JPH06121597A

JPH06121597A - インバータ制御式発電機

Info

Publication number: JPH06121597A
Application number: JP4292033A
Authority: JP
Inventors: Masafumi Nakamura; 政史中村; Motohisa Shimizu; 元壽清水
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1992-10-06
Filing date: 1992-10-06
Publication date: 1994-04-28
Anticipated expiration: 2016-06-04
Also published as: JP3173677B2

Abstract

(57)【要約】【目的】エンジン始動直後において、正負２つの電源
回路を構成する素子の特性の違いによって生じる出力電
圧の立ち上り特性の差による誤動作を防止することがで
きるインバータ制御式発電機を提供する。【構成】副出力巻線２の出力（Ｌ）の出力周波数は、
発電機回転数検出回路８によりエンジンの回転数として
検出され、その回転数が設定値を越えると、発電機回転
数検出回路８は、高レベルを出力する。一方、低電圧回
路５ａの入力端（Ｇ）の電圧が、制御電源電圧検出回路
７₁により検出され、その検出電圧が設定値を越える
と、制御電源電圧検出回路７₁は、高レベルを出力す
る。この２つの出力がともに高レベルになると、ＡＮＤ
回路７０３は高レベルを出力し、これに依りＰＷＭ信号
がインバータ回路９に供給される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、携帯用の交流電源装置
等に使用されるインバータ制御方式の発電機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、交流電源装置には、出力周波数を
安定化させるためにインバータ装置を使用することが多
くなってきており、例えばエンジンで駆動される交流発
電機によって商用周波数の交流電力を出力する携帯用電
源装置においては、エンジンを回転数の高い領域にて運
転させて発電機から高出力の交流電流を得、この交流電
流を一旦直流に交換した後、インバータ装置により商用
周波数の交流に変換して出力するようにした装置が、実
開昭５９−１３２３９８号公報等によって知られてい
る。

【０００３】ところで、インバータ装置を駆動するため
の駆動電源は一般に発電機出力に頼っており、且つエン
ジンの始動初期における発電機の低速回転域では発電機
出力が十分でないことにより、エンジン始動時にインバ
ータ装置の駆動電源の電源電圧が不安定になり易い。

【０００４】これに対して、例えば、本出願人は、特願
平２−３１９８００の中で、インバータ装置の制御回路
の電力供給源となる発電機出力が所定値になった後に、
インバータ装置へインバータ制御回路から駆動信号が供
給開始するように構成することを提案している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ装置において、この種の制御回路を構成
する場合には、例えば、オペアンプのように正負両電源
のような２電源で駆動されるＩＣ素子と通常の単一電源
で駆動されるＣＭＯＳＩＣ素子とが混在することが多
い。また、２電源は３端子レギュレータ等の電源ＩＣに
より構成されることが多く、このように構成された２電
源において、図５（ａ），（ｂ）で示されるように、電
源ＩＣに印加された入力電圧は、回転数に比例して増加
している（図５（ａ））にも拘らず、その出力電圧は、
入力電圧に比較して立ち上がりが遅れたり、また、正側
と負側とで立ち上がり点にずれが生じたりする（図５
（ｂ））。これらは、素子の特性の違い等により発生
し、前記オペアンプは、その入力信号回路の構成によっ
ては、立ち上がり点にずれが生じている区間（図５
（ｂ）の発電機回転数が０〜１８００rpmの区間）で誤
信号を出力することがある。

【０００６】さらに、この誤信号が出力される場合は、
電源ＩＣ回路の出力電圧は十分でないものの、ＣＭＯＳ
ＩＣ素子は、低い電源電圧においても動作可能である
ため、前記オペアンプの誤差信号出力により動作し、例
えば、インバータ回路へまだ正常でない駆動信号を供給
するという問題点があった。

【０００７】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、エンジン始動直後において、正負２つの電源回路を
構成する素子の特性の違いによって生じる出力電圧の立
ち上がり特性の差による誤動作を防止することができる
インバータ制御式発電機を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、交流発電機の出力巻線からの交流出力を整流
し、この交流出力を駆動信号に応じてスイッチング動作
するインバータ回路を介して任意の周波数を持った交流
出力に変換させるインバータ制御式発電機において、前
記交流発電機の副出力巻線の出力から正負二電源を取り
出して前記インバータ回路を制御するインバータ制御回
路へ該電源を供給する電源回路と、前記副出力巻線の出
力電圧が所定電圧値を越えたか否かを判別する電源入力
電圧検出回路と、前記交流発電機の回転数が所定回転数
値を越えたか否かを判別する回転数検出回路と、前記電
源入力電圧検出回路により前記副出力巻線の出力電圧が
所定電圧値を越えたことが判別され、かつ前記回転数検
出回路により前記交流発電機の回転数が所定回転数値を
越えたことが判別されたときに前記インバータ制御回路
から前記インバータ回路へ駆動信号の供給が開始される
ように制御する制御手段とを有することを特徴とする。

【０００９】好ましくは、前記電源回路は、２つの３端
子レギュレータにより正負二電源の電源回路を構成する
ことを特徴とし、前記回転数検出回路は、前記副出力巻
線の出力周波数により前記交流発電機の回転数を検出す
ることを特徴とする。

