JP3131532B2 - 誘導発電機制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、風力発電や、内燃機関
で使用される機械装置の余剰動力を利用して電力を得る
軸発電など、原動機の回転速度が大幅に変化する用途に
適した発電装置に用いる誘導発電機制御装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図１０は従来装置の構成を示すブロック
図である。この図において、１は原動機、２は原動機１
により駆動される誘導発電機、３は誘導発電機２の交流
出力を直流に交換するコンバータ、４はコンバータ３の
出力電圧を平滑するコンデンサ、５は誘導発電機２の初
期励磁用の直流電源、６はコンバータ３から負荷へ供給
する電力をオンオフするしゃ断器、７は負荷である。

【０００３】８は誘導発電機２の回転速度を検出する回
転検出器、９は誘導発電機２の出力電流を検出する電流
検出器、１０はコンバータ３の出力電圧を検出する電圧
検出器である。１１は発電の運転指令、１２は発電のた
ち上げ制御回路、１３はコンバータ３の出力電圧を制御
する電圧制御回路、１４は回転検出器８で検出される誘
導発電機２の回転速度を基準にして誘導発電機２の出力
電流の大きさ及びすべり周波数を制御するすべり周波数
制御回路、１５はすべり周波数制御回路１４の出力とし
て得られる３相の電流指令値、１６は電流瞬時値制御回
路、１７はコンバータ３を構成するスイッチング素子を
制御するスイッチング制御回路である。

【０００４】２１〜２６はダイオード、２７〜３２はト
ランジスタであり、これらはブリッジ接続されてコンバ
ータ３を構成している。初期励磁電源５は、たとえばダ
イオード３３及びバッテリ３４で構成される。

【０００５】以上の従来の構成において、発電の運転指
令１１が与えられると、たち上げ制御回路１２は電圧制
御回路１３に発電電圧指令値を出力する。電圧制御回路
１３では、発電電圧指令値と、電圧検出器１０で検出さ
れるコンバータ３の出力電圧とが比較され、その偏差に
応じて誘導発電機２の出力電流の大きさ及びすべり周波
数がすべり周波数制御回路１４にて制御される。

【０００６】たち上げ時は、コンバータ３の出力電圧は
発電電圧より低いので、誘導発電機２の出力電流を増加
するとともにすべり周波数を負の方向に増加して、誘導
発電機２の発電電力を増加する。すなわち、すべり周波
数制御回路１４において、回転検出器８で検出される誘
導発電機２の回転速度を基準にして、出力電圧の偏差に
応じた振幅及びすべりを有する誘導機電流の瞬時指令値
１５を演算する。次に、電流制御回路１６において、電
流検出器９で検出される誘導発電機２の各相電流の瞬時
値と各相電流の瞬時指令値１５とを比較して、スイッチ
ング制御回路１７によりコンバータ３を制御して、誘導
発電機２の出力電流を制御する。

【０００７】図１１に電流制御回路１６の構成の一例を
示す。電流制御回路１６は、減算器４０〜４２、ヒステ
リシスコンパレータ４３〜４５から成っている。減算器
４０には誘導機電流瞬時指令値１５と電流検出器９で検
出した誘導機電流のそれぞれのＵ相分ｉ１ｕ＊，ｉ１ｕ
が入力され、減算器４０はその偏差（ｉｌｕ＊−ｉｌ
ｕ）をヒステリシスコンパレータ４３に出力する。ヒス
テリシスコンパレータ４３は、減算器４０より与えられ
た電流偏差が所定のヒステリシス幅の上限を越えると論
理値「１」、下限を越えると論理値「０」に出力を変更
する。このヒステリシスコンパレータの出力は、そのま
まＵ相のＰＷＭ信号として用いられ、スイッチング制御
回路１７にてコンバータ３のＵ相トランジスタ２７，２
８の駆動信号とされる。Ｖ相，Ｗ相も同様である。

