JP2000152683A - ブラシレスｄｃモータの制御方法 - Google Patents
ブラシレスｄｃモータの制御方法Info
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- JP2000152683A JP2000152683A JP10324239A JP32423998A JP2000152683A JP 2000152683 A JP2000152683 A JP 2000152683A JP 10324239 A JP10324239 A JP 10324239A JP 32423998 A JP32423998 A JP 32423998A JP 2000152683 A JP2000152683 A JP 2000152683A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 位置検出エラーが生じる虞が無く、その結
果、過電流のトリップが生じる虞が無く、弱め界磁制御
が安定し、モータの最高回転数が増加するブラシレスＤ
Ｃモータの制御方法を提供する。 【解決手段】 交流電源２により入力され直流に変換さ
れた電圧をスイッチングによりブラシレスＤＣモータ３
に供給するとともに、予め記憶されている制御位相角デ
ータより各運転周波数に対応する制御位相角を設定し、
この設定された制御位相角に基づきブラシレスＤＣモー
タ３への出力電圧位相を調整するブラシレスＤＣモータ
の制御方法において、制御位相角は、各運転周波数より
求められた基準位相角と、電流検出回路３２により検出
される電流値３３に対応する基準位相角からの位相変位
量との和であることを特徴とする。
果、過電流のトリップが生じる虞が無く、弱め界磁制御
が安定し、モータの最高回転数が増加するブラシレスＤ
Ｃモータの制御方法を提供する。 【解決手段】 交流電源２により入力され直流に変換さ
れた電圧をスイッチングによりブラシレスＤＣモータ３
に供給するとともに、予め記憶されている制御位相角デ
ータより各運転周波数に対応する制御位相角を設定し、
この設定された制御位相角に基づきブラシレスＤＣモー
タ３への出力電圧位相を調整するブラシレスＤＣモータ
の制御方法において、制御位相角は、各運転周波数より
求められた基準位相角と、電流検出回路３２により検出
される電流値３３に対応する基準位相角からの位相変位
量との和であることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスＤＣモ
ータの制御方法に関し、特に、空調機の圧縮機駆動に好
適に用いられ、弱め磁界制御法を安定させることにより
最高回転数を増加させるブラシレスＤＣモータの制御方
法に関するものである。
ータの制御方法に関し、特に、空調機の圧縮機駆動に好
適に用いられ、弱め磁界制御法を安定させることにより
最高回転数を増加させるブラシレスＤＣモータの制御方
法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、空調機の圧縮機用ブラシレスＤＣ
モータを制御するには、交流電源を入力電源とするイン
バータ装置が用いられている。図５は従来の空調機用イ
ンバータ装置を示すブロック図、図６はこの空調機用イ
ンバータ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図
であり、図において、１はインバータ装置、２はインバ
ータ装置ｌの交流電源、３はインバータ装置１により制
御されるブラシレスＤＣモータである。
モータを制御するには、交流電源を入力電源とするイン
バータ装置が用いられている。図５は従来の空調機用イ
ンバータ装置を示すブロック図、図６はこの空調機用イ
ンバータ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図
であり、図において、１はインバータ装置、２はインバ
ータ装置ｌの交流電源、３はインバータ装置１により制
御されるブラシレスＤＣモータである。
【０００３】このインバータ装置１では、交流電源２か
ら入力される電圧をＡＣ／ＤＣコンバータ４により所定
の直流電圧に変換し、その後平滑コンデンサ５で平滑化
された直流電圧をスイッチング回路６でスイッチング
し、ブラシレスＤＣモータ３に交流電圧を供給してい
る。前記スイッチング回路６は、これを駆動するドライ
ブ回路７とマイコンを用いた制御回路８により制御され
ている。
ら入力される電圧をＡＣ／ＤＣコンバータ４により所定
の直流電圧に変換し、その後平滑コンデンサ５で平滑化
された直流電圧をスイッチング回路６でスイッチング
し、ブラシレスＤＣモータ３に交流電圧を供給してい
る。前記スイッチング回路６は、これを駆動するドライ
ブ回路７とマイコンを用いた制御回路８により制御され
ている。
【０００４】但し、空調機の圧縮機用ブラシレスＤＣモ
ータの制御においては、高速サーボ装置のように俊敏な
応答性や高精度の速度制御性までは必要とされていない
ために、制御回路８では、メモリー９上に記憶されてい
る制御位相角のデータ１０、すなわち位置検出回路１１
から制御回路８に入力される位置検出信号ｌ２に対する
制御電圧出力波形の制御位相角のデータ１０を各周波数
ｆiごとに参照することで、ブラシレスＤＣモータ３の
制御を行っている。
ータの制御においては、高速サーボ装置のように俊敏な
応答性や高精度の速度制御性までは必要とされていない
ために、制御回路８では、メモリー９上に記憶されてい
る制御位相角のデータ１０、すなわち位置検出回路１１
から制御回路８に入力される位置検出信号ｌ２に対する
制御電圧出力波形の制御位相角のデータ１０を各周波数
ｆiごとに参照することで、ブラシレスＤＣモータ３の
制御を行っている。
【０００５】表１に、この運転周波数ｆ（Ｈｚ）と制御
位相角θ（ｄｅｇ）のデータの一例を示す。
位相角θ（ｄｅｇ）のデータの一例を示す。
【表１】
【０００６】制御回路８の内部における処理では、位相
の制御はインバータ電圧の出力タイミングを制御するタ
イマの値となるので、各運転周波数ｆ毎に、制御位相角
θに相当するタイマ値ｔcが書き込まれることになる。
また、位置検出回路１１では、ブラシレスＤＣモータ３
のロータ３ａの回転位置を、モータ３の誘起電圧を利用
して検出している。
の制御はインバータ電圧の出力タイミングを制御するタ
イマの値となるので、各運転周波数ｆ毎に、制御位相角
θに相当するタイマ値ｔcが書き込まれることになる。
また、位置検出回路１１では、ブラシレスＤＣモータ３
のロータ３ａの回転位置を、モータ３の誘起電圧を利用
して検出している。
【０００７】この位置検出回路１１では、ブラシレスＤ
Ｃモータ３の電機子巻線の端子電圧を入力し、スイッチ
ング回路６から出力されるＰＷＭ信号やスパイク電圧を
除去するために、図６に示すように、各相の端子２１ａ
〜２１ｃそれぞれにおける端子電圧（誘起電圧）Ｕ、
Ｖ、Ｗを、交流結合＆積分回路２２ａ〜２２ｃによりそ
れぞれ積分し、これらの積分した信号を、信号比較回路
２３ａ〜２３ｃにおいて所定の信号（ここでは他の一相
の信号）と比較して通電の切り替えタイミングを生成
し、出力信号発生回路２４により位置検出出力信号２５