【００１０】また、前記回転数検出回路は、前記出力周
波数に応じて生成されたパルス列信号のパルス間を、該
パルスに拘らず生成されたクロックパルスによりカウン
トしたカウント数と所定カウント値とを比較することで
前記回転数が所定回転数値を越えたか否か判別するとと
もに、前記所定カウント値は、前記回転数が所定回転数
を越えたことを判別するための第１の閾値と前記回転数
が所定回転数を下回ったことを判別するための第２の閾
値とから成り、前記第１の閾値は前記第２の閾値よりも
小さな値に設定することを特徴とする。

【００１１】

【作用】電源入力電圧検出回路により副出力巻線の出力
電圧が所定電圧値を越えたことが判別され、且つ回転数
検出回路により交流発電機の回転数が所定回転数値を越
えたことが判別されると、制御手段によりインバータ制
御回路からインバータ回路へ駆動信号の供給が開始され
る。

【００１２】また、回転数検出回路において、回転数を
判別するためのカウント値に第１と第２の閾値を設けた
場合は、カウント値が第１の閾値より小さくなった後、
即ち、回転数が第１の閾値で示される回転数値を越えた
後に、回転数が低下してカウント値が第１の閾値より大
きくなっても、第２の閾値より大きくならない限り、即
ち、回転数が第２の閾値で示される回転数値を下回らな
い限り、所定回転数値を越えたものと判別する。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。

【００１４】図１は、本発明に係るインバータ制御式発
電機の全体構成図であり、図中１，２はそれぞれ交流発
電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１
は三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子
（図示せず）には、例えば、９対の永久磁石の磁極が形
成されており、エンジン（図示せず）によって回転駆動
されるように構成されている。三相出力巻線１の出力端
は、３つのサイリスタと３つのダイオードとで構成され
るブリッジ整流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３
の出力端は平滑回路４に接続される。

【００１５】単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力
端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。定
電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧回
路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電流
に対しては一方の組の各回路が働き、反対の方向の電流
に対しては他方の組の各回路が働き、これによって出力
端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力される。

【００１６】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、コンデンサ
Ｃ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接
続され、抵抗Ｒ３側の他端は平滑回路４の負極側端子に
接続される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はトランジ
スタＱ１のベースに、このトランジスタＱ１のコレクタ
はトランジスタＱ２のベースに、このトランジスタＱ２
のコレクタはブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲー
ト入力回路に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点
の電位に応じてゲート入力回路の入力信号を制御するよ
うに構成されている（サイリスタ制御回路６に関する詳
細な説明は、本願出願人による特願平１−２３０９０８
号に開示されるのでここでは省略する）。

【００１７】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して定電圧供
給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。抵抗Ｒ４，Ｒ
５の接続点はオペアンプから成る反転比較器７０１の反
転端子（−）に接続され、反転比較器７０１の非反転端
子（＋）は抵抗を介して接地される。反転比較器７０１
の出力側はレベルコンバータ機能を有するインバータ７
０２を介してＡＮＤ回路７０３の入力側に接続され、一
方ＡＮＤ回路７０３の入力側のもう１つの端子には後述
する本発明に係る発電機回転数検出回路８が接続され、
発電機の回転数が所定回転数値以上になったときに高レ
ベル信号がＡＮＤ回路７０３に供給される。以下、前記
ツェナーダイオードＤ１からインバータ７０２までの回
路を制御電源電圧検出回路７₁という。ＡＮＤ回路７０
３の出力側はインバータ７０４、抵抗Ｒ６を介してトラ
ンジスタＱ３のベースに接続される。ここで、反転比較
器７０１には、正負電源（Ｅ，Ｆ）がインバータ７０
２，７０３，ＡＮＤ回路７０３には負電源（Ｆ）のみが
供給される。トランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給
装置５の負極出力端子Ｆに接続され、一方コレクタは、
抵抗Ｒ７を介して定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに
接続されるとともにコンデンサＣ２を介して定電圧供給
装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コンデンサＣ２
の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが接続され、
トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装置５の正極
出力端子Ｅに接続され、一方エミッタは、ダイオードＤ
２のアノードに接続されるとともにサイリスタ制御回路
６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに接続され
る。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の正極
端子に接続される。

【００１８】平滑回路４の出力側はインバータ回路９に
接続される。インバータ回路９は４つのＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ８から成るブリッジ回路で構
成される。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続され
る駆動信号回路に関しては後述する。

【００１９】インバータ回路９の出力側はローパスフィ
ルタから成る出力回路１０を介して負荷（図示せず）が
接続される出力端子１１，１２に接続される。

【００２０】出力端子１１，１２の両端（ローパスフィ
ルタを構成するコンデンサの両端Ｈ）は、図２に示すよ
うに分割抵抗や差動アンプから成る歪み検出回路１３に
接続される。歪み検出回路１３は、出力端子１１，１２
に現れる出力電圧の波形どうしを直接比較することによ
って出力の波形歪みあるいはオフセット成分を検出し、
検出信号を出力するものである。