【０００８】たち上げ制御回路１２は、コンバータ３の
出力電圧が発電電圧指令値に達すると、しゃ断器６をオ
ンして負荷７へ電力を供給し始める。負荷７が投入され
たことにより発電電圧が下がろうとすると、上記電圧制
御回路１３，すべり周波数回路１４，電流制御回路１
５，スイッチング制御回路１６によりコンバータ３が制
御され、誘導発電機２の発電電力を増して発電電圧を一
定に保つ。このようにして、誘導発電機２の発電電力を
制御することにより、負荷７の消費電力の変化にかかわ
らず、コンバータ３の出力電圧を一定に制御することが
できる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の装置
の構成では、原動機１の近くに回転検出器が設置されて
いる。ところが、原動機１の近くでは、振動が大きく温
度・湿度も高いため、回転検出器８が故障するトラブル
が多発し、回転検出器の故障により発電が継続できなく
なる場合が多かった。また、原動機１の振動や電磁的な
ノイズにより、回転検出器８の出力信号が乱され、これ
をもとにして制御される誘導発電機２の出力が乱され、
安定な制御ができなくなることもあった。

【００１０】そして、電流基準が回転検出器８の出力信
号に基づいて作られるため、回転検出器８の精度や分解
能が低いと、誘導発電機２の出力電流波形が歪み、良好
な特性を得ることができなかった。したがって、高性能
を得るために、精度、分解能の高い高価な回転検出器を
用いなければならなかった。

【００１１】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、発電中は回転検出器を用いる必要のない誘導発電
機制御装置を提供するこを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するための手段として、原動機に駆動される三相誘導発
電機の出力を、電力変換回路を介して負荷に供給するも
のであって、前記誘導発電機の検出回転数に基いて、瞬
時電流指令値を出力する周波数制御回路と、前記瞬時電
流指令値及び前記誘導発電機の検出出力電流値に基い
て、スイッチング制御信号を前記電力変換器のスイッチ
ング素子に対して出力する電流瞬時値制御回路と、を備
えた誘導発電機制御装置において、前記誘導発電機の出
力電流についての波高値基準と前記検出出力電流値との
比較に基き、前記スイッチング制御信号を前記電力変換
器のスイッチング素子に対して出力する電流波高値制御
回路を備え、前記誘導発電機の磁束を確立させるまでの
立上げ運転を前記電流瞬時値制御回路からのスイッチン
グ制御信号により行ない、それ以降の運転を、前記電流
波高値制御回路からのスイッチング制御信号により行う
ことを特徴とするものである。

【００１３】

【作用】誘導発電機の出力電流波形は、誘導発電機の磁
束，回転速度，巻線のインピーダンス，直流出力電圧，
負荷などによって決まる。そして、本発明では、これら
のうち、特に、回転速度の変化に追従して出力電流波形
が変化していくことに着目し、電流波形に応じて電力変
換回路を制御することにより、回転検出器を使用しない
で安定な発電制御をおこなうようにしている。

【００１４】ただし、上記の制御は誘導発電機の磁束が
確立していなければ成り立たないので、磁束確立のため
の補助的な手段が必要である。このためには、回転検出
器を用いない誘導発電機のＶ／ｆ一定制御、回転検出器
は用いるが高速に磁束を確立できるすべり周波数制御な
ど、公知の種々の制御方式を用いることができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例を図１乃至図９に基づ
き説明する。但し、図１０及び図１１で示した構成要素
と同様の構成要素には同一符号を付して重複した説明を
省略する。

【００１６】図１は本発明の実施例の構成を示すブロッ
ク図である。この図において、１８は誘導発電機２の出
力電流波高値の基準Ｉ１＊、１９は電流波高根制御回
路、２０はデータセレクタである。

