JP2000253665A - 電源装置 - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 9
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 102000003729 Neprilysin Human genes 0.000 description 1
- 108090000028 Neprilysin Proteins 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/10—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers
- H02M5/18—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using transformers for conversion of waveform
-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Eletrric Generators (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷の状態に応じて負荷に供給する電流を柔
軟に制御することが可能な電源装置を提供する。 【解決手段】 出力電圧検出回路５によって検出された
各電圧は、近似実効値演算回路８により、その近似実効
値電圧が演算されて出力され、比較器９により、基準電
圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較され、
その比較結果に応じて制御関数演算回路１１により制御
関数（比例関数）が演算されて出力される。また、この
近似実効値電圧は、振幅制限回路２０にも供給され、振
幅制限回路２０は、この近似実効値電圧に応じた前記リ
ミット値を出力する。この演算され出力された制御関数
および出力されたリミット値に応じて、振幅制御回路１
２は、正弦波発振器１３から出力された、５０Ｈｚまた
は６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御するための制御信号を
生成し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて
目標波を出力する。
軟に制御することが可能な電源装置を提供する。 【解決手段】 出力電圧検出回路５によって検出された
各電圧は、近似実効値演算回路８により、その近似実効
値電圧が演算されて出力され、比較器９により、基準電
圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較され、
その比較結果に応じて制御関数演算回路１１により制御
関数（比例関数）が演算されて出力される。また、この
近似実効値電圧は、振幅制限回路２０にも供給され、振
幅制限回路２０は、この近似実効値電圧に応じた前記リ
ミット値を出力する。この演算され出力された制御関数
および出力されたリミット値に応じて、振幅制御回路１
２は、正弦波発振器１３から出力された、５０Ｈｚまた
は６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御するための制御信号を
生成し、目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて
目標波を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に関し、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、接続された
負荷が過負荷状態であるときまたは短絡状態に近い状態
であるときに、当該負荷に供給する電流を制限するよう
に構成した電源装置に関する。
相交流電源として使用される電源装置に関し、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、接続された
負荷が過負荷状態であるときまたは短絡状態に近い状態
であるときに、当該負荷に供給する電流を制限するよう
に構成した電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。
【０００３】かかる従来のサイクロコンバータは、通常
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。
【０００４】ところで、サイクロコンバータの出力を、
正弦波状の単相交流として使用する場合には、サイクロ
コンバータはエネルギを蓄積する個所を有していないた
め、サイクロコンバータの入力エネルギも正弦波状に変
化することになる。
正弦波状の単相交流として使用する場合には、サイクロ
コンバータはエネルギを蓄積する個所を有していないた
め、サイクロコンバータの入力エネルギも正弦波状に変
化することになる。
【０００５】したがって、サイクロコンバータの入力側
に小型出力、たとえば数百〜数ｋＷの発電機を接続して
単相の正弦波を出力する場合には、正弦波のピーク部分
以外は入力エネルギが使えないことから利用効率が非常
に悪く、単相交流として取り出せる出力が非常に小さく
なってしまう。
に小型出力、たとえば数百〜数ｋＷの発電機を接続して
単相の正弦波を出力する場合には、正弦波のピーク部分
以外は入力エネルギが使えないことから利用効率が非常
に悪く、単相交流として取り出せる出力が非常に小さく
なってしまう。
【０００６】これに対して、本出願人は、特開平１０−
５２０４７号公報において、サイクロコンバータを駆動
する駆動信号の目標波を負荷が増大するに従って、正弦
波から最大振幅が出力電圧で制限される矩形波に変化さ
せることによって、一時的な過負荷が生じても無理なく
運転を継続させることができる電源装置を提案してい
る。
