JP2005525071A - 高速の回転数領域での出力変動を低減できる永久磁石制御式の同期機のベクトル制御方法および装置 - Google Patents

Abstract

本発明は永久磁石制御式の同期機のベクトル制御方法および装置に関する。低い回転数領域ではパルスコンバータを用いて、また高い回転数領域ではブロックスイッチング手段またはその機能に相応するソフトウェアプログラムを用いて、求められた直軸電圧成分および横軸電圧成分が同期機の駆動パルスへ変換される。本発明によれば、公知の装置で角度が不正確なために目標電圧のゼロ点交差および実際に切り換えられた電圧のゼロ点交差に関して生じていた高速の回転数領域での出力変動が低減される。

Description

従来の技術
自動車技術ではすでに、車両の内燃機関からトランスミッションまでのドライブトレインに永久磁石制御式の同期機（ＰＭ同期機）をクランクシャフトスタータジェネレータとして組み込むことが知られている。

この種のＰＭ同期機の制御はロータのベクトル座標系において行われる。ＰＭ同期機の電流をパルスコンバータを用いてベクトル制御する例が図１に示されている。この制御は３相交流機の相電流の実際値を測定し、測定された実際値からロータ位置に対する制御電圧の直軸成分および横軸成分を求めることを基礎としている。ここでは横軸電流は所望のトルクに比例する。

この制御では、ＰＭ同期機の３相交流機から導出される相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃが３相／２相変換器１３において直交座標系の電流Ｉｄ＿ｉｓｔ，Ｉｑ＿ｉｓｔへ変換される。電流Ｉｄ＿ｉｓｔは同期機の直軸電流の実際値を表し、Ｉｑ＿ｉｓｔは同期機の横軸電流の実際値を表す。

直軸電流実際値Ｉｄ＿ｉｓｔは重畳素子１２を介して直軸電流制御器１へ供給され、横軸電流実際値はＩｑ＿ｉｓｔは実際値として横軸電流制御器２へ供給される。重畳素子１２は別の入力信号として定常的な入力回路網５の出力量ｕｑ’から得られたフィードバック信号を受け取る。定常的な入力回路網５は制御にとって重要な入力結合を行うほか、出力制限器３，４および直軸電流制御器１でのアンチワインドアッププロセスと共働して、高速の回転数領域での弱め界磁制御を担当している。高い回転数でのＰＭ同期機の弱め界磁制御は必須であり、それをしないと誘導される同期機電圧が変換器の最大出力電圧よりも大きくなってしまう。変換器の最大出力電圧は車両の搭載電源電圧である給電電圧によって制限されている。こうした弱め界磁モードでは変換器が過制御状態で駆動されるので、変換器の出力電圧は正弦波状にはならない。

直軸電流制御器１の目標値入力側には直軸電流目標値設定器９で形成された目標値信号が供給され、横軸電流制御器２の目標値入力側には横軸電流目標値設定器１４で形成された目標値信号が供給される。横軸電流目標値設定器１４は横軸電流目標値信号をバッテリ電圧センサの出力信号に依存して形成する。

直軸電流制御器１の出力側には直軸電流に対する調整量Ｉｄ^＊が出力され、横軸電流制御器２の出力側には横軸電流に対する調整量Ｉｑ^＊が出力される。これらの調整量は定常的な入力回路網５へ供給され、この入力回路網は前述の調整量を用いてＰＭ同期機に対する制御電圧の直軸電圧成分ｕｄ’および横軸電圧成分ｕｑ’を求める。

制御電圧の直交座標系における成分ｕｄ’，ｕｑ’は出力制限器３，４を介して２相／３相変換器６へ供給される。この変換器は直交座標系において制限された制御電圧成分ｕｄ’，ｕｑ’を３相交流機の制御電圧成分ｕａ，ｕｂ，ｕｃへ変換する役割を有している。これらの成分はパルスコンバータ７においてＰＭ同期機８に対する駆動パルスへ変換される。