を出力している。この位置検出回路１１には、運転周波
数ｆに対して位置検出回路１１より出力する位置検出信
号ｌ２の位相が変化してしまうという特性はあるが、運
転周波数ｆ毎に上述した表１に示すようなテーブルを持
つことで対応している。
Ｃモータ３の電機子巻線の端子電圧を入力し、スイッチ
ング回路６から出力されるＰＷＭ信号やスパイク電圧を
除去するために、図６に示すように、各相の端子２１ａ
〜２１ｃそれぞれにおける端子電圧（誘起電圧）Ｕ、
Ｖ、Ｗを、交流結合＆積分回路２２ａ〜２２ｃによりそ
れぞれ積分し、これらの積分した信号を、信号比較回路
２３ａ〜２３ｃにおいて所定の信号（ここでは他の一相
の信号）と比較して通電の切り替えタイミングを生成
し、出力信号発生回路２４により位置検出出力信号２５
を出力している。この位置検出回路１１には、運転周波
数ｆに対して位置検出回路１１より出力する位置検出信
号ｌ２の位相が変化してしまうという特性はあるが、運
転周波数ｆ毎に上述した表１に示すようなテーブルを持
つことで対応している。
【０００８】ここで、ブラシレスＤＣモータ３において
は、平滑コンデンサ５の直流電圧及び出力トルクが一定
の場合には、ブラシレスＤＣモータ３の特性によって決
まる誘起電圧により最高回転数に限界がある。しかしな
がら、空調機の低温暖房時のように、高速回転は必要で
あるが出力トルクはそれ程要求されないような運転条件
においては、効率を若干犠牲にしてもｌ〜２割方高い高
速回転をさせたいという要求があり、この要求に対応す
るために弱め界磁制御を行うことで対処している。例え
ば、空調機の場合に弱め界磁制御を行うには、制御回路
８において、メモリー９上に記億されている制御位相角
θのデータを、予め各周波数ｆi毎に所定の量だけイン
バータ装置ｌの出力電圧波形が進む方向に設定すること
で対応している。
は、平滑コンデンサ５の直流電圧及び出力トルクが一定
の場合には、ブラシレスＤＣモータ３の特性によって決
まる誘起電圧により最高回転数に限界がある。しかしな
がら、空調機の低温暖房時のように、高速回転は必要で
あるが出力トルクはそれ程要求されないような運転条件
においては、効率を若干犠牲にしてもｌ〜２割方高い高
速回転をさせたいという要求があり、この要求に対応す
るために弱め界磁制御を行うことで対処している。例え
ば、空調機の場合に弱め界磁制御を行うには、制御回路
８において、メモリー９上に記億されている制御位相角
θのデータを、予め各周波数ｆi毎に所定の量だけイン
バータ装置ｌの出力電圧波形が進む方向に設定すること
で対応している。
【０００９】図７は、従来の制御法によりブラシレスＤ
Ｃモータ３を駆動した際の、運転周波数ｆの指令値が７
２００ｒｐｍ、負荷トルクが２０ｋｇｆＣｍにおけるモ
ータ線間（Ｕ−Ｖ間）の電圧波形Ｖ及びモータ相（Ｕ
相）の電流波形Ｉを示す図である。ここで、同図（ａ）
はインバータ出力制御位相進み角が小の場合、同図
（ｂ）はインバータ出力制御位相進み角が中の場合、同
図（ｃ）はインバータ出力制御位相進み角が大の場合を
示す。
Ｃモータ３を駆動した際の、運転周波数ｆの指令値が７
２００ｒｐｍ、負荷トルクが２０ｋｇｆＣｍにおけるモ
ータ線間（Ｕ−Ｖ間）の電圧波形Ｖ及びモータ相（Ｕ
相）の電流波形Ｉを示す図である。ここで、同図（ａ）
はインバータ出力制御位相進み角が小の場合、同図
（ｂ）はインバータ出力制御位相進み角が中の場合、同
図（ｃ）はインバータ出力制御位相進み角が大の場合を
示す。
【００１０】図８は、従来の制卸法によりブラシレスＤ
Ｃモータ３を駆動した際におけるモータ相電圧・モータ
電流及び位置検出回路１１の各信号波形を示す図であ
る。図において、はロータ３ａの位置を等価的に示す
Ｕ相誘起電圧のゼロクロスポイントに調整した工ンコー
ダ信号（１パルス／１回転）、は位置検出回路１１の
出力信号、はモータ相電圧（Ｗ相）、は位置検出回
路１１の内部信号（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を交流結合＆積分回路
２２ａ〜２２ｃによりそれぞれ積分した後の出力、は
モータ電流（Ｗ相、Ｕ相）である。なお、図９には、ロ
ータ３ａの位置検出回路１１における実際のモータ電流
一位置検出回路信号出力の位相進み角特性を示してい
る。
Ｃモータ３を駆動した際におけるモータ相電圧・モータ
電流及び位置検出回路１１の各信号波形を示す図であ
る。図において、はロータ３ａの位置を等価的に示す
Ｕ相誘起電圧のゼロクロスポイントに調整した工ンコー
ダ信号（１パルス／１回転）、は位置検出回路１１の
出力信号、はモータ相電圧（Ｗ相）、は位置検出回
路１１の内部信号（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を交流結合＆積分回路
２２ａ〜２２ｃによりそれぞれ積分した後の出力、は
モータ電流（Ｗ相、Ｕ相）である。なお、図９には、ロ
ータ３ａの位置検出回路１１における実際のモータ電流
一位置検出回路信号出力の位相進み角特性を示してい
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の圧縮機用ブラシレスＤＣモータ３の制御法において
は、位置検出回路１１は、運転周波数ｆに対して制御位
相角θが変化してしまうばかりてはなく、ブラシレスＤ
Ｃモータ３の電流によってもスイッチング回路６内にお
けるダイオード環流期間の増大により、位置検出信号１
２の位相が進んでしまうという問題点があった。
来の圧縮機用ブラシレスＤＣモータ３の制御法において
は、位置検出回路１１は、運転周波数ｆに対して制御位
相角θが変化してしまうばかりてはなく、ブラシレスＤ
Ｃモータ３の電流によってもスイッチング回路６内にお
けるダイオード環流期間の増大により、位置検出信号１
２の位相が進んでしまうという問題点があった。
【００１２】特に、運転周波数ｆが最高速域の場合に
は、弱め界磁制御を行うためにインバータの出力電圧の
位相を進める必要があるが、図７に示すように、制御回
路８及びドライブ回路７によりそれ自体が出力している
信号や還流ダイオードの影響により誘起電圧が隠れるよ
うになってしまい、検出が難しくなる。さらに、負荷が
大きくなつてモータ電流が増大したような場合には、誘
起電圧の検出が不可能となり、位置検出エラーにより過
電流がトリップし易くなるという問題点があった。
は、弱め界磁制御を行うためにインバータの出力電圧の
位相を進める必要があるが、図７に示すように、制御回
路８及びドライブ回路７によりそれ自体が出力している
信号や還流ダイオードの影響により誘起電圧が隠れるよ
うになってしまい、検出が難しくなる。さらに、負荷が
大きくなつてモータ電流が増大したような場合には、誘
起電圧の検出が不可能となり、位置検出エラーにより過
電流がトリップし易くなるという問題点があった。
【００１３】なお、運転周波数ｆが最高速域ではない低
・中速域の場合では、弱め界磁制御によりインバータの
出力電圧の位相を進める必要がないので、各周波数での
設計ポイントでインバータの出力電圧の位相を設定して
やれば、誘起電圧の検出の有無はあまり問題とされな
い。
・中速域の場合では、弱め界磁制御によりインバータの
出力電圧の位相を進める必要がないので、各周波数での