【００１７】図２は電流波高値制御回路１９のブロック
図である。電流波高値制御回路１９は、電流比較回路５
０、転流制御回路５１、ＰＷＭ制御回路５２で構成され
ている。電流比較回路５０は、電圧制御回路１３から与
えられる波高値基準Ｉ１＊（１８）と、電流検出器９に
て検出された誘導機電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗとを比
較して、その比較結果を転流制御回路５１、ＰＷＭ制御
回路５２に出力する。転流制御回路５１は電流比較回路
５０の出力に基づき、誘導機の基本電圧位相を決定す
る。ＰＷＭ制御回路５２は、電流比較回路５０と転流制
御回路５１との出力に基づきＰＷＭ信号を発生する。

【００１８】図３は電流比較回路５０の詳細を示すブロ
ック構成図である。電流比較回路５０には、３相分の極
性反転回路５３〜５５、各相毎に２個で計６個の減算器
５６〜６１、ヒステリシスコンパレータ６２〜６７があ
り、誘導機電流ｉ１ｕ，ｉ１ｖ，ｉ１ｗの振幅が、電圧
制御回路１３から与えられる電流波高値基準ｉ１＊を越
えたか否かをヒステリシスコンパレータ６２〜６７から
論理信号で出力する。

【００１９】Ｕ相分について説明すると、Ｕ相電流ｉ１
ｕは減算器５６で波高値基準ｉ１＊が減算され、その結
果がヒステリシスコンパレータ６２のヒステリシス幅の
上限を越えると論理値「１」、下限を越えると論理値
「０」にヒステリシスコンパレータ６２の出力ＵＰを変
更する。一方、誘導機電流ｉ１ｕを極性反転回路５３で
極性を反転した信号ｉ１ｕが同様に減算器５７、ヒステ
リシスコンパレータ６３によって電流波高値基準ｉ１＊
と比較されその大小関係から論理信号ＵＮが出力され
る。これにより誘導機電流ｉ１ｕがＩ１＊を越えたらＵ
Ｐが「１」、−Ｉ１＊を越えたらＵＮが「１」となる。
Ｖ相、Ｗ相も同様にして論理信号ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，Ｗ
Ｎを出力する。

【００２０】図４は転流制御回路５１の詳細を示すブロ
ック構成図である。図４において、６８〜７３はアンド
回路、７４〜７９はオア回路、８０〜８５はアンド回
路、８６〜９１はオア回路、９２〜９４はフリップフロ
ップ、９５はデコーダ、９６はオア回路である。フリッ
プフロップ９２〜９４はコンバータの出力電圧の基本状
態を指示する論理信号ＵＦ，ＶＦ，ＷＦを保持するもの
である。

【００２１】ところで、コンバータ出力電圧は１２０度
位相差の３相信号であるから、フリップフロップの状態
変化には一定の順序を持たせねばならない。このため、
フリップフロップ９２〜９４の出力ＵＦ〜ＷＦをデコー
ダ９５によってデコードして状態信号ＰＨ０〜ＰＨ７を
つくり、アンド回路６８〜７３によってインタロック
し、電流比較回路５０の出力ＵＰ〜ＷＮのいずれかが
「１」であっても、状態信号ＰＨ１〜ＰＨ６のうちの所
定の信号が「１」でなければフリップフロップ９２〜９
４がセット／リセットされないようにして、フリップフ
ロップ９２〜９４の出力信号ＵＦ〜ＷＦが１２０度位相
差の３相信号となるようにしている。デコーダ９５の真
理値表を表１に示す。

【００２２】

【表１】 ここで、フリップフロップ９２〜９４の初期状態は
「０」であるものとする。したがって、すべり周波数制
御などのたち上げ制御から波高値制御に切り替えた時点
ではすべてのフリップフロップの出力は「０」である。
このときにコンパレータ信号ＵＰ〜ＷＮでどのフリップ
フロップをセット／リセットするかをオア回路７４〜７
９アンド回路８０，８５で指示する。オア回路８６，９
１によって通常時のアンド回路６８〜７３、波高値制御
開始時のアンド回路８０〜８５の出力のオアをとって、
フリップフロップ９２〜９４に与えている。フリップフ
ロップ９２〜９４がすべて「１」になることはあっては
ならないが、ノイズなどの何らかの原因ですべて「１」
になったときに、その状態をＰＨ７とし、オア回路９６
でＰＨ０とオアを取って、波高値制御開示時と同じ論理
によって正常状態に復帰できるようにしている。