５２０４７号公報において、サイクロコンバータを駆動
する駆動信号の目標波を負荷が増大するに従って、正弦
波から最大振幅が出力電圧で制限される矩形波に変化さ
せることによって、一時的な過負荷が生じても無理なく
運転を継続させることができる電源装置を提案してい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の電
源装置では、どのような過負荷状態であっても、その過
負荷状態に応じた電流を出力しようとするため、負荷の
状態から見て、負荷に電流を供給する必要のない場合で
も、負荷への電流を供給し続けるという問題がある。こ
こで、負荷に電流を供給する必要のない負荷状態とは、
具体的には、たとえば短絡に近い過負荷状態（短絡状態
も含む）をいい、負荷がこのような状態のときには異常
事態であって、これに対応する十分な電流を負荷に流し
続ける必要はない。
源装置では、どのような過負荷状態であっても、その過
負荷状態に応じた電流を出力しようとするため、負荷の
状態から見て、負荷に電流を供給する必要のない場合で
も、負荷への電流を供給し続けるという問題がある。こ
こで、負荷に電流を供給する必要のない負荷状態とは、
具体的には、たとえば短絡に近い過負荷状態（短絡状態
も含む）をいい、負荷がこのような状態のときには異常
事態であって、これに対応する十分な電流を負荷に流し
続ける必要はない。
【０００８】本発明は、この点に着目してなされたもの
であり、負荷の状態に応じて負荷に供給する電流を柔軟
に制御することが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
であり、負荷の状態に応じて負荷に供給する電流を柔軟
に制御することが可能な電源装置を提供することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の電源装置は、３相発電機と、この発電機の
３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単
相電流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の
可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続
された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流
の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流
を出力する電源装置において、前記単相の交流電流波形
を出力するために、前記可変制御ブリッジ回路を駆動さ
せる駆動信号の目標波を生成する目標波生成手段と、前
記単相の交流出力電圧が安定するように、前記負荷の負
荷変動に応じて前記目標波の形状を変形させる変形手段
と、前記単相の交流出力電圧が所定値以下に低下したと
きには、前記目標波の振幅をより小さく制限する制限手
段とを有することを特徴とする。
め、本発明の電源装置は、３相発電機と、この発電機の
３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単
相電流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の
可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続
された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流
の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流
を出力する電源装置において、前記単相の交流電流波形
を出力するために、前記可変制御ブリッジ回路を駆動さ
せる駆動信号の目標波を生成する目標波生成手段と、前
記単相の交流出力電圧が安定するように、前記負荷の負
荷変動に応じて前記目標波の形状を変形させる変形手段
と、前記単相の交流出力電圧が所定値以下に低下したと
きには、前記目標波の振幅をより小さく制限する制限手
段とを有することを特徴とする。
【００１０】また、好ましくは、前記単相の交流出力電
圧と目標出力電圧とを比較する比較手段を有し、前記変
形手段は、前記比較手段による比較の結果、負荷が増大
するに従って、前記目標波の形状を正弦波形状から矩形
波形状に変形していくことを特徴とする。
圧と目標出力電圧とを比較する比較手段を有し、前記変
形手段は、前記比較手段による比較の結果、負荷が増大
するに従って、前記目標波の形状を正弦波形状から矩形
波形状に変形していくことを特徴とする。
【００１１】さらに、好ましくは、前記制限手段は、前
記負荷の負荷変動が短絡状態に近くなったときには、前
記目標波の振幅をさらに小さく制限することを特徴とす
る。
記負荷の負荷変動が短絡状態に近くなったときには、前
記目標波の振幅をさらに小さく制限することを特徴とす
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。
に基づいて詳細に説明する。
【００１３】図１は、本発明の一実施の形態に係る電源
装置の概略構成を示すブロック図である。
装置の概略構成を示すブロック図である。
【００１４】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。
【００１５】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。
【００１６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
【００１７】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。
【００１８】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。さらに、振