定常的な入力回路網５の出力側へ出力される制御電圧の横軸成分ｕｑ’は絶対値形成器１０へ供給され、横軸成分の絶対値｜ｕｑ’｜が求められる。

絶対値形成器１０の出力信号は閾値スイッチ１１の入力信号として使用される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を上回ると、閾値スイッチ１１の出力側に値０が出力される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を下回ると、閾値スイッチ１１の出力側には値１が出力される。

定常的な同期機モデルを格納した入力回路網の構成の例は本出願人による独国公開第１００４４１８１．５号公報に記載されている。

独国公開第１００２３９０８号公報から電気機械のロータ位置を求める方法が公知である。この電気機械は例えばパルスコンバータを備えた交流発電機であり、回転子巻線と、インダクタンスを備えた固定子と、２つの線路端子のあいだに配置された電圧源とが設けられている。この方法ではスイッチングエレメントを用いて２つの分岐線路を切り換え、それぞれの線路電圧特性を測定する。それぞれの線路電圧の重畳によりロータの位置を一義的に求めることができる。ただしこの公知の方法ではあらゆる電圧特性に対する回転子の位置をテーブル化して格納しておかなければならない。

さらに刊行物ETEP, Vol.8, No.3, May/June 1998, p157-166には、弱め界磁制御を行う永久磁石制御式の同期機において最大速度と基本速度との大きな比を得ることが記載されている。これは付加的にステータ電流の負のＤ成分を求めることにより達成される。公知の同期機の制御においてはロータ位置の測定は相Ｕ，Ｖ，Ｗのそれぞれに対応する３つのホールセンサの出力信号を用いて行われる。

独国公開第１９９２８４８１号公報からは、固定子の電圧降下と主磁界電圧とを考慮する磁石回転機のベクトル制御において、磁束形成電流およびトルク形成電流を表す直軸電圧および横軸電圧に対する調整量を形成する方法が公知である。ここでは主磁界電圧が電流の目標値に基づいて計算される。さらにこの刊行物からはベクトル制御式の非同期機のロータの回転周波数を求める手法や、非同期機の少なくとも２つの線路電流を検出して対にし、ベクトル制御を行う手法が知られる。

本発明の利点
本発明によれば、公知の装置で高速の回転数領域に発生する出力変動を低減できる制御システムが実現される。本発明では広い回転数領域にわたって簡単に変換器を調整することができる。

このことは設定された回転数閾値に達したときにＰＷＭモードからブロックモード（矩形波モード）への移行が滑らかに行われることによって達成される。したがって目標電圧のゼロ点交差および切り換えられた電圧のゼロ点交差に関して、電流の基本周波数とパルス周波数との比から生じる角度の不正確性が低減される。

本発明に必要な演算ユニットによってもプロセッサへの付加的な負荷は僅かしか生じない。なぜなら本発明の演算ユニットは回転数に依存して一定の制御周波数で動作できるからである。また変換器のスイッチング周波数が小さいので、スイッチング損失も小さく抑えることができる。

図面
添付図は本発明の実施例を説明するためのものである。図１には従来のＰＭ同期機のベクトル電流制御のブロック図が示されている。図２には本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第１の実施例のブロック図が示されている。図３には電流の基本周波数と回転数との依存関係を示すグラフが示されている。図４には最大の角度誤差と回転数との依存関係を示すグラフが示されている。図５には本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第２の実施例のブロック図が示されている。

実施例の説明
図２には本発明のＰＭ同期機８の電流のベクトル制御の第１の実施例のブロック図が示されている。本発明の制御ではＰＭ同期機の多相交流機から相電流を導出して、３相／２相変換器を用いてこれを直交座標系の直軸電流実際値および横軸電流実際値へ変換する必要がない。

図２に示されている装置は出力側に横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌを出力する論理ユニット１８を有している。また論理ユニット１８は複数の入力側を有している。論理ユニット１８の第１の入力側は上位の制御装置１４に接続されている。論理ユニット１８の第２の入力側はバッテリ電圧制御器１７の出力側に接続されている。論理ユニット１８の第３の入力側には同期機の回転数ｎの情報が供給される。