設計ポイントでインバータの出力電圧の位相を設定して
やれば、誘起電圧の検出の有無はあまり問題とされな
い。
【００１４】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
のであって、位置検出エラーが生じる虞が無く、その結
果、過電流のトリップが生じる虞が無く、弱め界磁制御
が安定し、モータの最高回転数が増加するブラシレスＤ
Ｃモータの制御方法を提供することを目的とする。
のであって、位置検出エラーが生じる虞が無く、その結
果、過電流のトリップが生じる虞が無く、弱め界磁制御
が安定し、モータの最高回転数が増加するブラシレスＤ
Ｃモータの制御方法を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は次の様なブラシレスＤＣモータの制御方法
を提供する。すなわち、請求項１記載のブラシレスＤＣ
モータの制御方法は、交流電源により入力され直流に変
換された電圧をスイッチングによりブラシレスＤＣモー
タに供給するとともに、予め記憶されている制御位相角
データより各運転周波数に対応する制御位相角を設定
し、この設定された制御位相角に基づきブラシレスＤＣ
モータへの出力電圧位相を調整するブラシレスＤＣモー
タの制御方法において、前記制御位相角は、前記各運転
周波数より求められた基準位相角と、電流検出回路によ
り検出される電流値に対応する前記基準位相角からの位
相変位量との和であることを特徴としている。
に、本発明は次の様なブラシレスＤＣモータの制御方法
を提供する。すなわち、請求項１記載のブラシレスＤＣ
モータの制御方法は、交流電源により入力され直流に変
換された電圧をスイッチングによりブラシレスＤＣモー
タに供給するとともに、予め記憶されている制御位相角
データより各運転周波数に対応する制御位相角を設定
し、この設定された制御位相角に基づきブラシレスＤＣ
モータへの出力電圧位相を調整するブラシレスＤＣモー
タの制御方法において、前記制御位相角は、前記各運転
周波数より求められた基準位相角と、電流検出回路によ
り検出される電流値に対応する前記基準位相角からの位
相変位量との和であることを特徴としている。
【００１６】請求項２記載のブラシレスＤＣモータの制
御方法は、請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御
方法において、前記電流値は、交流電流値、モータ電流
値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組み
合わせからなることを特徴としている。
御方法は、請求項１記載のブラシレスＤＣモータの制御
方法において、前記電流値は、交流電流値、モータ電流
値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組み
合わせからなることを特徴としている。
【００１７】本発明の請求項１記載のブラシレスＤＣモ
ータの制御方法では、制御位相角を、各運転周波数より
求められた基準位相角と、電流検出回路により検出され
る電流値に対応する前記基準位相角からの位相変位量と
の和としたことにより、弱め界磁制御によるブラシレス
ＤＣモータへの出力電圧位相の進み量を、負荷に応じて
調整することが可能になり、誘起電圧が検出できなくな
る虞が無くなり、位置検出エラーが無くなり、その結
果、過電流トリップが生じる虞が無くなる。これによ
り、弱め界磁制御が安定し、ブラシレスＤＣモータの最
高回転数が増加する。
ータの制御方法では、制御位相角を、各運転周波数より
求められた基準位相角と、電流検出回路により検出され
る電流値に対応する前記基準位相角からの位相変位量と
の和としたことにより、弱め界磁制御によるブラシレス
ＤＣモータへの出力電圧位相の進み量を、負荷に応じて
調整することが可能になり、誘起電圧が検出できなくな
る虞が無くなり、位置検出エラーが無くなり、その結
果、過電流トリップが生じる虞が無くなる。これによ
り、弱め界磁制御が安定し、ブラシレスＤＣモータの最
高回転数が増加する。
【００１８】請求項２記載のブラシレスＤＣモータの制
御方法では、前記電流値を、交流電流値、モータ電流
値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組み
合わせとしたことにより、これらの電流値のいずれか１
つ、または２つ以上の組み合わせから、前記基準位相角
からの位相変位量が求められ、該位相変位量の正確度が
増す。これにより、ブラシレスＤＣモータへの出力電圧
位相の進み量の調整がより正確になり、弱め界磁制御が
さらに安定し、増加したブラシレスＤＣモータの最高回
転数が安定する。
御方法では、前記電流値を、交流電流値、モータ電流
値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組み
合わせとしたことにより、これらの電流値のいずれか１
つ、または２つ以上の組み合わせから、前記基準位相角
からの位相変位量が求められ、該位相変位量の正確度が
増す。これにより、ブラシレスＤＣモータへの出力電圧
位相の進み量の調整がより正確になり、弱め界磁制御が
さらに安定し、増加したブラシレスＤＣモータの最高回
転数が安定する。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明のブラシレスＤＣモータの
制御方法の各実施形態について図面に基づき説明する。 ［第１の実施形態］図１は本発明のブラシレスＤＣモー
タの制御方法が適用された第１の実施形態の空調機用イ
ンバータ装置を示すブロック図、図２はこの空調機用イ
ンバータ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図
であり、これらの図において、図５及び図６に示す従来
の空調機用インバータ装置及びロータの位置検出回路と
同一の構成要素については同一の符号を付し、説明を省
略する。
制御方法の各実施形態について図面に基づき説明する。 ［第１の実施形態］図１は本発明のブラシレスＤＣモー
タの制御方法が適用された第１の実施形態の空調機用イ
ンバータ装置を示すブロック図、図２はこの空調機用イ
ンバータ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図
であり、これらの図において、図５及び図６に示す従来
の空調機用インバータ装置及びロータの位置検出回路と
同一の構成要素については同一の符号を付し、説明を省
略する。
【００２０】本実施形態の空調機用インバータ装置及び
ロータの位置検出回路が、上述した従来の空調機用イン
バータ装置及びロータの位置検出回路と異なる点は、交
流電源２とインバータ装置３１のＡＣ／ＤＣコンバータ
４との間に、入力する交流電流を検出するための交流電
流検出回路３２を設け、この交流電流検出回路３２によ
り検出した交流電流値３３を電気信号として制御回路３
４に入力し、この制御回路３４において前記交流電流値
３３及び運転周波数より負荷の大きさを推定し、インバ
ータ装置３１の出力電圧位相を調整する点である。
ロータの位置検出回路が、上述した従来の空調機用イン
バータ装置及びロータの位置検出回路と異なる点は、交