【００２１】１４は商用周波数、例えば５０Ｈｚまたは
６０Ｈｚの正弦波を発生する正弦波発振器である。この
正弦波発振器１４の出力側と歪み検出回路１３の出力側
とは差動アンプ１５に接続される。差動アンプ１５は、
正弦波発振器１４から出力される正弦波の振幅基準レベ
ルを歪み検出回路１３から出力される検出信号で補正
し、補正された正弦波信号を出力するものである。

【００２２】１６は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１６で発振される矩形波の周波数は正弦波発振器１
４から出力される正弦波の周波数よりも格段に大きい値
に設定される。矩形波発振器１６の出力側は積分回路１
７に接続され、積分回路１７は矩形波を積分して三角波
信号に変換する。

【００２３】差動アンプ１５から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１７から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ１８に供給される。イ
ンバータバッファ１８は所定の閾値（スレッシュホール
ドレベル）を有する増幅器であり、この閾値を越えたレ
ベルの信号が入力したときは低レベルの信号を出力し、
一方閾値以下のレベルの信号が入力したときは高レベル
の信号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号
を形成するものであり、例えばゲート端子への入力信号
に対し固定された閾値を有するＣ−ＭＯＳゲートＩＣで
構成する。

【００２４】インバータバッファ１８の出力側は、イン
バータ１９を経てＮＡＮＤ回路２０の一方の入力端に入
力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２１の一方の
入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２０の他方の入力端
とＮＡＮＤ回路２１の他方の入力端には過渡抑制回路７
のＡＮＤ回路７０３の出力端Ｊが接続される。

【００２５】ＮＡＮＤ回路２０，２１の各出力側はＦＥ
Ｔゲート駆動信号用回路２２，２３に夫々接続される。
ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２はプッシュプル増幅
器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコ
ンデンサＣ３、パルストランスＡ，Ｃの一次側コイルか
ら構成され、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２３は
プッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波
成分カット用のコンデンサＣ４、パルストランスＢ，Ｄ
の一次側コイルから構成される。パルストランスＡの二
次側コイル（インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、
復調用のコンデンサＣ５、双方向電圧規制ダイオードＤ
３，Ｄ４を介してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パ
ルストランスＢ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルスト
ランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴ
Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８の各ゲートに夫々接続される。

【００２６】次に、本発明に係る発電機回転数検出回路
８の詳細な回路構成を図３を参照して説明する。

【００２７】図１の単相補助巻線２の出力側（Ｌ）は、
抵抗Ｒ８を介してダイオードＤ５のアノード側，ツェナ
ダイオードＤ６のカソード側およびコンデンサＣ６の一
端に接続されるとともに、インバータ８０１の入力側に
接続される。ダイオードＤ５のカソード側は接地され、
ツェナダイオードＤ６のアノード側およびコンデンサＣ
６の他端は定電圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続さ
れる。ダイオードＤ５，Ｄ６およびコンデンサＣ６から
成る回路は、単相補助巻線２の出力側（Ｌ）から入力さ
れる正弦波を矩形波に変換する回路である。

【００２８】インバータ８０１の出力側は、Ｄフリップ
フロップ８０２のＤ入力端子に接続され、そのＱ出力端
子はインバータ８０３を介してＤフリップフロップ８０
４のＤ入力端子に接続される。更に、Ｄフリップフロッ
プ８０２，８０４のクロック入力端子には、２０ＫＨｚ
の矩形波が入力され、Ｒ端子およびＳ端子は接地されて
いる。Ｄフリップフロップ８０４のＱ出力端子は、ＡＮ
Ｄ回路８０５の一入力端子に接続され、ＡＮＤ回路８０
５の他の入力端子には、Ｄフリップフロップ８０２のＱ
出力端子が接続されている。図４に示すように、Ｄフリ
ップフロップ８０２，８０４，インバータ８０３および
ＡＮＤ回路８０５から成る回路は、インバータ８０１の
出力パルスを、パルス幅が５０μｓで、その周波数が該
出力パルスと同一であるパルスに変換する。

【００２９】ＡＮＤ回路８０５の出力は２つに分岐さ
れ、一方はカウンタ８０６のリセット入力端子に接続さ
れ、他方は後述するＤフリップフロップ８１２のクロッ
ク入力端子に接続される。また、カウンタ８０６のクロ
ック入力端子は、インバータ８０７の出力側に接続さ
れ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３出力端子は直接ＡＮＤ回路８０８
に接続され、Ｑ４，Ｑ５出力端子はＡＮＤ回路８０９の
２つの入力端子に接続され、更に、Ｑ６出力端子はＯＲ
回路８１０の一入力端子に接続される。カウンタ８０６
は、クロック入力端子に入力されたクロックをカウント
し、順次、そのカウント値をＱ１〜Ｑ７端子に出力す
る。また、リセット入力端子にリセット信号が入力され
ると、そのカウント値はクリアされる。即ち、カウンタ
８０６は、ＡＮＤ回路８０５の出力パルスの周期を、後
述する１１ＫＨｚ矩形波のクロックによりカウントす
る。