バッテリ電圧制御器１７の入力側はバッテリ電圧目標値設定器１５およびバッテリ電圧センサ１６に接続されている。バッテリ電圧目標値設定器１５、例えば上位のエネルギマネジメント部はバッテリ電圧制御器１７にバッテリ電圧目標値Ｕ_ＢＳを送出する。バッテリ電圧センサ１６はバッテリ電圧実際値Ｕ_ＢＩを測定するために設けられている。バッテリ電圧実際値Ｕ_ＢＩは図示されていない中間回路コンデンサで取り出される。

始動過程は次のように進行する。上位の制御装置１４から目標トルクＭ＿ｓｏｌｌに関する情報を含む始動命令が到来する。ここから論理ユニット１８で横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌが導出される。横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌは定常的な同期機モデルを含む入力回路網１９に供給される。この入力回路網では横軸電流目標値が回転数ｎおよび記憶されている機械モデルを考慮して制御電圧の直軸電圧成分ｕｄおよび横軸電圧成分ｕｑへ変換される。その際には機械的パラメータを考慮して記憶されているテーブルが使用される。同期機モデルの精度によってはこの変換で、程度はさまざまであるがパフォーマンスの損失が発生することもある。

設定された回転数閾値、例えば５００回転［ｍｉｎ^−１］から論理ユニット１８によって切換過程が行われる。この切換過程に基づいてバッテリ電圧制御器１７の出力信号Ｉ_ＤＣ＿ｓｏｌｌが横軸電流目標値Ｉｑ＿ｓｏｌｌとして入力回路網１９へ供給される。ここでは横軸電流目標値が回転数ｎを考慮して制御電圧の直軸電圧成分ｕｄおよび横軸電圧成分ｕｑへ変換される。この場合にも機械的パラメータを考慮するために記憶されているテーブルが利用される。こうして同期機モデルにおける不正確性が上位の電圧制御部によって補償され、ジェネレータ動作において効率の損失が発生しない。

定常的な同期機モデルによって求められた電圧成分ｕｄ，ｕｑは直交座標系の制御電圧の成分であり、これらが２相／３相変換器６へ供給される。この２相／３相変換器は直交座標系に存在する制御電圧成分ｕｄ，ｕｑを、位置センサ２４で求められたロータ角度γを考慮して、３相交流機の制御電圧成分ｕａ，ｕｂ，ｕｃへ変換する。これらはパルスコンバータ７へ供給され、その出力側にＰＭ同期機８に対する駆動パルスが出力される。パルスコンバータ７の出力側は切換論理回路２３を介して制御すべきＰＭ同期機８に接続されている。

電圧成分ｕｄ，ｕｑはさらに演算ユニット２０へ供給される。この演算ユニットはこれらの電圧成分からロータ極軸とステータ目標電圧ベクトルとのあいだの目標角度εを求める。このことは式
ε＝ａｒｃｔａｎ（ｕｄ／ｕｑ）
によって表される。ベクトル制御では同じパラメータは制御領域全体にわたって同じ時定数で制御されるので、演算ユニット２０は制御におけるのと同じクロック周波数で動作する。

演算ユニット２０の出力信号はロータ角度γを直接にクロック制御するブロックスイッチング手段２１へ供給される。ロータ角度の情報は上述したように例えば位置センサ２４から得られる。ブロックスイッチング手段２１の出力信号も前述の場合と同様に切換論理回路２３へ供給され、変換器の６つのスイッチング状態のいずれかにしたがって駆動パルスを選択するために用いられる。

ブロックスイッチング手段に代えて、ブロックスイッチング手段の機能に相応するソフトウェアプログラムを使用してもよい。

切換論理回路２３ではパルスコンバータ７で形成された駆動パルスまたはブロックスイッチング手段２１で形成された駆動パルスのどちらがＰＭ同期機８へ供給されるかを選択する切り換えが行われる。この切り換えは回転数ｎに依存しており、さらにヒステリシス回路２２で調整可能なスイッチングヒステリシスを考慮して行われる。ヒステリシス領域は例えば８００〜１０００回転［ｍｉｎ^−１］である。