流電源２とインバータ装置３１のＡＣ／ＤＣコンバータ
４との間に、入力する交流電流を検出するための交流電
流検出回路３２を設け、この交流電流検出回路３２によ
り検出した交流電流値３３を電気信号として制御回路３
４に入力し、この制御回路３４において前記交流電流値
３３及び運転周波数より負荷の大きさを推定し、インバ
ータ装置３１の出力電圧位相を調整する点である。
【００２１】このインバータ装置３１の出力電圧位相を
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎に交流電流負荷特性を算出又は測定してテーブル化
しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラシ
レスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め界
磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一つ
の制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、入
力する交流電流を検出する交流電流検出回路３２で検出
した電流値の大きさに対応して、複数の制御位相角を有
するデータテーブルを作成しておく。
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎に交流電流負荷特性を算出又は測定してテーブル化
しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラシ
レスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め界
磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一つ
の制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、入
力する交流電流を検出する交流電流検出回路３２で検出
した電流値の大きさに対応して、複数の制御位相角を有
するデータテーブルを作成しておく。
【００２２】特に、制御位相角の進めすぎにより誘起電
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。表２に、実運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の
制御位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量そ
れぞれのデータの一例を示す。
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。表２に、実運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の
制御位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量そ
れぞれのデータの一例を示す。
【表２】
【００２３】この表２では、制御位相角を用いて表して
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタイマ
値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制御回
路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基準の
制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出される交
流電流値３３の大きさをｋ段階に分け、交流電流の大き
さに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量を決
定する。例えば、交流電流の大きさがｉ番目の段階に入
る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量をΔθi
とする。
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタイマ
値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制御回
路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基準の
制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出される交
流電流値３３の大きさをｋ段階に分け、交流電流の大き
さに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量を決
定する。例えば、交流電流の大きさがｉ番目の段階に入
る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量をΔθi
とする。
【００２４】これにより、実際の制御位相角θは、実運
転周波数ｆ及び交流電流値３３（Ｉ i）に対応して、θ
＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、交流電流
値３３の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル化す
る必要はない。例えば、制御位相角θを交流電流の関数
として表すことができれば、計算式を用いて設定するこ
とも可能である。
転周波数ｆ及び交流電流値３３（Ｉ i）に対応して、θ
＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、交流電流
値３３の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル化す
る必要はない。例えば、制御位相角θを交流電流の関数
として表すことができれば、計算式を用いて設定するこ
とも可能である。
【００２５】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、交流電源２とインバータ装置３１のＡＣ／ＤＣコン
バータ４との間に交流電流検出回路３２を設け、この交
流電流検出回路３２により検出した交流電流値３３を電
気信号として制御回路３４に入力し、この制御回路３４
において交流電流値３３及び運転周波数より負荷の大き
さを推定し、インバータ装置３１の出力電圧位相を調整
するので、負荷の大きさに応じて弱め界磁制御によるイ
ンバータ装置３１の出力電圧位相の進み量を調整するこ
とにより、誘起電圧が検出不能となるのを避けることが
でき、位置検出エラーにより過電流トリップが生じるの
を防止することができる。したがって、弱め界磁制御を
安定的に行うことができ、圧縮機用ブラシレスＤＣモー
タの最高回転数を増大させることができる。
ば、交流電源２とインバータ装置３１のＡＣ／ＤＣコン
バータ４との間に交流電流検出回路３２を設け、この交
流電流検出回路３２により検出した交流電流値３３を電
気信号として制御回路３４に入力し、この制御回路３４
において交流電流値３３及び運転周波数より負荷の大き