【００３０】さらに、ＡＮＤ回路８０９の出力側は、Ｏ
Ｒ回路８１１の一入力端子に接続され、他の入力端子に
は、Ｄフリップフロップ８１２のＱ出力端子が接続され
る。また、Ｄフリップフロップ８１２のＱバー出力端子
は、ＯＲ回路８１０の他の入力端子に接続される。ＯＲ
回路８１０，８１１の出力側はＡＮＤ回路８０８の残り
の入力端子に接続され、ＡＮＤ回路８０８の出力側はＤ
フリップフロップ８１３のＤ入力端子に接続される。即
ち、カウンタ８０６によりＡＮＤ回路８０５の出力パル
スがカウントされると、ＡＮＤ回路８０８は、このカウ
ント値、即ち発電機の回転数に応じて、高レベル出力と
低レベル出力とを切り換える。ＯＲ回路８１０，８１１
は、この切り換え回転数（カウント値）にヒステリシス
を設けるために用いられ、このヒステリシスは、電源が
正常に立ち上がったことを確認して一旦インバータ回路
が通常運転を開始した後には発電機の回転の脈動とか一
時的な過負荷状態による回転数の落ち込み等によって、
むやみにインバータ回路の停止が行われないようにする
ためのものである。

【００３１】Ｄフリップフロップ８１３のクロック入力
端子には、１１ＫＨｚ矩形波がインバータ８１４を介し
て入力され、そのＱバー出力端子は、Ｄフリップフロッ
プ８１２のＤ入力端子に接続されるとともにＡＮＤ回路
８１５の一入力端子に接続される。ＡＮＤ回路８１５の
他の入力端子には、前記１１ＫＨｚ矩形波が入力され、
ＡＮＤ回路８１５の出力側は前記インバータ８０７の入
力側に接続される。ＡＮＤ回路８１５は、カウンタ８０
６のカウント値が設定値を越えると、十分低回転である
と判断してそれ以上の１１ＫＨｚ矩形波がカウンタ８０
６のクロック入力端子に供給されるのを停止して、カウ
ンタ８０６のオーバーフローを防止する。即ち、発電機
が低回転のときには、カウンタ８０６のリセット入力端
子に入力するパルスの時間間隔は長くなり、このパルス
間隔を１１ＫＨｚ矩形波でカウントすると、カウンタ８
０６は、リセット入力端子に次のパルスが入力されるま
でにオーバーフローを発生してしまうので、パルス間隔
が十分長い低回転時にはＡＮＤ回路８１５によって１１
ＫＨｚ矩形波の供給を停止しているのである。

【００３２】さらに、Ｄフリップフロップ８１２のＱ出
力端子は、ＯＲ回路８１１の他の入力端子に接続される
とともに図１のＡＮＤ回路７０３の他の入力端子に接続
される。

【００３３】発電機回転数検出回路８において、前記イ
ンバータ、ＡＮＤ回路、ＯＲ回路、Ｄフリップフロップ
及びカウンタの電源は、Ｆ端子から供給される。

【００３４】以上のように構成される発電機回転数検出
回路８によれば、発電機の回転数（エンジン回転数）が
所定の値よりも高くなったとき高レベル、それ以外のと
き低レベルとなる信号が出力され、ＡＮＤ回路７０３に
供給される。なお、発電機回転数検出回路８の動作の詳
細は後述する。

【００３５】次に、以上のように構成されるインバータ
制御発電機の作動について説明する。

【００３６】エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基づいてブリッジ整流回路３の各サイリスタの
オン／オフを制御することにより平滑回路４の出力電圧
が所定の直流電圧に安定に維持されるようなフィードバ
ック制御が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過
渡抑制回路７からの出力信号も入力するが、この信号に
基づくサイリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の
作動については後述する。

【００３７】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調信
号（ＰＷＭ）が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦＥ
ＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させる
ことにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御し
て出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波成
分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１１，
１２から負荷に供給する。

【００３８】出力端子１１に現れる出力電圧の波形と出
力端子１２に現れる出力電圧の波形は、歪み検出回路１
３で比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みある
いはオフセット成分が検出され、その検出信号が差動ア
ンプ１５に出力される。

【００３９】差動アンプ１５は、正弦波発振器１４から
出力された商用周波数の正弦波信号と検出回路１３から
出力された出力電圧の波形の歪みあるいは直流オフセッ
ト分等を含んだフィードバック信号とを比較し、このフ
ィードバック信号によって正弦波信号の振幅基準レベル
を補正し、この補正された正弦波信号を出力する。

【００４０】矩形波発振器１６から出力された矩形波信
号は積分回路１７で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動アンプ１５からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ１８に入力される。インバータバッファ１８で
は、重畳信号が閾値を越えるときには低レベルの信号を
出力し、一方閾値以下のときには高レベルの信号を出力
して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波に
よりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとな
る。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき
形成されるため、前記出力電圧の歪み及びオフセット成
分を減少させることが可能となるとともに、応答時間が
コンパレータ（約１μsec）に比べ格段に速いインバー
タバッファ（約５０ｎsec）をＰＷＭ信号の形成に使用
するため搬送波の周波数をより高くすることが可能とな
り、これにより出力波形をより正弦波に近似させた、よ
り高品質の交流電圧を供給することを可能ならしめる。