【００２３】図５はＰＷＭ制御回路５２の詳細を示すブ
ロック構成図である。図５において、１００〜１０５は
アンド回路、１０６〜１０８はオア回路、１０９〜１１
１は排他的論理和回路、１１２〜１１４はアンド回路、
１１５はオア回路、１１６は否定論理回路である。電流
比較回路５０の出力信号ＵＰ〜ＷＮおよび、転流制御回
路５１の出力する状態信号ＰＨ１〜ＰＨ６に基づいて、
同じく転流制御回路５１の出力する電圧の基本状態信号
ＵＦ〜ＷＦをＰＷＭ信号Ｕ１〜Ｗ１にそのまま出力する
か、論理を反転して出力するかをアンド回路１００〜１
０５、オア回路１０６〜１０８によって決定し、排他的
論理和回路１０９〜１１１によって論理を反転する。転
流制御回路５１の出力する状態信号ＰＨ０，ＰＨ７のい
ずれかが「１」であれば、オア回路１１５、否定論理回
路１１６、アンド回路１１２〜１１４によってＰＷＭ信
号Ｕ１〜Ｗ１はすべて「０」となる。

【００２４】データセレクタ２０には電流瞬時制御回路
１６の出力信号Ｕ０〜Ｗ０、電流周波高値制御回路１９
の出力信号Ｕ１〜Ｗ１が与えられ、たち上げ制御回路１
１から出力される切り替え信号６３によってＵ０〜Ｗ
０、Ｕ１〜Ｗ１のいずれかを選択して最終的なＰＷＭ信
号Ｕ，Ｖ，Ｗとして出力する。

【００２５】次に、上記のように構成される本実施例の
動作につき説明する。

【００２６】まず、簡単のため１８０度通電モードの場
合の電流波高値制御回路の作用について、図６に基づい
て説明する。図６において、ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは誘導発
電機２の出力電流波形、Ｉ１＊、−Ｉ１＊は電流波高値
の基準レベルであり、電流比較回路のヒステリシス幅の
下限及び上限も点線で示している。誘導機電流ＩＵが電
流波高値基準Ｉ１＊を上回る時刻ｔ１にてコンパレータ
６２の出力ＵＰは「１」となり、電流ＩＵがヒステリシ
ス幅の下限を下回る時刻ｔ３にて、ＵＰは「０」に戻
る。ＵＮ〜ＷＮも同様にして図のような波形となる。

【００２７】時刻ｔ１においてはＵＰが「１」、デコー
ダ９５の出力ＰＨ５も「１」であるから、アンド回路６
８、オア回路８６を介してフリップフロップ９２のセッ
ト端子に論理値「１」が与えられ、フリップフロップ９
２の出力ＶＦは「０」から「１」に変わる。これにより
デコーダ９５の出力ＰＨ５が「０」、ＰＨ６が「１」に
変化するのでオア回路８６の出力は図６のａのように時
刻ｔ１で「１」になった後、すぐに「０」に戻る。時刻
ｔ２にて電流ＩＷが−Ｉ１＊に達するとＷＮが「１」と
なり、ＰＨ６が「１」であることから、アンド回路７
３、オア回路９１を介して信号ｆによりフリップフロッ
プ９４はリセットされ、その出力信号ＵＦは「０」とな
る。以後も同様にして、フリップフロップ９２〜９４が
セット／リセットされ、ＵＦ〜ＷＦは図６のように１２
０度位相差の３相信号となる。