さを推定し、インバータ装置３１の出力電圧位相を調整
するので、負荷の大きさに応じて弱め界磁制御によるイ
ンバータ装置３１の出力電圧位相の進み量を調整するこ
とにより、誘起電圧が検出不能となるのを避けることが
でき、位置検出エラーにより過電流トリップが生じるの
を防止することができる。したがって、弱め界磁制御を
安定的に行うことができ、圧縮機用ブラシレスＤＣモー
タの最高回転数を増大させることができる。
【００２６】［第２の実施形態］図３は本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御方法が適用された第２の実施形態
の空調機用インバータ装置を示すブロック図であり、こ
の空調機用インバータ装置のロータの位置検出回路のブ
ロック図は、図２に示す上述した第１の実施形態のブロ
ック図と同様である。
レスＤＣモータの制御方法が適用された第２の実施形態
の空調機用インバータ装置を示すブロック図であり、こ
の空調機用インバータ装置のロータの位置検出回路のブ
ロック図は、図２に示す上述した第１の実施形態のブロ
ック図と同様である。
【００２７】この空調機用インバータ装置４１が、上述
した第１の実施形態の空調機用インバータ装置３１と異
なる点は、スイッチング回路６とブラシレスＤＣモータ
３の間にモータ電流を検出するためのモータ電流検出回
路４２ａ、４２ｂを設け、これらのモータ電流検出回路
４２ａ、４２ｂより出力されるモータ電流値４３を制御
回路３４に入力し、制御回路３４において入力されたモ
ータ電流値４３及び運転周波数ｆより負荷の大きさを推
定し、インバータ装置４１の出力電圧位相を調整する点
である。
した第１の実施形態の空調機用インバータ装置３１と異
なる点は、スイッチング回路６とブラシレスＤＣモータ
３の間にモータ電流を検出するためのモータ電流検出回
路４２ａ、４２ｂを設け、これらのモータ電流検出回路
４２ａ、４２ｂより出力されるモータ電流値４３を制御
回路３４に入力し、制御回路３４において入力されたモ
ータ電流値４３及び運転周波数ｆより負荷の大きさを推
定し、インバータ装置４１の出力電圧位相を調整する点
である。
【００２８】このインバータ装置４１の出力電圧位相を
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎にモータ電流負荷特性を算出又は測定してテーブル
化しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラ
シレスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め
界磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一
つの制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、
モータ電流検出回路４２ａ、４２ｂで検出されるモータ
電流値４３の大きさに対応して、複数の制御位相角を有
するデータテーブルを作成しておく。
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎にモータ電流負荷特性を算出又は測定してテーブル
化しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラ
シレスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め
界磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一
つの制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、
モータ電流検出回路４２ａ、４２ｂで検出されるモータ
電流値４３の大きさに対応して、複数の制御位相角を有
するデータテーブルを作成しておく。
【００２９】特に、制御位相角の進めすぎにより誘起電
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。実際の運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の制御
位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量それぞ
れのデータは、第１の実施形態の表２に示したものと同
様である。
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。実際の運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の制御
位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量それぞ
れのデータは、第１の実施形態の表２に示したものと同
様である。
【００３０】この表２では、制御位相角を用いて表して
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実際の運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタ
イマ値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制
御回路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基
準の制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出され
るモータ電流値の大きさをｋ段階に分け、モータ電流の
大きさに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量
を決定する。例えば、モータ電流の大きさがｉ番目の段
階に入る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量
をΔθiとする。
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実際の運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタ
イマ値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制
御回路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基
準の制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出され
るモータ電流値の大きさをｋ段階に分け、モータ電流の
大きさに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量
を決定する。例えば、モータ電流の大きさがｉ番目の段
階に入る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量
をΔθiとする。
【００３１】これにより、実際の制御位相角θは、実際
の運転周波数ｆ及びモータ電流値４３（ＩMi）に対応し