【００４１】インバータバッファ１８から出力されたＰ
ＷＭ信号は一方はインバータ１９で反転されてＮＡＮＤ
回路２０へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２１へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２０，２１には過渡抑制回路７から
単相補助巻線２の出力が設定電圧値より低い場合、また
は、発電機の回転数が所定の回転数値よりも低い場合に
は低レベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２
０，２１の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル
信号となり、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝
送されない。一方、単相補助巻線２の出力が設定電圧値
より高くなり、且つ、発電機の回転数が所定の回転数値
よりも高くなったときには過渡抑制回路７から高レベル
信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２０，２１は
夫々入力した反転または非反転ＰＷＭ信号に応じて夫々
反転または非反転ＰＷＭ信号を反転した信号を出力し、
ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２にはＰＷＭ信号が、ま
たはＦＥＴゲート駆動信号用回路２３には反転したＰＷ
Ｍ信号が供給される。

【００４２】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
３で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ３を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、従ってこのＰＷＭ信号はこの正弦
波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでいる。こ
のＰＷＭ信号がコンデンサＣ３を通過した後は商用周波
数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電圧が常
時零であるパルス信号例に変換される。

【００４３】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次コイルに供給されるの
で、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、従ってトランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送周波数
で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成するこ
とが可能となる。

【００４４】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２３の作動も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２２の作動と全く同様
である。

【００４５】パルストランスＡの二次コイルから出力し
たパルス信号はツェナーダイオードＤ３，Ｄ４の各降伏
電圧と比較され、各降伏電圧を越えた分によりコンデン
サＣ５が充放電され、コンデンサＣ５の両端には各降伏
電圧を越えた分による平均電圧（これは商用周波数を有
する）が現れる。従って、ＦＥＴＱ５のゲート・ソース
間には、商用周波数を有するコンデンサＣ５の両端電圧
と、パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス
信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ３を通過前の
ＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷＭ信号の
正パルスがゲートに入力されている間だけ導通する。

【００４６】パルストランスＣの二次コイルから出力し
たパルス信号も上述のパルストランスＡの二次コイルか
ら出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥＴＱ
７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行われ
る。

【００４７】パルストランスＢ，Ｄの二次コイルから出
力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二次
コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理され
る。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号と
パルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相が
逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦＥ
ＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ７
が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよう
に作動する。

【００４８】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波を高周波の三角波
でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基づきイン
バータ回路９でスイッチング制御が行われ、その後出力
回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ正弦波に
近似した商用周波数の交流電力が出力端子１１，１２か
ら負荷に供給される。

【００４９】以上のインバータ回路９及び検出回路１３
乃至ＦＥＴゲート駆動信号用回路２３の構成及び作動に
関する、より詳細な説明は、既に本願出願人による特開
平４−２０７９７３号で開示されたインバータ装置に記
載されている。

【００５０】次に過渡抑制回路７の作動を説明する。

【００５１】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダ
イオードＤ１の降伏電圧を越えることはなく、ツェナー
ダイオードＤ１は非導通である。そのため反転比較器７
０１の反転端子（−）は低レベルであり、反転比較器７
０１の出力は高レベルとなり、インバータ７０２の出力
は低レベルとなる。

【００５２】ＡＮＤ回路７０３は入力側の少なくとも一
方に低レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＡＮＤ回路７０３の出力は、インバータ７０２の
低レベル出力または発電機の回転数が設定回転数値以下
であることを示す発電機回転数検出回路８の低レベル出
力で低レベルとなる。

【００５３】この低レベル信号がインバータ７０４で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。従ってトランジスタ
Ｑ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接
続点Ｋの電位は低レベルとなる。

【００５４】従ってサイリスタ制御回路６のトランジス
タＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通とな
り、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートには低
レベル信号が供給される。これにより、各サイリスタは
導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給しな
い。即ち、単相補助巻線２の出力が設定電圧値より低く
なり、または、発電機の回転数が所定の回転数値よりも
低くなったときにはブリッジ整流回路３は整流出力を供
給しないようにされ、これによりエンジン始動時におけ
るインバータ回路の不安定動作が抑制される。

【００５５】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧を越える
と、ツェナーダイオードＤ１は導通し、反転比較器７０
１の反転端子（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０
１の出力は低レベルとなり、インバータ７０２の出力は
高レベルとなる。