幅制御回路１２には、前記近似実効値演算回路８により
演算されて出力された近似実効値に応じて、振幅を制限
する振幅制限回路２０の出力側が接続されている。
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。さらに、振
幅制御回路１２には、前記近似実効値演算回路８により
演算されて出力された近似実効値に応じて、振幅を制限
する振幅制限回路２０の出力側が接続されている。
【００１９】振幅制御回路１２は、制御関数演算回路１
１から出力された制御関数および振幅制限回路２０から
出力された振幅制限信号（リミット値）に応じて、正弦
波発振器１３から出力される正弦波の振幅を制御する振
幅制御信号を出力する。
１から出力された制御関数および振幅制限回路２０から
出力された振幅制限信号（リミット値）に応じて、正弦
波発振器１３から出力される正弦波の振幅を制御する振
幅制御信号を出力する。
【００２０】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成する各サイリスタＳ
ＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成する各サイリスタＳ
ＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
【００２１】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
【００２２】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は、上記
目標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は、上記
目標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
【００２３】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と前記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と前記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
【００２４】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
【００２５】前記３相サブコイル２の出力側は、たとえ
ば図３の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形成回
路１８に接続されている。同期信号形成回路１８は、３
相サブコイル２からの３相出力に応じて、図４に示すノ
コギリ波を形成して出力する。
ば図３の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形成回
路１８に接続されている。同期信号形成回路１８は、３
相サブコイル２からの３相出力に応じて、図４に示すノ
コギリ波を形成して出力する。
【００２６】図４は、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角
の制御範囲を１２０°〜−６０°にしたときに、この範
囲内の導通角制御を行うことができるノコギリ波の一例
を示す図である。
の制御範囲を１２０°〜−６０°にしたときに、この範
囲内の導通角制御を行うことができるノコギリ波の一例
を示す図である。
【００２７】同期信号形成回路１８の出力側は、正ゲー
ト制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続され
ている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御
部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、そ
れぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それ
ぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に
接続され、各比較器には、図４のノコギリ波が供給され
る。
ト制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続され
ている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御
部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、そ
れぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それ
ぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に
接続され、各比較器には、図４のノコギリ波が供給され
る。
【００２８】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
【００２９】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号を形成するように構成したが、これに限らず、３
相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単
相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成する
ようにしてもよい。
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号を形成するように構成したが、これに限らず、３
相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単