て、θ＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、モ
ータ電流値の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル
化する必要はない。例えば、制御位相角θをモータ電流
の関数として表すことができれば、計算式を用いて設定
することも可能である。
の運転周波数ｆ及びモータ電流値４３（ＩMi）に対応し
て、θ＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、モ
ータ電流値の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル
化する必要はない。例えば、制御位相角θをモータ電流
の関数として表すことができれば、計算式を用いて設定
することも可能である。
【００３２】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、スイッチング回路６とブラシレスＤＣモータ３の間
にモータ電流検出回路４２ａ、４２ｂを設け、これらの
モータ電流検出回路４２ａ、４２ｂより出力されるモー
タ電流値４３を制御回路３４に入力し、制御回路３４に
おいてモータ電流値４３及び運転周波数ｆより負荷の大
きさを推定し、インバータ装置４１の出力電圧位相を調
整するので、負荷の大きさに応じて弱め界磁制御による
インバータ装置４１の出力電圧位相の進み量を調整する
ことにより、誘起電圧が検出不能となるのを避けること
ができ、位置検出エラーにより過電流トリップが生じる
のを防止することができる。したがって、弱め界磁制御
を安定的に行うことができ、圧縮機用ブラシレスＤＣモ
ータの最高回転数を増大させることができる。
ば、スイッチング回路６とブラシレスＤＣモータ３の間
にモータ電流検出回路４２ａ、４２ｂを設け、これらの
モータ電流検出回路４２ａ、４２ｂより出力されるモー
タ電流値４３を制御回路３４に入力し、制御回路３４に
おいてモータ電流値４３及び運転周波数ｆより負荷の大
きさを推定し、インバータ装置４１の出力電圧位相を調
整するので、負荷の大きさに応じて弱め界磁制御による
インバータ装置４１の出力電圧位相の進み量を調整する
ことにより、誘起電圧が検出不能となるのを避けること
ができ、位置検出エラーにより過電流トリップが生じる
のを防止することができる。したがって、弱め界磁制御
を安定的に行うことができ、圧縮機用ブラシレスＤＣモ
ータの最高回転数を増大させることができる。
【００３３】［第３の実施形態］図４は本発明のブラシ
レスＤＣモータの制御方法が適用された第３の実施形態
の空調機用インバータ装置を示すブロック図であり、こ
の空調機用インバータ装置のロータの位置検出回路のブ
ロック図は、図２に示す上述した第１の実施形態のブロ
ック図と同様である。
レスＤＣモータの制御方法が適用された第３の実施形態
の空調機用インバータ装置を示すブロック図であり、こ
の空調機用インバータ装置のロータの位置検出回路のブ
ロック図は、図２に示す上述した第１の実施形態のブロ
ック図と同様である。
【００３４】この空調機用インバータ装置５１が、上述
した第１及び第２の実施形態の空調機用インバータ装置
３１、４１と異なる点は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とス
イッチング回路６との間に直流電流を検出するための直
流電流検出回路５２を設け、この直流電流検出回路５２
により出力される直流電流値５３を制御回路３４に入力
し、制御回路３４において入力された直流電流値５３及
び運転周波数ｆより負荷の大きさを推定し、インバータ
装置５１の出力電圧位相を調整する点である。
した第１及び第２の実施形態の空調機用インバータ装置
３１、４１と異なる点は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とス
イッチング回路６との間に直流電流を検出するための直
流電流検出回路５２を設け、この直流電流検出回路５２
により出力される直流電流値５３を制御回路３４に入力
し、制御回路３４において入力された直流電流値５３及
び運転周波数ｆより負荷の大きさを推定し、インバータ
装置５１の出力電圧位相を調整する点である。
【００３５】このインバータ装置５１の出力電圧位相を
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎に直流電流負荷特性を算出又は測定してテーブル化
しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラシ
レスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め界
磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一つ
の制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、直
流電流検出回路５２により検出される直流電流値５３の
大きさに対応して、複数の制御位相角を有するデータテ
ーブルを作成しておく。
調整するには、予めオフラインにて、位置検出回路１１
のモータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて、各周波
数毎に直流電流負荷特性を算出又は測定してテーブル化
しておく。すなわち、制御回路３４においては、ブラシ
レスＤＣモータの高速運転域を拡大しようとして弱め界
磁制御を実施する際に、従来の各運転周波数ｆ毎に一つ
の制御位相角θが対応するデータテ−ブルではなく、直
流電流検出回路５２により検出される直流電流値５３の
大きさに対応して、複数の制御位相角を有するデータテ
ーブルを作成しておく。
【００３６】特に、制御位相角の進めすぎにより誘起電
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。実際の運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の制御
位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量それぞ
れのデータは、第１の実施形態の表２に示したものと同
様である。
圧が検出不能とならないように、位置検出回路１１のモ
ータ電流一位相進み角特性を考慮に入れて制御位相角を
設定する。これにより、弱め界磁制御を安定して行うこ
とができる。実際の運転周波数ｆ（Ｈｚ）、基準の制御
位相角θ0（ｄｅｇ）、各レベル毎の位相変位量それぞ
れのデータは、第１の実施形態の表２に示したものと同
様である。
【００３７】この表２では、制御位相角を用いて表して
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実際の運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタ
イマ値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制