【００２８】図６のｇ，ｈ，ｊはＰＷＭ制御回路５２の
オア回路１０６，１０７，１０８の出力信号である。図
５におけるアンド回路１０１にはＰＨ６とＵＰが入力さ
れているから、時刻ｔ１からｔ２までの間、オア回路１
０６の出力は「１」となる。このため排他的論理和回路
１０９は、この間、もう一方の入力として与えられてい
る信号ＵＦを反転して出力する。信号ＰＨ３が「１」で
ある時刻ｔ４からｔ５までの間もオア回路１０６の出力
は「１」であり、やはり排他的論理和回路１０９の出力
は信号ＵＦを反転したものとなる。Ｖ相，Ｗ相も同様で
ある。

【００２９】この結果、アンド回路１１２，１１３，１
１４の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１はＵＦ，ＶＦ，ＷＦに対し
て６０度位相が進んだ信号となる。Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の
信号に基づいてコンバータ３のトランジスタを運転する
と電流は図７に示したＩＵ，ＩＶ，ＩＷの波形で安定に
制御される。誘導発電機２の相電圧は図６のＵ１，Ｖ
１，Ｗ１に相似の波形となる。ここで、各相の電流と電
圧の関係をみると、電流が電圧に対して１８０度弱の位
相遅れになっている。すなわち、誘導発電機２は発電状
態にあるということである。

【００３０】電圧形コンバータで誘導機を発電運転する
とき、１８０度通電モードでの誘導機出力電流と各相電
圧との関係は必ず図７のようになる。従来例で述べたす
べり周波数制御においてもこのようになる。

【００３１】ただし、これが成りたつのは誘導発電機２
の磁束が確立し、誘起電圧が生じている場合のみであ
る。誘起電圧がなければ、電流は端子電圧と発電機の巻
線のインピーダンスのみによって流れるので、発電機の
回転数とは関わりのない周波数となってしまう。これに
対し、磁束が確立していると誘起電圧が生じ、電流は端
子電圧と誘起電圧との差電圧によって流れる。誘起電圧
の周波数は回転数及びそのときの発電状態によって周波
数が決まる。波高値制御では、Ｉ１＊，−Ｉ１で、誘導
発電機２の電流の大きさを決めており、これにより発電
状態が定まる。すなわち、回転センサ無しで周波数が決
定される。一旦、電流波高値制御が正立すると、誘導発
電機２の回転数が変わっても、電流の周波数は回転数変
化に自動的に追従する。誘起電圧の周波数が回転数によ
って変わるからである。

【００３２】以上、図６にもとづいて、１８０度通電モ
ードの場合について説明したが、時刻ｔ１〜ｔ２の間、
ＵＰが「１」であるからＰＷＭ制御は行われず、結果的
に１８０度通電モードとなったのであり、電流波形が変
われば同一のロジックで自動的にＰＷＭ制御波形とな
る。もしｔ１後の電流ＩＵの減少が大きく、ヒステリシ
スの下限を下まわるとＵＰが「０」となり、オア回路１
０６の出力ｇが「０」となって出力Ｕ１にはＵＦがその
ままあらわれる。この結果、３相の電圧関係はＰＨ５と
同じになる。ＰＨ５ではＩＵは増加方向にある。つま
り、このロジックで電流ＩＵをヒステリシス幅内におさ
めるようにＰＷＭ制御が行われる。

【００３３】図７は、すべり周波数制御で誘導発電機を
発電動作させて磁束を確立させ、波高値制御に切り替え
るときの各部波形である。図７では、誘導発電機のＵ相
誘起電圧ｅＵ、発生トルクも示している。図７の時刻ｔ
６以前において誘起電圧、トルクが発生していることか
ら、すべり周波数制御により磁束が確立していることが
わかる。

【００３４】時刻ｔ６において、たち上げ制御回路１２
から波高値制御への切り替え信号が与えられ、それまで
電流瞬時値制御回路１６の出力Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０に基づ
いて運転されていたコンバータは、電流波高値制御回路
１９の出力Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に基づいて運転されるよう
になる。波高値制御回路１９の初期状態ではＵＦ，Ｖ
Ｆ，ＷＦすべてが「０」であり、デコーダ９５によって
ＰＨ０が「１」となる。したがって、ＰＷＭ制御回路５
２ではオア回路１１５、否定論理回路１１６、アンド回
路１１２〜１１４によってＵ１，Ｖ１，Ｗ１すべてが
「０」とされる。すなわち誘導発電機２の線間電圧はす
べて「０」となる。このとき、すでに磁束が確立し誘起
電圧が発生しているため、誘起電圧の大小関係によって
ある相の電流は増加する。