相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成する
ようにしてもよい。
【００３０】以下、以上のように構成された電源装置の
動作を説明する。
動作を説明する。
【００３１】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。
【００３２】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。
【００３３】また、この近似実効値電圧は、振幅制限回
路２０にも供給され、振幅制限回路２０は、この近似実
効値電圧に応じた前記リミット値を出力する。
路２０にも供給され、振幅制限回路２０は、この近似実
効値電圧に応じた前記リミット値を出力する。
【００３４】この演算され出力された制御関数および出
力されたリミット値に応じて、振幅制御回路１２は、正
弦波発振器１３から出力された、５０Ｈｚまたは６０Ｈ
ｚの正弦波の振幅を制御するための制御信号を生成し、
目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標波を
出力する。ここで、目標波出力回路１４からの出力値に
は上下限値が設けられ、目標波出力回路１４は、所定上
限値よりも大きい値または所定下限値より小さい値を出
力することができないように構成されている。すなわ
ち、比較器９からの出力値が増大し、制御関数演算回路
１１から出力される比例関数の比例係数が増大するに従
って、目標波出力回路１４から出力される目標波の形状
は、正弦波から矩形波に変形される。
力されたリミット値に応じて、振幅制御回路１２は、正
弦波発振器１３から出力された、５０Ｈｚまたは６０Ｈ
ｚの正弦波の振幅を制御するための制御信号を生成し、
目標波出力回路１４は、この制御信号に応じて目標波を
出力する。ここで、目標波出力回路１４からの出力値に
は上下限値が設けられ、目標波出力回路１４は、所定上
限値よりも大きい値または所定下限値より小さい値を出
力することができないように構成されている。すなわ
ち、比較器９からの出力値が増大し、制御関数演算回路
１１から出力される比例関数の比例係数が増大するに従
って、目標波出力回路１４から出力される目標波の形状
は、正弦波から矩形波に変形される。
【００３５】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
【００３６】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
【００３７】図５は、本実施の形態の電源装置により生
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。
【００３８】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。
【００３９】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
【００４０】図６は、目標波の振幅を制限しない場合の
目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性（（ａ））および出
力電圧−出力電流特性（（ｂ））の一例を示す図であ
り、図７は、目標波の振幅を所定の過負荷時に制限した
場合の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性（（ａ））お
よび出力電圧−出力電流特性（（ｂ））の一例を示す図
であり、図８は、目標波の振幅を負荷が短絡状態に近づ
いたときにさらに制限した場合の目標波振幅ＭＡＸ値−
出力電圧特性（（ａ））および出力電圧−出力電流特性
（（ｂ））の一例を示す図である。なお、図６〜図８
中、“ｒｍｓ”は、実効値（root mean square）を意味
している。
目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性（（ａ））および出
力電圧−出力電流特性（（ｂ））の一例を示す図であ
り、図７は、目標波の振幅を所定の過負荷時に制限した
場合の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性（（ａ））お
よび出力電圧−出力電流特性（（ｂ））の一例を示す図
であり、図８は、目標波の振幅を負荷が短絡状態に近づ
いたときにさらに制限した場合の目標波振幅ＭＡＸ値−
出力電圧特性（（ａ））および出力電圧−出力電流特性
（（ｂ））の一例を示す図である。なお、図６〜図８
中、“ｒｍｓ”は、実効値（root mean square）を意味
している。
【００４１】すなわち、図５の出力波形は、図６のよう
に、目標波形の振幅を制限しない場合に、負荷状態に応
じて生成された出力波形を示している。
に、目標波形の振幅を制限しない場合に、負荷状態に応
じて生成された出力波形を示している。
【００４２】一方、図７（ａ）のように、過負荷状態に
なった時点、たとえば、出力電圧（近似実効値演算回路
８によって演算された近似実効値）が８０Ｖになった時
点で、目標波の振幅（ＭＡＸ値）を出力電圧に関して線
形に制限し始める（具体的には、前記リミット値をこの
ように制限し始める）と、その出力波形の振幅は、図５
（ｃ）の波形の振幅に比べてより小さく制限されたもの
となる。このため、図７（ｂ）に示すように、出力電圧
が８０Ｖになった時点から、出力電流の増加量が、目標
波の振幅を制限しない場合に比べて減少する（図６
（ｂ）参照）。
なった時点、たとえば、出力電圧（近似実効値演算回路
８によって演算された近似実効値）が８０Ｖになった時
点で、目標波の振幅（ＭＡＸ値）を出力電圧に関して線
形に制限し始める（具体的には、前記リミット値をこの
ように制限し始める）と、その出力波形の振幅は、図５
（ｃ）の波形の振幅に比べてより小さく制限されたもの