こうした駆動によってパルスコンバータモードからブロックモードへの滑らかな移行が保証される。つまりパルスコンバータ７の出力信号が切換論理回路２３を介してＰＭ同期機８へ供給される動作から、ブロックスイッチング手段２１の出力信号が切換論理回路２３を介してＰＭ同期機８へ供給される動作への移行が滑らかに行われる。これは回転数領域全体にわたって同じ制御器構造が用いられ、切換回転数でプロックスイッチング手段２１の出力信号とパルスコンバータ７の出力信号とが等しくなることによっている。ここでパルスコンバータ７の出力信号には統計的な角度不正確性すなわちジッタが付随している。これは回転数が上昇するにつれて増大し、高速の回転数領域では望ましくない出力の変動を引き起こす。

前述のパルスコンバータ動作からブロック動作への移行は高速の回転数領域での望ましくない出力変動を阻止するために行われる。

従来技術で高速の回転数領域に発生する出力変動により、発生する損失を鑑みると、パルスコンバータまたはパルス幅変調器のスイッチング周波数をあまり大きくは選定できない。したがってクランクシャフトスタータジェネレータのケースでは、例えば８ｋＨｚのＰＷＭ周波数で動作が行われる。回転数と電流の基本周波数とのあいだの関係は、式
ｆ＝（ｎ／６０）・ｐ
で表される。つまり２・ｐ＝２４極のクランクシャフトスタータジェネレータでの０〜６５００回転［ｍｉｎ^−１］の回転数領域に対しては、０〜１３００Ｈｚの周波数領域が要求される。このことは電流の基本周波数と回転数との依存関係を示した図３に示されている。ここで図の横軸には回転数ｎ［ｍｉｎ^−１］が表されており、縦軸には周波数ｆ［Ｈｚ］が表されている。

動作領域全体にわたって８ｋＨｚのＰＷＭ周波数が生じるため、電流の基本振動とパルス周波数との比に基づいて、目標電圧ゼロ交差と実際に切り換えられた電圧のゼロ交差とに関する角度の不正確性が生じる。このことが図４に目標電圧ゼロ交差に関連する、回転数と最大角度誤差との依存関係として示されている。ここで図の横軸には回転数ｎ［ｍｉｎ^−１］が表されており、縦軸には角度誤差ＷＦ［°］が表されている。

統計的な不正確性またはジッタは高速の回転数領域において望ましくない出力の変動を引き起こす。こうした統計的な不正確性を回避するために、図２に即した実施例で説明したように、回転数に依存する切り換え、つまりＰＷＭモードからブロックモードへの移行が行われる。これに代えてＰＷＭ周波数の上昇、例えばスイッチング周波数を９０ｋＨｚまで上昇させることにより出力変動を阻止してもよい。ただしこの手段はスイッチング損失ひいては変換コストが大きくなるので、あまり効果的ではない。

図２に示されている実施例の別の利点として、付加的に僅かなプロセッサ負荷しかかからないことが挙げられる。なぜなら演算ユニット２０は回転数に依存しておらず、一定の制御周波数で動作するからである。制御領域全体にわたってＰＷＭモードで駆動する場合には、ＰＷＭ周波数ひいては２相／３相変換器に対する周波数が回転数の上昇につれて増大し、このために大きなプロセッサ負荷がかかってしまう。

さらに変換器のスイッチング周波数が小さいことも特長である。このために変換器のスイッチング損失も小さく抑えられる。

またＰＷＭクロック制御による角度の不正確性、ひいてはこれに起因する望ましくない出力変動が消去される。角度の不正確性は位置センサそのものにのみ依存している。

図５には本発明のＰＭ同期機のベクトル制御の第２の実施例のブロック図が示されている。

この実施例は、ＰＭ同期機に対する制御電圧の直軸成分ｕｄおよび横軸成分ｕｑを形成する手段の点で図２に示されている第１の実施例と異なっている。図５に示されている実施例では、直軸成分および横軸成分は次のように形成される。

ＰＭ同期機の３相交流機から導出された相電流ｉａ，ｉｂ，ｉｃは３相／２相変換器１３で直交座標系の電流Ｉｄ＿ｉｓｔ，Ｉｑ＿ｉｓｔへ変換される。電流Ｉｄ＿ｉｓｔはここでは同期機の直軸電流であり、電流Ｉｑ＿ｉｓｔは同期機の横軸電流である。