御回路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基
準の制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出され
る直流電流値の大きさをｋ段階に分け、直流電流の大き
さに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量を決
定する。例えば、直流電流の大きさがｉ番目の段階に入
る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量をΔθi
とする。
いるが、実際の制御回路３４のマイコンのテーブル上で
は、実際の運転周波数ｆ毎の制御位相角θに対応するタ
イマ値が書き込まれることになる。ここでは、従来の制
御回路８で用いた各運転周波数ｆ毎の制御位相角θを基
準の制御位相角θ0（ｄｅｇ）とする。また、検出され
る直流電流値の大きさをｋ段階に分け、直流電流の大き
さに応じて基準の制御位相角θ0からの位相変位量を決
定する。例えば、直流電流の大きさがｉ番目の段階に入
る場合、基準の制御位相角θ0からの位相変位量をΔθi
とする。
【００３８】これにより、実際の制御位相角θは、実際
の運転周波数ｆ及び直流電流値５３（ＩDi）に対応し
て、θ＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、直
流電流値の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル化
する必要はない。例えば、制御位相角θを直流電流の関
数として表すことができれば、計算式を用いて設定する
ことも可能である。
の運転周波数ｆ及び直流電流値５３（ＩDi）に対応し
て、θ＝θ0＋Δθiと設定することができる。なお、直
流電流値の大きさを必ずしもｋ段階に分けてテーブル化
する必要はない。例えば、制御位相角θを直流電流の関
数として表すことができれば、計算式を用いて設定する
ことも可能である。
【００３９】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とスイッチング回路６との
間に直流電流検出回路５２を設け、この直流電流検出回
路５２により出力される直流電流値５３を制御回路３４
に入力し、制御回路３４において直流電流値５３及び運
転周波数ｆより負荷の大きさを推定し、インバータ装置
５１の出力電圧位相を調整するので、負荷の大きさに応
じて弱め界磁制御によるインバータ装置５１の出力電圧
位相の進み量を調整することにより、誘起電圧が検出不
能となるのを避けることができ、位置検出エラーにより
過電流トリップが生じるのを防止することができる。し
たがって、弱め界磁制御を安定的に行うことができ、圧
縮機用ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増大させる
ことができる。
ば、ＡＣ／ＤＣコンバータ４とスイッチング回路６との
間に直流電流検出回路５２を設け、この直流電流検出回
路５２により出力される直流電流値５３を制御回路３４
に入力し、制御回路３４において直流電流値５３及び運
転周波数ｆより負荷の大きさを推定し、インバータ装置
５１の出力電圧位相を調整するので、負荷の大きさに応
じて弱め界磁制御によるインバータ装置５１の出力電圧
位相の進み量を調整することにより、誘起電圧が検出不
能となるのを避けることができ、位置検出エラーにより
過電流トリップが生じるのを防止することができる。し
たがって、弱め界磁制御を安定的に行うことができ、圧
縮機用ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増大させる
ことができる。
【００４０】以上、本発明のブラシレスＤＣモータの制
御方法が適用された空調機用インバータ装置の各実施形
態について図面に基づき説明してきたが、具体的な構成
は本実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨
を逸脱しない範囲で設計の変更等が可能である。例え
ば、交流電流検出回路３２、モータ電流検出回路４２
ａ、４２ｂ、直流電流検出回路５２の２つ以上を組み合
わせ、交流電流値３３、モータ電流値４３、直流電流値
５３の２つ以上を同時に制御回路３４に入力し、これら
の複数の電流値から所定の制御位相角を設定するように
しても同様の効果を得ることができる。
御方法が適用された空調機用インバータ装置の各実施形
態について図面に基づき説明してきたが、具体的な構成
は本実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨
を逸脱しない範囲で設計の変更等が可能である。例え
ば、交流電流検出回路３２、モータ電流検出回路４２
ａ、４２ｂ、直流電流検出回路５２の２つ以上を組み合
わせ、交流電流値３３、モータ電流値４３、直流電流値
５３の２つ以上を同時に制御回路３４に入力し、これら
の複数の電流値から所定の制御位相角を設定するように
しても同様の効果を得ることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明した様に、本発明の請求項１記
載のブラシレスＤＣモータの制御方法によれば、制御位
相角を、各運転周波数より求められた基準位相角と、電
流検出回路により検出される電流値に対応する前記基準
位相角からの位相変位量との和としたことにより、弱め
界磁制御によるブラシレスＤＣモータへの出力電圧位相
の進み量を負荷に応じて調整することができ、誘起電圧
が検出できなくなる虞が無くなり、位置検出エラーが無
くなり、その結果、過電流トリップが生じる虞が無くな
る。したがって、弱め界磁制御を安定させることがで
き、ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増加させるこ
とができる。
載のブラシレスＤＣモータの制御方法によれば、制御位
相角を、各運転周波数より求められた基準位相角と、電
流検出回路により検出される電流値に対応する前記基準
位相角からの位相変位量との和としたことにより、弱め
界磁制御によるブラシレスＤＣモータへの出力電圧位相
の進み量を負荷に応じて調整することができ、誘起電圧
が検出できなくなる虞が無くなり、位置検出エラーが無
くなり、その結果、過電流トリップが生じる虞が無くな
る。したがって、弱め界磁制御を安定させることがで
き、ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増加させるこ
とができる。
【００４２】請求項２記載のブラシレスＤＣモータの制
御方法によれば、前記電流値を、交流電流値、モータ電
流値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組
み合わせとしたので、これらの電流値のいずれか１つ、
または２つ以上の組み合わせにより前記基準位相角から
の位相変位量を求めることができ、該位相変位量の正確
度を高めることができる。したがって、ブラシレスＤＣ
モータへの出力電圧位相の進み量の調整をより正確に行
うことができ、弱め界磁制御をさらに安定させることが
