1の電界効果ト ランジス夕に対する矩形波ゲ一ト信号がォン状態からオフ状態に移行されるタイ ミングより早くなるようにされると共に、 第 4の電界効果トランジスタに対する オン状態からオフ状態に移行されるタイミングは、 第 2の電界効果トランジスタ に対するオン状態からオフ状態に移行されるタイミングより早くなされることを 特徴とする請求の範囲 1項記載の発動発電機用ィンバータ。
3 . 主発電巻線と同相の電圧を発生するサブ巻線とを有する発電機は、 磁石 界磁 3相交流発電機であることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の発動発電機 用ィンバー夕。
4 . 上記サブ巻線は、 プリッジ型ィンバ一夕を制御する各回路の制御電源を 兼ねていることを特徴とする請求の範囲第 1項又は請求の範囲第 3項記載の発動 発電機用インバー夕。
5 . 上記電流検出部は、 負荷に流れる電流を検出するシャント抵抗又は負荷 に流れる電流を等価的ないし便宜的に検出する抵抗のいずれかであることを特徴 とする請求の範囲第 1項記載の発動発電機用ィンバ一夕。
6 . 上記ゲート回路は、 サイリス夕とダイオードとの直列接続回路を 3個並 列に接続された 3相全波整流型構成のサイリスタ混合プリッジ型整流回路におい て、 その全サイリス夕にゲ一ト電圧を一斉に印加するよう構成されていることを 特徴とする請求の範囲第 1項記載の発動発電機用ィンバ一夕。
7 . 上記位相検出回路は、 サブ巻線の発生交流電圧を基に同相主発電巻線と 同期したゼロクロス信号及び三角波を発生させるようになっていることを特徴と する請求の範囲第 1項記載の発動発電機用ィンバ一夕。
8 . 上記ゲート選択部は、 指示回路、 ゲート選択回路、 限定ゲート選択回路 、 オペアンプを備え、 オペアンプに入力された電流検出部に流れる電流値を指示 回路に送り、 電流値が予め定められたしきい値を超えている （通常負荷） ときに は、 指示回路は、 直流電圧検出回路の検出信号をゲート選択回路に与えると共に 限定ゲート選択回路は遮断し、 またオペアンプに入力された電流検出部に流れる 電流値が予め定められたしきい値以下 （軽負荷） のときには、 指示回路はゲート 選択回路を遮断すると共に、 限定ゲート選択回路に電流値を送り、 限定ゲート選 択回路は、 位相検出回路からのゼロクロスタイミングから電流値に対応した位相 角の信号を出力するように構成されていることを特徴とする請求の範囲第 1項記 載の発動発電機用インバー夕。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006174636A (ja) * 2004-12-17 2006-06-29 Fuji Electric Systems Co Ltd 補助電源装置
WO2022180703A1 (ja) * 2021-02-24 2022-09-01 本田技研工業株式会社 発電機、制御装置及び制御方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012050237A (ja) * 2010-08-26 2012-03-08 Ihi Corp 発電装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62272873A (ja) * 1986-05-19 1987-11-27 Honda Motor Co Ltd インバ−タ装置
JPH06121597A (ja) * 1992-10-06 1994-04-28 Honda Motor Co Ltd インバータ制御式発電機
JPH0787799A (ja) * 1993-09-16 1995-03-31 Isuzu Motors Ltd 交流発電機の出力制御装置
JPH11136998A (ja) * 1997-10-24 1999-05-21 Honda Motor Co Ltd 可搬型電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62272873A (ja) * 1986-05-19 1987-11-27 Honda Motor Co Ltd インバ−タ装置
JPH06121597A (ja) * 1992-10-06 1994-04-28 Honda Motor Co Ltd インバータ制御式発電機
JPH0787799A (ja) * 1993-09-16 1995-03-31 Isuzu Motors Ltd 交流発電機の出力制御装置
JPH11136998A (ja) * 1997-10-24 1999-05-21 Honda Motor Co Ltd 可搬型電源装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006174636A (ja) * 2004-12-17 2006-06-29 Fuji Electric Systems Co Ltd 補助電源装置
WO2022180703A1 (ja) * 2021-02-24 2022-09-01 本田技研工業株式会社 発電機、制御装置及び制御方法

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