直軸電流実際値Ｉｄ＿ｉｓｔは重畳素子１２を介して直軸電流制御器１へ供給され、横軸電流実際値Ｉｑ＿ｉｓｔは実際値として横軸電流制御器２へ供給される。重畳素子１２は別の入力信号として定常的な入力回路網５の出力量ｕｑ’から得られたフィードバック信号を受け取る。定常的な入力回路網５は制御にとって重要な入力結合を行うほか、出力制限器３，４および直軸電流制御器１でのアンチワインドアッププロセスと共働して、高速の回転数領域での弱め界磁制御を担当している。高い回転数でのＰＭ同期機の弱め界磁制御は必須であり、それをしないと誘導される機械電圧が変換器の最大出力電圧よりも大きくなってしまう。変換器の最大出力電圧は車両の搭載電源電圧である給電電圧によって制限されている。こうした弱め界磁モードでは変換器が過制御状態で駆動されるので、変換器の出力電圧は正弦波状にはならない。

直軸電流制御器１の目標値入力側には直軸電流目標値設定器９で形成された目標値信号が供給され、横軸電流制御器２の目標値入力側には横軸電流目標値設定器１４で形成された目標値信号が供給される。横軸電流目標値設定器１４は横軸電流目標値信号をバッテリ電圧センサの出力信号に依存して形成する。

直軸電流制御器１の出力側には直軸電流に対する調整量Ｉｄ^＊が出力され、横軸電流制御器２の出力側には横軸電流に対する調整量Ｉｑ^＊が出力される。これらの調整量は定常的な入力回路網５へ供給され、この入力回路網は前述の調整量を用いてＰＭ同期機に対する制御電圧の直軸電圧成分ｕｄ’および横軸電圧成分ｕｑ’を求める。

制御電圧の直交座標系における成分ｕｄ’，ｕｑ’は出力制限器３，４を介して制限された制御電圧成分ｕｄ，ｕｑへ変換される。

定常的な入力回路網５の出力側へ出力される制御電圧の横軸成分ｕｑ’は絶対値形成器１０へ供給され、横軸成分の絶対値｜ｕｑ’｜が求められる。

絶対値形成器１０の出力信号は閾値スイッチ１１の入力信号として使用される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を上回ると、閾値スイッチ１１の出力側に値０が出力される。絶対値｜ｕｑ’｜が設定された閾値を下回ると、閾値スイッチ１１の出力側には値１が出力される。

制御電圧の直軸成分ｕｄおよび横軸成分ｕｑからＰＭ同期機の駆動パルスを得るためのさらなる処理は第１の実施例に即して上述したように行われる。

従来のＰＭ同期機のベクトル電流制御のブロック図である。

本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第１の実施例のブロック図である。

電流の基本周波数と回転数との依存関係を示すグラフである。

最大の角度誤差と回転数との依存関係を示すグラフである。

本発明のＰＭ同期機のベクトル電流制御の第２の実施例のブロック図である。

符号の説明

１ 直軸電流制御器
２ 横軸電流制御器
３ 制限器
４ 制限器
５ 入力回路網
６ ２相／３相変換器
７ パルスコンバータ
８ ＰＭ同期機
９ 直軸電流目標値設定器
１０ 絶対値形成器
１１ 閾値スイッチ
１２ 重畳素子
１３ ３相／２相変換器
１４ 上位の制御装置（機関制御装置）
１５ バッテリ電圧目標値設定器
１６ バッテリ電圧センサ
１７ バッテリ電圧制御器
１８ 論理ユニット
１９ 定常的な同期機モデルを含む入力回路網
２０ 演算ユニット
２１ ブロックスイッチング手段
２２ ヒステリシス回路
２３ 切換論理回路
２４ ロータ角度のための位置センサ
ｉａ，ｉｂ，ｉｃ ３相交流機からの相電流
Ｉｄ＿ｉｓｔ 直軸電流実際値
Ｉｄ＿ｓｏｌｌ 直軸電流目標値
Ｉｑ＿ｉｓｔ 横軸電流実際値
Ｉｑ＿ｓｏｌｌ 横軸電流目標値
Ｉｄ^＊ 直軸電流に対する調整量
Ｉ_ＤＣ＿ｓｏｌｌ バッテリ電圧制御器からの横軸電流目標値
Ｉｑ^＊ 横軸電流に対する調整量
Ｍ＿ｓｏｌｌ 目標トルク
ｎ 回転数
ｕａ，ｕｂ，ｕｃ ３相交流機に対する制御電圧
Ｕ_ＢＳ バッテリ電圧目標値
Ｕ_ＢＩ バッテリ電圧実際値
ｕｄ，ｕｄ’ 制御電圧の直軸成分
ｕｑ，ｕｑ’ 制御電圧の横軸成分
ＷＦ 角度誤差
ε 目標角度
γ ロータ角度