【００５６】このとき発電機の回転数が設定回転数値以
上であれば、ＡＮＤ回路７０３の出力は高レベルに転
じ、インバータ７０４の出力は低レベルとなる。従って
トランジスタＱ３は非導通となり、コンデンサＣ２は抵
抗Ｒ７を介して充電される。この充電によりコンデンサ
Ｃ２の正極側電位は、コンデンサＣ２の容量及び抵抗Ｒ
７の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇する。コ
ンデンサＣ２の正極側電位の上昇によりトランジスタＱ
４が導通するが、このトランジスタＱ４の導通によりト
ランジスタＱ４のエミッタ電位が上昇してトランジスタ
Ｑ４のベース電位より高くなるようなことがあればトラ
ンシジスタＱ４は非導通に転じるので、Ｋ点の電位はコ
ンデンサＣ２の正極側電位より僅かに低い値に常時維持
されることになる。従ってＫ点の電位は、単相補助巻線
２の出力が設定電圧値を越え、エンジン回転数が設定回
転数値を越えた時点以降、コンデンサＣ２の容量及び抵
抗Ｒ７の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇する
こととなる。

【００５７】従って、トランジスタＱ１のベース・エミ
ッタ間電圧は徐々に上昇してトランジスタＱ１は徐々に
導通し、トランジスタＱ２は徐々に非導通となり、ブリ
ッジ整流回路３の各サイリスタに入力するゲート電圧は
徐々に上昇し、徐々に導通角を広げていくことになる。
そして最終的にＫ点電位が略定電圧供給装置５の正極出
力電位に至り、各サイリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と
抵抗Ｒ２との接続点の電位を所定値に維持するための所
定のフィードバック制御入力値に至る。

【００５８】斯くして、たとえエンジン始動のとき出力
端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態であっも
てブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激に電流が突
入することを防止できるものである。それと同時に、ブ
リッジ整流回路３の各サイリスタに入力するゲート電圧
が徐々に上昇するように制御されることにより、平滑回
路４の直流出力はエンジン始動後徐々に上昇し、これに
よりインバータ回路９の各ＦＥＴに対して急激な電圧変
化が加わることも防止される。こうした防止効果は、エ
ンジン始動時に出力端子１１，１２に接続されている負
荷が大きい程大きく、特に負荷が短絡状態にある場合に
はサイリスタやＦＥＴに対する悪影響の抑制効果がきわ
めて大きい。

【００５９】次に、本発明に係る発電機回転数検出回路
８の作動について詳述する。

【００６０】単相補助巻線２の出力は、ダイオードＤ
５，ツェナダイオードＤ６およびコンデンサＣ６により
成る回路と抵抗Ｒ８とにより矩形波に変換され、インバ
ータ８０１により反転され、Ｄフリップフロップ８０２
のＤ入力端子に入力される。Ｄフリップフロップ８０２
において、前記反転された矩形波は２０ＫＨｚ矩形波か
ら成るクロック信号によりサンプリングされ、Ｑ出力端
子から出力される。この出力は、２つに分岐され、一方
はインバータ８０３により反転され、Ｄフリップフロッ
プ８０４において、Ｄフリップフロップ８０２と同様
に、クロック信号によりサンプリングされてＱ出力端子
からＡＮＤ回路８０５に出力される。他方はそのままＡ
ＮＤ回路８０５に入力され、Ｄフリップフロップ８０４
のＱ出力との論理積が演算される。しかして、ＡＮＤ回
路８０５は、前記インバータ８０１の出力と同一周期を
有し、パルス幅がＤフリップフロップ８０２，８０４の
クロック入力と同一の５０μｓであるパルスを出力す
る。

【００６１】ＡＮＤ回路８０５の出力パルス（以下、
「サブコイルパルス」という）は、その立ち上がり点で
カウンタ８０６をリセットさせ、カウント値をクリアす
る。また、カウンタ８０６は、ＡＮＤ回路８１５を介し
て供給されたクロック信号（１１ＫＨｚ矩形波）をその
立ち上がり点でカウントして、そのカウント値をＱ１〜
Ｑ７に出力する。

【００６２】斯くして、サブコイルパルスの立ち上がり
点が入力され、ＡＮＤ回路８１５からクロック信号が供
給されると、この時点からカウンタ８０６はサブコイル
パルスの周期のカウントを開始する。

【００６３】以下、エンジン始動直後の低回転数のと
き、エンジン回転数が所定回転数値、例えば２４００ｒ
ｐｍ以上になったとき、および、エンジン回転数が一旦
２４００ｒｐｍを越えた後に回転数が低下したときの３
通りの場合に分けて、サブコイルパルスのカウント動作
について説明する。

【００６４】まず、エンジン始動直後の低回転数のとき
のサブコイルパルスのカウント動作について説明する。

【００６５】カウンタ８０６は、前記クロック信号に応
じてカウントを開始し、そのカウント値をＱ１〜Ｑ７に
出力する。このとき、Ｄフリップフロップ８１２のＱ出
力およびＱバー出力は、それぞれ低レベルおよび高レベ
ルとなり、カウンタ８０６のＱ１〜Ｑ５が全て高レベ
ル、即ち、カウント値が３１（第１の閾値；２４００ｒ
ｐｍに相当）になったとき、初めてＡＮＤ回路８０８は
高レベルを出力し、それまでは低レベルを出力する。Ａ
ＮＤ回路８０８が低レベルを出力している間、Ｄフリッ
プフロップ８１３はＱバー出力端子から高レベルを出力
するため、ＡＮＤ回路８１５からはクロック信号がカウ
ンタ８０６に供給される。一方、ＡＮＤ回路８０８が高
レベルを出力すると、Ｄフリップフロップ８１３はＱバ
ー出力端子から低レベルを出力して、ＡＮＤ回路８１５
はクロック信号の供給を停止する。これに依り、前述し
たようにサブコイルパルスの周期が長いとき、カウンタ
８０６がオーバーフローするのを防止する。