でき、ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増加させか
つ安定させることができる。
御方法によれば、前記電流値を、交流電流値、モータ電
流値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組
み合わせとしたので、これらの電流値のいずれか１つ、
または２つ以上の組み合わせにより前記基準位相角から
の位相変位量を求めることができ、該位相変位量の正確
度を高めることができる。したがって、ブラシレスＤＣ
モータへの出力電圧位相の進み量の調整をより正確に行
うことができ、弱め界磁制御をさらに安定させることが
でき、ブラシレスＤＣモータの最高回転数を増加させか
つ安定させることができる。
【図１】 本発明の第１の実施形態の空調機用インバー
タ装置を示すブロック図である。
タ装置を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第１の実施形態の空調機用インバー
タ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図であ
る。
タ装置のロータの位置検出回路を示すブロック図であ
る。
【図３】 本発明の第２の実施形態の空調機用インバー
タ装置を示すブロック図である。
タ装置を示すブロック図である。
【図４】 本発明の第３の実施形態の空調機用インバー
タ装置を示すブロック図である。
タ装置を示すブロック図である。
【図５】 従来の空調機用インバータ装置を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】 従来の空調機用インバータ装置のロータの位
置検出回路を示すブロック図である。
置検出回路を示すブロック図である。
【図７】 従来の制御法によるブラシレスＤＣモータの
モータ線間の電圧波形及びモータ相の電流波形を示す図
である。
モータ線間の電圧波形及びモータ相の電流波形を示す図
である。
【図８】 従来の制御法によるブラシレスＤＣモータの
モータ相電圧・モータ電流及び位置検出回路の各信号波
形を示す図である。
モータ相電圧・モータ電流及び位置検出回路の各信号波
形を示す図である。
【図９】 従来の空調機用インバータ装置のロータの位
置検出回路における実際のモータ電流一位置検出回路信
号出力の位相進み角特性を示す図である。
置検出回路における実際のモータ電流一位置検出回路信
号出力の位相進み角特性を示す図である。
１ インバータ装置 ２ 交流電源 ３ ブラシレスＤＣモータ ４ ＡＣ／ＤＣコンバータ ５ 平滑コンデンサ ６ スイッチング回路 ７ ドライブ回路 ８ 制御回路 ９ メモリー １０ 制御位相角のデータ １１ 位置検出回路 １２ 位置検出信号 ２１ａ〜２１ｃ 端子 ２２ａ〜２２ｃ 交流結合＆積分回路 ２３ａ〜２３ｃ 信号比較回路 ２４ 出力信号発生回路 ２５ 位置検出出力信号 ３１ インバータ装置 ３２ 交流電流検出回路 ３３ 交流電流値 ３４ 制御回路 ４１ インバータ装置 ４２ａ、４２ｂ モータ電流検出回路 ４３ モータ電流値 ５１ インバータ装置 ５２ 直流電流検出回路 ５３ 直流電流値
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源により入力され直流に変換され
た電圧をスイッチングによりブラシレスＤＣモータに供
給するとともに、予め記憶されている制御位相角データ
より各運転周波数に対応する制御位相角を設定し、この
設定された制御位相角に基づきブラシレスＤＣモータへ
の出力電圧位相を調整するブラシレスＤＣモータの制御
方法において、 前記制御位相角は、前記各運転周波数より求められた基
準位相角と、電流検出回路により検出される電流値に対
応する前記基準位相角からの位相変位量との和であるこ
とを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。 - 【請求項２】 前記電流値は、交流電流値、モータ電流
値、直流電流値のいずれか１つ、または２つ以上の組み
合わせからなることを特徴とする請求項１記載のブラシ
レスＤＣモータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10324239A JP2000152683A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | ブラシレスｄｃモータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10324239A JP2000152683A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | ブラシレスｄｃモータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152683A true JP2000152683A (ja) | 2000-05-30 |
Family
ID=18163602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10324239A Withdrawn JP2000152683A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | ブラシレスｄｃモータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000152683A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002044888A (ja) * | 2000-07-25 | 2002-02-08 | Daikin Ind Ltd | モータおよびモータ制御装置 |
| JP2006333641A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Shinano Kenshi Co Ltd | モータ出力制御装置 |
| EP1542351A3 (en) * | 2003-12-11 | 2008-02-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor driving apparatus for use in a dishwasher |
| JP2012080776A (ja) * | 2012-01-27 | 2012-04-19 | Mitsubishi Electric Corp | 同期機の制御装置 |
| CN104676840A (zh) * | 2015-02-28 | 2015-06-03 | 广东美的制冷设备有限公司 | 空调器中压缩机的控制方法和控制装置 |
-
1998
- 1998-11-13 JP JP10324239A patent/JP2000152683A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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