Claims (12)

1. 制御電圧の直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を求めるステップと、
   求められた直軸電圧成分および横軸電圧成分を同期機に対する駆動パルスへ変換するステップとを有しており、
   低い回転数領域ではパルスコンバータ（７）を用いて前記変換を行い、
   高い回転数領域ではロータの極軸とステータの目標電圧ベクトルとのあいだの目標角度（ε）に依存して、ブロックスイッチング手段（２１）またはその機能に相応するソフトウェアプログラムを用いて前記変換を行う
   ことを特徴とする永久磁石制御式の同期機のベクトル制御方法。
2. 求められた直軸電圧成分および横軸電圧成分から、目標角度（ε）を式
   ε＝ａｒｃｔａｎ（ｕｄ／ｕｑ）
   にしたがって求める、請求項１記載の方法。
3. ブロックスイッチング手段またはこれに相応するソフトウェアプログラムを用いて、変換器の複数のスイッチング状態のうち１つを選択する、請求項１または２記載の方法。
4. 前記変換器のスイッチング状態の選択をロータの角度位置（γ）を考慮して行う、請求項３記載の方法。
5. パルスコンバータ（７）の出力信号とブロックスイッチング手段の出力信号または相応のソフトウェアプログラムによって形成された駆動信号とを回転数に依存して切り換える、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
6. 前記回転数に依存した切り換えをスイッチングヒステリシスを考慮して行う、請求項５記載の方法。
7. 制御電圧の直軸電圧成分（ｕｄ）および横軸電圧成分（ｕｑ）を求める回路手段（１７，１８，１９；１〜５，１０〜１２）と、
   求められた直軸電圧成分および横軸電圧成分を同期機の駆動パルスへ変換するパルスコンバータ（７）を含む第１の手段（６，７）と、
   ロータの極軸とステータの目標電圧ベクトルとのあいだの目標角度（ε）に依存して直軸電圧成分および横軸電圧成分を同期機の駆動パルスへ変換するブロックスイッチング手段（２１）またはその機能に相応するソフトウェアプログラムを含む第２の手段（２０，２１）と、
   回転数に依存して前記パルスコンバータ（７）で形成された駆動パルスまたは前記ブロックスイッチング手段（２１）で形成された駆動パルスのいずれかを出力側へ供給する切換論理回路（２３）とを有している
   ことを特徴とする永久磁石制御式の同期機のベクトル制御装置。
8. 演算ユニット（２０）が設けられており、該演算ユニットは求められた直軸電圧成分（ｕｄ）のための入力側と、求められた横軸電圧成分（ｕｑ）のための入力側と、ロータの極軸とステータの目標電圧ベクトルとのあいだの目標角度（ε）に関する情報に対する出力側とを有する、請求項７記載の装置。
9. 前記演算ユニット（２０）により、目標角度（ε）が式
   ε＝ａｒｃｔａｎ（ｕｄ／ｕｑ）
   にしたがって求められる、請求項８記載の装置。
10. ブロックスイッチング手段（２１）またはこれに相応するソフトウェアプログラムは変換器の複数のスイッチング状態のうち１つを選択するように構成されている、請求項７から９までのいずれか１項記載の装置。
11. 前記変換器のスイッチング状態の選択はロータの角度位置（γ）を考慮して行われる、請求項１０記載の装置。
12. ヒステリシス回路（２２）が設けられており、該ヒステリシス回路の出力信号が切換論理回路（２３）にスイッチング信号として供給される、請求項７から１１までのいずれか１項記載の装置。

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