【００６６】エンジン回転数が低いとき、例えば、回転
数が２４００ｒｐｍ（カウント値３１）以下のとき、カ
ウンタ８０６のカウント値が３１になると、ＡＮＤ回路
８０８は高レベルを出力するとともに、クロックの供給
が停止され、ＡＮＤ回路８０８は高レベルを保持し続け
る。その後、ＡＮＤ回路８０５から次のサブコイルパル
スの立ち上がり点が出力されると、Ｄフリップフロップ
８１２はＤフリップフロップ８１３の低レベル出力を保
持して、Ｑ，Ｑバー出力端子に、それぞれ低レベルおよ
び高レベルを出力する。したがって、ＡＮＤ回路７０３
の２つの入力の内、Ｄフリップフロップ８１２のＱ出力
は低レベルとなるため、他方の入力レベルに拘らずＡＮ
Ｄ回路７０３の出力は低レベルとなり、前述したように
ＰＷＭ変調は実行されない。

【００６７】次に、エンジン回転数が上昇し、２４００
ｒｐｍ以上になったときのカウント動作について説明す
る。

【００６８】エンジン回転数が２４００ｒｐｍ以上にな
ると、サブコイルパルスの周期は短くなるため、カウン
タ８０６は３１をカウントする前に、ＡＮＤ回路８０５
から次のサブコイルパルスの立ち上がり点が出力され
る。このとき、ＡＮＤ回路８０８の出力は低レベルであ
るため、Ｄフリップフロップ８１３のＱバー出力は高レ
ベルとなり、Ｄフリップフロップ８１２は、ＡＮＤ回路
８０５の次のパルスによりこの高レベル出力を保持し
て、Ｑ，Ｑバー出力端子にそれぞれ高レベルおよび低レ
ベルを出力する。これに依り、ＡＮＤ回路７０３の一方
の入力であるＤフリップフロップ８１２のＱ出力は高レ
ベルとなり、他の入力である制御電源電圧検出回路７₁
の出力が高レベル、即ち、単相補助巻線２の出力値が設
定電圧以上になるとＰＷＭ変調が実行される。

【００６９】次に、エンジン回転数が一旦２４００ｒｐ
ｍを越えた後に回転数が低下したときのカウント動作に
ついて説明する。

【００７０】上述したように、エンジン回転数が一旦２
４００ｒｐｍを越えると、Ｄフリップフロップ８１２の
Ｑバー出力は低レベルとなるため、ＯＲ回路８１０の出
力はカウンタ８０６のＱ６出力端子の出力に依存する。
斯くして、カウンタ８０６のＱ１〜Ｑ３およびＱ６出力
端子の出力が全て高レベル（カウント値は３９；第２の
閾値）、即ち、エンジン回転数が１９００ｒｐｍになる
までＡＮＤ回路８０８の出力は低レベルを維持する。こ
れに依り、エンジン回転数にヒステリシスが設けられ、
上述したように、電源が正常に立ち上がったことを確認
してインバータ回路の動作を開始させた後には、むやみ
にインバータ回路の停止が行なわれることを防止する。

【００７１】その後、回転数が低下して１９００ｒｐｍ
以下になり、カウンタ８０６が３９をカウントすると、
ＡＮＤ回路８０８は高レベルを出力して、上述したよう
にＡＮＤ回路８１５から供給されるクロック信号を停止
するとともにＤフリップフロップ８１２からＡＮＤ回路
７０３に低レベルを出力してＰＷＭ変調が停止される。

【００７２】以上のようにして、発電機回転数検出回路
８は、エンジン回転数が所定の回転数以上になったか否
かを判別するとき、その回転数にヒステリシスを設けて
いるので、ＡＮＤ回路８０８は発電機負荷の変動のとも
なう回転数の変動にも拘らず安定した出力信号を出力す
ることが可能となる。