となる。このため、図７（ｂ）に示すように、出力電圧
が８０Ｖになった時点から、出力電流の増加量が、目標
波の振幅を制限しない場合に比べて減少する（図６
（ｂ）参照）。
【００４３】図８は、図７と同様に、目標波の振幅を所
定の過負荷時に制限し、さらに、負荷が短絡状態に近づ
いたときに目標波の振幅をもう一段階制限するように構
成した場合を示し、図８（ａ）のように、短絡状態に近
づいた時点、たとえば、出力電圧が３０Ｖになった時点
で、目標波の振幅をさらに制限すると、その出力波形の
振幅はさらに小さく制限され、図８（ｂ）に示すよう
に、出力電圧が３０Ｖになった時点から、出力電流の増
加量が、出力電圧が３０〜８０Ｖ間に比べてさらに減少
している（図７（ｂ）参照）。
定の過負荷時に制限し、さらに、負荷が短絡状態に近づ
いたときに目標波の振幅をもう一段階制限するように構
成した場合を示し、図８（ａ）のように、短絡状態に近
づいた時点、たとえば、出力電圧が３０Ｖになった時点
で、目標波の振幅をさらに制限すると、その出力波形の
振幅はさらに小さく制限され、図８（ｂ）に示すよう
に、出力電圧が３０Ｖになった時点から、出力電流の増
加量が、出力電圧が３０〜８０Ｖ間に比べてさらに減少
している（図７（ｂ）参照）。
【００４４】なお、本実施の形態では、短絡状態に近づ
いた時点で、目標波の振幅をさらに制限しているもの
の、出力電流は依然として増加している（ただ、増加量
は減少している）が、これに限らず、短絡状態に近づい
た時点で、出力電流をそれ以前の電流量より減少させる
ように、目標波の振幅を制限してもよい。
いた時点で、目標波の振幅をさらに制限しているもの
の、出力電流は依然として増加している（ただ、増加量
は減少している）が、これに限らず、短絡状態に近づい
た時点で、出力電流をそれ以前の電流量より減少させる
ように、目標波の振幅を制限してもよい。
【００４５】このように、本実施の形態では、一時的な
過負荷時には、目標波の形状を変形することで、発電機
からの全入力エネルギの上限近くまで出力を高めるよう
にし、さらなる過負荷時には、それに加えて目標波の振
幅を制限するようにしたので、負荷状態に応じて負荷に
供給される電流を柔軟に制御することができる。
過負荷時には、目標波の形状を変形することで、発電機
からの全入力エネルギの上限近くまで出力を高めるよう
にし、さらなる過負荷時には、それに加えて目標波の振
幅を制限するようにしたので、負荷状態に応じて負荷に
供給される電流を柔軟に制御することができる。
【００４６】また、出力電圧のみを検出し、この出力電
圧に応じて出力電流を制御するようにしたので、出力電
流を検出せずに出力電流制御を行うことができる。
圧に応じて出力電流を制御するようにしたので、出力電
流を検出せずに出力電流制御を行うことができる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電源装置
によれば、単相の交流出力電圧が安定するように、負荷
の負荷変動に応じて、可変制御ブリッジ回路を駆動させ
る駆動信号の目標波の形状が変形され、前記単相の交流
出力電圧が所定値以下に低下したときには、前記目標波
の振幅がより小さく制限されるので、一時的な過負荷時
には、負荷に供給される電流を速やかに増加させて対応
できるとともに、さらなる過負荷時には、負荷に供給さ
れる電流を制限するというような電流制限特性を任意に
設定することができる。
によれば、単相の交流出力電圧が安定するように、負荷
の負荷変動に応じて、可変制御ブリッジ回路を駆動させ
る駆動信号の目標波の形状が変形され、前記単相の交流
出力電圧が所定値以下に低下したときには、前記目標波
の振幅がより小さく制限されるので、一時的な過負荷時
には、負荷に供給される電流を速やかに増加させて対応
できるとともに、さらなる過負荷時には、負荷に供給さ
れる電流を制限するというような電流制限特性を任意に
設定することができる。
【００４８】また、好ましくは、前記単相の交流出力電
圧と目標出力電圧との比較の結果、負荷が増大するに従
って、前記目標波の形状が正弦波形状から矩形波形状に
変形されるので、上記効果と同様の効果を得ることがで
きる。そして、負荷に供給される電流の制御はすべて出
力電圧に応じて行われているため、出力電流を測定する
ことなく出力電流制御を行うことが可能となる。
圧と目標出力電圧との比較の結果、負荷が増大するに従
って、前記目標波の形状が正弦波形状から矩形波形状に
変形されるので、上記効果と同様の効果を得ることがで
きる。そして、負荷に供給される電流の制御はすべて出
力電圧に応じて行われているため、出力電流を測定する
ことなく出力電流制御を行うことが可能となる。
【図１】本発明の一実施の形態に係る電源装置の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１の交流発電機の断面図である。
【図３】ブリッジ型の３相全波整流回路の構成を示す電
気回路図である。
気回路図である。
【図４】図１の各サイリスタの導通角の制御範囲を１２
０°〜−６０°にしたときに、この範囲内の導通角制御
を行うことができるノコギリ波の一例を示す図である。
０°〜−６０°にしたときに、この範囲内の導通角制御
を行うことができるノコギリ波の一例を示す図である。
【図５】図１の電源装置により生成された５０Ｈｚの出
力波形の一例を示す図である。
力波形の一例を示す図である。
【図６】目標波の振幅を制限しない場合の目標波振幅Ｍ
ＡＸ値−出力電圧特性および出力電圧−出力電流特性の
一例を示す図である。
ＡＸ値−出力電圧特性および出力電圧−出力電流特性の
一例を示す図である。
【図７】目標波の振幅を所定の過負荷時に制限した場合
の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性および出力電圧−
出力電流特性の一例を示す図である。