【００３５】図７では、ＩＵ，ＩＷが増加し、ほとんど
同時に波高値基準レベルＩ１＊，−Ｉ１＊に達している
ようにみえるが、わずかにＵＮの方が先に「１」となっ
ている。図４の転流制御回路５１において、ＰＨＯが
「１」、ＵＮが「１」であるので、オア回路７５，アン
ド回路８１，オア回路８７を介してフリップフロップ９
２にはリセット信号が、オア回路７６，アンド回路８
２，オア回路８８を介してフリップフロップ９３にはセ
ット信号が、オア回路７９，アンド回路８５，オア回路
９１を介してフリップフロップ９４にはリセット信号
が、それぞれ入力される。その結果、ＶＦは「０」、Ｗ
Ｆは「１」、ＵＦは「０」となる。デコーダの出力はＰ
Ｈ３が「１」となる。その直後にＷＰが「１」となり、
アンド回路７２，，オア回路９０を介してフリップフロ
ップ９４がセットされ、ＵＦが「１」となる。以後は先
に説明したようにして、波高値制御が行われる。

【００３６】図８及び図９は電流波高値基準を変化する
ことにより誘導発電機２のトルクを制御できることを示
すための図である。時刻ｔ７にて電流の波高値基準をス
テップ的に変化させると電流波形が徐々に変化して、１
８０度通電モードからＰＷＭ制御モードへと移行する。
このときトルクも小さくなっていく。図９では、ＰＷＭ
制御状態で安定したトルクを発生しており、波高値基準
によりトルクを、あるいは発電電力を制御できることが
わかる。

【００３７】以上ように、図１の回路より、すべり周波
数制御によって誘導発電機を発電状態としてたち上げた
後で波高値制御に切り替える発電制御が可能となる。

【００３８】この動作をもう一度概説すると、図１にお
いて、たち上げ制御回路１２に運転指令１１が入力され
ると、たち上げ制御回路１２はすべり周波数制御回路１
４に負のすべりを出力すると同時に、データセレクタ２
０のデータ入力を電流瞬時値制御回路１６側にセットす
る。すべりが負であるから、誘導発電機２は発電機とし
て動作する。最初は、磁束がないため誘起電圧はゼロで
あるが、すべり周波数制御による電流が流れることによ
り、磁束が徐々に大きくなって、誘起電圧の振幅が大き
くなっていく。また、トルクもそれとともに徐々にすべ
りと電流の大きさとで決まる値まで増加していき、発電
電力も増えていく。

【００３９】たち上げ制御回路１２は、電圧検出器１０
で検出した発電電圧が所定値を上まわると、しゃ断器６
をオンして負荷７を投入し、同時に電圧制御回路１３を
起動し、また、データセレクタ２０のデータ入力を電流
波高値制御回路１９にセットする。負荷７が投入された
ことにより発電電圧が下がると、電圧制御回路１３によ
り電流波高値基準１８を大きくして発電電圧が基準値に
等しくなるように制御する。以降、負荷変動に対しては
電圧制御回路１３により、また、原動機１の回転変動に
対しては電流波高値制御回路１９により、自動的に追従
制御が行なわれる。

【００４０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、電流瞬
時値制御により誘導発電機の立上げ運転を行なってその
磁束を確立させた後は、電流波高値制御により発電制御
を行う構成としたので、発電制御中に回転検出器を使用
する必要がなくなり、回転検出器の故障による発電停止
を防止することができる。