【００７３】以上説明したように、本実施例によれば、
発電機回転数検出回路８の出力と制御電源電圧検出回路
７₁の出力とがともに高レベルのときＰＷＭ変調を行う
ようにしたので、エンジン始動開始直後のエンジン低回
転時に発生するインバータの不安定動作を防止すること
が可能となる。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明に依れば、交流発電機の出力巻線からの交流出力を整
流し、この交流出力を駆動信号に応じてスイッチング動
作するインバータ回路を介して任意の周波数を持った交
流出力に変換させるインバータ制御式発電機において、
前記交流発電機の副出力巻線の出力から正負二電源を取
り出して前記インバータ回路を制御するインバータ制御
回路へ該電源を供給する電源回路と、前記副出力巻線の
出力電圧が所定電圧値を越えたか否かを判別する電源入
力電圧検出回路と、前記交流発電機の回転数が所定回転
数値を越えたか否かを判別する回転数検出回路と、前記
電源入力電圧検出回路により前記副出力巻線の出力電圧
が所定電圧値を越えたことが判別され、かつ前記回転数
検出回路により前記交流発電機の回転数が所定回転数値
を越えたことが判別されたときに前記インバータ制御回
路から前記インバータ回路へ駆動信号の供給が開始され
るように制御する制御手段とを有するので、正負二電源
へ供給される副出力巻線の出力電圧を直接検出して温度
特性等の変動に拘らず所定出力値以上になったことを確
実に判別することが可能であり、且つ、副出力巻線の出
力電圧値の監視だけでは検出できない前記正負二電源の
立ち上りバラツキについて回転数が所定値以上になった
ことの判別を加えることで補償するようにしているた
め、エンジン始動開始直後等のエンジン低回転時に発生
する正負二電源の立ち上りのバラツキに起因したインバ
ータの不安定動作をより確実に抑制することが可能とな
るという効果を奏する（回転数だけを検出する方式は回
転数と出力電圧との関係が温度特性、経年変化で変わっ
てくるため採用できない）。

【００７５】請求項２記載の発明に依れば、前記電源回
路は、２つの３端子レギュレータにより正負二電源の電
源回路を構成するので、回転構成がきわめて簡略化され
るという効果を奏する。

【００７６】また、請求項３記載の発明に依れば、前記
回転数検出回路は、前記副出力巻線の出力周波数により
前記交流発電機の回転数を検出するので、発電機の回転
数を検出する検出装置を新たに設ける必要がなく、これ
に依るコスト増を抑制することが可能となる効果を奏す
る。

【００７７】さらに、請求項４記載の発明に依れば、前
記回転数検出回路は、前記出力周波数に応じて生成され
たパルス列信号のパルス間を、該パルスに拘らず生成さ
れたクロックパルスによりカウントしたカウント数と所
定カウント値とを比較することで前記回転数が所定回転
数値を越えたか否か判別するとともに、前記所定カウン
ト値は、前記回転数が所定回転数を越えたことを判別す
るための第１の閾値と前記回転数が所定回転数を下回っ
たことを判別するための第２の閾値とから成り、前記第
１の閾値は前記第２の閾値よりも小さな値に設定するの
で、一旦通常の運転を開始した後には負荷の変動等に起
因して回転数が多少変動しても運転を中断することなく
安定に継続することが可能となる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るインバータ制御式発電機の全体構
成図である。

【図２】本発明に係るインバータ制御式発電機の全体構
成図である。

【図３】図１に示した発電機回転数検出回路８の詳細な
回路図である。

【図４】インバータ８０１及びＡＮＤ回路８０５の出力
を示す図である。

【図５】発電機の回転数と正負電源ＩＣの出力電圧特性
を示す図である。

【符号の説明】

１出力巻線２副出力巻線５電源回路５ａ３端子レギュレータ６サイリスタ制御回路（インバータ制御回路）７₁制御電源電圧検出回路（電源入力電圧検出回路）８発電機回転数検出回路（回転数検出回路）８０６カウンタ９インバータ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流発電機の出力巻線からの交流出力を
整流し、この交流出力を駆動信号に応じてスイッチング
動作するインバータ回路を介して任意の周波数を持った
交流出力に変換させるインバータ制御式発電機におい
て、前記交流発電機の副出力巻線の出力から正負二電源を取
り出して前記インバータ回路を制御するインバータ制御
回路へ該電源を供給する電源回路と、前記副出力巻線の
出力電圧が所定電圧値を越えたか否かを判別する電源入
力電圧検出回路と、前記交流発電機の回転数が所定回転
数値を越えたか否かを判別する回転数検出回路と、前記
電源入力電圧検出回路により前記副出力巻線の出力電圧
が所定電圧値を越えたことが判別され、かつ前記回転数
検出回路により前記交流発電機の回転数が所定回転数値
を越えたことが判別されたときに前記インバータ制御回
路から前記インバータ回路へ駆動信号の供給が開始され
るように制御する制御手段とを有することを特徴とする
インバータ制御式発電機。
【請求項２】前記電源回路は、２つの３端子レギュレ
ータにより正負二電源の電源回路を構成することを特徴
とする請求項１記載のインバータ制御式発電機。
【請求項３】前記回転数検出回路は、前記副出力巻線
の出力周波数により前記交流発電機の回転数を検出する
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ制御式発電
機。
【請求項４】前記回転数検出回路は、前記出力周波数
に応じて生成されたパルス列信号のパルス間を、該パル
スに拘らず生成されたクロックパルスによりカウントし
たカウント数と所定カウント値とを比較することで前記
回転数が所定回転数値を越えたか否か判別するととも
に、前記所定カウント値は、前記回転数が所定回転数を
越えたことを判別するための第１の閾値と前記回転数が
所定回転数を下回ったことを判別するための第２の閾値
とから成り、前記第１の閾値は前記第２の閾値よりも小
さな値に設定することを特徴とする請求項１又は請求項
３記載のインバータ制御式発電機。