の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧特性および出力電圧−
出力電流特性の一例を示す図である。
【図８】目標波の振幅を負荷が短絡状態に近づいたとき
にさらに制限した場合の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧
特性および出力電圧−出力電流特性の一例を示す図であ
る。
にさらに制限した場合の目標波振幅ＭＡＸ値−出力電圧
特性および出力電圧−出力電流特性の一例を示す図であ
る。
１ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路 ９ 比較器（比較手段） １４ 目標波出力回路（目標波生成手段、変形手段） １５ 導通角制御部 １６ 比較器 ２０ 振幅制限回路（制限手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 江口 博之 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H590 AB03 CA07 CC02 CC24 CC30 CD10 GA02 HA02 JA11 JB12 5H750 BA03 BA06 BB04 BB16 CC03 DD25 FF05 GG10 JJ00
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 前記単相の交流電流波形を出力するために、前記可変制
御ブリッジ回路を駆動させる駆動信号の目標波を生成す
る目標波生成手段と、 前記単相の交流出力電圧が安定するように、前記負荷の
負荷変動に応じて前記目標波の形状を変形させる変形手
段と、 前記単相の交流出力電圧が所定値以下に低下したときに
は、前記目標波の振幅をより小さく制限する制限手段と
を有することを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記単相の交流出力電圧と目標出力電圧
とを比較する比較手段を有し、 前記変形手段は、前記比較手段による比較の結果、負荷
が増大するに従って、前記目標波の形状を正弦波形状か
ら矩形波形状に変形していくことを特徴とする請求項１
に記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記制限手段は、前記負荷の負荷変動が
短絡状態に近くなったときには、前記目標波の振幅をさ
らに小さく制限することを特徴とする請求項２に記載の
電源装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05532299A JP3702994B2 (ja) | 1999-03-03 | 1999-03-03 | 電源装置 |
| US09/506,061 US6320356B1 (en) | 1999-03-03 | 2000-02-17 | Power unit |
| TW089103140A TW459439B (en) | 1999-03-03 | 2000-02-23 | Power unit |
| EP00103494A EP1033805B1 (en) | 1999-03-03 | 2000-03-01 | Power unit |
| CNB00103801XA CN1198383C (zh) | 1999-03-03 | 2000-03-01 | 电源设备 |
| DE60000589T DE60000589T2 (de) | 1999-03-03 | 2000-03-01 | Leistungseinheit |
| KR1020000010368A KR100664472B1 (ko) | 1999-03-03 | 2000-03-02 | 전원 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05532299A JP3702994B2 (ja) | 1999-03-03 | 1999-03-03 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000253665A true JP2000253665A (ja) | 2000-09-14 |
| JP3702994B2 JP3702994B2 (ja) | 2005-10-05 |
Family
ID=12995319
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05532299A Expired - Lifetime JP3702994B2 (ja) | 1999-03-03 | 1999-03-03 | 電源装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6320356B1 (ja) |
| EP (1) | EP1033805B1 (ja) |
| JP (1) | JP3702994B2 (ja) |
| KR (1) | KR100664472B1 (ja) |
| CN (1) | CN1198383C (ja) |
| DE (1) | DE60000589T2 (ja) |
| TW (1) | TW459439B (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101599703B (zh) * | 2008-06-02 | 2012-01-04 | 中茂电子(深圳)有限公司 | 三相电源转换为单相电压输出的方法及交流电源供应器 |
| US8134331B2 (en) * | 2009-05-08 | 2012-03-13 | Hamilton Sundstrand Corporation | Motor drive system with flux regulated PM generator |