【００４１】また、立上げ運転時には回転検出器を用い
ることになるが、この場合に用いる回転検出器には、そ
れほど高い精度や分解能は不要となるので、従来よりも
安価な回転検出器を使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成図。

【図２】図１における電流波高値制御回路１９の構成
図。

【図３】図２における電流比較回路５０の詳細構成図。

【図４】図２における転流制御回路５１の詳細構成図。

【図５】図２におけるＰＷＭ制御回路５２の詳細構成
図。

【図６】図１又は図２における電流波高値制御回路の動
作説明図。

【図７】すべり周波数制御から電流波高値制御への切り
替え時の動作説明図。

【図８】波高値基準により発電制御が可能なことを示す
動作説明図。

【図９】波高値基準により発電制御が可能なことを示す
動作説明図。

【図１０】従来例の構成図。

【図１１】従来例の電流瞬時値制御回路の構成図。

【符号の説明】

１ 原動機 ２ 誘導発電機 ３ コンバータ（電力変換器） ８ 回転検出器 １１ たち上げ制御回路 １３ 電圧制御回路 １４ すべり周波数制御回路（周波数制御回路） １６ 電流瞬時値制御回路 １９ 電流波高値制御回路 ２１〜３２ トランジスタ（スイッチング素子）

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】原動機に駆動される三相誘導発電機の出力
   を、電力変換回路を介して負荷に供給するものであっ
   て、 前記誘導発電機の検出回転数に基いて、瞬時電流指令値
   を出力する周波数制御回路と、 前記瞬時電流指令値及び前記誘導発電機の検出出力電流
   値に基いて、スイッチング制御信号を前記電力変換器の
   スイッチング素子に対して出力する電流瞬時値制御回路
   と、 を備えた誘導発電機制御装置において、 前記誘導発電機の出力電流についての波高値基準と前記
   検出出力電流値との比較に基き、前記スイッチング制御
   信号を前記電力変換器のスイッチング素子に対して出力
   する電流波高値制御回路を備え、 前記誘導発電機の磁束を確立させるまでの立上げ運転を
   前記電流瞬時値制御回路からのスイッチング制御信号に
   より行ない、それ以降の運転を、前記電流波高値制御回
   路からのスイッチング制御信号により行うことを特徴と
   する誘導発電機制御装置。
2. 【請求項２】前記電流波高値制御回路は、 前記波高値基準と前記検出出力電流値との比較との比較
   に基いて、転流タイミングを決定するための論理値信号
   を出力する電流比較回路と、 前記論理値信号の入力に基き電圧同期信号を出力する転
   流制御回路と、 前記電圧同期信号及び前記論理値信号の入力に基いて、
   前記スイッチング制御信号を出力するＰＷＭ制御回路
   と、 から成り、 前記電流比較回路は、 前記波高値基準と前記検出出力電流値との偏差を出力す
   る各相毎の第１の減算器と、 前記波高値基準と極性反転回路を介して入力される前記
   検出出力電流値との偏差を出力する各相毎の第２の減算
   器と、 前記波高値基準に対して所定のヒステリシス幅を有して
   おり、前記第１の減算器からの偏差に基いて前記論理値
   信号を出力する各相毎の第１のヒステリシスコンパレー
   タと、 極性が反転された前記波高値基準に対して所定のヒステ
   リシス幅を有しており、前記第２の減算器からの偏差に
   基いて前記論理値信号を出力する各相毎の第２のヒステ
   リシスコンパレータと、 から成り、 前記転流制御回路は、 或る相に係る第１のヒステリシスコンパレータから、前
   記検出出力電流値が前記波高値基準を上回ったことを意
   味する論理値信号を入力した場合に、次の相に係る電圧
   同期信号を反転させ、 当該或る相に係る第２のヒステリシスコンパレータか
   ら、前記検出出力電流値が前記波高値基準を下回ったこ
   とを意味する論理値信号を入力した場合に、反転された
   当該次の相に係る電圧同期信号をさらに反転させる、 ものであることを特徴とする請求項１記載の誘導発電機
   制御装置。