| EP2715926A4 (en) * | 2011-05-26 | 2015-09-02 | Enphase Energy Inc | METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING SINGLE PHASE POWER FROM THREE-PHASE RESONANT POWER CONVERTER |
| US9764837B2 (en) * | 2014-11-14 | 2017-09-19 | Top Flight Technologies, Inc. | Micro hybrid generator system drone |
| CN104779823B (zh) * | 2015-05-08 | 2018-02-23 | 阳光电源股份有限公司 | 光伏逆变器的控制方法、控制装置及光伏逆变系统 |
| CN112834888A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-05-25 | 深圳供电局有限公司 | 试验电压生成装置及交流耐压试验系统 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS609429B2 (ja) * | 1980-11-14 | 1985-03-09 | 株式会社日立製作所 | サイクロコンバ−タの制御方法 |
| JPS609429A (ja) | 1983-06-29 | 1985-01-18 | 株式会社袋井内山商会 | カ−テン材張設装置 |
| WO1992015148A1 (en) * | 1991-02-22 | 1992-09-03 | U.S. Windpower, Inc. | Four quadrant motor controller |
| US6018200A (en) * | 1994-09-14 | 2000-01-25 | Coleman Powermate, Inc. | Load demand throttle control for portable generator and other applications |
| US5886893A (en) * | 1996-08-01 | 1999-03-23 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Portable power unit using a cycloconverter for generating a high power single-phase alternating current |
| JP3446793B2 (ja) | 1996-08-01 | 2003-09-16 | 本田技研工業株式会社 | 電源装置 |
| JP3425342B2 (ja) * | 1997-10-06 | 2003-07-14 | 本田技研工業株式会社 | 可搬型電源装置 |
| US6111390A (en) * | 1998-01-20 | 2000-08-29 | Kokusan Kenki Co., Ltd. | Magneto-equipped power device |
| JP3524417B2 (ja) * | 1999-03-03 | 2004-05-10 | 本田技研工業株式会社 | 電源装置 |
-
1999
- 1999-03-03 JP JP05532299A patent/JP3702994B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-02-17 US US09/506,061 patent/US6320356B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-23 TW TW089103140A patent/TW459439B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-03-01 EP EP00103494A patent/EP1033805B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-01 DE DE60000589T patent/DE60000589T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-01 CN CNB00103801XA patent/CN1198383C/zh not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-02 KR KR1020000010368A patent/KR100664472B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1033805A2 (en) | 2000-09-06 |
| KR20010006727A (ko) | 2001-01-26 |
| DE60000589D1 (de) | 2002-11-21 |
| CN1198383C (zh) | 2005-04-20 |
| EP1033805A3 (en) | 2001-04-04 |
| KR100664472B1 (ko) | 2007-01-04 |
| TW459439B (en) | 2001-10-11 |
| JP3702994B2 (ja) | 2005-10-05 |
| EP1033805B1 (en) | 2002-10-16 |
| US6320356B1 (en) | 2001-11-20 |
| CN1266306A (zh) | 2000-09-13 |
| DE60000589T2 (de) | 2003-06-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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